KR20090125597A - 협대역 신호를 이용한 광대역 신호의 비선형 모델 파라미터추출 방법 및 이를 이용한 전치 왜곡 장치 및 그 방법 - Google Patents

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Abstract

본 발명은 협대역 신호를 이용한 광대역 신호의 비선형 모델 파라미터 추출 방법 및 이를 이용한 전치 왜곡 장치 및 그 방법에 관한 것으로, 광대역 신호의 주파수 대역 내에서 협대역의 투 톤 신호를 생성한 후 주파수를 변경해 가면서 비선형 모델의 파라미터를 추출하되, 바로 이전에 추출한 파라미터를 현재의 초기값으로 설정하여 비선형 모델의 파라미터를 추출하기 위한, 협대역 신호를 이용한 광대역 신호의 비선형 모델 파라미터 추출 방법 및 이를 이용한 전치 왜곡 장치 및 그 방법을 제공하고자 한다.
이를 위하여, 본 발명은 광대역 신호의 비선형 모델 파라미터 추출 방법에 있어서, 광대역 신호의 주파수 대역 내에서 협대역의 투 톤 신호를 생성하는 단계; 상기 생성한 투 톤 신호를 이용하여 비선형 모델의 파라미터를 추출하는 단계; 및 상기 투 톤 신호의 주파수를 변경해 가면서 비선형 모델의 파라미터를 추출하되, 바로 이전에 추출한 파라미터를 현재의 초기값으로 설정하여 비선형 모델의 파라미터를 추출하는 단계를 포함한다.
광대역 신호, 협대역 신호, 비선형 모델, 투 톤 신호, 출력 예측값, 전치 왜곡

Description

협대역 신호를 이용한 광대역 신호의 비선형 모델 파라미터 추출 방법 및 이를 이용한 전치 왜곡 장치 및 그 방법{Method for extracting nonlinear model parameter of wideband signal using narrowband signal, apparatus and method for digital predistortering its using}
본 발명은 협대역 신호를 이용한 광대역 신호의 비선형 모델 파라미터 추출 방법 및 이를 이용한 전치 왜곡 장치 및 그 방법에 관한 것으로, 더욱 상세하게는 광대역 신호의 주파수 대역 내에서 협대역의 투 톤 신호를 생성한 후 주파수를 변경해 가면서 비선형 모델의 파라미터를 추출하되, 바로 이전에 추출한 파라미터를 현재의 초기값으로 설정하여 비선형 모델의 파라미터를 추출하기 위한, 협대역 신호를 이용한 광대역 신호의 비선형 모델 파라미터 추출 방법 및 이를 이용한 전치 왜곡 장치 및 그 방법에 관한 것이다.
무선주파수 신호를 사용하여 통신하는 전형적인 이동통신 시스템에서 무선 주파수 증폭기(RF Amplifier)는 저전력 저잡음 수신 증폭기와 고전력 송신 증폭 기(High Power Amplifier: HPA)로 분류된다. 여기서, 고전력 송신 증폭기는 잡음보다는 효율이 더 중요한 고려 대상이므로 고효율을 얻기 위해 비선형 동작점에 근접하여 동작한다.
이러한 경우 증폭기의 출력은 혼 변조 왜곡(Inter Modulation Distortion: IMD) 성분을 만들어 내어 대역 내(in-band)뿐만 아니라, 다른 주파수 대역에 스퓨리어스(spurious) 신호로 영향을 주게 된다. 따라서, 스퓨어리스 성분을 제거하기 위해 주로 피드 포워드(feed forward) 방식이 사용된다.
그러나, 피드 포워드 방식은 스퓨어리스 성분을 거의 완벽하게 제거할 수 있지만, 증폭 효율이 낮아질 뿐만 아니라 무선 주파수단(RF stage)에서의 제어가 필요하므로 시스템의 부피 및 가격이 증가시키는 단점이 있다.
이동통신 시스템 분야에서 높은 효율과 적은 비용을 고려하여 디지털 전치 보상(Digital Predistortion: DPD) 방식이 연구되고 있다. 디지털 전치 보상 방식은 디지털부(digital stage)에서 비선형 증폭기의 비선형 특성(Nonlinearity)에 대한 역을 취하여 입력신호를 전치 보상함으로써 비선형 증폭기의 출력신호가 선형화 되도록 만들어 준다.
비선형 증폭기의 비선형 특성은 입력신호의 크기에 따라 출력신호의 크기가 바뀌는 AM/AM(Amplitude Modulation to AM) 특성과, 입력신호의 크기에 따라서 출력신호의 위상이 바뀌는 AM/PM(AM to Phase Modulation) 특성으로 다시 나눌 수 있다.
현재까지 대부분의 전치 보상기는 단일 톤이나 협대역 주파수의 신호에 대해 서 많이 연구되었다. 따라서, 메모리 효과를 고려하지 않고 비선형 증폭기의 메모리리스 비선형 특성(즉, 현재의 입력만이 현재의 출력에 영향을 미침)에 대해서만 보상하는 방식이 거의 대부분이었다.
그러나, 광대역 주파수에서 비선형 증폭기의 메모리 비선형 특성은 현재 입력신호뿐만 아니라, 과거의 입력된 신호들이 현재의 비선형 증폭기의 출력에 영향을 줌으로써 AM/AM과 AM/PM 특성을 확연하게 변화시킨다. 이러한 현상을 메모리 효과(Memory Effects)라고 하며, 전력 증폭기의 비선형성은 입력신호의 주파수에 따라 달라진다.
최근, 이동통신 시스템의 사용 주파수 대역이 점차 광대역화되면서 비선형 증폭기의 메모리 효과를 고려한 연구와 개발이 보다 활발하게 진행되고 있다. 비선형 증폭기의 메모리리스 비선형 특성과 메모리 효과 모두를 보상하는 대표적인 방식들로는 볼테라 간소화 모델(simplified Volterra model)이나 메모리 다항식(memory polynomial) 방식 그리고 해머스테인 전치 보상(Hammerstein Predistortion) 방식이 있다.
볼테라 시리즈(Volterra series)는 테일러 씨리즈(Taylor series)에 메모리(memory)를 추가한 형태로서 비선형 시스템을 정확하게 모델링하기 위해 사용된다. 즉, 볼테라 모델 전치보상기는 비선형 증폭기를 정확히 모델링한 볼테라 시리즈의 역(Inverse)를 취하여 비선형 증폭기의 비선형성을 제거하는 방식이다.
메모리 다항식 방식은 볼테라 방식을 좀더 간략화한 것으로서 출력을 현재 입력과 과거 입력들에 대한 다항식으로 표현한다. 증폭기의 비선형성 제거 능력은 얼마나 많은 과거의 입력들을 고려하느냐와 다항식의 차수를 얼마로 할 것인가에 따라 달려 있다.
해머스테인 전치보상 방식이란 메모리리스(memoryless) 비선형 시스템에 선형 시불변(Linear Time Invariant: LTI) 시스템을 직렬로 연결한 구조를 일컫는다. 해머스테인 전치보상 방식에서는 메모리리스 비선형 시스템과 선형 시불변 시스템의 정확한 계수들을 구하기 위해 매트릭스 역변환(matrix inversion) 방식을 사용해 왔다. 여기서, 매트릭스 역변환이란 정해진 조건들을 만족하는 방정식들을 매트릭스 형태로 정리하고 그 역을 취하여 계수들의 해를 구하는 방식을 말한다.
도 1 종래의 디지털 전치 왜곡 장치의 일실시예 구성도이다.
도 1에 도시된 바와 같이, 종래의 디지털 전치 왜곡 장치(100)는, 전력 증폭에 의해 발생하는 비선형 왜곡 특성을 예측하기 위한 디지털 전치 왜곡기(110)와 디지털 신호 처리부(120)를 포함한다.
