JP6328181B2 - 符号系列を用いた送信信号の生成検出方法、通信システム及び計測システム - Google Patents

Description

本発明は符号系列を用いた送信信号の生成検出方法、その生成検出方法を用いた通信システム及び計測システムに関わる。

スマートグリッド等の構築のために強雑音や障害物の存在下で高速、高品質な通信が可能な通信方式が必要とされている。従来、雑音耐性に優れ、多元接続を可能とする通信方式としてＤＳ−ＳＳ直接シーケンス・スペクトル拡散方式が開示されているが、この方式は、通信途上で送信信号に重畳した狭帯域雑音は逆拡散により帯域外へ除去して信号対雑音比（ＳＮ比）を改善できるが、広帯域雑音に対するＳＮ比は改善することができないという問題点があった（非特許文献１、２）。

また、入力データを並列データ系列に順次変換して、各並列データ系列をＮ個のチャネル（Ｎは２以上の自然数）に順次分配し、各並列データ系列を所定の直交符号系列、例えば、Ｗａｌｓｈ関数列、に順次変換し、前記直交符号系列に所定の拡散符号を各々乗じてスペクトル拡散変調処理し、Ｎ個のＳＳ（Ｓｐｒｅａｄ Ｓｐｅｃｔｒｕｍ：スペクトル拡散）信号を生成し、各ＳＳ信号に、それぞれ大きさが異なる遅延を付加し、これらＮ個のＳＳ信号を所定の方法により多重化して送信多重ＳＳ信号を生成し、送信多重ＳＳ信号に所定の信号処理を施して送出する送信装置と、拡散符号を、直交符号系列のビット数Ｊで分割した部分拡散符号を保持し、送信多重ＳＳ信号と各部分拡散符号との部分相関値をそれぞれ算出し、各直交符号系列を行要素とする直交符号行列の逆行列を保持し、当該逆行列に各部分相関値からなる列ベクトルを乗じて、直交符号系列各々に対応した直交相関値を算出し、直交相関値が最大となる直交符号系列を特定し、該直交符号系列に予め対応付けられた並列データ系列を復調並列データ系列としてＮ個のチャネルそれぞれに出力して最尤判定し、送信装置において各チャネルのＳＳ信号に付加された遅延量に基づき、各チャネルの復調並列データ系列の遅延差を補正し、遅延差補正後の各復調並列データ系列を、送信多重ＳＳ信号の拡散符号の繰返し周期に同期した再生シンボルクロックに基づいてそれぞれ標本化し、各チャネルの標本化データを並直列変換して直列復調データ系列を得る、受信装置とが開示されている（特許文献４）が、Ｗａｌｓｈ関数のような直交符号系列は雑音の影響を受けて直交性が失われ易く、雑音が重畳した信号では誤検出の生起確率が高くなるという問題点があった。

また、高速伝送を目的としたM-ary方式および複数の符号系列の組み合わせと極性でデ
ータを表す多値Ｍ−ａｒｙ方式が開示されているが、何れもＳＮ比改善率はＤＳ−ＳＳスペクトル拡散方式以下であり、また、多値Ｍ−ａｒｙの場合、個別Ｍ−ａｒｙ信号の検出が難しくなるために多重度を増して十分な伝送速度を得ることは困難であるという問題点があった（非特許文献１、３、４）。

また、送信信号を、シフト時間にデータが写像された周期の被拡散符号系列に周期の拡散符号パルスからなる順序パルス列を乗積して多重化した多重化基本パルス列を用いて生成し、データの復号は検出された多重化基本パルス列を順序パルス列で順次逆拡散して低速符号系列を分離しその局在化パルスを検出して行う符号系列型送信装置及び受信装置が開示されている（特許文献１，２，３）が、この技術の拡散符号系列は順序を与えるものであってデータは被拡散符号系列にのみ写像されるためにチップ当りの情報量が小さく、高速化はこれを補うべく基本パルス列を多重化して行うが処理に長時間を必要とするとともに回路が複雑になりコスト高となるという問題点があった。また、ＳＮ比の改善は順序
パルス列による周期の多重化基本パルス列の逆拡散と逆拡散された信号の局在化により行うが、逆拡散には被拡散符号系列に対して周期単位の基本パルス列が使用されるため拡散率を十分には大きくできずＳＮ比改善率が制限され、高速化が抑制されるという問題点があった。

