JP2014103540A - 歪補償装置、送信装置、歪補償方法及び伝達関数算出方法 - Google Patents

Abstract

【課題】高性能な歪補償を少ない演算量で行う歪補償装置、送信装置、歪補償方法及び伝達関数算出方法を提供する。
【解決手段】アンプモジュール６は、入力された信号の帯域を制限する線形不時変なフィルタである第１フィルタと、第１フィルタから出力された信号を増幅する増幅部と、増幅器から出力された信号の帯域を制限する線形不時変なフィルタである第２フィルタとを有するモデルで表される。メモリレスアンプ部１１は、増幅部のＡＭ／ＡＭ歪及びＡＭ／ＰＭ歪を用いてアンプモジュール６がメモリレスの場合の出力を算出する。相互相関演算部１３は、アンプモジュール６から出力された信号と、メモリレスアンプ部１１により算出された出力との相互相関を計算し、その結果を基に、第１フィルタ及び第２フィルタの伝達関数の推定値を算出する。歪補償部３は、伝達関数の推定値を基に入力信号の補償を行いアンプモジュール６へ出力する。
【選択図】図１

Description

本発明は、歪補償装置、送信装置、歪補償方法及び伝達関数算出方法に関する。

無線システムで用いられる電力増幅器で生じる非線形歪として、ＡＭ（Amplitude Modulation）／ＡＭ歪及びＡＭ／ＰＭ（Phase Modulation）歪が考慮されてきた。そして、近年、無線システムに使用される周波数帯域が広域化の一途をたどっている。それに伴い、ＡＭ／ＡＭ歪及びＡＭ／ＰＭ歪に加えて、電力増幅器の入力信号の変動や過去の履歴に依存する動的な歪であるメモリ効果による歪の影響も無視できなくなってきている。そのため、近年では、メモリ効果による電力増幅器の振る舞いを把握し、メモリ効果の影響も含めて歪を補正することが、電力増幅器の非線形性歪補償に関する特性を改善する上で重要となってきている。

メモリ効果は、複数の要因が重なり合って生じると考えられている。複数の要因とは、例えば、電力増幅器のアンプ回路を構成する部材に起因するものや、アンプ回路に付加されるＲＦ（Radio Frequency）回路の周波数特性に依存するものや、アンプ回路の動作点を決めるバイアス回路の周波数特性に依存するものなどである。

そして、アンプ回路に付加されたＲＦ回路の周波数特性に依存するメモリ効果を表現するモデルとして、ウィナー・ハマーシュタイン（Ｗ−Ｈ）型のアンプがある。Ｗ−Ｈ型のアンプとは、アンプ回路の前後に線形不時変（ＬＴＩ：Linear Time Invariant）なフィルタが配置されたとみなされる構成を有するアンプである。アンプ回路の前後に配置されたとみなされる線形不時変なフィルタを、以下では「ＬＴＩ」と呼ぶ。

なお、メモリ効果による歪を補償する技術として、電力増幅器の非線形歪の逆特性を用いて送信信号の補償を行うプリディストーション方式を用いた従来技術がある（特許文献１参照）。

特開２００９−２００６９４号公報

しかしながら、Ｗ−Ｈ型のアンプでは、増幅モジュールの出力として測定可能な電力スペクトラムには送信信号の振幅情報しか含まず、位相情報が喪失されている。そのため、Ｗ−Ｈ型のアンプを用いた場合、ＬＴＩの周波数特性又は伝達関数を推定することは困難であった。また、アンプ回路とその前後に接続された２つのＬＴＩの特性を分離して測定したり、推定したりすることは困難であった。

また、プリディストーション方式を用いた電力増幅器では、ＬＵＴ（Look Up Table）などに含まれる全てのパラメータを更新していくことになる。そのため、変化も小さく変動速度も遅いパラメータまで更新することになり、複雑なアルゴリズムによる補償を行うことになるため、補償を迅速に行うことは困難である。

開示の技術は、上記に鑑みてなされたものであって、高性能な歪補償を少ない演算量で行う歪補償装置、送信装置、歪補償方法及び伝達関数算出方法を提供することを目的とする。

本願の開示する歪補償装置、送信装置、歪補償方法及び伝達関数算出方法は、一つの態様において、増幅器は、入力された信号を増幅する増幅器であって、入力された信号の帯域を制限する線形不時変なフィルタである第１フィルタと、前記第１フィルタから出力された信号を増幅する増幅部と、前記増幅部から出力された信号の帯域を制限する線形不時変なフィルタである第２フィルタとを有するモデルで表される。メモリレス出力算出部は、前記増幅部のＡＭ／ＡＭ歪及びＡＭ／ＰＭ歪を用いて前記増幅器がメモリレスの場合の第１の入力信号に対する出力を算出する。伝達関数推定値算出部は、前記第１の入力信号に対する前記増幅器から出力された信号と、前記メモリレス出力算出部により算出された前記第１の入力信号に対する出力との相互相関を計算し、計算した相互相関の結果を基に、前記第１フィルタ及び前記第２フィルタの伝達関数の推定値を算出する。歪補償部は、前記伝達関数推定値算出部により算出された前記伝達関数の推定値を基に第２の入力信号の補償を行い、補償を行った前記第２の入力信号を前記増幅器へ出力する。