상기 디지털 전치 왜곡기(110)는 디지털/아날로그 변환기(DAC: Digital to Analog Converter)(130)와 주파수 상승변환기(Frequency Up Converter)(140)를 통해 전력 증폭기(150)와 연결된다.
상기 전력 증폭기(150)는 주파수 하강 변환기(Frequency Down Converter)(160)와, 아날로그/디지털 변환기(ADC: Analog to Digital Converter)(170)를 통해 상기 디지털 신호 처리부(120)와 연결된다.
상기 디지털 전치 왜곡기(110)는 주소 결정기(111)와, 룩업 테이블(Look Up Table : LUT)(112)과, 곱셈기(113)를 포함한다.
상기 주소 결정기(111)는 수신된 디지털 입력 신호(Xn)의 크기를 계산하여 상기 디지털 입력 신호에 대응하는 왜곡 제어값을 읽어내기 위한 룩업 테이블(112)의 주소를 결정한다.
상기 룩업 테이블(112)은 상기 디지털 신호 처리부(120)로부터 궤환 신호를 입력받고, 상기 결정된 주소에 대응하는 왜곡 제어값을 출력하며, 상기 전력 증폭기(150)의 비선형 특성에 따라 입력의 모든 크기들에 대응하는 왜곡 제어값들을 디지털 데이터로서 저장한다. 여기서, 최초의 상기 룩업 테이블(112)에는 미리 정해진 초기값, 예를 들어 1 또는 제조업체에서 의하여 결정된 디폴트 값들이 저장되어 있으며, 다수의 룩업 테이블들로 구성된다.
상기 곱셈기(113)는 상기 룩업 테이블(112)에서 제공되는 왜곡 제어값을 디지털 입력 신호(Xn)에 적용하여 DAC(130)로 출력한다.
상기 디지털 신호 처리부(120)는 루프 지연 추적기(121)와, 전치 왜곡(Predistortion 이하, PD라 약칭함) 적응기(122)와, 룩업 테이블 변환기(123)와 감산기(124)를 포함한다. 상기 루프 지연 추적기(121)는 상기 PD 적응기(122)와 연결되어 상기 ADC(170)로부터 궤환 신호와의 지연시간을 보상한다.
상기 PD 적응기(122)는 내부에 하나의 탭(tap)에 대한 이퀄라이져 기능을 수행하는 이퀄라이져(125)를 포함한다. 여기서, 상기 이퀄라이져(125)는 본 발명의 실시예에서는 초기에 한 번만 수행하도록 셋팅하나, 여러 번 수행할 수 있도록 임의로 셋팅할 수도 있으며, 상기 PD 적응기(122)의 외부에 구성할 수도 있음에 유의 하여야 한다.
상기 룩업 테이블 변환기(123)는 상기 PD 적응기(122)와 연결되어 적응적 알고리즘에 따라 결정된 결과를 룩업 테이블에 저장된 디지털 데이터 형태로 변환하여 상기 룩업 테이블(112)로 제공하여 갱신하도록 한다.
상기 감산기(124)는 전치 왜곡기(110)에서 출력된 송신 신호(Tx)에 궤환 신호(FB)를 감산하여 그 결과를 PD 적응기(122)로 제공한다. 여기서, 감산 결과값은 PD 적응기(122)에서 이용되는 적응적 알고리즘에서 에러 값에 적용하기 위한 값이다.
또한, 상기 디지털 신호 처리부(120)는 LMS(Least Mean Square)방식을 이용한다. 여기서, 상기 LMS 방식은 에러를 최소화하는 계수(coefficient)를 구하여 수렴되어진 값을 이용하여 LUT 변환기(123)에서 LUT(112)에 저장할 디지털 데이터형태 즉, 룩업 테이블 형태로 만들어 송신(Tx) 경로의 디지털 입력 신호에 적용하는 방식이다.
이하, 상기 송신기의 동작에 대해 살펴보기로 한다.
디지털 입력 신호(Xn)가 입력되면 주소 결정기(111)는 디지털 입력 신호의 크기를 계산하여 상기 입력에 대응하여 왜곡 제어값을 읽어내기 위한 룩업 테이블(112)의 주소를 결정한다. 여기서, 상기 디지털 입력 신호의 크기는 실수(In phase : I)측 신호와 허수(Quadrature phase : Q측 신호를 각각 제곱한 뒤 합산하여 구한다(I2 + Q2).
그러면, 룩업 테이블(112)은 상기 결정된 주소에 대응하는 왜곡 제어값을 출력한다. 이에 따라 곱셈기(113)는 디지털 입력 신호(Xn)에 룩업 테이블(112)로부터 수신된 왜곡 제어값을 곱하여 왜곡된 송신 신호를 디지털 아날로그 변환기(130)로 출력한다.
상기 곱셈기(113)로부터 송신 신호를 입력받은 디지털/아날로그 변환기(130)는 입력된 송신 신호를 아날로그 신호로 변환하여 상승 변환기(140)로 출력한다. 상승 변환기(140)는 아날로그로 송신 신호의 주파수를 원하는 캐리어(carrier) 주파수 대역으로 상승 변환(up conversion)한 후 변환된 아날로그 송신 신호를 전력 증폭기(150)로 출력한다. 이에 따라 전력 증폭기(150)는 수신된 상기 상승 변환된 아날로그 송신 신호를 증폭한다.
이때, 하강 변환기(160)는 상기 전력 증폭기(150)에서 출력되는 증폭된 송신 신호를 수신하여 중간(IF) 주파수 대역으로 하강 변환(down conversion)하고, ADC(170)는 상기 하강 변환된 아날로그 신호를 디지털 신호로 변환한 후 변환된 디지털 궤환 신호를 디지털 신호 처리부(120)로 출력한다.
그러면, 상기 디지털 신호 처리부(120)의 루프 지연 추적기(121)는 곱셈기(113)로부터 출력되는 송신(Tx) 신호와 궤한(Feedback) 신호(FB) 간의 지연을 계산한다.
PD 적응기(122)의 이퀄라이져(125)는 초기화인 경우, 왜곡을 시작하기 전에 입력되는 Tx, FB 신호 간의 차가 0이 되도록 최적의 계수를, 적응 단계 크기(adaptation step size)와 반복 블럭(Iteration block) 수를 적절히 조절하여 구 한다. 여기서, 상기 이퀄라이져(125)는 초기에 한 번만 구동하여 최적의 계수를 구하도록 설정되어 있으나, 구현에 따라 초기인 경우가 아니어도 구동하여 임의로 최적의 계수를 구할 수 있도록 설정할 수 있다.
이후, PD 적응기(122)는 룩 업 테이블(112)과 함께 사용되는 다항식 계수(Polynomial coefficient)를 적응적 알고리즘(adaptation algorithm)을 이용하여 갱신하고, 이렇게 구해진 계수값을 적응적 알고리즘을 이용하여 입력되는 신호에 적용하여 왜곡한다.
이때, 적응적 알고리즘은 LMS로 신호 출력 값과 목표 값의 차가 0이 되도록 최적의 계수를 찾아 나가는 방법으로 하기의 [수학식 1]과 같이 표현될 수 있다.
Figure 112008039570129-PAT00001
상기 [수학식 1]은 PD 적응기에서 구하여지는 다항식의 계수이며, 이 다항식은 비선형 전력 증폭기의 역함수가 된다. 그리고 w(k)는 다항식 계수(Polynomial coefficient)이며, u(k)는 PD 적응기(122)로 입력되는 신호를 나타내고, e(k)는 디지털 전치 왜곡부(110)의 출력 값에 PD 적응기(122)의 출력 값을 뺀 값 즉 에러값을 말한다.