以上の既存の技術は、拡散のための符号系列と結合のための符号系列のチップとを乗積して振幅方向に多重度を１以上で従属的に多重化しさらに局在化用符号系列のチップを乗積して時間軸方向に線形結合した多重化拡散チップ列の生成、単数又は複数の多重化拡散チップ列の集合で集合毎に異なる周波数分割方法で生成した直交サブキャリアを変調したＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）信号を多重度が１以上で多重化して生成した変換信号、または上記集合毎に定められたパラメータの設定方法で生成されたウェーブレットの集合を上記多重化拡散チップ列の集合で変調して生成したウェーブレットＯＦＤＭ信号が多重度が１以上で多重化された変換信号等に基づく送信信号の生成、受信側における周波数領域に変換された変換信号からの多重化拡散チップ列の取得と逆拡散、及び結合のための符合系列による多重化方向の局在化パルスの検出及び局在化用符号系列による時間軸方向の局在化パルスの検出に連結させて各符合系列を決定する符合系列の検出とを組み入れた本発明とは構成及び方法が異なっている。

また、本発明では、データ伝送においては、拡散のための符号系列を含む各符号系列の種類、シフト時間または／及び極性へのデータの写像を許容できる点がさらに従来技術とは異なっている。

特開２００９−３８５７０号公報 特開２００８−１２４８３５号公報 特開２００６−２７０９３６号公報 特開２００３−２１８８３５号公報

丸林元、他、「スペクトル拡散通信とその応用」、電子情報通信学会 山内雪路、「スペクトラム拡散通信」、東京電機大学出版会 P.K.Enge&D.V.Sarwate、"Spread-spectrum multiple-access performance of orthogonal codes linear receiver",IEEE Trans.commun.,COM-35,12,p.p.1300-1319（Dec.1967） 朱近康、他、"並列組み合わせSS通信方式の提案"、電子情報通信学会（B11）、J74-B-11,5,p.p.207-214(1991-05)

本発明は、上記の問題点に鑑みてなされたものであり、内部干渉雑音及び外部雑音を含む狭帯域及び広帯域の雑音を低減して高いＳＮ比改善率で検出することができる符号系列を用いた送信信号の生成と高いＳＮ比改善率での送信信号の検出とを可能とする符合系列を用いた送信信号の生成検出方法を提供することを目的とする。

また、これらの送信信号の生成方法及び検出方法を用いた送信装置と受信装置とを備え、データの搬送効率が高くまた雑音環境でも多重度を大きく設定して高速のデータ伝送が可能な通信システムを提供することを目的とする。

さらに、これらの送信信号の生成方法及び検出方法を用いた送信装置と受信装置とを備え、高いＳＮ比改善率で高品質の計測を行うことができる符号系列を用いた計測システムを提供することを目的とする。

上記従来例の問題点を解決して前記目的を達成するための本発明は、符合系列を用いた送信信号の生成検出方法において、拡散のための符号系列と結合のための符号系列のチップと局在化用符号系列のチップとを乗積した拡散チップ列が結合のための符号系列のチップに関して多重化された多重度が１以上の多重化拡散チップ列を生成し、少なくとも単数又は複数の多重化拡散チップ列を変換して生成した変換信号に基づいて送信信号を生成して送信し、送信信号を検出して変換信号から時間領域または周波数領域で多重化拡散チップ列を取得し、当該取得された多重化拡散チップ列が有する拡散チップ列を当該拡散チップ列の拡散のための符号系列で逆拡散して結合のための符号系列を生成し、少なくとも結合のための符号系列の局在化パルスを算出することを特徴とする。