本願の開示する歪補償装置、送信装置、歪補償方法及び伝達関数算出方法の一つの態様によれば、高性能な歪補償を少ない演算量で行うことができるという効果を奏する。

図１は、実施例に係る送信装置のブロック図である。 図２は、実施例に係る伝達関数算出の処理を行う回路の概略を表す模式図である。 図３は、ＬＴＩの伝達関数の推定値の算出処理の概要を表すフローチャートである。 図４は、事前データの取得の処理のフローチャートである。 図５は、反復計算のための初期値の算出の取得の処理のフローチャートである。

以下に、本願の開示する歪補償装置、送信装置、歪補償方法及び伝達関数算出方法の実施例を図面に基づいて詳細に説明する。なお、以下の実施例により本願の開示する歪補償装置、送信装置、歪補償方法及び伝達関数算出方法が限定されるものではない。

図１は、実施例に係る送信装置のブロック図である。本実施例に係る送信装置は、図１に示すように、ベースバンド信号生成部１、ＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transform）部２、歪補償部３、Ｄ／Ａ（Digital/Analog）変換器４及び直交変調器５を有する。さらに、本実施例に係る送信装置は、アンプモジュール６、アンテナ７、直交復調器８、Ａ／Ｄ（Analog/Digital）変換器９、デジタルシグナルプロセッサ（Digital Signal Processor：ＤＳＰ）１０を有している。

ベースバンド信号生成部１は、送信する広帯域ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency-division Multiplexing）信号を生成する。広帯域ＯＦＤＭ信号はベースバンド信号である。以下では、ベースバンド信号生成部１により生成された広帯域ＯＦＤＭ信号を単にＯＦＤＭ信号という。そして、ベースバンド信号生成部１により生成されたＯＦＤＭ信号をｘ（ｎ）とする。

ベースバンド信号生成部１は、生成したＯＦＤＭ信号をＩＦＦＴ部２及びＤＳＰ１０へ出力する。

ＩＦＦＴ部２は、ＯＦＤＭ信号の入力をベースバンド信号生成部１から受ける。そして、ＩＦＦＴ部２は、受信したＯＦＤＭ信号に対してＩＦＦＴを行うことでＯＦＤＭ信号を変調して送信信号であるキャリア（搬送波）を生成する。その後、ＩＦＦＴ部２は、送信信号を歪補償部３へ出力する。

歪補償部３は、送信信号の入力をＩＦＦＴ部２から受ける。また、歪補償部３は、後述するアンプモジュール６におけるＬＴＥ回路の伝達関数の推定値であるｈ_ｋ（ｐ）の入力を所定周期毎にＤＳＰ１０から受ける。さらに、歪補償部３は、フィードバック信号の入力をＡ／Ｄ変換器９から受ける。

歪補償部３は、送信信号とフィードバック信号との誤差信号を求める。さらに、歪補償部３は、求めた誤差信号を用いて能動素子の非線形計数であるＡ_ｋを求める。ここで、歪補償部３は、ＬＴＥ回路の伝達関数であるｈ_ｋ（ｐ）の入力の周期に比べて早い周期で能動素子の非線形計数であるＡ_ｋを求める。その後、歪補償部３は、ＬＴＥ回路の伝達関数であるｈ_ｋ（ｐ）及び能動素子の非線形計数であるＡ_ｋから歪補償係数を求める。ここで、歪補償係数の算出方法の例としては、例えば、歪補償部３は、求めたＬＴＥ回路の伝達関数であるｈ_ｋ（ｐ）を含んだ非線形特性を求め、その求めた非線形特性をプリディストーションの係数とする方法（この方法は、「p-th order inverse」と呼ばれる場合がある。）などがある。

そして、歪補償部３は、求めた歪補償計数を用いて受信した送信信号に対して歪補償を行うことでプリディストーション信号を生成する。その後、歪補償部３は、プリディストーション信号をＤ／Ａ変換器４へ出力する。

Ｄ／Ａ変換器４は、プリディストーション信号の入力をＤ／Ａ変換器４から受ける。そして、Ｄ／Ａ変換器４は、デジタル信号であるプリディストーション信号をアナログ信号に変換する。その後、Ｄ／Ａ変換器４は、アナログ信号に変換したプリディストーション信号を直交変調器５へ出力する。

直交変調器５は、アナログ信号となったプリディストーション信号の入力をＤ／Ａ変換器４から受ける。そして、直交変調器５は、受信したプリディストーション信号をキャリア周波数にアップコンバートすることで、プリディストーション信号をＲＦ信号に変換する。直交変調器５は、ＲＦ信号となったプリディストーション信号をアンプモジュール６へ出力する。