Figure 112008039570129-PAT00002
는 수렴(convergence) 계수로서 1보다 작은 값이며, *는 쌍(conjugate)을 나타낸다. 그리고, 원 탭 이퀄라이져는 w(k)가 하나의 계수를 갖는 경우, 즉 원텝인 경우로서 계수를 구하는 과정은 동일하다.
왜곡된 신호를 수신한 룩 업 테이블 변환기(123)는 PD 적응기(122)에서 수렴 되어진 다항식 계수를 이용하여 LUT 형태로 변환한 후 결과를 룩 업 테이블(112)로 출력하여 업데이트 하도록 한다. 그러면, 상기 룩 업 테이블(112)은 주소 결정기(111)에서 결정된 주소에 대응하는 업데이트된 왜곡 제어값들을 출력한다.
이러한 종래의 디지털 전치 왜곡 방법은, 광대역 신호의 비선형 모델 파라미터 추출시 소요 시간이 많이 걸리고, 광대역 비선형 신호의 특성을 획득하는데 가장 걸림돌이 되는 고속의 샘플링 속도를 요하는 문제점이 있다.
이러한 문제점을 해결하고자 하는 것이 본 발명의 과제이다.
따라서, 본 발명은 광대역 신호의 주파수 대역 내에서 협대역의 투 톤 신호를 생성한 후 주파수를 변경해 가면서 비선형 모델의 파라미터를 추출하되, 바로 이전에 추출한 파라미터를 현재의 초기값으로 설정하여 비선형 모델의 파라미터를 추출하기 위한, 협대역 신호를 이용한 광대역 신호의 비선형 모델 파라미터 추출 방법을 제공하는데 그 목적이 있다.
또한, 본 발명은 상기와 같이 추출한 광대역 신호의 비선형 모델 파라미터를 이용하여 입력신호를 전치 왜곡하기 위한, 광대역 신호의 비선형 모델 파라미터를 이용한 전치 왜곡 장치 및 그 방법을 제공하는데 다른 목적이 있다.
본 발명의 목적들은 이상에서 언급한 목적으로 제한되지 않으며, 언급되지 않은 본 발명의 다른 목적 및 장점들은 하기의 설명에 의해서 이해될 수 있으며, 본 발명의 실시예에 의해 보다 분명하게 알게 될 것이다. 또한, 본 발명의 목적 및 장점들은 특허 청구 범위에 나타낸 수단 및 그 조합에 의해 실현될 수 있음을 쉽게 알 수 있을 것이다.
상기 목적을 달성하기 위한 본 발명의 방법은, 광대역 신호의 비선형 모델 파라미터 추출 방법에 있어서, 광대역 신호의 주파수 대역 내에서 협대역의 투 톤 신호를 생성하는 단계; 상기 생성한 투 톤 신호를 이용하여 비선형 모델의 파라미터를 추출하는 단계; 및 상기 투 톤 신호의 주파수를 변경해 가면서 비선형 모델의 파라미터를 추출하되, 바로 이전에 추출한 파라미터를 현재의 초기값으로 설정하여 비선형 모델의 파라미터를 추출하는 단계를 포함한다.
또한, 상기 목적을 달성하기 위한 본 발명의 다른 방법은, 광대역 신호의 비선형 모델 파라미터 추출 방법에 있어서, 제 1 초기값을 이용하여 산출한 비선형 모델의 출력 예측값과 투 톤 신호를 이용하여 측정한 비선형 모델의 출력 측정값 간(間)의 오차를 산출하는 단계; 상기 산출한 오차가 임계치를 초과하지 않음에 따라 상기 비선형 모델의 해당 파라미터를 저장하는 단계; 및 상기 투 톤 신호의 주파수가 광대역 신호의 주파수 범위를 초과하지 않음에 따라 상기 투 톤 신호의 주파수를 증가시킨 후, 상기 저장한 비선형 모델의 파라미터를 제 2 초기값으로 설정하여 상기 비선형 모델의 파라미터를 추출하는 단계를 포함한다.
한편, 상기 다른 목적을 달성하기 위한 본 발명의 장치는, 광대역 신호의 비선형 모델 파라미터를 이용한 전치 왜곡 장치에 있어서, 광대역 신호의 주파수 범위 내에서 주파수가 일정하게 증가하는 협대역 투 톤 신호를 생성하기 위한 신호 생성수단; 상기 신호 생성수단에서 생성한 협대역 투 톤 신호를 이용하여 비선형 모델의 파라미터를 추출하되, 바로 이전에 추출한 파라미터를 현재의 초기값으로 설정하여 비선형 모델의 파라미터를 추출하기 위한 디지털 신호 처리수단; 및 상기 디지털 신호 처리수단에서 추출한 비선형 모델 파라미터들의 역함수를 구한 후 이를 이용하여 입력신호를 전치 왜곡하기 위한 전치 왜곡수단을 포함한다.
또한, 상기 다른 목적을 달성하기 위한 본 발명의 방법은, 광대역 신호의 비선형 모델 파라미터를 이용한 전치 왜곡 방법에 있어서, 광대역 신호의 주파수 범위 내에서 주파수가 일정하게 증가하는 협대역 투 톤 신호를 생성하는 단계; 상기 생성한 협대역 투 톤 신호를 이용하여 비선형 모델의 파라미터를 추출하되, 바로 이전에 추출한 파라미터를 현재의 초기값으로 설정하여 비선형 모델의 파라미터를 추출하는 단계; 및 상기 추출한 비선형 모델 파라미터들의 역함수를 구한 후 이를 이용하여 입력신호를 전치 왜곡하는 단계를 포함한다.
또한, 본 발명은 프로세서를 구비한 광대역 신호의 비선형 모델 파라미터 추출 장치에, 광대역 신호의 주파수 대역 내에서 협대역의 투 톤 신호를 생성하는 기능; 상기 생성한 투 톤 신호를 이용하여 비선형 모델의 파라미터를 추출하는 기능; 및 상기 투 톤 신호의 주파수를 변경해 가면서 비선형 모델의 파라미터를 추출하되, 바로 이전에 추출한 파라미터를 현재의 초기값으로 설정하여 비선형 모델의 파라미터를 추출하는 기능을 실현시키기 위한 프로그램을 기록한 컴퓨터로 읽을 수 있는 기록매체를 제공한다.
또한, 본 발명은 프로세서를 구비한 광대역 신호의 비선형 모델 파라미터 추출 장치에, 제 1 초기값을 이용하여 산출한 비선형 모델의 출력 예측값과 투 톤 신호를 이용하여 측정한 비선형 모델의 출력 측정값 간(間)의 오차를 산출하는 기능; 상기 산출한 오차가 임계치를 초과하지 않음에 따라 상기 비선형 모델의 해당 파라미터를 저장하는 기능; 및 상기 투 톤 신호의 주파수가 광대역 신호의 주파수 범위를 초과하지 않음에 따라 상기 투 톤 신호의 주파수를 증가시킨 후, 상기 저장한 비선형 모델의 파라미터를 제 2 초기값으로 설정하여 상기 비선형 모델의 파라미터를 추출하는 기능을 실현시키기 위한 프로그램을 기록한 컴퓨터로 읽을 수 있는 기록매체를 제공한다.
또한, 본 발명은 RF 전력증폭기의 비선형 모델 파라미터 추출 및 이에 기반한 디지털 전치 왜곡기의 설계 등의 분야에서 광대역 신호에 대한 특성 추출을 효과적으로 하는 방안 및 이를 이용한 전치 선형화기의 설계에 대한 기술로서, 디지털 신호 처리, 무선통신, WiBro, RF 전력증폭기, 송신기, ADC, 전치 왜곡기 등에 적용될 수 있다.
