JP6339243B2 - ブーストコンバータ段スイッチコントローラ - Google Patents

Description

本開示は、概して低電圧照明の分野に係り、より具体的には、電子変圧器を用いて低電圧ランプに電力を供給するためのシステム及び方法に関する。

図１は、例えば出力端子１６の電圧１５を表す主電源信号１４を、単純なスイッチで置換できるオプションの要素である調光器２０に供給する主電源１２を含む従来技術による低電圧照明システム１０を示す。図１に示される低電圧照明システム１０において、調光器２０は、例えば調光器出力２６の電圧２５を表し、主電源信号１４よりも平均電力が低い調光信号２４を生成する。調光器２０は、例えば主電源信号１４の位相をカットする。調光信号２４は、電子変圧器３０に供給される。電子変圧器３０は、調光信号２４を、例えば低電圧ランプ４０に電源信号を供給する変圧器出力３６の電圧３５を表し、電子変圧器３０からランプ電流４２を引き出す変圧器出力信号３４に変換する。低電圧ランプ４０は、ハロゲンランプ、発光ダイオード（ＬＥＤ）ランプ、又は低電圧電源、すなわち１２Ｖ_ＲＭＳ（二乗平均平方根）以下の電源電圧を生じさせる電源で動作する別のタイプのランプであってもよい。

電子変圧器３０は、安定した自続発振を行うために、発振電流と呼ばれる最小電流を必要とする自励発振回路を含む。ランプ電流４２が電子変圧器３０の発振電流よりも小さい場合、電子変圧器３０は安定的に動作せず、低電圧ランプ４０は点滅するか又は点灯しない。

ハロゲンランプのランプ電流は、通常、電子変圧器３０の発振電流よりも大きい。一方、ＬＥＤランプは、一般に同等の光度のハロゲンランプよりも効率性に優れ、低い電力定格を有する。効率性が高く、電力消費が低いことが一般に望ましいが、ＬＥＤランプに関連するランプ電流４２は、電子変圧器３０の発振電流よりも低い。

本開示の教示により、ＬＥＤランプに関して信頼性のある電子変圧器動作を保証することに関連する欠点及び問題は低減又は除去される。

本開示の実施形態によると、低電圧電子変圧器との使用に適した低電圧ランプは、１つ以上のＬＥＤ又は他の低電圧光生成コンポーネントを含む負荷に結合されたブーストコンバータ段を有する。少なくとも一実施形態において、ブーストコンバータ段は、インダクタ、スイッチ、及びスイッチをオンオフするスイッチコントローラを含む。

少なくとも幾つかの実施形態において、インダクタは、電子変圧器の出力を受け、整流電流をスイッチノードに供給する整流器にインダクタ電流を供給する。スイッチは、整流電流が負荷に経路指定されるか、電子変圧器に戻されるかを判断するように構成される。例えば、スイッチは、オフの時に整流電流が負荷に供給され、オンの時に電子変圧器に戻されるように構成される。低電圧照明の分野における当業者は、本明細書に開示される、インダクタが電子変圧器から非整流信号を受信する実施形態が、整流器が変圧器出力を整流し、整流信号をインダクタに供給する、従来のＭＲ１６対応ＬＥＤランプを含む電子変圧器との使用向けに設計された少なくとも幾つかの低電圧ランプと区別できることを理解するだろう。

スイッチコントローラは、スイッチコントローラがスイッチの制御端子に供給するスイッチ制御信号をアサート（有効に）することによりスイッチをオンにするように構成される。スイッチコントローラはまた、スイッチ制御信号のアサーションを変圧器出力に同期させるように構成される。例えば、スイッチコントローラは、変圧器出力のエッジ遷移及びスイッチ制御信号のアサーション間の時間間隔を制御するように構成される。また、スイッチコントローラは、ブーストコンバータ段から１つ以上の入力のセットを受け、これら１つ以上の入力のいずれかにさらに従ってスイッチ制御信号を制御する。

磁気変圧器及び電子変圧器との使用に互換性のある実施形態において、ブーストコンバータ段の各部は、ＬＥＤランプに電力を供給する変圧器が電子変圧器である場合にのみ選択的に接続される。これらの実施形態では、ＬＥＤランプは、ＬＥＤランプに電力を供給する変圧器が電子変圧器であることを検出したことに応答してブーストコンバータ回路を起動するように構成された電子変圧器検出回路を含む。電子変圧器検出回路は、例として、インダクタを含む又は変圧器出力を受けるＬＥＤランプの電力段から除外するように構成されたスイッチをトリガする高域フィルタを含む。高域フィルタは、電子変圧器出力の高周波成分特性に基づいて電子変圧器出力と磁気変圧器出力とを区別するように構成される。適切な電子変圧器検出回路は、２０１３年５月１３日に出願され、参照によりその全体が本明細書に組み込まれる米国仮特許出願第６１／８２２，６７３号に開示される電子変圧器検出回路の素子を含む。以下の詳細な説明は、変圧器出力に同期されるブーストコンバータ回路の使用により、電子変圧器における自励発振回路の安定的かつ確実な動作を容易にすることを強調しているため、以下に図示及び開示される変圧器は、電子変圧器として説明され、又は電子変圧器と仮定される。しかし、本明細書における変圧器が電子変圧器として説明され、又は電子変圧器と仮定される時は常に、電子変圧器との動作のために選択的にブーストコンバータを起動する電子変圧器検出回路を含めることにより、磁気変圧器との互換性が達成される。

ここでブーストコンバータ回路に戻ると、ブーストコンバータ回路は、スイッチに結合されたインダクタを含み、有効電力伝達モード又は無効電力伝達モードのいずれかで動作するように構成される。無効電力伝達モードで動作している時、エネルギーは、電子変圧器及びインダクタ間を双方向に伝達される。無効電力伝達に関連するインダクタ電流は、電子変圧器からＬＥＤランプにより引き出される全電流に寄与する。このように、本明細書に開示されるブースト電力回路及びコントローラを含む低電圧ＬＥＤランプは、ＬＥＤランプの高い効率性を犠牲にすることなく、また、調光器の互換性の問題を発生させることなく、電子変圧器の発振電流要求を有利に満たす。

本開示のこれら及び他の実施形態によると、低電圧ランプの低電圧ブーストコンバータ段は、インダクタ、スイッチ、及び１つ以上のコントローラ入力を受けるように構成されたスイッチコントローラを含む。コントローラ入力は、例として、変圧器入力、センス入力、及び負荷入力を含む。変圧器入力は、電子変圧器の出力に結合される、又はさもなければこれを受けるように構成される。センス入力は、スイッチを流れる電流を示し、インダクタ電流を示すセンス信号を受信するように構成される。負荷入力は、負荷電圧を示すＬＯＡＤ信号を受信するように構成される。

スイッチコントローラは、１つ以上のコントローラ入力に少なくとも部分的に基づいてスイッチ制御信号を生成又は制御するように構成されるコントローラロジックを含む。スイッチ制御信号は、スイッチの制御入力に結合され、スイッチを開閉する、又はさもなければスイッチの導電状態を制御する。スイッチは、閉じられている時、インダクタ電流の少なくとも一部のための電流経路を提供する。閉じられている時にスイッチにより提供される電流経路を通る電流は、インダクタ及び電子変圧器間における無効エネルギーの伝達を表す。

少なくとも幾つかの実施形態において、コントローラロジックは、スイッチ制御信号の少なくとも幾つかの遷移、すなわちスイッチの開閉を、インダクタ電流パラメータの所定の又は別の閾値に従って変圧器出力のエッジ遷移に同期させるように構成される。例えば、変圧器出力の負から正への遷移は、インダクタ充電期間の終わりを表し、コントローラロジックは、最小ピークインダクタ電流に相当する充電期間の終わりのインダクタ電流が電子変圧器の最小ピークインダクタ電流以上となるように、充電期間の終わりまでの充分に長い間スイッチを閉じるように構成される。スイッチを閉じるタイミングは、特定の最小ピークインダクタ電流、インダクタのインダクタンス、及び変圧器出力の振幅及び発振周波数を含む要因に影響される。スイッチ制御信号と変圧器出力の同期は、電子変圧器の最小ピークインダクタ電流要件の順守を確保することにより、電子変圧器の安定的かつ確実な発振を容易にする。

幾つかの実施形態において、スイッチ制御信号のアサーションは、最小ピークインダクタ電流がインダクタの最大閾値を超えないようにさらに制御される。例えば、コントローラロジックは、充電期間の終わりのインダクタ電流がインダクタの最大インダクタ電流以下となるようにスイッチの閉成を十分に遅延させるように構成される。遅延量は、最大インダクタ電流、インダクタのインダクタンス、変圧器出力の振幅及び変圧器の発振周波数を含む要因によって決定される。

コントローラロジックは、スイッチ制御信号をデアサートする、又はさもなければ、ＬＯＡＤ信号のトリガリング値に従って、インダクタ放電期間、例えば変圧器出力の正から負への遷移後の期間中にスイッチをオフにするように構成される。これらの実施形態において、インダクタに蓄積された有効エネルギーの伝達は、インダクタエネルギーが負荷に散逸されてスイッチがオフにされる時に生じる。トリガリング値が変化する結果、エネルギーは、多かれ少なかれインダクタから負荷に伝達される。