アンプモジュール６は、ＲＦ信号であるプリディストーション信号の入力を直交変調器５から受ける。そして、アンプモジュール６は、受信したプリディストーション信号を増幅し、非線形歪が除去された送信信号を生成する。その後、アンプモジュール６は、生成した送信信号を出力する。アンプモジュール６から出力された送信信号は、２つに分岐される。送信信号の一方は、アンテナ７を介して外部の受信装置に向けて送信され、他方は、直交復調器８へ送信される。このアンプモジュール６が、「増幅器」の一例にあたる。

直交復調器８は、アンプモジュール６から出力された送信信号の入力を受ける。そして、直交復調器８は、受信した送信信号に対して直交復調を行いフィードバック信号を生成する。そして、直交復調器８は、フィードバック信号をＡ／Ｄ変換器９へ出力する。

Ａ／Ｄ変換器９は、フィードバック信号の入力を直交復調器８から受ける。Ａ／Ｄ変換器９は、アナログ信号であるフィードバック信号をデジタル信号に変換する。そして、Ａ／Ｄ変換器９は、デジタル信号に変換したフィードバック信号を歪補償部３及びＤＳＰ１０へ出力する。ここで、Ａ／Ｄ変換器９から出力されたフィードバック信号をｙ_１（ｎ）と表す。

ＤＳＰ１０は、図１に示すように、メモリレスアンプ部１１、シフトレジスタ１２及び相互相関演算部１３を有している。

シフトレジスタ１２は、フィードバック信号であるｙ（ｎ）の入力をＡ／Ｄ変換器９から受ける。そして、シフトレジスタ１２は、相互相関関数に用いるために、時間をずらしたフィードバック信号であるｙ_１（ｎ＋ｍ）を相互相関演算部１３へ出力する。

メモリレスアンプ部１１は、アンプモジュール６がメモリレスアンプの場合の出力を算出する。具体的には、メモリレスアンプ部１１は、以下のような計算によりアンプモジュール６に対応するメモリレスアンプの出力を求める。以下では、一例として、５次の次数までを考慮した場合を例に説明する。ここで、次数は高くなればなるほど、歪補償の精度は上がるが、計算は増加する。そして、高い次数に対応する周波数帯域では歪の量が少なくなるため、その部分での歪は歪補償に与える影響が少なくなる。そこで、求められる精度及び計算量などから考慮する次数を決定することが好ましい。

図２は、実施例に係る伝達関数算出の処理を行う回路の概略を表す模式図である。図２では、図１の中で伝達関数算出の処理に必要な部分のみを抜き出して記載している。

アンプＲＦ回路の周波数特性に依存する構成を有するモデルであるＷ−Ｈ型のアンプとしてアンプモジュール６を表現すると、図２に示すように、アンプモジュール６は、ＬＴＩ６１、アンプ回路６２及びＬＴＩ６３を有すると考えることができる。このＬＴＩ６１が、「第１フィルタ」の一例にあたる。また、このアンプ回路６２が、「増幅部」の一例にあたる。また、このＬＴＩ６３が、「第２フィルタ」の一例にあたる。

メモリレスアンプ部１１は、アンプ回路６２のＡＭ／ＡＭ特性及びＡＭ／ＰＭ特性を用いて算出された非線形歪を記憶している。具体的には、非線形歪に対応する非線形係数Ａ_１，Ａ_２及びＡ_３は、アンプ回路６２のＡＭ／ＡＭ特性及びＡＭ／ＰＭ特性を測定した測定値の各次数の項を取り出すことで推定することができる。例えば、非線形係数Ａ_３は、ＡＭ／ＡＭ特性及びＡＭ／ＰＭ特性の３次の項である。

メモリレスアンプ部１１は、受信したＯＭＤＦ信号に含まれる各次数に対応する項を取り出すための式として、Ｕ_２ｋ＋１（ｎ）＝｜ｘ（ｎ）｜^２ｋｘ（ｎ）（ｋ＝０，１，２，３・・・）を記憶している。例えば、メモリレスアンプ部１１はＵ_５（ｎ）＝｜ｘ（ｎ）｜^４ｘ（ｎ）として受信したＯＭＤＦ信号に含まれる５次の次数の式を取り出す。

メモリレスアンプ部１１は、ＯＦＤＭ信号であるｘ（ｎ）の入力をベースバンド信号生成部１から受ける。そして、メモリレスアンプ部１１は、記憶している式を用いて、受信したＯＦＤＭ信号であるｘ（ｎ）から各次数に対応する式を取得する。本実施例では、１次、３次及び５次の式を取得する。