또한, 본 발명은 넓은 주파수 대역을 차지하는 광대역 신호의 특성 추출을 위하여 협대역 신호를 사용하고, 이를 기반으로 광대역 신호의 전치 왜곡 방안을 제공한다.
또한, 본 발명은 광대역 신호의 모델링을 위하여 기존의 방법이 높은 샘플링 주파수를 요구하는 ADC를 필요로 하여 구현상의 가격이 올라가는 문제를 해결하며, 낮은 샘플링 주파수를 통하여 임의의 넓은 광대역 신호에 대한 전치 왜곡기를 구현한다.
또한, 본 발명은 수학적으로 분석이 용이한 투 톤(Two-tone) 신호를 이용하여 모델을 추출함으로써, 비선형 모델의 추출에 사용되는 계산 시간을 감소시킨다.
또한, 본 발명은 광대역 신호의 모델링을 위한 협대역 신호의 이용, 투 톤 신호의 주파수를 순차적으로 변경하면서 모델을 추출, 광대역 시스템에서 입력/출 력 주파수의 특성을 고려하기 위한 'Wiener-Hammerestein' 모델을 적용, 'Wiener-Hammerstein' 모델을 주어진 투 톤 신호의 순차적 변경으로부터 구하는 방안, 이러한 신호 추출 방식을 적용시켜 출력 신호에 대한 샘플링 주파수를 낮게 구현할 수 있는 전치 왜곡 방안을 제공한다.
상기와 같은 본 발명은, 광대역 신호의 주파수 대역 내에서 협대역의 투 톤 신호를 생성한 후 주파수를 변경해 가면서 비선형 모델의 파라미터를 추출하되, 바로 이전에 추출한 파라미터를 현재의 초기값으로 설정하여 비선형 모델의 파라미터를 추출함으로써, 저속의 샘플링 속도로 신속하게 비선형 모델의 파라미터를 추출할 수 있는 효과가 있다.
또한, 본 발명은 전력증폭기의 전치 왜곡기를 구현할 경우, 광대역 비선형 신호의 특성을 획득하기 위하여 가장 걸림돌이 되고 있는 샘플링 속도를 낮출 수 있는 전치 왜곡기의 구현을 가능하게 함으로써, 디지털 전치 왜곡기의 가격을 낮출 수 있을 뿐 아니라, 차후의 더 넓은 광대역 신호의 전치 왜곡기의 설계 및 선형화 성능 향상을 이룰 수 있는 효과가 있다.
상술한 목적, 특징 및 장점은 첨부된 도면을 참조하여 상세하게 후술되어 있는 상세한 설명을 통하여 보다 명확해 질 것이며, 그에 따라 본 발명이 속하는 기 술분야에서 통상의 지식을 가진 자가 본 발명의 기술적 사상을 용이하게 실시할 수 있을 것이다. 또한, 본 발명을 설명함에 있어서 본 발명과 관련된 공지 기술에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단되는 경우에 그 상세한 설명을 생략하기로 한다. 이하, 첨부된 도면을 참조하여 본 발명에 따른 바람직한 실시예를 상세히 설명하기로 한다.
도 2 는 본 발명에 따른 협대역 신호를 이용한 광대역 신호의 비선형 모델 파라미터 추출 방법에 대한 일실시예 설명도이다.
먼저, 입력신호의 대역폭을 B라 하고, 출력신호의 비선형 특성이 (2n-1)차의 홀수차 항까지 포함한다고 가정한다.
그러면, 출력신호의 대역폭은 (2n-1)*B가 되고, 상기 출력신호를 ADC에서 추출하기 위해서는 2*(2n-1)*B 이상의 샘플링 속도가 필요하다.
이에, 본 발명에서는
Figure 112008039570129-PAT00003
의 대역폭을 가지는 투 톤(Two-tone) 신호 등과 같은 협대역 신호를 사용하여, ADC에서 요구하는 샘플링의 속도를
Figure 112008039570129-PAT00004
만큼 감소시킨다. 이때, 협대역 신호를 낮은 주파수 대역에서부터 높은 주파수 대역까지 옮겨가며(sweep), 광대역 신호의 특성을 모델링 한다.
아울러, 본 발명에서 비선형 모델은 광대역 신호에 대한 입력 주파수 특성과 출력 주파수 특성을 고려한, 도 3에 도시된 바와 같은 'Wiener-Hammerstein' 모델이 바람직하다.
도 3에서,
Figure 112008039570129-PAT00005
,
Figure 112008039570129-PAT00006
는 각각 비선형 모델에서 입력 주파수 특성과 출력 주파수 특성을 나타내며, g(ㆍ)는 비선형 특성을 나타내는 함수이다. 이러한 'Wiener-Hammerstein' 모델의 파라미터(변수값)를 추출하기 위해, 도 2에 도시된 바와 같은 투 톤 신호의 주파수를 순차적으로 변경한다.
이하, 협대역 신호를 이용한 광대역 신호의 비선형 모델 파라미터 추출 방법에 대해 살펴보면, 먼저, 추출하고자 하는 광대역 신호, 즉 RF 전력증폭기의 비선형 특성에 의한 스펙트럼 Regrowth를 고려한 신호의 주파수 대역중 가장 낮은 주파수 대역에서 협대역의 투 톤 신호를 생성한다. 이때, f1, f2는 투 톤 신호 각각의 주파수를 나타내며,
Figure 112008039570129-PAT00007
는 두 주파수의 차를 나타낸다.
이후, 상기 생성한 투 톤 신호를 이용하여 비선형 모델의 파라미터를 추출한다.
이후, 투 톤 신호의 각 주파수 값을 2×
Figure 112008039570129-PAT00008
만큼 증가시킨 후 비선형 모델의 파라미터를 추출한다.
이러한 방식으로, 투 톤 신호의 주파수 대역을 계속 순차적으로 증가시키면서(sweeping), 광대역 신호의 가장 높은 주파수 영역까지 비선형 모델의 파라미터를 추출한다.
이를 좀 더 상세히 살펴보면, 먼저 'Wiener-Hammerstein' 모델 파라미터를 추출하기 위해, 두 개의 주파수 성분을 가지는 투 톤(two-tone) 신호를 하기의 [수학식 2]과 같이 정의한다.
Figure 112008039570129-PAT00009
여기서, A-1은 주파수가 f1인 신호의 크기와 위상을 나타내는 페이저(Phasor) 값을 나타내며, A+1은 주파수가 f2인 신호의 크기와 위상을 나타내는 페이저 값을 나타낸다. 즉, A-1 과 A+1은 크기와 위상을 동시에 나타내는 복소수 값이다. 또한, 이들 값으로 구성된 A는 2×1 벡터이다.
A로 표현할 수 있는 투 톤의 입력신호가 (2n-1)차의 비선형성을 가지는 시스템에 입력되었을 때, 출력신호는 2n개의 주파수 성분을 가지며, 이때 측정된 주파수 성분 값은 하기의 [수학식 3]과 같이 벡터값으로 표기한다.
Figure 112008039570129-PAT00010
여기서,
Figure 112008039570129-PAT00011
값은 출력으로 발생하는 2n개의 주파수 성분 신호의 크기 및 위상을 나타내는 페이저 값을 나타낸다.
한편, f1 < f2 라 할 때, 중심 주파수는
Figure 112008039570129-PAT00012
이며, 두 주파수 간의 차이의 1/2인 변조주파수는
Figure 112008039570129-PAT00013
이고, 각주파수(angular frequency)는
Figure 112008039570129-PAT00014
,
Figure 112008039570129-PAT00015
이 된다. 이때, 출력 파형은 각주파수를 기준으로 하기의 [수학식 4]에서 출력 신호가 발생한다.