したがって、コントローラロジックの実施形態により、負荷が電子変圧器に必要な発振電流と比べて小さい電流を必要とする場合に、スイッチを排他的に又は主として無効伝達モードで動作させ、これにより、負荷に散逸された電力を実質的に増加することなく電子変圧器から引き出される電流を増加することにより、電子変圧器のより良いパフォーマンスを促進することができる。同様に、コントローラロジックは、負荷が発振電流により近いか又はこれを超える電流を必要とする場合に、インダクタから負荷へより多くの有効エネルギー伝達が生じるようにスイッチを動作させる。この動作モードにおいて、インダクタの切り替えによっても変圧器から引き出される電流の増大、及びこれに応じた電子変圧器のパフォーマンスの向上が促進されるが、インダクタに蓄積されたエネルギーが負荷に必要な有効電力を供給するのに使用される。コントローラロジックは、コントローラロジックが変圧器出力の半サイクル又は半周期に１回スイッチをオンにする単一パルス動作モードをサポートする。コントローラロジックはまた、コントローラロジックが変圧器出力の半周期中に複数回スイッチのオンオフを繰り返すマルチパルスモードをサポートすることもできる。マルチパルスモードにおいて、コントローラロジックは、充電期間の初期にスイッチを閉じ、その後、インダクタ電流が規定の高い値、例えば最小ピークインダクタ電流及び最大インダクタ電流間の値に近づく時に、コントローラロジックはスイッチをオフにする。スイッチがオフの時、インダクタに蓄積されたエネルギーは負荷に散逸され、インダクタ電流が小さくなる。インダクタ電流が規定の低い値よりも下がると、コントローラロジックはスイッチを再度オンにし、インダクタ電流を再度上昇させ始める。この手順は、充電期間を通じて繰り返される。有利にはマルチパルスモードによって、コントローラロジックは、インダクタに蓄積されたエネルギーを利用して負荷のエネルギー要件を満たしつつ、最小ピークインダクタ電流パラメータ及び最大インダクタ電流パラメータの順守を確保することができる。

スイッチコントローラは、コントローラロジックがとる状態のセット及びある状態から別の状態へ遷移するための基準を定義する有限状態機械（ステートマシン）を実行する、又はさもなければ有限状態機械として動作する。有限状態機械は、単一パルス有限状態機械、マルチパルス有限状態機械、又はその両方を含む。

少なくとも一実施形態において、単一パルス有限状態機械は、３つの状態からなるセットを含む。コントローラロジックは、スイッチが閉じられるＯＮ状態に入る。少なくとも幾つかの実施形態において、コントローラロジックは、発振信号及びエッジ信号が両方ともＴＲＵＥの時、ＯＮ状態からＥＤＧＥ状態に遷移する。発振信号は、電子変圧器が適切に発振している時間を示す。エッジ信号は、変圧器出力のエッジ遷移、例えば、同一又は類似の振幅の正電圧から負電圧への遷移及びその逆の遷移、又は正電圧からゼロ電圧への遷移又はその逆の遷移を含む、第１電圧から第２電圧への又はその逆の比較的速い遷移を含む。

ＥＤＧＥ状態にある時、単一パルス有限状態機械はスイッチを閉じたままにし、センス信号の値が低閾値よりも小さいかどうかを示すＣＯＭＰ＿ＬＯ信号を監視する。単一パルス有限状態機械は、ＣＯＭＰ＿ＬＯ信号がＦＡＬＳＥである、すなわちセンス信号が低閾値よりも小さいことを検出すると、ＥＤＧＥ状態からＯＦＦ状態に遷移する。

ＯＦＦ状態に遷移する時、単一パルス有限状態機械は、スイッチを開く、又はさもなければスイッチをオフにし、有限状態機械がどれくらいの間現在のＯＦＦ状態にあるかを示すＯＦＦカウンタを監視する。ＯＦＦカウンタの値が閾値に達するか又はこれを超える時、有限状態機械は、ＯＮ状態に遷移し、スイッチをオンにする。これらの実施形態において、ＯＦＦカウンタの閾値は、変圧器出力半周期の始まり後、スイッチがどれくらいの間開いたままかを決定し、インダクタが経験する最小ピークインダクタ電流を制御するのに用いられる。閾値の値がより低いと、スイッチは変圧器出力半周期の初期に閉じられ、最小ピークインダクタ電流が増加する一方、閾値の値がより高いと、スイッチは変圧器出力半周期の末期に閉じられ、最小ピークインダクタ電流が減少する。

マルチパルス動作をサポートするスイッチコントローラの実施形態は、単一パルス有限状態機械の有限状態機械の状態と異なる又はこれに追加される有限状態機械の状態を含む有限状態機械を実行する。少なくとも一実施形態において、マルチパルス有限状態機械は、スイッチが閉じられている、単一パルス有限状態機械と類似のＯＮ状態を含み、コントローラロジックは、スイッチ制御信号をデアサートし、ＣＣＭ＿ＯＦＦ状態に遷移し、ＣＣＭ＿ＯＦＦ状態の持続時間を示すＣＣＭ＿ＯＦＦカウンタを監視することにより、いずれもアサートされた発振信号及びＣＯＭＰ＿ＨＩ信号を検出したことに応答するように構成される。コントローラロジックはさらに、スイッチ制御信号をアサートし、ＣＣＭ＿ＯＮ状態に遷移することにより、ＣＣＭ＿ＯＦＦ状態の間に、ＣＣＭ＿ＯＦＦカウンタがＣＣＭ＿ＯＦＦ閾値を超えたことを検出したことに応答するように構成される。

ＣＣＭ＿ＯＮ状態において、コントローラロジックは、ＣＯＭＰ＿ＨＩ信号、ＣＣＭ＿ＯＮカウンタ、及びＣＯＭＰ＿ＬＯ信号を監視する。ＣＯＭＰ＿ＨＩ信号がＴＲＵＥである場合、コントローラロジックは、ＣＣＭ＿ＯＦＦ状態に逆遷移し、スイッチを開き、前と同じようにＣＣＭ＿ＯＦＦカウンタを監視する。ＣＯＭＰ＿ＨＩ信号がアサートされる前に、コントローラロジックが、ＣＣＭ＿ＯＮカウンタがＣＣＭ＿ＯＮ閾値を超えたこと、及びＣＯＭＰ＿ＬＯ信号がＦＡＬＳＥであることを検出した場合、コントローラロジックは、スイッチを開き、ＣＣＭ＿ＯＮ状態からＯＦＦ状態に遷移する。

ＯＦＦ状態において、コントローラロジックは、ＯＦＦカウンタを監視し、スイッチをオンにし、ＯＮ状態に逆遷移することにより、ＯＦＦカウンタがＯＦＦ閾値を超えたことを検出したことに応答するように構成される。

ＯＮ状態にある時、ＣＯＭＰ＿ＨＩ信号がアサートされる前にいずれもアサートされた発振信号及びエッジ信号をコントローラロジックが検出した場合、コントローラロジックは、スイッチを閉じ、ＥＤＧＥ状態に遷移する。コントローラロジックは、ＣＯＭＰ＿ＬＯ信号がＴＲＵＥになるまでＥＤＧＥ状態のままであり、その後ＯＦＦ状態に遷移する。

本明細書に開示される実施形態によると、低電圧照明装置を含むがこれに限定されない低電圧装置は、変圧器出力信号を受信し、負荷に負荷電流を供給するように構成されたブーストコンバータ段を含む。ブーストコンバータ段は、変圧器出力信号を受信するように構成された入力ポートに結合されたインダクタ、インダクタに結合されたスイッチ、及びコントローラを含む。コントローラは、変圧器から変圧器出力を受けるように構成された変圧器入力、スイッチ内の電流を示すセンス信号を受信するように構成されたセンス入力、及び負荷電圧を示すＬＯＡＤ信号を受信するように構成された負荷入力を含むがこれらに限定されないコントローラ入力、及びコントローラ入力に少なくとも部分的に基づいてスイッチ制御信号を生成するように構成されたコントローラロジックを含む。スイッチ制御信号は、スイッチの状態を制御するように構成される。装置はさらに、低電圧発光ダイオードランプを含む。コントローラロジックは、インダクタ電流の最小閾値に従ってスイッチ制御信号をアサートするように構成される。

本明細書に開示されるさらに別の実施形態によると、スイッチ制御方法は、変圧器から変圧器出力を受けることと、スイッチ内の電流を示すセンス信号を受信することと、負荷電圧を示すＬＯＡＤ信号を受信することとを含む、コントローラ入力を受けることを含む。方法は、コントローラ入力に少なくとも部分的に基づいて、スイッチ制御信号を生成することを含み、スイッチ制御信号は、スイッチの状態を制御するように構成され、スイッチは、変圧器出力に結合されたインダクタに関連するインダクタ電流の電流経路に影響を与える。