そして、メモリレスアンプ部１１は、各次数の式に対応する非線形係数Ａ_１，Ａ_２及びＡ_３を乗算することで、各次数の式に非線形歪を付加した値を算出する。ここで、非線形歪が付加された各次数の式を加算することで、ＯＦＤＭ信号ｘ（ｎ）に非線形歪を付加した信号となる。そして、この場合の非線形歪はＡＭ／ＡＭ特性及びＡＭ／ＰＭ特性から求められたものであり、且つＡＭ／ＡＭ特性及びＡＭ／ＰＭ特性は受信したＯＦＤＭ信号の周波数に依存しない。したがって、メモリレスアンプ部１１からの出力は、ＯＦＤＭ信号に対応するアンプモジュール６がメモリレスな場合の出力に相当する。

メモリレスアンプ部１１は、ＯＦＤＭ信号に対応するアンプモジュール６がメモリレスな場合の出力を相互相関演算部１３へ出力する。具体的には、メモリレスアンプ部１１は、各次数の式に非線形歪を付加した値を出力する。このメモリレスアンプ部１１が、「メモリレス出力算出部」の一例にあたる。

相互相関演算部１３は、時間がずらされたフィードバック信号の入力をシフトレジスタ１２から受ける。さらに、相互相関演算部１３は、ＯＦＤＭ信号に対応するアンプモジュール６がメモリレスな場合の出力をメモリレスアンプ部１１から受信する。すなわち、相互相関演算部１３は、図２で表されるように、Ｗ−Ｈ型のアンプとして表されるアンプモジュール６の出力であるｙ_１（ｎ＋ｍ）及びアンプモジュール６がメモリレスな場合の出力であるＡ_ｋＵ_２ｋ＋１を取得する。

そして、相互相関演算部１３は、受信したアンプモジュール６がメモリレスな場合の出力の共役を求める。すなわち、相互相関演算部１３は、Ｕ^＊ _２ｋ＋１（ｎ）（ｋ＝０，１，２，３・・・）。ここで、“＊”は共役を表している。

また、相互相関演算部１３は、１次のＬＴＩの伝達関数の初期値であるｆ_１（ｐ）を決定する。具体的には、相互相関演算部１３は、フィードバック信号により得られた全体の周波数特性を入力信号であるＯＦＤＭ信号の周波数特性で除算する。そして、相互相関演算部１３は、除算結果を逆フーリエ変換して時間軸の伝達関数に変換することで初期値であるｆ_１（ｐ）を得る。次に、相互相関演算部１３は、算出したｆ_１（ｐ）を用いて、フィードバック信号から基本波である１次の項（ｋ＝０の項）を減算して３次のＬＴＩの伝達関数の初期値であるｆ_３（ｐ）を取得する。さらに、相互相関演算部１３は、算出したｆ_１（ｐ）及びｆ_３（ｐ）を用いて、フィードバック信号から１次の項及び３次の項を減算して５次のＬＴＩの伝達関数の初期値であるｆ_５（ｐ）を取得する。

次に、相互相関演算部１３は、反復計算（Iteration）に用いるＬＴＩの伝達関数の推定値であるｈ^（ｉ） _２ｋ＋１（ｐ）の初期値をｆ_２ｋ＋１（ｐ）と設定する。すなわち、相互相関演算部１３は、ｈ^（０） _２ｋ＋１（ｐ）＝ｆ_２ｋ＋１（ｐ）とする。そして、相互相関演算部１３は、設定した初期値を用いて反復計算を行う。反復計算は、例えば次のように行われる。

相互相関演算部１３は、ある次数の伝達関数を求める場合、求める次数よりも低い次数の伝達関数の影響をフィードバック信号から取り除く。例えば、相互相関演算部１３は、１次の伝達関数の推定値であるｈ_１（ｐ）を求める場合には、アンプモジュール６の出力であるｙ_１（ｎ）をそのまま使用する。また、３次の伝達関数の推定値であるｈ_３（ｐ）を求める場合には、アンプモジュール６の出力であるｙ_１（ｎ）から１次の伝達関数の推定値であるｈ_１（ｐ）の影響を取り除く。また、５次の伝達関数の推定値であるｈ_５（ｐ）を求める場合には、アンプモジュール６の出力であるｙ_１（ｎ）から１次の伝達関数の推定値であるｈ_１（ｐ）及び３次の伝達関数の推定値であるｈ_３（ｐ）の影響を取り除く。具体的には、相互相関演算部１３は、次の数式（１）を用いてアンプモジュール６の出力であるｙ_１（ｎ）から低い次数の伝達関数の影響を取り除いた値であるＶ^（ｉ） _２ｋ＋１（ｎ）を算出する。数式（１）で表される計算が、「第１計算」の一例にあたる。

さらに、相互相関演算部１３は、低い次数の伝達関数の影響を取り除いた値であるＶ^（ｉ） _２ｋ＋１（ｎ）とアンプモジュール６がメモリレスな場合の出力の共役であるＵ^＊ _２ｋ＋１（ｎ）との相互相関関数（ＣＣＲ：Cross Correlation Function）を計算する。さらに、相互相関演算部１３は、算出した相互相関関数を平均する。これにより、相互相関演算部１３は、以下の数式（２）を得る。