Figure 112008039570129-PAT00016
즉,
Figure 112008039570129-PAT00017
에서 발생하는 신호의 크기와 위상을 나타내는 페이저 값을
Figure 112008039570129-PAT00018
로 표현한다. 이때, 페이저의 집합을 Y2로 나타내며, Y2는 2n×1의 벡터가 된다.
이러한 Y2는 전력증폭기(PA)의 출력의 궤환 루프에서 'Attenuator', 'Down-converter', 'ADC'를 거쳐서 획득된 'Inphase', 'Quadrature Phase' 신호의 푸리에 변환을 통하여 획득할 수 있다.
또한, 도 3에 도시된 바와 같은 비선형 모델 특성을 가지는 시스템을 하기의 [수학식 5]와 같이 행렬과 벡터를 사용하여 표현한다. 이때, 모델 추출시 선형화하고자 하는 영역이 중심 주파수 인접 채널이므로 기저대역 등가 회로로 해석한다. 또한, 도 3의 모델을 추출하기 위해 시간 영역의 신호를 푸리에 변환을 통한 주파수 영역의 신호로 변환하여 처리한다.
Figure 112008039570129-PAT00019
여기서, H1은 (2×2) 대각행렬을 나타내고, H2은 (2n×2n) 대각행렬을 나타내며, a는 (n×1)의 벡터를 나타낸다.
또한, H1 행렬에서
Figure 112008039570129-PAT00020
는 주파수
Figure 112008039570129-PAT00021
에 대한 입력 필터(Input Filter)의 전달함수를 나타내고, H2 행렬에서
Figure 112008039570129-PAT00022
는 주파수
Figure 112008039570129-PAT00023
에 대한 출력 필터(Out Filter)의 전달함수를 나타낸다.
또한, a는 도 3에 도시된 'Wiener-Hammerstein' 모델에서 'Memoryless Nonlinear Function g(ㆍ)'를 나타내는 것으로서, 하기의 [수학식 6]과 같이 입력과 출력 신호에 대하여 'Taylor Series'의 형태로 표현된다.
Figure 112008039570129-PAT00024
여기서, x는 입력 신호에 대한 기저대역 등가 신호인 복소 포락선 신호를 나 타낸다.
제안하는 알고리즘은 위에서 정의된 시스템의 파라미터인 H1, H2, a 값을 효과적으로 추출하는 것이다. 이를 위해 하기의 [수학식 7]과 같은 행렬 T를 정의하고 이를 이용한다. 이때, 하기의 행렬 T는 ((2n-1)×n)의 크기를 갖는다.
Figure 112008039570129-PAT00025
여기서, 행렬의 원소는 하기의 [수학식 8]과 같이 정의한다.
Figure 112008039570129-PAT00026
여기서,
Figure 112008039570129-PAT00027
를 나타내고,
Figure 112008039570129-PAT00028
를 나타내며,
Figure 112008039570129-PAT00029
를 나타낸다.
결국, 하기의 [수학식 9]가 성립한다.
Figure 112008039570129-PAT00030
여기서, (2n×2) 행렬 Γ는 하기의 [수학식 10]과 같이 정의한다.
Figure 112008039570129-PAT00031
상기 [수학식 9]에서 Y2 와 A 벡터는 전력증폭기의 입력과 출력 값으로서 이미 알고 있는 값이다. 따라서, 이를 이용하여 행렬식에서 시스템 파라미터인
Figure 112008039570129-PAT00032
,
Figure 112008039570129-PAT00033
,
Figure 112008039570129-PAT00034
를 순환적으로 추출한다.
도 4 는 본 발명에 따른 협대역 신호를 이용한 광대역 신호의 비선형 모델 파라미터 추출 방법에 대한 일실시예 흐름도이다.
먼저, 비선형 모델 파라미터의 초기값을 설정한다(401). 이때, 시스템에 대한 협대역 신호(일예로, 투 톤 신호)의 주파수별 출력 측정값은 기 측정하여 저장하고 있다.
이후, 상기 설정한 초기값을 이용하여 비선형 모델의 출력 예측값을 산출한다(402).
이후, 상기 산출한 출력 예측값과 해당 주파수에 상응하는 출력 측정값의 오차가 임계치를 초과하는지 확인한다(403).
상기 확인 결과(403), 임계치를 초과하면 상기 비선형 모델의 파라미터를 갱신한 후 상기 "402" 과정으로 진행한다(404).
상기 확인 결과(403), 임계치를 초과하지 않으면 상기 비선형 모델 파라미터 중에서 메모리리스 비선형 함수값(
Figure 112008039570129-PAT00035
)이 바로 이전의 메모리리스 비선형 함수값(
Figure 112008039570129-PAT00036
)과 동일한지 판단한다(405). 이때, 초기 단계에서는 이전에 산출한 메모리리스 비선형 함수값이 존재하지 않으므로 하기의 "407" 과정으로 진행한다.
상기 판단 결과(405), 동일하지 않으면 바로 이전에 추출한 메모리리스 비선형 함수값을 현재 추출한 메모리리스 비선형 함수값으로 대체하여 비선형 모델의 나머지 파라미터를 산출한 후 상기 "402" 과정으로 진행한다(406). 즉, 이전 주파수 대역에서 다시 비선형 모델의 파라미터를 추출한다.
상기 판단 결과(404), 동일하면 상기 비선형 모델의 해당 파라미터를 저장한다(407).
이후, 투 톤 신호의 주파수가 광대역 신호의 주파수 범위를 초과하였는지 확인한다(408).
상기 확인 결과(408), 초과하지 않았으면 투 톤 신호의 주파수를 증가시키고, 상기 저장한 비선형 모델의 파라미터를 초기값으로 설정한 후 상기 "402" 과정으로 진행한다(409).
상기 확인 결과(408), 초과했으면 종료한다. 이때, 부가적으로 각 주파수별 비선형 모델의 파라미터를 보간한다(410). 즉, 이산 신호를 아날로그 신호와 같이 연결하여 선택하지 않은 주파수에 대한 비선형 모델의 파라미터를 추출한다.
아울러, 투 톤 신호의 주파수가 광대역 신호의 주파수 범위를 초과했을 때 추출한 비선형 모델의 파라미터는 무시한다.
이를 좀 더 상세히 살펴보기로 한다.
이에 앞서 용어 설명을 하자면, v는 투 톤 신호의 주파수 변경을 나타내는 값으로서, 모델링하고자 하는 광대역 신호의 낮은 주파수 대역부터
Figure 112008039570129-PAT00037
씩 증가하는 상태를 나타낸다. v=1인 경우가 가장 낮은 주파수 대역을 나타내고, v를 1씩 증가시키면서 입력된 투 톤 신호의 주파수를 변경한다. 이때, 주파수의 변경은 RF 전력증폭기의 비선형 특성에 의한 스펙트럼 'Regrowth'를 고려한 광대역 신호의 주파수 범위 내에서 이루어진다.
s는 시스템(비선형 모델) 파라미터 값을 추출하기 위한 반복(iteration) 횟수를 나타낸다. 정확한 파라미터 값을 추출하기 위해 반복 과정을 통하여 이전의 값을 업그레이드시킨다.
따라서, v번째 입력 투 톤 신호에 대한 s번째의 반복 후의 파라미터 H1, H2, a의 예측값을
Figure 112008039570129-PAT00038
,
Figure 112008039570129-PAT00039
,
Figure 112008039570129-PAT00040
로 표기한다.
먼저, v=1, s=0인 경우,
Figure 112008039570129-PAT00041
,
Figure 112008039570129-PAT00042
의 초기값으로 단위행렬을 설정한다. 그리고, A 와
Figure 112008039570129-PAT00043
값을 이용하여
Figure 112008039570129-PAT00044
행렬을 추출하고 최소좌승법을 이용하여
Figure 112008039570129-PAT00045
(v=1인 주파수의 입력에 대하여 a의 첫 번째 예상값)를 추출한다.