本開示の技術的な利点は、本明細書に含まれる図、説明及び特許請求の範囲から当業者には容易に明らかになる。実施形態の目的及び利点は、特許請求の範囲において特に指摘される要素、特徴、及び組合せによって少なくとも実現され、達成されるであろう。

前述の一般的な説明及び以下の詳細な説明は両方とも、実例であって説明のためのものであり、本開示で述べられた特許請求の範囲を限定しないことを理解されたい。

本実施形態及びその利点についてのより完全な理解は、同様の参照番号が同様の特徴を指す添付図面と併せて以下の説明を参照することによって得られる。

当技術分野で知られている低電圧照明システムを示す。 インダクタに関連するスイッチを動作させるスイッチコントローラを有する低電圧ランプのブーストコンバータ段を示す。 無効電力伝達モードで動作する図２のブーストコンバータ段を示す。 無効電力伝達モード動作を示す第１の例示的な波形を含む。 無効電力伝達モード動作を示す第２の例示的な波形を含む。 有効電力伝達モードで動作する図２のブーストコンバータ段を示す。 インダクタから及び負荷へ有効エネルギーの伝達が行われる、コントローラの単一パルス動作を示す例示的な波形を含む。 インダクタから及び負荷へ有効エネルギーの伝達が行われる、コントローラの単一パルス動作を示す第２の例示的な波形を含む。 コントローラのマルチパルス動作を示す例示的な波形を含む。 図２のスイッチコントローラの例示的な要素を示す。 単一パルスモードにおける、図２のスイッチコントローラによりサポートされる有限状態機械を示す。 図１１の動作を示す例示的な波形を含む。 マルチパルスモードにおける、図２のスイッチコントローラによりサポートされる有限状態機械を示す。 図１１の動作を示す例示的な波形を含む。 図２のスイッチコントローラの発振信号ロジックの動作を示す。

図２は、スイッチコントローラ１１０及び負荷１９０に結合されたブーストコンバータ段１００を含む低電圧ランプ１９９の選択された要素を示す。負荷１９０は、１つ以上の低電圧発光ダイオードを含む１つ以上の低電圧光生成コンポーネントを含む。図示されるブーストコンバータ段１００は、電子変圧器１３０の出力を受けるインダクタＬを含み、インダクタ電流Ｉ_Ｌを整流器１４０に供給する。整流器１４０は、整流電流Ｉ_Ｒをスイッチノード１５５に供給する。整流電流Ｉ_Ｒは一般に正で、大きさがインダクタ電流Ｉ_Ｌとほぼ同じである。スイッチノード１５５は、スイッチＱに接続され、連結ダイオードＤ_ＬＩＮＫ及び連結コンデンサＣを含む連結回路を介して負荷１９０にも接続される。連結コンデンサＣは、ブーストコンバータ段１００の出力１８３間に接続される。ブーストコンバータ段出力１８３は負荷１９０に供給される。

図２に示されるスイッチコントローラ１１０は、電子変圧器１３０の出力及びブーストコンバータ段１００からの１つ以上の入力に基づいてスイッチＱを動作させるスイッチ制御信号ＳＣＳを生成する。スイッチＱが開いている時、スイッチＱを流れるスイッチ電流Ｉ_Ｑは無視することができ、ほぼ全ての整流電流Ｉ_Ｒが連結ダイオード電流Ｉ_Ｄとして連結ダイオードＤ_ＬＩＮＫを流れる。スイッチＱが閉じられている時、ほぼ全ての整流電流Ｉ_ＲがスイッチＱを通って電子変圧器１３０に還流する、すなわちＩ_ＲはＩ_Ｑと実質的に等しく、Ｉ_Ｄはゼロであるか又は無視することができる。したがって、スイッチＱが閉じられている時、スイッチ電流Ｉ_Ｑは、負荷１９０に散逸されず、したがって電力消費を増加させない電子変圧器１３０から引き出される電流を表す。また、スイッチＱが閉じられており、変圧器出力電圧Ｖ_ＯＴが正かつ比較的一定の時、インダクタ電流Ｉ_Ｌはほぼ線形に増加する。スイッチコントローラ１１０は、インダクタ電流Ｉ_Ｌが確実に電子変圧器１３０の安定的な動作を維持するのに必要な最小ピーク値に達するのに十分であるが、インダクタの最大インダクタ電流を超えるほど長くない持続時間の間、スイッチ制御信号ＳＣＳをアサートする。

図２に示されるブーストコンバータ段１００は、第１端子１０１及び第２端子１０２を含む入力１０３を含む。入力１０３は、電子変圧器１３０から変圧器出力電圧Ｖ_ＯＴを受けるように構成される。スイッチコントローラ１１０が電子変圧器１３０から変圧器出力電圧Ｖ_ＯＴを受けるように、スイッチコントローラ１１０の入力１１３は入力１０３と並列に接続される。インダクタＬは、入力１０３の第１端子１０１と整流器１４０の整流器入力１３３の第１端子１３１との間に接続される。入力１０３の第２端子１０２は、整流器入力１３３の第２端子１３２に接続される。

図２に示される整流器１４０は、入力ノード１４１及び１４２、ダイオードＤ１、Ｄ２、Ｄ３、及びＤ４、並びに出力ノード１４３及び１４４を含むダイオードブリッジ整流器である。図２に示されるように、ダイオードＤ１及びＤ３のカソードは、第１出力ノード１４３に接続され、ダイオードＤ２及びＤ４のアノードは、第２出力ノード１４４に接続される。第１入力ノード１４１は、Ｄ１のアノード及びＤ２のカソードに接続され、第２入力ノード１４２は、Ｄ３のアノード及びＤ４のカソードに接続される。図２に示されるように、第１出力ノード１４３は、整流器出力１５３の第１端子１５１に接続される。第２出力ノード１４４は、整流器出力１５３の第２端子１５２に接続される。図２に示される整流器１４０はダイオードブリッジ整流器であるが、整流器１４０は、他の適切な構成で実装されてもよい。

整流器出力１５３の第１端子１５１はスイッチノード１５５に接続され、整流器出力１５３の第２端子１５２は接地ノード１５９に接続される。整流器１４０は、整流電流Ｉ_Ｒをスイッチノード１５５に供給する。スイッチノード１５５は、本明細書で連結ダイオードＤ_ＬＩＮＫと呼ばれるダイオードのアノード、及びスイッチＱの第１出力端子１６２−１に接続される。図２に示されるスイッチＱは、バイポーラトランジスタ又は電界効果トランジスタとして実装される固体トランジスタ１６５である。スイッチＱの第２出力端子１６２−２はセンスノード１５７に接続される。図２に示されるスイッチＱはさらに、スイッチコントローラ１１０からスイッチ制御信号ＳＣＳを受信する入力端子１６１を含む。コントローラ１１０は、センスノード１５７からセンス信号１１５を受信する。センスノード１５７は、センス抵抗Ｒ_Ｓの第１端子に接続される。センス抵抗Ｒ_Ｓの第２端子は接地ノード１５９に接続される。

図２に示されるスイッチコントローラ１１０がスイッチ制御信号ＳＣＳをアサートして、スイッチＱを閉じる、起動する、オンにする、又はさもなければ低インピーダンスＯＲ導電状態に置く時、スイッチノード１５５及びセンスノード１５７間に短絡又は仮想短絡が生じ、整流電流Ｉ_Ｒが、スイッチＱを通って第１出力端子１６２−１及び第２出力端子１６２−２間を容易に流れる。反対に、スイッチコントローラ１１０がスイッチ制御信号ＳＣＳをデアサートし、スイッチＱが開かれる、停止される、オフにされる、又はさもなければ高インピーダンス状態に置かれる時、スイッチノード１５５及びセンスノード１５７間に開回路又は仮想開回路が確立され、整流電流Ｉ_Ｒが第１出力端子１６２−１及び第２出力端子１６２−２間を流れることが防止又は実質的に防止される。

幾つかの実施形態において、連結ダイオードＤ_ＬＩＮＫのカソードは出力ノード１７１に接続される。出力ノード１７１は、ブーストコンバータ段の出力１８３の第１端子１８１に接続する。出力ノード１７１はまた、ＬＯＡＤ信号１１６をスイッチコントローラ１１０のＬＯＡＤ入力に供給する。連結コンデンサＣは、図では出力ノード１７１及び接地ノード１５９間に接続され、ブーストコンバータ段の出力１８３の第２端子１８２にも接続される。この実施形態において、連結コンデンサ電圧Ｖ_Ｃは、負荷１９０を駆動するブーストコンバータ段の出力電圧Ｖ_Ｂに等しい。