ここで、“＜＞”は、データの取りうる値に対する統計平均である。

次に、相互相関演算部１３は、ｒ^{（ｉ＋１）} _ｋ（ｍ）を高速フーリエ変換し、計算結果であるＲ^{（ｉ＋１）} _ｋ（ω）を取得する。

そして、相互相関演算部１３は、次の数式（３）で表されるＬＴＩ６１及びＬＴＩ６３の周波数特性を求める。Ｖ^（ｉ） _２ｋ＋１（ｎ）を算出してからここまでの計算が、「第２計算」の一例にあたる。

ここで、Ｃ^（ｋ） _ｒは、ＯＦＤＭ信号の各サブキャリアの変調情報の積で与えられる。サブキャリアの変調情報は複素信号である。入力ｘ（ｎ）はＯＦＤＭ信号で、次の数式（４）で表される。

ここで、Ｃ_μは入力信号であるＯＦＤＭ信号の各サブキャリアの複素変調情報である。また、ω_μは各サブキャリアの各周波数である。また、Ｕ_２ｋ＋１（ｎ）は３次及び５次の項なので、次の数式（５）のように表される。

ここで、Ｍ_ｋとＭの関係は、Ｍ_ｋ＝（２ｋ＋１）Ｍ／２と表される。Ｃは、３次（ｋ＝１）、５次（ｋ＝２）の場合にそれぞれＣ_μの積として次の数式（６）で与えられる。

ここで、Ｃ_μはサブキャリアの情報なので、入力信号であるＯＦＤＭ信号の一次変調に従ったランダムな値である。

これにより、相互相関演算部１３は、ＬＴＩ６１及びＬＴＩ６３の１次の周波数特性であるＨ^{（ｉ＋１）} _１（ω_ｒ）（以下では、単に「Ｈ_１」とする。）を取得する。また、相互相関演算部１３は、ＬＴＩ６１及びＬＴＩ６３の３次の周波数特性であるＨ^{（ｉ＋１）} _３（ω_ｒ）（以下では、単に「Ｈ_３」とする。）を取得する。また、相互相関演算部１３は、ＬＴＩ６１及びＬＴＩ６３の５次の周波数特性であるＨ^{（ｉ＋１）} _５（ω_ｒ）（以下では、単に「Ｈ_５」とする。）を取得する。

そして、相互相関演算部１３は、Ｈ_１，Ｈ_３，Ｈ_５が収束したか否かを判定する。Ｈ_１，Ｈ_３，Ｈ_５が収束していなければ、相互相関演算部１３は、算出したＨ_１，Ｈ_３，Ｈ_５を逆フーリエ変換してＬＴＩ６１及びＬＴＩ６３の伝達関数であるｈ^（ｉ） _２ｋ＋１を求める。

その後、相互相関演算部１３は、求めたＬＴＩ６１及びＬＴＩ６３の伝達関数であるｈ^（ｉ） _２ｋ＋１を用いて反復計算を行う。具体的には、相互相関演算部１３は、低い次数の伝達関数の影響をアンプモジュール６の出力から減算し、その結果とＵ^＊ _２ｋ＋１（ｎ）との相互相関関数を計算し、その後ＬＴＩ６１及びＬＴＩ６３の周波数特性であるＨ^{（ｉ＋１）} _ｋ＋１（ω_ｒ）を求めるという一連の計算を繰り返す。

そして、Ｈ_１，Ｈ_３，Ｈ_５が収束すると、相互相関演算部１３は、ＬＴＩ６１及びＬＴＩ６２の周波数特性であるＨ_１，Ｈ_３，Ｈ_５が収束した値を逆フーリエ変換し、ＬＴＩ６１及びＬＴＩ６２の伝達関数の推定値を取得する。具体的には、相互相関演算部１３は、次の数式（７）で表される計算を行い、ＬＴＩ６１及びＬＴＩ６２の伝達関数の推定値であるｈ^{（ｉ＋１）} _２ｋ＋１（ｐ）を取得する。

これにより、相互相関演算部１３は、ＬＴＩ６１及びＬＴＩ６３の１次の伝達関数の推定値であるｈ^{（ｉ＋１）} _１（ｐ）（以下では、単に「ｈ_１（ｐ）」とする。）を取得する。また、相互相関演算部１３は、ＬＴＩ６１及びＬＴＩ６３の３次の伝達関数の推定値であるｈ^{（ｉ＋１）} _３（ｐ）（以下では、単に「ｈ_３（ｐ）」とする。）を取得する。また、相互相関演算部１３は、ＬＴＩ６１及びＬＴＩ６３の５次の伝達関数の推定値であるｈ^{（ｉ＋１）} _５（ｐ）（以下では、単に「ｈ_５（ｐ）」とする。）を取得する。