그리고, 추출된
Figure 112008039570129-PAT00046
,
Figure 112008039570129-PAT00047
,
Figure 112008039570129-PAT00048
를 이용하여
Figure 112008039570129-PAT00049
를 계산한다.
일반적으로,
Figure 112008039570129-PAT00050
는 추출된 파라미터
Figure 112008039570129-PAT00051
,
Figure 112008039570129-PAT00052
,
Figure 112008039570129-PAT00053
을 통해 예측되는 출력 신호의 주파수 영역에서의 페이저 값으로서 하기의 [수학식 11]과 같이 구할 수 있다.
Figure 112008039570129-PAT00054
여기서,
Figure 112008039570129-PAT00055
는 Γ 행렬에 대하여 H1, a 대신 예측된 값
Figure 112008039570129-PAT00056
,
Figure 112008039570129-PAT00057
를 이용하여 구한 행렬이 된다.
그리고, 실제 측정한 출력 값의 페이저와 예측한 페이저 사이의 오차 벡 터(
Figure 112008039570129-PAT00058
)를 하기의 [수학식 12]와 같이 정의한다. 이때,
Figure 112008039570129-PAT00059
는 2n×1 벡터이다.
Figure 112008039570129-PAT00060
여기서, v=1, s=0인 경우
Figure 112008039570129-PAT00061
이 된다.
이후,
Figure 112008039570129-PAT00062
와 임계치를 비교한다.
상기 비교 결과, 임계치보다 크면 v=1인 상태에서 s값을 1로 증가시키고,
Figure 112008039570129-PAT00063
,
Figure 112008039570129-PAT00064
,
Figure 112008039570129-PAT00065
를 업데이트 한다.
즉, 우선
Figure 112008039570129-PAT00066
의 대각 행렬 성분을 하기의 [수학식 13]을 통해 업데이트 한다.
Figure 112008039570129-PAT00067
여기서, s는 몇 번째 순환에 해당하는지를 나타내는 인덱스이며, (ㆍ)m,m는 주어진 행렬에서 m번째 행과 열에 있는 원소를 의미하며, (ㆍ)m은 벡터에서 m번째 행에 있는 원소를 의미한다.
그리고,
Figure 112008039570129-PAT00068
의 관계식을 이용하여, 이를 만족시키는
Figure 112008039570129-PAT00069
,
Figure 112008039570129-PAT00070
를 찾아내고,
Figure 112008039570129-PAT00071
로부터
Figure 112008039570129-PAT00072
를 찾아낸다.
즉, v=1, s=1인 경우에 대하여
Figure 112008039570129-PAT00073
,
Figure 112008039570129-PAT00074
를 찾아내고, 이를 이용하여 다시 출력의 페이저 값
Figure 112008039570129-PAT00075
및
Figure 112008039570129-PAT00076
를 계산한다.
이후,
Figure 112008039570129-PAT00077
와 임계치의 크기를 비교한다.
이때, 오차 값의 크기가 임계치를 초과하면 다시 s=2로 증가시켜서 진행한다.
반면, 오차 값이 임계치를 초과하지 않으면 파라미터 값으로 잠정적으로 확정하고,
Figure 112008039570129-PAT00078
와 같이 표기한다.
이후, v=1에서 v=2로 변경하여 진행한다. 즉, 하기의 [수학식 14]와 같이 입력 투 톤 신호의 주파수 값을 v=1인 경우에 대해서
Figure 112008039570129-PAT00079
씩 증가시킨 후 비선형 모델의 파라미터를 추출한다.
Figure 112008039570129-PAT00080
이때, v+1 번째 신호에 대한 초기값
Figure 112008039570129-PAT00081
으로 이전의 수렴 값인
Figure 112008039570129-PAT00082
을 이용함으로써 수렴 속도를 향상시킬 수 있다. 즉 v=2인 경우에 대한 초기값으로
Figure 112008039570129-PAT00083
을 이용하여 에러의 크기가 주어진 임계치를 초과하지 않는
Figure 112008039570129-PAT00084
를 추출한다.
이후,
Figure 112008039570129-PAT00085
를 만족하는지 확인한다.
이를 만족하지 않는 경우, v값을 하나 낮추어 새로운 수렴값을 찾아주는 과정을 되풀이한다.
예를 들어, v=1인 경우 s번 반복하여 수렴(오차가 임계치 이하)했을 때의 파라미터가
Figure 112008039570129-PAT00086
라고 하고, v=2인 경우 s번 반복하여 수렴했을 때의 파라미터가
Figure 112008039570129-PAT00087
라고 하자.
이때, v=2인 경우에 있어서
Figure 112008039570129-PAT00088
=
Figure 112008039570129-PAT00089
인지 확인하여 동일하지 않은 경우, v=1로 되돌아가
Figure 112008039570129-PAT00090
를
Figure 112008039570129-PAT00091
로 대체한 후 나머지 파라미터를 다시 산출한 후 이후의 과정을 수행한다. 일반적으로, v=3까지만 동일하면 그 이후의 값은 대체로 동일하다.
이러한 과정은 모든 주파수 영역에서 동일한 특성을 가지는 g(ㆍ) 함수의 계수값을 추출하기 위함이다.
도 5 는 본 발명에 따른 광대역 신호의 비선형 모델 파라미터를 이용한 전치 왜곡 장치의 일실시예 구성도이다.
도 5에 도시된 바와 같이, 본 발명에 따른 광대역 신호의 비선형 모델 파라미터를 이용한 전치 왜곡 장치는, 광대역 신호의 주파수 범위 내에서 주파수가 일정하게 증가하는 협대역 투 톤 신호를 생성하기 위한 신호 생성부(51), 상기 신호 생성부(51)에서 생성한 협대역 투 톤 신호를 이용하여 비선형 모델의 파라미터를 추출하되, 바로 이전에 추출한 파라미터를 현재의 초기값으로 설정하여 비선형 모델의 파라미터를 추출하기 위한 디지털 신호 처리부(52), 및 상기 디지털 신호 처리부(52)에서 추출한 비선형 모델 파라미터들의 역함수를 구한 후 이를 이용하여 입력신호를 전치 왜곡하기 위한 전치 왜곡부(53)를 포함한다.
부가적으로, 상기 디지털 신호 처리부(52)에서 추출한 비선형 모델의 파라미터들을 보간하기 위한 보간부를 더 포함한다.
여기서, 상기 디지털 신호 처리부(52)는, 초기값을 이용하여 산출한 비선형 모델의 출력 예측값과 투 톤 신호를 이용하여 측정한 비선형 모델의 출력 측정값 간(間)의 오차를 산출하기 위한 오차 산출기(521), 상기 오차 산출기(521)에서 산출한 오차가 임계치를 초과하지 않음에 따라 상기 비선형 모델의 해당 파라미터를 저장하기 위한 파라미터 저장기(522), 및 상기 투 톤 신호의 주파수가 광대역 신호의 주파수 범위를 초과하지 않음에 따라 상기 투 톤 신호의 주파수를 증가시킨 후, 상기 저장한 비선형 모델의 파라미터를 초기값으로 설정하여 상기 비선형 모델의 파라미터를 추출하기 위한 파라미터 추출기(523)를 포함한다.
또한, 상기 전치 왜곡부(53)는 'Wiener Hammerstein' 구조를 가지며, 이때 입력 주파수 응답특성은 추출된
Figure 112008039570129-PAT00092
의 역함수에 해당하며, 출력 주파수 응답특성은 추출된
Figure 112008039570129-PAT00093
의 역함수에 해당한다. 또한, 중간의 비선형함수는 g(ㆍ)의 비선형을 보상할 수 있는 구조(역함수)를 가지도록 설계된다.