スイッチＱは、図では出力端子１６２−１及び１６２−２を有し、センス抵抗Ｒ_Ｓが直列に接続される。スイッチＱが閉じられている時、スイッチノード１５５からスイッチＱを通って流れるスイッチ電流Ｉ_Ｑは、整流電流Ｉ_Ｒにほぼ等しい。スイッチＱが開いている時、スイッチ電流Ｉ_Ｑは無視することができ、整流電流Ｉ_Ｒは、ダイオード電流Ｉ_Ｄとして連結ダイオードＤ_ＬＩＮＫを流れる。次に、スイッチＱが閉じられると、スイッチノード１５５における電圧は、インダクタ電流Ｉ_Ｌ、整流電流Ｉ_Ｒ、及びダイオード電流Ｉ_Ｄの全てが急速に増加するので急上昇する。ダイオード電流Ｉ_Ｄの急速な増加により、連結コンデンサ電圧Ｖ_Ｃは定常状態電圧を超え、かくてブーストコンバータ段の出力電圧Ｖ_Ｂは、整流器出力１５３の振幅に対して上昇（ブースト）される。スイッチＱが周期的に開閉されると、ブーストコンバータ段の出力電圧Ｖ_Ｂの大きさは、整流器出力電圧Ｖ_Ｒの振幅よりも大きくなる。

スイッチＱが閉じられている時のセンスノード１５７におけるセンス電圧Ｖ_Ｓは、インダクタ電流Ｉ_Ｌ及びセンス抵抗Ｒ_Ｓの関数である。例えば、１Ωのセンス抵抗Ｒ_Ｓを用いると、ミリボルト（ｍＶ）単位のセンス電圧Ｖ_Ｓは、ミリアンペア（ｍＡ）単位のインダクタ電流Ｉ_Ｌの大きさに厳密に近似する。図２に示されるブーストコンバータ段は、センス信号１１５としてセンス電圧Ｖ_Ｓをスイッチコントローラ１１０に供給する。

定性的な見地から言えば、スイッチＱ及びインダクタＬと併用されるスイッチコントローラ１１０は、低電圧ＬＥＤランプを電子変圧器に接続するのに適している。スイッチＱを制御することにより、スイッチコントローラ１１０は、インダクタ電流Ｉ_Ｌを制御して、最大インダクタ電流制限に違反することなく、電子変圧器に必要な最小ピークインダクタ電流との整合性を確保することができる。例えば、スイッチコントローラ１１０は、インダクタ電流Ｉ_Ｌをセンス信号１１５を介して監視し、感知されたインダクタ電流に基づいて、スイッチコントローラ１１０は、インダクタ電流Ｉ_Ｌが規定又は所望の値に達した時にスイッチＱを開く。インダクタ電流Ｉ_Ｌを直接感知できることで、インダクタのサイズ、変圧器電圧の大きさ、及びインダクタ電流とインダクタ電流の変化率とに寄与する他の様々なパラメータに関する懸念が軽減される。

図３は、スイッチＱがオンの時に無効電力伝達モードで動作するブーストコンバータ段１００を示す。図３が示すように、インダクタ電流Ｉ_Ｌは、変圧器出力電圧Ｖ_ＯＴの極性に応じて、電子変圧器１３０から、Ｉ_Ｌが正の時はダイオードＤ１、スイッチＱ、及びダイオードＤ４を通り、負の時はダイオードＤ３、スイッチＱ、及びダイオードＤ２を通る電流経路３０１を辿る。この動作モードでは、電子変圧器１３０及びインダクタＬは、エネルギーを無効的に交換する。図３の無効電力伝達モードに関連するインダクタ電流Ｉ_Ｌ及び電流経路３０１により、有効電力を全く又はほとんど消費せずに電子変圧器１３０に必要な発振電流を維持できることが強調される。

図４は、無効電力伝達モードで動作する、スイッチ制御信号ＳＣＳが常にオン状態の、変圧器出力電圧Ｖ_ＯＴ、インダクタ電流Ｉ_Ｌ、及びスイッチ制御信号ＳＣＳの例示的な波形を示す。図では、変圧器出力電圧Ｖ_ＯＴは、（２＊Ｔ_Ｗ）^−１（Ｔ_ＷはＶ_ＯＴの半周期である）の周波数で正電圧Ｖ_ＨＩ及び負電圧Ｖ_ＬＯ間で発振している。変圧器出力電圧Ｖ_ＯＴの一定値に対して、スイッチＱが閉じられている時のインダクタＬの電圧はほぼ一定で、インダクタ電流Ｉ_Ｌは、インダクタンスＬを有するインダクタの電流電圧曲線Ｖ_Ｌ＝Ｌ＊ｄＩ_Ｌ／ｄｔ（Ｖ_Ｌはインダクタの電圧）に従って、変圧器出力電圧Ｖ_ＯＴが正の時はほぼ線形に増加し、変圧器出力信号が負の時はほぼ線形に減少する。Ｒ_Ｓの十分に小さい値に対して、Ｖ_Ｌは、スイッチＱが閉じられている時にＶ_ＯＴにほぼ等しく、インダクタ電流Ｉ_Ｌが増加するレートはおよそＶ_ＯＴ／Ｌである。図４の例において、Ｖ_ＨＩ及びＶ_ＬＯが同じ大きさを有すると仮定すると、ピークインダクタ電流Ｉ_ＰＥＡＫは、Ｖ_ＨＩ、Ｌ、及びＴ_Ｗの線形関数であり、より具体的にはＩ_ＰＥＡＫ＝（Ｖ_ＨＩ＊Ｔ_Ｗ）／２Ｌである。

図５は、スイッチ制御信号ＳＣＳを用いて、インダクタ電流Ｉ_Ｌのピーク値Ｉ_ＰＥＡＫを変圧器出力電圧の半周期Ｔ_Ｗの持続時間とは独立に制御することを強調した無効電力伝達モードの例を示す。図５に示すように、例えばスイッチ制御信号ＳＣＳのアサーションは、ピークインダクタ電流Ｉ_ＰＥＡＫ＝Ｖ_ＨＩ＊（Ｔ_Ｗ−Ｔ_{ＤＥＬＡＹ}）／２Ｌが、Ｌ、Ｖ_ＨＩ、Ｔ_Ｗの与えられた値に対してスイッチコントローラ１１０により制御されるように、変圧器出力電圧Ｖ_ＯＴのエッジ遷移後に間隔Ｔ_{ＤＥＬＡＹ}だけ遅延される。図５は、電子変圧器１３０に必要な最小ピークインダクタ電流Ｉ_{ＭＩＮＰＥＡＫ}より大きく、インダクタＬの最大インダクタ電流Ｉ_ＭＡＸより小さいピークインダクタ電流Ｉ_ＰＥＡＫをもたらすＴ_{ＤＥＬＡＹ}の値を示す。

図５のタイミング図はまた、変圧器出力電圧Ｖ_ＯＴの極性が正（Ｖ_ＨＩ）から負（Ｖ_ＬＯ）に遷移する時、Ｖ_ＯＴエッジ１９７を起点としてピーク値Ｉ_ＰＥＡＫからゼロに減少するインダクタ電流Ｉ_Ｌを示す。図５に示されるスイッチ制御信号ＳＣＳは、インダクタ電流Ｉ_Ｌがゼロに達すると同時にＳＣＳエッジ１９８においてデアサートされる。図５に示されるスイッチ制御信号ＳＣＳは、インダクタＬに蓄積されたエネルギーがなくなるまで、すなわちＩ_Ｌが０に達するまでアサートされた状態であるため、図５の全てのエネルギー伝達は無効エネルギー伝達である。

図６は、スイッチＱが開いている時に有効電力伝達モードで動作するブーストコンバータ段１００を示す。図示されるように、インダクタ電流Ｉ_Ｌは、インダクタＬから、Ｉ_Ｌが正の時、整流器ダイオードＤ１及び連結ダイオードＤ_ＬＩＮＫを通り、出力ノード１７１に達する電流経路３０２を辿る。この動作モードでは、インダクタＬに蓄積されたエネルギーは、連結コンデンサＣを充電するか、負荷１９０に散逸されるか、又はその両方である。

図７は、図５と類似した波形の例を示す。しかし、図７の波形において、スイッチ制御信号ＳＣＳは、インダクタＬに蓄積されたエネルギーの全てが電子変圧器に戻る前、すなわちインダクタ電流Ｉ_Ｌの大きさがゼロに戻る前の２０２においてデアサートされる。図７に示されるタイミングで、スイッチＱが開かれている時にインダクタＬに蓄積されたエネルギー２１０が、（図６の）負荷１９０に伝達される。スイッチ制御信号ＳＣＳがデアサートされる変圧器出力電圧Ｖ_ＯＴのエッジ遷移後の時間の長さを変化させることにより、スイッチコントローラ１１０は、インダクタＬに蓄積され、負荷に伝達されるエネルギーの量を制御することができる。

図８は、図８の２１２におけるＳＣＳ信号のデアサーションが変圧器出力電圧Ｖ_ＯＴのサイクル遷移の終わりとほぼ同時に発生することを除き図７と類似した波形を示す。この例では、スイッチが開かれている時のインダクタ電流Ｉ_Ｌは、図７においてスイッチが開かれていた時のインダクタ電流Ｉ_Ｌよりも大きく、結果として、参照符号２２０で表される図８で発生する有効電力伝達は、参照符号２１０で表される図７の有効電力伝達よりも大きい。