そして、相互相関演算部１３は、取得した伝達関数の推定値であるｈ_１（ｐ），ｈ_３（ｐ），ｈ_５（ｐ）を歪補償部３へ出力する。

ＤＳＰ１０は、ＬＴＩ６１及びＬＴＩ６３の伝達関数の推定値であるｈ_１（ｐ），ｈ_３（ｐ），ｈ_５（ｐ）の算出を、メモリレスの歪補償係数であるＡ_１〜Ａ_５の更新よりも遅い頻度で周期的に行う。ここで、ＤＳＰ１０は、ｈ_１（ｐ），ｈ_３（ｐ），ｈ_５（ｐ）の算出の際に、その際の最新のＡ_１〜Ａ_５を用いて算出を行う。

次に、図３を参照して、本実施例に係る送信装置におけるＬＴＩ６１及びＬＴＩ６３の伝達関数の推定値の算出の流れについて説明する。図３は、ＬＴＩの伝達関数の推定値の算出処理の概要を表すフローチャートである。ここでは、全体の流れの概略を説明し、各ステップにおける詳細な処理の流れは後のフローチャートで説明する。

メモリレスアンプ部１１、シフトレジスタ１２及び相互相関演算部１３は、事前データを取得する（ステップＳ１）。具体的には、メモリレスアンプ部１１は、ＡＭ／ＡＭ特性及びＡＭ／ＰＭ特性から推定されるアンプモジュール６がメモリレス（狭帯域動作）の場合の非線形係数Ａ_１，Ａ_３，Ａ_５を取得する。また、メモリレスアンプ部１１は、ＯＦＤＭ信号であるｘ（ｎ）を受信する。そして、メモリレスアンプ部１１は、非線形係数Ａ_１，Ａ_３，Ａ_５を用いて、受信したＯＦＤＭ信号に非線形歪を付加して、ＯＦＤＭ信号に対するアンプモジュール６がメモリレスである場合の出力を算出する。そして、相互相関演算部１３は、メモリレスアンプ部１１から出力されたアンプモジュール６がメモリレスの場合の出力を取得する。また、シフトレジスタ１２は、アンプモジュール６の出力であるフィードバック信号（ｙ_１（ｎ））の入力をＡ／Ｄ変換器９から受ける。そして、相互相関演算部１３は、時間をずらしたフィードバック信号であるｙ_１（ｎ＋ｍ）の入力をシフトレジスタ１２から受ける。

そして、相互相関演算部１３は、各事前データを用いてＬＴＩ６１及びＬＴＩ６３の伝達関数を演算するための初期値であるｆ_１（ｐ）、ｆ_３（ｐ）、ｆ_５（ｐ）を算出する（ステップＳ２）。

次に、相互相関演算部１３は、初期値であるｆ_１（ｐ）、ｆ_３（ｐ）、ｆ_５（ｐ）を用いて相互相関関数の計算及び反復演算によりＬＴＩ６１及びＬＴＩ６３の周波数特性であるＨ_１，Ｈ_３，Ｈ_５の収束値を求める（ステップＳ３）。

そして、相互相関演算部１３は、算出したＬＴＩ６１及びＬＴＩ６３の周波数特性であるＨ_１，Ｈ_３，Ｈ_５に対して逆フーリエ変換を行いＬＴＩ６１及びＬＴＩ６３の伝達関数の推定値であるｈ_１（ｐ），ｈ_３（ｐ），ｈ_５（ｐ）を取得する（ステップＳ４）。

次に、図４を参照して、図３のステップＳ１における事前データの取得の処理の詳細について説明する。図４は、事前データの取得の処理のフローチャートである。

メモリレスアンプ部１１は、アンプモジュール６がメモリレスの場合の非線形係数Ａ１，Ａ２，Ａ３を取得する（ステップＳ１０１）。

ベースバンド信号生成部１は、ベースバンド信号であるＯＦＤＭ信号を生成する（ステップＳ１０２）。メモリレスアンプ部１１は、ＯＦＤＭ信号の入力をベースバンド信号生成部１から受ける。

メモリレスアンプ部１１は、ＯＦＤＭ信号に含まれる各次数の式であるＵ_２ｋ＋１（ｎ）＝｜ｘ（ｎ）｜^２ｋｘ（ｎ）（ｋ＝０，１，２，３・・・）を算出する（ステップＳ１０３）。メモリレスアンプ部１１は、ＯＦＤＭ信号に含まれる各次数の式であるＵ_２ｋ＋１（ｎ）を相互相関演算部１３へ出力する。

相互相関演算部１３は、ＯＦＤＭ信号に含まれる各次数の式であるＵ_２ｋ＋１（ｎ）の入力をメモリレスアンプ部１１から受信する。そして、相互相関演算部１３は、Ｕ_２ｋ＋１（ｎ）の共役を求め、反復計算に用いる非線形項であるＵ^＊ _２ｋ＋１（ｎ）（ｋ＝０，１，２，・・・）を算出する（ステップＳ１０４）。