도 6 은 본 발명에 따른 광대역 신호의 비선형 모델 파라미터를 이용한 전치 왜곡 방법에 대한 일실시예 흐름도이다.
먼저, 광대역 신호의 주파수 범위 내에서 주파수가 일정하게 증가하는 협대역 투 톤 신호를 생성한다(601).
이후, 상기 생성한 협대역 투 톤 신호를 이용하여 비선형 모델의 파라미터를 추출하되, 바로 이전에 추출한 파라미터를 현재의 초기값으로 설정하여 비선형 모델의 파라미터를 추출한다(602).
즉, 제 1 초기값을 이용하여 산출한 비선형 모델의 출력 예측값과 투 톤 신호를 이용하여 측정한 비선형 모델의 출력 측정값 간(間)의 오차를 산출하고, 상기 산출한 오차가 임계치를 초과하지 않음에 따라 상기 비선형 모델의 해당 파라미터를 저장하며, 상기 투 톤 신호의 주파수가 광대역 신호의 주파수 범위를 초과하지 않음에 따라 상기 투 톤 신호의 주파수를 증가시킨 후, 상기 저장한 비선형 모델의 파라미터를 제 2 초기값으로 설정하여 상기 비선형 모델의 파라미터를 추출한다.
이후, 상기 추출한 비선형 모델 파라미터들의 역함수를 구한 후 이를 이용하 여 입력신호를 전치 왜곡한다(603).
한편, 전술한 바와 같은 본 발명의 방법은 컴퓨터 프로그램으로 작성이 가능하다. 그리고 상기 프로그램을 구성하는 코드 및 코드 세그먼트는 당해 분야의 컴퓨터 프로그래머에 의하여 용이하게 추론될 수 있다.　또한, 상기 작성된 프로그램은 컴퓨터가 읽을 수 있는 기록매체(정보저장매체)에 저장되고, 컴퓨터에 의하여 판독되고 실행됨으로써 본 발명의 방법을 구현한다. 그리고 상기 기록매체는 컴퓨터가 판독할 수 있는 모든 형태의 기록매체를 포함한다.
이상에서 설명한 본 발명은, 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 있어 본 발명의 기술적 사상을 벗어나지 않는 범위 내에서 여러 가지 치환, 변형 및 변경이 가능하므로 전술한 실시예 및 첨부된 도면에 의해 한정되는 것이 아니다.
본 발명은 디지털 전치 왜곡 등에 이용될 수 있다.
도 1 종래의 디지털 전치 왜곡 장치의 일실시예 구성도,
도 2 는 본 발명에 따른 협대역 신호를 이용한 광대역 신호의 비선형 모델 파라미터 추출 방법에 대한 일실시예 설명도,
도 3 은 본 발명에 이용되는 'Wiener-Hammerstein' 모델의 일실시예 구조도,
도 4 는 본 발명에 따른 협대역 신호를 이용한 광대역 신호의 비선형 모델 파라미터 추출 방법에 대한 일실시예 흐름도,
도 5 는 본 발명에 따른 광대역 신호의 비선형 모델 파라미터를 이용한 전치 왜곡 장치의 일실시예 구성도,
도 6 은 본 발명에 따른 광대역 신호의 비선형 모델 파라미터를 이용한 전치 왜곡 방법에 대한 일실시예 흐름도이다.
* 도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명
51 : 신호 생성부 52: 디지털 신호 처리부
53 : 전치 왜곡부

Claims (21)

  1. 광대역 신호의 비선형 모델 파라미터 추출 방법에 있어서,
    광대역 신호의 주파수 대역 내에서 협대역의 투 톤 신호를 생성하는 단계;
    상기 생성한 투 톤 신호를 이용하여 비선형 모델의 파라미터를 추출하는 단계; 및
    상기 투 톤 신호의 주파수를 변경해 가면서 비선형 모델의 파라미터를 추출하되, 바로 이전에 추출한 파라미터를 현재의 초기값으로 설정하여 비선형 모델의 파라미터를 추출하는 단계
    를 포함하는 협대역 신호를 이용한 광대역 신호의 비선형 모델 파라미터 추출 방법.
  2. 광대역 신호의 비선형 모델 파라미터 추출 방법에 있어서,
    제 1 초기값을 이용하여 산출한 비선형 모델의 출력 예측값과 투 톤 신호를 이용하여 측정한 비선형 모델의 출력 측정값 간(間)의 오차를 산출하는 단계;
    상기 산출한 오차가 임계치를 초과하지 않음에 따라 상기 비선형 모델의 해당 파라미터를 저장하는 단계; 및
    상기 투 톤 신호의 주파수가 광대역 신호의 주파수 범위를 초과하지 않음에 따라 상기 투 톤 신호의 주파수를 증가시킨 후, 상기 저장한 비선형 모델의 파라미 터를 제 2 초기값으로 설정하여 상기 비선형 모델의 파라미터를 추출하는 단계
    를 포함하는 협대역 신호를 이용한 광대역 신호의 비선형 모델 파라미터 추출 방법.
  3. 제 2 항에 있어서,
    상기 오차 산출 단계는,
    상기 비선형 모델 파라미터의 제 1 초기값을 설정받는 단계;
    상기 설정받은 제 1 초기값을 이용하여 비선형 모델의 출력 예측값을 산출하는 단계; 및
    상기 산출한 출력 예측값과 해당 주파수에 상응하는 출력 측정값의 오차를 산출하는 단계
    를 포함하는 협대역 신호를 이용한 광대역 신호의 비선형 모델 파라미터 추출 방법.
  4. 제 2 항에 있어서,
    상기 파라미터 저장 단계는,
    상기 산출한 오차가 임계치를 초과하는지 확인하는 단계;
    상기 확인 결과, 임계치를 초과하면 상기 비선형 모델의 파라미터를 갱신한 후 상기 오차 산출 단계로 진행하는 파라미터 갱신 단계;
    상기 확인 결과, 임계치를 초과하지 않으면 상기 비선형 모델 파라미터 중에서 비선형 함수값이 바로 이전의 비선형 함수값과 동일한지 판단하는 단계;
    상기 판단 결과, 동일하지 않으면 바로 이전에 추출한 비선형 함수값을 현재 추출한 비선형 함수값으로 대체하여 비선형 모델의 나머지 파라미터를 산출한 후 상기 오차를 산출하는 단계로 진행하는 단계; 및
    상기 판단 결과, 동일하면 상기 산출한 비선형 모델의 파라미터를 저장하는 단계
    를 포함하는 협대역 신호를 이용한 광대역 신호의 비선형 모델 파라미터 추출 방법.
  5. 제 2 항 내지 제 4 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 추출한 비선형 모델의 파라미터들을 보간하는 단계
    를 더 포함하는 협대역 신호를 이용한 광대역 신호의 비선형 모델 파라미터 추출 방법.
  6. 제 3 항에 있어서,
    상기 제 1 초기값은,
    단위행렬인 것을 특징으로 하는 협대역 신호를 이용한 광대역 신호의 비선형 모델 파라미터 추출 방법.
  7. 제 3 항 또는 제 6 항에 있어서,
    상기 출력 예측값은,
    주파수 영역에서의 'Phasor' 값인 것을 특징으로 하는 협대역 신호를 이용한 광대역 신호의 비선형 모델 파라미터 추출 방법.
  8. 광대역 신호의 비선형 모델 파라미터를 이용한 전치 왜곡 장치에 있어서,
    광대역 신호의 주파수 범위 내에서 주파수가 일정하게 증가하는 협대역 투 톤 신호를 생성하기 위한 신호 생성수단;
    상기 신호 생성수단에서 생성한 협대역 투 톤 신호를 이용하여 비선형 모델의 파라미터를 추출하되, 바로 이전에 추출한 파라미터를 현재의 초기값으로 설정하여 비선형 모델의 파라미터를 추출하기 위한 디지털 신호 처리수단; 및
    상기 디지털 신호 처리수단에서 추출한 비선형 모델 파라미터들의 역함수를 구한 후 이를 이용하여 입력신호를 전치 왜곡하기 위한 전치 왜곡수단
    을 포함하는 광대역 신호의 비선형 모델 파라미터를 이용한 전치 왜곡 장치.