図４、図５、図７、及び図８に示されるタイミング構成は、全てスイッチ制御信号ＳＣＳが変圧器出力電圧Ｖ_ＯＴの半周期に１回のみアサートされる単一パルス構成である。

図９は、スイッチ制御信号ＳＣＳが変圧器出力電圧Ｖ_ＯＴの１つの半周期内に２回以上アサートされるマルチパルスタイミング構成を示す。Ｖ_ＯＴの立ち上がりエッジ３２０に対して時間Ｔ_{ＤＥＬＡＹ}で始まるスイッチ制御信号ＳＣＳの第１アサーション３２１の間に、インダクタ電流は、変圧器出力信号の半周期の終わりよりかなり前に、ゼロから図９で時間３２２においてＣＯＭＰ＿ＨＩ値と特定された規定値まで増加する。その後スイッチＱは、３２２においてスイッチ制御信号ＳＣＳをデアサートすることにより、ＣＣＭ＿ＯＦＦ間隔と表示された間隔の間オフにされ、その間にインダクタＬに蓄積されたエネルギーの一部が負荷に伝達される。図９には、スイッチ制御信号ＳＣＳは、Ｉ_Ｌが３２５においてＣＯＭＰ＿ＬＯ値に達した時にスイッチＱが再度オンにされて再アサートされ、インダクタ電流Ｉ_Ｌは、ＣＣＭ＿ＯＮと表示された間隔の間増加し始めることが示されている。インダクタ電流が３２６において再度ＣＯＭＰ＿ＨＩ値に達すると、スイッチＱは再度オフにされ、第２のＣＣＭ＿ＯＦＦ間隔が始まる。このＣＣＭ＿ＯＦＦ間隔とＣＣＭ＿ＯＮ間隔の連続は、時間３２８における変圧器出力信号の半周期の終わりまで続く。

図９に示される例において、スイッチ制御信号ＳＣＳは、変圧器出力信号の半周期の終わりにおいてアサート状態にあり、ＳＣＳが時間３２９においてデアサートされ、インダクタＬに残っているエネルギー３３０が負荷に伝達されるまで、半周期の終わりに続くある間隔の間アサートされたままである。スイッチコントローラ１１０の実施形態は、１つ以上の基準が満たされると３２９においてスイッチＱを開く。例えば、３２９におけるＳＣＳ信号のデアサーションは、Ｉ_ＬがＣＯＭＰ＿ＬＯよりも下がった時に発生し、スイッチ制御信号ＳＣＳの最後のアサーション３３１の幅は、最小ＣＣＭ＿ＯＮ閾値よりも大きい。また、図９は、ＳＣＳが変圧器出力信号の半周期の終わりにおいてアサート状態にあることを示しているが、ＳＣＳ信号は変圧器出力信号の半周期の終わりにおいてデアサート状態にあってもよい。

定性的に、図９の波形は、スイッチＱを変圧器出力信号の半周期の比較的早い段階でオンにし、インダクタ電流が例えば最小ピークインダクタ電流よりも大きいが最大インダクタ電流Ｉ_ＭＡＸよりも小さいＣＯＭＰ＿ＨＩ値に達するまでこれを監視することによりインダクタ電流Ｉ_Ｌを制御し、インダクタに蓄積されたエネルギーを利用し、次にスイッチＱのオンオフ切り替えを開始して、インダクタ電流を最小ピークインダクタ電流及び最大インダクタ電流間の比較的狭い範囲に維持しながら、インダクタエネルギーの一部を負荷に伝達できることを示している。

図１０は、図１のブーストコンバータ段１００での使用に適した例示的なスイッチコントローラ１１０の要素を示す。図１０に示されるスイッチコントローラ１１０は、ＳＥＮＳＥ＿ＩＮ入力でセンス信号１１５を、ＬＯＡＤ＿ＩＮ入力でＬＯＡＤ信号１１６を、ＶＡ＿ＩＮ及びＶＢ＿ＩＮと特定された入力対を介して変圧器出力電圧Ｖ_ＯＴを受ける。少なくとも一実施形態において、スイッチコントローラ１１０は、受け取った入力から１つ以上の内部信号のセットを抽出する。図１０に示されるスイッチコントローラ１１０は、内部信号を受信し、ＳＣＳ＿ＯＵＴ出力で出力されるスイッチ制御信号ＳＣＳを生成するコントローラロジック４００を含む。

幾つかの実施形態において、スイッチコントローラ１１０は、センス信号１１５を第１比較器４０１の第１入力及び第２比較器４０２の第１入力に供給する。第１比較器４０１の第２入力は、デジタル／アナログコンバータ４０３から所定の又は設定可能なＤＡＣ＿ＨＩ信号４０５を受信し、一方第２比較器４０２の第２入力は、デジタル／アナログコンバータ４０４から所定の又は設定可能なＤＡＣ＿ＬＯ信号４０６を受信する。

図１０に示されるスイッチコントローラ１１０は、センス信号１１５及びＤＡＣ＿ＨＩ信号４０５の相対値に基づいてＣＯＭＰ＿ＨＩ信号４１０を生成する。スイッチコントローラ１１０はまた、比較器４０２により行われるセンス信号１１５とＤＡＣ＿ＬＯ信号４０６との比較に基づいてＣＯＭＰ＿ＬＯ信号４２０を生成する。

図１０に示されるスイッチコントローラ１１０は、発振信号４３１を生成する発振ロジック４３０にＣＯＭＰ＿ＬＯ信号４２０を供給する。発振信号４３１は、電子変圧器１３０の動作状態を示す。例えば発振信号４３１は、インダクタ電流Ｉ_ＬがいつＩ_{ＭＩＮＰＥＡＫ}又は別の最小閾値を超えたかを示すことにより、ブーストコンバータ段１００が電子変圧器の確実な動作を維持するのに十分な電流を引き出しているかどうかを示す。発振ロジック４３０の例示的な実施態様は、図１５に関連してより詳細に説明される。

図１０に示されるスイッチコントローラ１１０の実施形態において、変圧器出力信号Ｖ_ＯＴは、変圧器出力信号遷移、例えば変圧器出力電圧Ｖ_ＯＴのエッジを示すＥＤＧＥ信号４４１を生成するＥＤＧＥ検出ロジック４４０により受信される。

図１０は、基準電圧信号４５２を第２入力として受信するカウンタロジック４５０の第１入力に供給されるＬＯＡＤ信号１１６を示す。図１０に示されるカウンタロジック４５０は、変圧器出力電圧半周期の開始後のスイッチ制御信号ＳＣＳの最初のアサーションを計時するのに用いられる、ＯＦＦ＿ＣＯＵＮＴ＿ＭＡＸ信号４５１として特定されたカウンタ値を生成する。幾つかの実施形態において、カウンタロジック４５０は、ＬＯＡＤ信号１１６が小さい負荷を示す時、大きい値のＯＦＦ＿ＣＯＵＮＴ＿ＭＡＸを生成する。反対に、カウンタロジック４５０は、ＬＯＡＤ信号１１６が比較的大きい負荷を示す時、小さい値のＯＦＦ＿ＣＯＵＮＴ＿ＭＡＸを生成する。

図１０に示されるコントローラ１１０は、メモリ又はストレージ要素４７０を含む。メモリ４７０は、磁気ストレージ、固体ストレージ、不揮発性ストレージ、揮発性ストレージ等を含むがこれらに限定されない、コンピュータ可読メモリ又はストレージの任意の適当な形態で実装される。図１０に示されるメモリ４７０は、構成設定４８０を格納するか又はさもなければこれを含む。図１０に示されるメモリ４７０に格納された構成設定４８０は、マルチパルス動作を可能にする又は示すマルチパルス構成設定、ＣＯＭＰ＿ＨＩ信号を判定するのに用いられるＤＡＣ＿ＨＩ基準４０３に対応するＤＡＣ＿ＨＩ構成設定、ＣＯＭＰ＿ＬＯ信号を判定するのに用いられるＤＡＣ＿ＬＯ基準４０４に対応するＤＡＣ＿ＬＯ構成設定、インダクタＬの最小ピーク電流を示す最小ピークインダクタ電流構成設定、インダクタＬに推奨される最大電流に対応する最大インダクタ電流Ｉ_ＭＡＸ設定、インダクタＬのインダクタンスを示すインダクタンス構成設定、電子変圧器周波数構成設定、ＣＣＭ＿ＯＮ間隔を示すＣＣＭ＿ＯＮ構成設定、及びＣＣＭ＿ＯＦＦ間隔を示すＣＣＭ＿ＯＦＦ設定を含むがこれらに限定されない。他の実施形態は、より多い構成設定、より少ない構成設定、及び／又は図１０に示されるものとは異なる構成設定を採用する。

図１０のコントローラロジック４００は、非制限的例示として、ＣＯＭＰ＿ＨＩ信号４１０、ＣＯＭＰ＿ＬＯ信号４２０、発振信号４３１、ＥＤＧＥ信号４４１、及びＯＦＦ＿ＣＯＵＮＴ＿ＭＡＸ信号４５１を含むコントローラロジック入力を受ける。図１０に示されるコントローラロジック４００は、コントローラロジック４００及び構成設定４８０により受け取られるコントローラロジック入力に基づいてスイッチ制御信号ＳＣＳを生成する。コントローラロジック４００は、図４、図５、図７、図８、及び図９に示されるタイミング構成のいずれか、及び図示されたこれらの構成の変種をサポートするようにスイッチ制御信号ＳＣＳを制御する。