シフトレジスタ１２は、アンプモジュール６からの出力であるｙ_１（ｎ）の入力をＡ／Ｄ変換器９から受ける（ステップＳ１０５）。そして、相互相関演算部１３は、時間をずらしたアンプモジュール６からの出力であるｙ_１（ｎ＋ｍ）をシフトレジスタ１２から取得する。

次に、図５を参照して、図３のステップＳ３及びステップＳ４における反復計算のための初期値の算出の詳細を説明する。図５は、反復計算のための初期値の算出の取得の処理のフローチャートである。

相互相関演算部１３は、反復計算に用いるＬＴＩの伝達関数であるｈ^（ｉ） _２ｋ＋１（ｐ）の初期値をｆ_２ｋ＋１（ｐ）と設定する（ステップＳ２０１）。すなわち、相互相関演算部１３は、ｈ^（０） _２ｋ＋１（ｐ）＝ｆ_２ｋ＋１（ｐ）とする。

相互相関演算部１３は、求める伝達関数の次数よりも低い次数の伝達関数の影響をアンプモジュール６の出力であるｙ_１（ｎ）から減算する（ステップＳ２０２）。具体的には、相互相関演算部１３は、数式（１）の計算を行う。

そして、相互相関演算部１３は、低い次数の伝達関数の影響をアンプモジュール６の出力であるｙ_１（ｎ）から減算した減算結果と非線形項であるＵ^＊ _２ｋ＋１（ｎ）との相互相関関数を計算する（ステップＳ２０３）。さらに、相互相関演算部１３は、算出した相互相関関数を平均する。これにより、相互相関演算部１３は、数式（２）を得る。

次に、相互相関演算部１３は、数式（２）で求めたｒ^{（ｉ＋１）} _ｋ（ｍ）を高速フーリエ変換し、計算結果であるＲ^{（ｉ＋１）} _ｋ（ω）を取得する。そして、相互相関演算部１３は、次の数式（３）で表されるＬＴＩ６１及びＬＴＩ６３の周波数特性であるＨ_１，Ｈ_３，Ｈ_５を算出する（ステップＳ２０４）。

次に、相互相関演算部１３は、算出したＬＴＩ６１及びＬＴＩ６３の周波数特性であるＨ_１，Ｈ_３，Ｈ_５が収束しているか否かを判定する（ステップＳ２０５）。収束していない場合（ステップＳ２０５：否定）、相互相関演算部１３は、ステップＳ２０２に戻り、反復計算を繰り返す。

これに対して、ＬＴＩ６１及びＬＴＩ６３の周波数特性であるＨ_１，Ｈ_３，Ｈ_５が収束している場合（ステップＳ２０５：肯定）、相互相関演算部１３は次のように動作する。相互相関演算部１３は、Ｈ_１，Ｈ_３，Ｈ_５が収束した値を逆フーリエ変換し、数式（７）で表されるＬＴＩ６１及びＬＴＩ６２の伝達関数の推定値であるｈ_１（ｐ），ｈ_３（ｐ），ｈ_５（ｐ）を算出する（ステップＳ２０６）。

以上に説明したように、本実施例に係る送信装置は、メモリ効果による歪を表すＬＴＩの伝達関数とアンプ回路のＡＭ／ＡＭ特性及びＡＭ／ＰＭ特性による歪を表す非線形係数とを個別に算出し、それらを組み合わせて歪係数を更新する。すなわち、アンプ回路に起因する早い変動の非線形歪に関しては、従来のプリディストーションにより補償し、ＬＴＩに起因する遅い変動の非線形歪に対しては遅い周期でパラメータの追従を行い、メモリ効果を低減するアルゴリズムにより補償を行う。これにより、メモリ効果による歪の補償の計算を、アンプ回路に起因する非線形歪の補償の計算の間に行わなくてもよくなる。そのため、計算量の多いメモリ効果を低減するための補償の計算の回数を低減でき、少ない計算量でメモリ効果に対応した高精度の歪補償が可能となる。また、アンプ回路に起因する歪に関しては迅速に補償の計算を行うことができる。

１ ベースバンド信号生成部
２ ＩＦＦＴ部
３ 歪補償部
４ Ｄ／Ａ変換器
５ 直交変調器
６ アンプモジュール
７ アンテナ
８ 直交復調器
９ Ａ／Ｄ変換器
１０ デジタルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ）
１１ メモリレスアンプ部
１２ シフトレジスタ
１３ 相互相関演算部
６１ ＬＴＩ
６２ アンプ回路
６３ ＬＴＩ

Claims (6)