  9. 제 8 항에 있어서,
    상기 디지털 신호 처리수단에서 추출한 비선형 모델의 파라미터들을 보간하기 위한 보간수단
    을 더 포함하는 광대역 신호의 비선형 모델 파라미터를 이용한 전치 왜곡 장치.
  10. 제 8 항 또는 제 9 항에 있어서,
    상기 디지털 신호 처리수단은,
    제 1 초기값을 이용하여 산출한 비선형 모델의 출력 예측값과 투 톤 신호를 이용하여 측정한 비선형 모델의 출력 측정값 간(間)의 오차를 산출하기 위한 오차 산출수단;
    상기 오차 산출수단에서 산출한 오차가 임계치를 초과하지 않음에 따라 상기 비선형 모델의 해당 파라미터를 저장하기 위한 파라미터 저장수단; 및
    상기 투 톤 신호의 주파수가 광대역 신호의 주파수 범위를 초과하지 않음에 따라 상기 투 톤 신호의 주파수를 증가시킨 후, 상기 저장한 비선형 모델의 파라미터를 제 2 초기값으로 설정하여 상기 비선형 모델의 파라미터를 추출하기 위한 파라미터 추출수단
    을 포함하는 광대역 신호의 비선형 모델 파라미터를 이용한 전치 왜곡 장치.
  11. 제 10 항에 있어서,
    상기 제 1 초기값은,
    단위행렬인 것을 특징으로 하는 광대역 신호의 비선형 모델 파라미터를 이용한 전치 왜곡 장치.
  12. 제 11 항에 있어서,
    상기 출력 예측값은,
    주파수 영역에서의 'Phasor' 값인 것을 특징으로 하는 광대역 신호의 비선형 모델 파라미터를 이용한 전치 왜곡 장치.
  13. 광대역 신호의 비선형 모델 파라미터를 이용한 전치 왜곡 방법에 있어서,
    광대역 신호의 주파수 범위 내에서 주파수가 일정하게 증가하는 협대역 투 톤 신호를 생성하는 단계;
    상기 생성한 협대역 투 톤 신호를 이용하여 비선형 모델의 파라미터를 추출하되, 바로 이전에 추출한 파라미터를 현재의 초기값으로 설정하여 비선형 모델의 파라미터를 추출하는 단계; 및
    상기 추출한 비선형 모델 파라미터들의 역함수를 구한 후 이를 이용하여 입 력신호를 전치 왜곡하는 단계
    를 포함하는 광대역 신호의 비선형 모델 파라미터를 이용한 전치 왜곡 방법.
  14. 제 13 항에 있어서,
    상기 비선형 모델의 파라미터 추출 단계는,
    제 1 초기값을 이용하여 산출한 비선형 모델의 출력 예측값과 투 톤 신호를 이용하여 측정한 비선형 모델의 출력 측정값 간(間)의 오차를 산출하는 단계;
    상기 산출한 오차가 임계치를 초과하지 않음에 따라 상기 비선형 모델의 해당 파라미터를 저장하는 단계; 및
    상기 투 톤 신호의 주파수가 광대역 신호의 주파수 범위를 초과하지 않음에 따라 상기 투 톤 신호의 주파수를 증가시킨 후, 상기 저장한 비선형 모델의 파라미터를 제 2 초기값으로 설정하여 상기 비선형 모델의 파라미터를 추출하는 단계
    를 포함하는 광대역 신호의 비선형 모델 파라미터를 이용한 전치 왜곡 방법.
  15. 제 14 항에 있어서,
    상기 오차 산출 단계는,
    상기 비선형 모델 파라미터의 제 1 초기값을 설정받는 단계;
    상기 설정받은 제 1 초기값을 이용하여 비선형 모델의 출력 예측값을 산출하 는 단계; 및
    상기 산출한 출력 예측값과 해당 주파수에 상응하는 출력 측정값의 오차를 산출하는 단계
    를 포함하는 광대역 신호의 비선형 모델 파라미터를 이용한 전치 왜곡 방법.
  16. 제 14 항에 있어서,
    상기 파라미터 저장 단계는,
    상기 산출한 오차가 임계치를 초과하는지 확인하는 단계;
    상기 확인 결과, 임계치를 초과하면 상기 비선형 모델의 파라미터를 갱신한 후 상기 오차 산출 단계로 진행하는 파라미터 갱신 단계;
    상기 확인 결과, 임계치를 초과하지 않으면 상기 비선형 모델 파라미터 중에서 비선형 함수값이 바로 이전의 비선형 함수값과 동일한지 판단하는 단계;
    상기 판단 결과, 동일하지 않으면 바로 이전에 추출한 비선형 함수값을 현재 추출한 비선형 함수값으로 대체하여 비선형 모델의 나머지 파라미터를 산출한 후 상기 오차 산출 단계로 진행하는 단계; 및
    상기 판단 결과, 동일하면 상기 산출한 비선형 모델의 파라미터를 저장하는 단계
    를 포함하는 광대역 신호의 비선형 모델 파라미터를 이용한 전치 왜곡 방법.
  17. 제 14 항 내지 제 16 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 추출한 비선형 모델의 파라미터들을 보간하는 단계
    를 더 포함하는 광대역 신호의 비선형 모델 파라미터를 이용한 전치 왜곡 방법.
  18. 제 14 항 또는 제 15 항에 있어서,
    상기 제 1 초기값은,
    단위행렬인 것을 특징으로 하는 광대역 신호의 비선형 모델 파라미터를 이용한 전치 왜곡 방법.
  19. 제 18 항에 있어서,
    상기 출력 예측값은,
    주파수 영역에서의 'Phasor' 값인 것을 특징으로 하는 광대역 신호의 비선형 모델 파라미터를 이용한 전치 왜곡 방법.
  20. 프로세서를 구비한 광대역 신호의 비선형 모델 파라미터 추출 장치에,
    광대역 신호의 주파수 대역 내에서 협대역의 투 톤 신호를 생성하는 기능;
    상기 생성한 투 톤 신호를 이용하여 비선형 모델의 파라미터를 추출하는 기능; 및
    상기 투 톤 신호의 주파수를 변경해 가면서 비선형 모델의 파라미터를 추출하되, 바로 이전에 추출한 파라미터를 현재의 초기값으로 설정하여 비선형 모델의 파라미터를 추출하는 기능
    을 실현시키기 위한 프로그램을 기록한 컴퓨터로 읽을 수 있는 기록매체.
  21. 프로세서를 구비한 광대역 신호의 비선형 모델 파라미터 추출 장치에,
    제 1 초기값을 이용하여 산출한 비선형 모델의 출력 예측값과 투 톤 신호를 이용하여 측정한 비선형 모델의 출력 측정값 간(間)의 오차를 산출하는 기능;
    상기 산출한 오차가 임계치를 초과하지 않음에 따라 상기 비선형 모델의 해당 파라미터를 저장하는 기능; 및
    상기 투 톤 신호의 주파수가 광대역 신호의 주파수 범위를 초과하지 않음에 따라 상기 투 톤 신호의 주파수를 증가시킨 후, 상기 저장한 비선형 모델의 파라미터를 제 2 초기값으로 설정하여 상기 비선형 모델의 파라미터를 추출하는 기능
    을 실현시키기 위한 프로그램을 기록한 컴퓨터로 읽을 수 있는 기록매체.
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