これから図１１を参照すると、少なくとも幾つかの実施形態において、スイッチコントローラ１１０は、定義された動作状態のセット及び定義された状態間を遷移するための定義された基準を含む有限状態機械を実装する。図１１は、スイッチコントローラ１１０により単一パルスモードでサポートされる例示的な有限状態機械５０１を示す。図１１に示される有限状態機械５０１は、ＯＮ状態５０２、ＥＤＧＥ状態５１０、及びＯＦＦ状態５２０を含む。少なくとも一実施形態において、スイッチコントローラ１１０は、例えば電源リセット後にＯＮ状態５０２に入る。ＯＮ状態５０２において、スイッチＱは閉じられており、スイッチコントローラ１１０は発振信号４３１及びエッジ信号４４１を監視している。図１１に示される有限状態機械５０１は、発振信号４３１及びエッジ信号４４１が両方ともＴＲＵＥである場合、遷移経路５０３に沿ってＯＮ状態５０２からＥＤＧＥ状態５１０に遷移する。図１１に示される有限状態機械５０１は、ＦＡＬＳＥ状態のＣＯＭＰ＿ＬＯ信号、すなわちＮＯＴ ＣＯＭＰ＿ＬＯが真であることを検出すると、遷移経路５０４に沿ってＥＤＧＥ状態５１０からＯＦＦ状態５２０に遷移する。有限状態機械５０１がＯＦＦ状態５２０に遷移すると、有限状態機械５０１はスイッチＱをオフにし、ＯＦＦカウンタをクリアする。少なくとも一実施形態において、ＯＦＦカウンタは、コントローラ１１０に供給される論理クロック信号の１周期に１回インクリメントし、コントローラ１１０は、ＯＦＦ＿ＣＯＵＮＴ＿ＭＡＸ信号４５１に対してＯＦＦカウンタを監視する。ＯＦＦカウンタがＯＦＦ＿ＣＯＵＮＴ＿ＭＡＸ４５１を超える時、図１１に示される有限状態機械５０１は、ＯＦＦ状態５２０からＯＮ状態５０２に遷移する。

図１２は、図１１の有限状態機械５０１の場合の、変圧器出力電圧Ｖ_ＯＴ、インダクタ電流Ｉ_Ｌ、及びスイッチ制御信号ＳＣＳの例示的な波形を示す。図１２に示すように、ＯＦＦ状態の持続時間Ｔ_{ＤＥＬＡＹ}は、変圧器出力電圧Ｖ_ＯＴがローからハイへ遷移した後もデアサートされている時間の長さを示す。持続時間Ｔ_{ＤＥＬＡＹ}の終わりにおいて、有限状態機械５０１はＯＮ状態５０２に遷移し、スイッチ制御信号ＳＣＳはアサートされ、インダクタ電流Ｉ_Ｌが上昇し始める。図１１及び図１２に示される有限状態機械５０１は、エッジ５３２における変圧器出力電圧Ｖ_ＯＴの半周期の終わりまでスイッチＱが閉じられたＯＮ状態５０２にある。この構成において、ピークインダクタ電流は、Ｔ_{ＤＥＬＡＹ}５３１及びブーストコンバータ段１００の電気特性にのみ制限される。

変圧器出力電圧Ｖ_ＯＴのエッジ遷移５３２の後、ＥＤＧＥ信号４４１はＴＲＵＥであり、スイッチコントローラ１１０はＥＤＧＥ状態５１０に遷移し、スイッチＱは閉じられたままであり、インダクタ電流Ｉ_Ｌは、インダクタエネルギーが電子変圧器１３０に戻るのに伴い減少する。有限状態機械５０１は、インダクタ電流Ｉ_ＬがＣＯＭＰ＿ＬＯ信号４２０をＴＲＵＥに維持するのに必要なＣＯＭＰ＿ＬＯ閾値よりも下がる時、ＥＤＧＥ状態５１０からＯＦＦ状態５２０に遷移する。有限状態機械５０１は、ＳＣＳエッジ５３３においてスイッチ制御信号ＳＣＳをデアサートし、スイッチＱを開く。スイッチＱがオフにされると、インダクタＬに残っているインダクタエネルギー５３５は負荷に伝達される。

図１３は、マルチパルス動作をサポートし、５つの状態を含む有限状態機械６０１を示す。有限状態機械６０１は、図１１に示されるＯＮ状態５０２、ＥＤＧＥ状態５１０、及びＯＦＦ状態５２０と類似するＯＮ状態６０２、ＥＤＧＥ状態６１０、及びＯＦＦ状態６２０を含む。しかしながら、図１１に示される有限状態機械５０１のＯＮ状態５０２は、ＥＤＧＥ状態５１０にのみ遷移可能であるが、図１３に示される有限状態機械６０１は、ＯＮ状態６０２から２つの異なる状態に遷移可能である。ＯＮ状態６０２からの遷移はどちらも発振信号４３１の検出を必要とする。しかしながら、有限状態機械５０１と異なり、有限状態機械６０１は、エッジ信号及び有限状態機械５０１により監視される発振信号に加えて、ＣＯＭＰ＿ＨＩ信号を監視する。図１３に示される有限状態機械６０１は、いずれもアサートされた発振信号及びＣＯＭＰ＿ＨＩ信号を検出すると、ＯＮ状態６０２からＣＣＭ＿ＯＦＦ状態６３０に遷移する。有限状態機械６０１は、いずれもアサートされた発振信号及びエッジ信号を検出すると、ＯＮ状態６０２からＥＤＧＥ状態６１０に遷移する。有限状態機械６０１は、ＣＯＭＰ＿ＨＩ信号が所定の限界値以上の値を有するインダクタ電流に関連していることを認識すると、変圧器出力半周期が終わる前にインダクタ電流Ｉ_ＬがＣＯＭＰ＿ＨＩ閾値以上である場合にＣＣＭ＿ＯＦＦ状態６３０に遷移する。

ＯＮ状態６０２からＣＣＭ＿ＯＦＦ状態６３０への遷移は、エッジ遷移６３１で図１４にグラフで示されている。ＣＣＭ＿ＯＦＦ状態６３０において、スイッチコントローラ１１０はスイッチＱを開き、一方変圧器出力電圧Ｖ_ＯＴは、図示される例において正電圧に維持される。スイッチＱが開いた状態で、インダクタＬはエネルギーを負荷に伝達し始め、インダクタ電流Ｉ_Ｌは下がり始める。図１３を再度参照すると、有限状態機械６０１は、ＣＣＭ＿ＯＦＦカウンタを監視して、スイッチコントローラ１１０がどれくらいの間ＣＣＭ＿ＯＦＦ状態６３０にあるかを判定する。ＣＣＭ＿ＯＦＦカウンタがＣＣＭ＿ＯＦＦ閾値以上になると、有限状態機械６０１は、ＣＣＭ＿ＯＦＦ状態６３０から、スイッチ制御信号ＳＣＳがアサートされ、第２信号、すなわちエッジイネーブル信号が１に設定されるＣＣＭ＿ＯＮ状態６４０に遷移する。

図１３に示される有限状態機械６０１は、ＣＣＭ＿ＯＮ状態６４０から、ＣＣＭ＿ＯＦＦ状態６３０又はＯＦＦ状態６２０のいずれかに遷移する。有限状態機械６０１がＣＣＭ＿ＯＮ状態６４０にある間にＣＯＭＰ＿ＨＩ信号がアサートされると、有限状態機械６０１はＣＣＭ＿ＯＦＦ状態６３０に逆遷移する。このＣＣＭ＿ＯＮ状態６４０からＣＣＭ＿ＯＦＦ状態６３０への遷移は、図１４のエッジ遷移６４１としてグラフで示されている。図１４は、有限状態機械６０１が、変圧器出力電圧Ｖ_ＯＴがほぼ一定で、インダクタ電流Ｉ_ＬがＣＯＭＰ＿ＨＩ値及びＣＯＭＰ＿ＬＯ値間を上下するのに伴い、ＣＣＭ＿ＯＦＦ状態６３０及びＣＣＭ＿ＯＮ状態６４０間を２以上のサイクルで往復発振する。

図１３に示される有限状態機械６０１は、ＣＣＭ＿ＯＮカウンタがＣＣＭ＿ＯＮ＿ＭＩＮ値を超え、ＣＯＭＰ＿ＬＯ信号がＦＡＬＳＥである場合、ＣＣＭ＿ＯＮ状態６４０からＯＦＦ状態６２０に遷移する。図１４に示すように、ＣＣＭ＿ＯＮ状態６４０からＯＦＦ状態６２０への遷移は、変圧器出力電圧Ｖ_ＯＴエッジ６５１の後に発生する。変圧器出力電圧Ｖ_ＯＴがエッジ６５１において遷移する時、Ｖ_ＯＴは負の値に変化する一方、スイッチ制御信号ＳＣＳはスイッチＱを閉じたままにする。有限状態機械６０１は、インダクタＬに蓄積された無効エネルギーを電子変圧器１３０に戻し始め、インダクタ電流Ｉ_Ｌは下がり始める。次にスイッチ制御信号ＳＣＳが基準６６１においてデアサートされる時、スイッチＱは開かれ、インダクタＬは、その残っているエネルギー６５５を負荷に伝達する。