1. 入力された信号を増幅する増幅器であって、入力された信号の帯域を制限する線形不時変なフィルタである第１フィルタと、前記第１フィルタから出力された信号を増幅する増幅部と、前記増幅部から出力された信号の帯域を制限する線形不時変なフィルタである第２フィルタとを有するモデルで表される増幅器と、
   前記増幅部のＡＭ／ＡＭ歪及びＡＭ／ＰＭ歪を用いて前記増幅器がメモリレスの場合の第１の入力信号に対する出力を算出するメモリレス出力算出部と、
   前記第１の入力信号に対する前記増幅器から出力された信号と、前記メモリレス出力算出部により算出された前記第１の入力信号に対する出力との相互相関を計算し、計算した相互相関の結果を基に、前記第１フィルタ及び前記第２フィルタの伝達関数の推定値を算出する伝達関数推定値算出部と、
   前記伝達関数推定値算出部により算出された前記伝達関数の推定値を基に第２の入力信号の補償を行い、補償を行った前記第２の入力信号を前記増幅器へ出力する歪補償部と
   を備えたことを特徴とする歪補償装置。
2. 前記歪補償部は、前記第１の入力信号と前記第１の入力信号に対する前記増幅器から出力された信号とから前記増幅部による歪を補償するための非線形係数を求め、前記伝達関数及び前記非線形係数を基に歪補償係数を算出し、算出した歪補償係数を基に前記第２の入力信号の補償を行うことを特徴とする請求項１に記載の歪補償装置。
3. 前記伝達関数推定値算出部は、各次数について前記増幅器から出力された信号から他の次数の伝達関数の影響を減算する第１計算及び前記第１計算の結果と前記メモリレス出力算出部により算出された出力の共役値との相互相関関数を計算する第２計算を行って前記第１フィルタ及び前記第２フィルタの周波数特性を算出し、前記第１フィルタ及び前記第２フィルタの周波数特性が収束するまで前記第１計算及び前記第２計算の反復計算を行い、前記第１フィルタ及び前記第２フィルタの周波数特性の収束値を基に伝達関数の推定値を算出することを特徴とする請求項１又は請求項２に記載の歪補償装置。
4. ベースバンド信号を生成するベースバンド部と、
   入力された信号を増幅する増幅器であって、入力された信号の帯域を制限する線形不時変なフィルタである第１フィルタと、前記第１フィルタから出力された信号を増幅する増幅部と、前記増幅部から出力された信号の帯域を制限する線形不時変なフィルタである第２フィルタとを有するモデルで表される増幅器と、
   前記増幅部のＡＭ／ＡＭ歪及びＡＭ／ＰＭ歪を用いて前記増幅器がメモリレスの場合の入力信号に対する出力を算出するメモリレス出力算出部と、
   前記入力信号に対して前記増幅器から出力された信号と、前記メモリレス出力算出部により算出された前記入力信号に対する出力との相互相関を計算し、計算した相互相関の結果を基に、前記第１フィルタ及び前記第２フィルタの伝達関数の推定値を算出する伝達関数推定値算出部と、
   前記伝達関数推定値算出部により算出された前記伝達関数の推定値を基に前記ベースバンド信号の補償を行い、補償を行った前記ベースバンド信号を前記増幅器へ出力する歪補償部と
   を備えたことを特徴とする送信装置。
5. 入力された信号の帯域を制限する線形不時変なフィルタである第１フィルタと、前記第１フィルタから出力された信号を増幅する増幅部と、前記増幅部から出力された信号の帯域を制限する線形不時変なフィルタである第２フィルタとを有するモデルで表される増幅器の歪補償方法であって、
   前記増幅部のＡＭ／ＡＭ歪及びＡＭ／ＰＭ歪を用いて前記増幅器がメモリレスの場合の第１の入力信号に対する出力を推定し、
   前記増幅器から出力された前記第１の入力信号に対する信号と、前記第１の入力信号に対する前記増幅器がメモリレスの場合の出力との相互相関を演算し
   演算結果を基に、前記第１フィルタ及び前記第２フィルタの伝達関数の推定値を算出し、
   算出した前記伝達関数を基に第２の入力信号の補償を行い、補償を行った第２の入力信号を前記増幅器へ出力する
   ことを特徴とする歪補償方法。
6. 入力された信号の帯域を制限する線形不時変なフィルタである第１フィルタと、前記第１フィルタから出力された信号を増幅する増幅部と、前記増幅部から出力された信号の帯域を制限する線形不時変なフィルタである第２フィルタとを有するモデルで表される増幅器の伝達関数算出方法であって、
   前記増幅部のＡＭ／ＡＭ歪及びＡＭ／ＰＭ歪を用いて、第１の入力信号に対して前記増幅器がメモリレスの増幅を行った場合の出力を推定し、
   前記第１の入力信号に対する前記増幅器から出力された信号と、前記増幅器がメモリレスの増幅を行った場合の前記第１の入力信号に対する出力との相互相関を演算し
   演算結果を基に、前記第１フィルタ及び前記第２フィルタの伝達関数の推定値を算出する
   ことを特徴とする伝達関数算出方法。

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