ＣＣＭ＿ＯＦＦ限界値、ＣＣＭ＿ＯＮ限界値、ＣＯＭＰ＿ＨＩ信号及びＣＯＭＰ＿ＬＯ信号を制御することにより、有限状態機械６０１は、図１４に示される状態機械遷移を柔軟に実行して、Ｔ_{ＤＥＬＡＹ}の持続時間、ＣＣＭ＿ＯＮ／ＣＣＭ＿ＯＦＦ間隔の数及び持続時間を制御することができる。図１４に示される有限状態機械６０１において、ＣＯＭＰ＿ＨＩ閾値及びＣＯＭＰ＿ＬＯ閾値は、両方とも最小ピークインダクタ電流Ｉ_{ＭＩＮＰＥＡＫ}及び最大インダクタ電流Ｉ_ＭＡＸ間の範囲内にあり、ここで、ＣＯＭＰ＿ＨＩ閾値はＣＯＭＰ＿ＬＯ閾値よりも大きい。この構成において、スイッチコントローラ１１０は、インダクタの最大電流定格に違反することなく発振電流の基準を満たすことにより、電子変圧器の確実な動作を保証する。

図１３及び図１４に示される有限状態機械６０１及び図１１及び図１２に示される有限状態機械５０１はいずれも、特に最初のＯＮ状態から他の何らかの状態への遷移について発振信号を監視する。これらの両実施形態において、ブーストコンバータ段１００の有限状態機械は、発振信号により電子変圧器回路が適切に機能していることが示されるまで、スイッチ制御信号がアサートされた最初のＯＮ状態のままである。図１５を参照すると、有限状態機械５０１、有限状態機械６０１、又は他の適当な有限状態機械の一部は、図１５のフロー図による動作を実行するように動作可能な発振信号ロジックを含む。図１５に示されるように、動作７００は、ＣＯＭＰ＿ＬＯ信号の最初の比較（ブロック７０２）を含む。ＣＯＭＰ＿ＬＯ信号が真の場合、動作７００は、デッドカウンタがゼロに初期化され、発振信号がアサートされるブロック７０４に移行する。次に、図１５に示される方法７００はブロック７０２に戻る。ブロック７０２の比較が行われる際にコンペアローがアサート解除された場合、図１５に示される方法７００は、ブロック７０２から、デッドカウンタがインクリメントされるブロック７０６に移行する。次に、図１５に示される方法７００は、ブロック７０８においてデッドカウンタをデッドカウンタ最大値と比較する。デッドカウンタがデッドカウンタ最大値以上である場合、方法７００は、発振信号がデアサートされ、デッドカウンタがデッドカウンタ最大値に設定されるブロック７１０に移行する。ブロック７０８において、デッドカウンタがデッドカウンタ最大値よりも小さい場合、方法７００は、ブロック７１２において発振信号を１に設定し、ブロック７０２に戻る。

図１５に示されるように、方法７００は最初に発振信号をアサートし、ＣＯＭＰ＿ＬＯ信号が、デッドカウンタ最大値により決定された持続時間の間デアサートされたままでない限り発振信号を維持する。ＣＯＭＰ＿ＬＯ信号がデッドカウンタ最大値により決定された間隔よりも長い間デアサートされたままである場合、発振信号はブロック７１０においてデアサートされる。

本明細書で使用されるように、２つ以上の要素が互いに「結合されている」という時、かかる用語は、そのような２つ以上の要素が、間接接続であろうと直接接続であろうと介在要素の有無にかかわらず電子的に通信していることを示す。

本開示は、当業者が理解する本明細書の例示的な実施形態に対する全ての変更形態、置換形態、変形形態、代替形態及び修正形態を包含する。同様に、適切な場合は、添付された特許請求の範囲は、当業者が理解する本明細書の例示的な実施形態に対する全ての変更形態、置換形態、変形形態、代替形態及び修正形態を包含する。さらに、特定の機能を行うように適合され、配置され、能力を有し、構成され、可能にされ、動作可能であり、又は作用効果がある、添付された特許請求の範囲における装置若しくはシステム又は装置若しくはシステムの構成要素への言及は、その装置、システム、若しくは構成要素、又はその特定の機能が、活性化され、電源投入され、若しくは解除されるか否かにかかわらず、その装置、システム、若しくは構成要素が、そのように適合され、配置され、能力を有し、構成され、可能にされ、動作可能であり又は作用効果がある限り、その装置、システム、若しくは構成要素を包含する。

本明細書に列挙された実例及び条件付き文言は全て、本開示及び発明者が技術の推進に貢献した概念を読者が理解する手助けとなる教育的な目的が意図されており、そのような特別に列挙された実例及び条件に限定しないものとして解釈される。本開示の実施形態について詳細に記載したが、本開示の趣旨及び範囲から逸脱せずに、本開示に対する様々な変更、置換え、及び代替を行うことができることを理解されたい。

Claims (33)

1. 電子変圧器の出力電流がインダクタ電流として流れるインダクタと、
   前記インダクタ電流を整流することにより整流電流を生成する整流器と、
   前記整流器と負荷との間に設けられ、前記整流電流の電流経路を制御するスイッチと、を備える低電圧装置の前記スイッチを制御するスイッチコントローラであって、
   前記電子変圧器が出力する変圧器信号を受信する変圧器入力を含む、１つ以上のコントローラ入力のセットと、
   前記変圧器信号のエッジ遷移を検出し、前記インダクタ電流が、前記電子変圧器が安定的に動作するのに必要な最小ピークインダクタ電流以上となるように、前記スイッチを閉じるためのスイッチ制御信号のアサーションを前記エッジ遷移に同期させるよう前記スイッチ制御信号を生成するコントローラロジックと、を含み、
   前記整流電流は、前記スイッチが閉じられている時、スイッチ電流として前記スイッチを流れて前記電子変圧器に戻り、前記スイッチが開いている時は前記負荷に供給される、
   スイッチコントローラ。
2. 前記インダクタ電流は、前記スイッチ制御信号のアサーションの後、前記変圧器信号の電圧及び前記インダクタのインダクタンスに従って決定されたレートでほぼ線形に増加する、請求項１に記載のスイッチコントローラ。
3. 前記コントローラロジックは、前記スイッチ制御信号のアサーションを前記変圧器信号のエッジ遷移後の遅延間隔だけ遅延させ、前記遅延間隔は、最小ピークインダクタ電流閾値よりも大きく、最大インダクタ電流閾値よりも小さいピークインダクタ電流をもたらす、請求項２に記載のスイッチコントローラ。
4. 前記コントローラ入力は、前記スイッチ電流を示すセンス信号を受信するセンス入力を含み、前記コントローラロジックは、前記センス信号にさらに従って前記スイッチ制御信号を制御する、請求項１に記載のスイッチコントローラ。
5. 前記コントローラ入力は、負荷電圧を示す負荷信号を受信する負荷入力を含み、前記コントローラロジックは、前記負荷信号にさらに従って前記スイッチ制御信号を制御する、請求項４に記載のスイッチコントローラ。
6. 前記コントローラロジックは、前記変圧器信号の半周期に１回前記スイッチ制御信号をアサートする、請求項５に記載のスイッチコントローラ。
7. 前記コントローラロジックは、最小ピークインダクタ電流閾値に従って決定される最小間隔だけ前記変圧器信号の正から負へのエッジ遷移に先立って、前記スイッチ制御信号をアサートする、請求項６に記載のスイッチコントローラ。
8. 前記コントローラロジックは、最大インダクタ電流閾値に従って決定される最大期間だけ正から負へのエッジ遷移に先立って、前記スイッチ制御信号をアサートする、請求項７に記載のスイッチコントローラ。
9. 前記コントローラロジックは、前記変圧器信号の正から負へのエッジ遷移後に前記スイッチを開けるよう前記スイッチ制御信号をデアサートする、請求項６に記載のスイッチコントローラ。
10. 前記コントローラロジックは、前記センス信号のトリガリング値に従って前記正から負へのエッジ遷移後に前記スイッチ制御信号をデアサートする、請求項９に記載のスイッチコントローラ。
11. 前記センス信号の前記トリガリング値は、ゼロインダクタ電流を示す、請求項１０に記載のスイッチコントローラ。
12. 前記センス信号の前記トリガリング値は、前記インダクタ電流の正の値に対応し、前記トリガリング値は負荷回路に転送される、請求項１０に記載のスイッチコントローラ。
13. 前記コントローラロジックは、前記変圧器信号の半周期につき複数回、前記スイッチを閉じるよう前記スイッチ制御信号をアサートする及び前記スイッチを開けるよう前記スイッチ制御信号をデアサートする、請求項５に記載のスイッチコントローラ。
14. 前記コントローラロジックは、前記変圧器信号の１つの半周期における前記スイッチ制御信号の複数のアサーションを、規定の閾値を上回る前記センス信号を検出するまで妨げるマルチパルスイネーブル入力を含む、請求項１３に記載のスイッチコントローラ。
15. 前記コントローラロジックは、充電間隔及び散逸間隔を含むマルチパルス間隔だけ正から負へのエッジ遷移に先立って、最初に前記スイッチ制御信号をアサートし、前記充電間隔は、最小ピークインダクタ電流閾値に従って前記インダクタを充電するのに十分であり、前記散逸間隔は、複数の散逸サイクルを包含するのに十分である、請求項１３に記載のスイッチコントローラ。
16. 前記散逸サイクルのそれぞれは、第１の持続時間の間の前記スイッチ制御信号のデアサーション及び第２の持続時間の間の前記スイッチ制御信号のアサーションを含む、請求項１５に記載のスイッチコントローラ。
17. 前記コントローラロジックは、前記負荷信号に従って前記マルチパルス間隔の持続時間を決定する、請求項１５に記載のスイッチコントローラ。
18. 前記コントローラロジックは、前記スイッチ制御信号がアサートされた状態でオン状態に初期化し、前記変圧器の発振を示す発振信号及び前記変圧器信号のエッジ遷移を示すエッジ信号を監視する、請求項５に記載のスイッチコントローラ。
19. 前記コントローラロジックは、前記スイッチを開けるよう前記スイッチ制御信号をデアサートし、エッジ状態に遷移し、低閾値を下回る前記センス信号を示すコンペアロー信号を監視することにより、前記オン状態の間に、いずれもアサートされた前記発振信号及び前記エッジ信号を検出したことに応答する、請求項１８に記載のスイッチコントローラ。
20. 前記コントローラロジックは、オフカウンタをクリアし、オフ状態に遷移し、最大閾値を超える前記オフカウンタを示すオフタイムアウト信号を監視することにより、前記エッジ状態の間に、アサートされた前記コンペアロー信号を検出したことに応答する、請求項１９に記載のスイッチコントローラ。
21. 前記コントローラロジックは、前記スイッチ制御信号をアサートし、前記オン状態に遷移することにより、前記オフ状態の間に、前記オフタイムアウト信号を検出したことに応答する、請求項２０に記載のスイッチコントローラ。
22. 前記コントローラロジックは、前記スイッチ制御信号をデアサートし、連続電流モードオフカウンタをクリアし、連続電流モードオフ状態に遷移し、前記連続電流モードオフ状態の持続時間を示す前記連続電流モードオフカウンタを監視することにより、前記オフ状態の間に、いずれもアサートされた前記発振信号及びコンペアハイ信号を検出したことに応答する、請求項２０に記載のスイッチコントローラ。
23. 前記コントローラロジックは、前記スイッチ制御信号をアサートし、連続電流モードオンカウンタをクリアし、連続電流モードオン状態に遷移することにより、前記連続電流モードオフ状態の間に、前記連続電流モードオフカウンタが連続電流モードオフ閾値を超えたことを検出したことに応答する、請求項２２に記載のスイッチコントローラ。
24. 前記コントローラロジックは、前記スイッチ制御信号をデアサートし、前記連続電流モードオフカウンタをクリアし、前記連続電流モードオフ状態に遷移することにより、前記連続電流モードオン状態の間に、前記コンペアハイ信号を検出したことに応答し、
    前記スイッチ制御信号をデアサートし、前記オフカウンタをクリアし、前記オフ状態に遷移することにより、前記連続電流モードオン状態の間に、前記連続電流モードオンカウンタが連続電流モードオン閾値を超えたこと、及びアサートされていない前記コンペアロー信号を検出したことに応答する、請求項２３に記載のスイッチコントローラ。
25. 前記コントローラロジックは、前記センス信号及び高基準電圧信号に従ってコンペアハイ信号を生成する第１比較器と、前記センス信号及び低基準電圧信号に従ってコンペアロー信号を生成する第２比較器と、を含む、請求項５に記載のスイッチコントローラ。
26. 前記コントローラロジックは、前記コンペアロー信号に従って、前記変圧器の発振を示す発振信号を生成する発振検出器を含み、前記発振信号は、真値に初期化し、前記コンペアロー信号が所定の間隔を超える持続時間の間デアサートされない限り真のままである、請求項２５に記載のスイッチコントローラ。
27. 変圧器出力電流及び変圧器出力電圧を含む変圧器信号を生成する電子変圧器との使用に適した低電圧装置であって、前記低電圧装置は、
    前記変圧器出力電流がインダクタ電流として流れるインダクタと、
    前記インダクタ電流を整流することにより整流電流を生成する整流器と、
    前記整流器と負荷との間に設けられ、前記整流電流の電流経路を制御するスイッチと、
    前記スイッチを制御するスイッチ制御信号を生成するコントローラと、
    を有するブーストコンバータ段を有し、
    前記コントローラは、前記変圧器出力電圧を受ける変圧器入力を含む、少なくとも１つのコントローラ入力と、前記インダクタ電流が、前記電子変圧器が安定的に動作するのに必要な最小ピークインダクタ電流以上となるように、前記スイッチを閉じるためのスイッチ制御信号のアサーションを前記変圧器入力により示される変圧器出力遷移に同期させるよう前記スイッチ制御信号を生成するコントローラロジックとを含み、
    前記整流電流は、前記スイッチが閉じられている時、スイッチ電流として前記スイッチを流れて前記電子変圧器に戻り、前記スイッチが開いている時は前記負荷に供給される、
    低電圧装置。
28. 前記ブーストコンバータ段は、前記ブーストコンバータ段の出力に接続されたコンデンサと、スイッチノードに接続されたアノード及び前記ブーストコンバータ段の出力の第１の端子に接続されたカソードを含むダイオードと、をさらに含み、
    前記スイッチは、前記スイッチノードに接続された第１の出力端子を含み、前記スイッチは、前記スイッチノードから前記スイッチ電流を引き出し、前記スイッチ電流は、前記スイッチ制御信号が前記スイッチを閉じるようアサートされている時は前記整流電流に等しく、前記スイッチ制御信号が前記スイッチを開くようデアサートされている時はゼロにほぼ等しい、請求項２７に記載の低電圧装置。
29. ピークインダクタ電流は、最小ピークインダクタ電流閾値よりも大きく、かつ最大インダクタ電流制限よりも小さい、請求項２８に記載の低電圧装置。
30. 電子変圧器の出力電流がインダクタ電流として流れるインダクタと、
    前記インダクタ電流を整流することにより整流電流を生成する整流器と、
    前記整流器と負荷との間に設けられ、前記整流電流の電流経路を制御するスイッチと、を備える低電圧装置の前記スイッチを制御するスイッチ制御方法であって、
    前記電子変圧器が出力する変圧器信号を受信することと、
    前記変圧器信号のエッジ遷移を検出することと、
    前記インダクタ電流が、前記電子変圧器が安定的に動作するのに必要な最小ピークインダクタ電流以上となるように、前記スイッチを閉じるためのスイッチ制御信号のアサーションを前記エッジ遷移に同期させるよう前記スイッチを制御するスイッチ制御信号を生成することと、を含み、
    前記整流電流は、前記スイッチが閉じられている時、スイッチ電流として前記スイッチを流れて前記電子変圧器に戻り、前記スイッチが開いている時は前記負荷に供給される、
    スイッチ制御方法。
31. 前記スイッチ制御信号を生成することは、
    前記スイッチ制御信号がアサートされた状態でオフ状態に初期化することと、
    前記変圧器の発振を示す発振信号、前記変圧器出力のエッジ遷移を示すエッジ信号、最大インダクタ電流閾値に適合するインダクタ電流を示すコンペアハイ信号、及び最小ピークインダクタ電流閾値に適合するインダクタ電流を示すコンペアロー信号を監視することと、
    前記スイッチを開けるよう前記スイッチ制御信号をデアサートし、連続電流モードオフ状態の持続時間を示す連続電流モードオフカウンタをクリアし、前記連続電流モードオフ状態に遷移することにより、前記オフ状態の間に、いずれもアサートされた前記発振信号及び前記コンペアハイ信号を検出したことに応答することとを含む、請求項３０に記載のスイッチ制御方法。
32. 前記スイッチ制御信号をアサートし、連続電流モードオン状態の持続時間を示す連続電流モードオンカウンタをクリアし、前記連続電流モードオン状態に遷移することにより、前記連続電流モードオフ状態の間に、前記連続電流モードオフカウンタが連続電流モードオフ閾値を超えたことを検出したことに応答することをさらに含む、請求項３１に記載のスイッチ制御方法。
33. 前記スイッチ制御信号をデアサートし、前記連続電流モードオフカウンタをクリアし、前記連続電流モードオフ状態に遷移することにより、前記連続電流モードオン状態の間に、前記コンペアハイ信号を検出したことに応答することと、
    前記オフ状態に遷移することにより、前記連続電流モードオン状態の間に、連続電流モードオン閾値を超える前記連続電流モードオンカウンタ、及びアサートされていない前記コンペアロー信号を検出したことに応答することと、をさらに含む、請求項３２に記載のスイッチ制御方法。