本発明の多重化拡散チップ列は任意の順序で生成することができる。
本発明は、上記送信信号の生成検出方法において、変換信号は、多重化拡散チップ列を少なくとも周波数領域で直交するように変換して多重度を１以上で多重化して生成することを特徴とする。

本発明は、上記送信信号の検出生成方法において、前記変換信号は、前記多重化拡散チップ列毎に定められた周波数分割方法で生成したＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）信号を多重化した多重度が１以上の多重化ＯＦＤＭ信号であり、前記多重化拡散チップ列は、前記多重化ＯＦＤＭ信号を周波数領域に変換して取得されることを特徴とする。

本発明は、上記送信信号の検出生成方法において、変換信号は、多重化拡散チップ列毎に定められたパラメータ設定で生成したウェーブレットＯＦＤＭ信号を多重化した多重度が１以上の多重化ウェーブレットＯＦＤＭ信号であり、多重化拡散チップ列は多重化ウエーブレットＯＦＤＭ信号のウエーブレット係数から取得されることを特徴とする。本発明のウェーブレットＯＦＤＭ信号はオーバーラッピングしてもよい。また、パラメータはスケーリング係数及びシフトパラメータを表す。

本発明は、上記送信信号の生成検出方法において、変換信号は、多重化拡散チップ列毎に定められたパラメータ設定で生成したウェーブレットＯＦＤＭ信号を多重化した多重度が１以上の多重化ウェーブレットＯＦＤＭ信号であり、多重化拡散チップ列は多重化ウエーブレットＯＦＤＭ信号をＤＦＴ（Ｄｉｓｃｒｅｔｅ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｍ）変換により周波数領域に変換して取得されることを特徴とする。

本発明は、上記送信信号の生成検出方法において、変換信号は多重化拡散チップ列であって、送信信号は多重化拡散チップ列に基づいて生成されることを特徴とする。

本発明は、上記送信信号の生成検出方法において、送信信号は、ホッピングする搬送波を変換信号を含む送信信号生成のための信号で変調して生成され、多重化拡散チップ列は送信信号から検出した変換信号から周波数領域または時間領域で取得された信号であることを特徴とする。

本発明は、上記送信信号の生成検出方法において、送信信号は周波数領域で直交する変換信号で搬送波を変調して生成した変調信号であり、多重化拡散チップ列は送信信号を復
調して検出した変換信号から周波数領域または時間領域で取得することを特徴とする。

本発明は、上記送信信号の生成検出方法において、送信信号は、少なくとも変換信号を含む信号であり、多重化拡散チップ列が送信信号の変換信号から周波数領域または時間領域で取得されることを特徴とする。

本発明は、上記送信信号の生成検出方法において、符号系列はデータが写像されたシーケンスを含むことを特徴とする。

本発明は、上記送信信号の生成検出方法において、局在化パルスが第一の局在化パルスと第二の局在化パルスとを含み、第一の局在化パルスが逆拡散されて生成された結合のための符号系列から生成され、局在化用符号系列の局在化パルスである第二の局在化パルスが第一の局在化パルスから検出されるものであることを特徴とする。

本発明は、上記送信信号の生成検出方法において、局在化パルスの態様をさらに検出して送信信号が照射された対象物の情報を取得することを特徴とする。

本発明は、上記送信信号の生成検出方法において、送信信号は源データから生成されたデータを含んでおり、変換信号はデータが写像されたシーケンスを含む符号系列から生成された信号であって、源データは局在化パルスを検出して決定した符号系列に基づいて復号されることを特徴とする。

本発明は、上記送信信号の生成検出方法において、送信信号が測定対象に送出された信号であって、測定対象の情報は測定対象から送信信号に基づく信号を検出して算出した局在化パルスの態様及び／または特性を用いて取得されることを特徴とする。

上記従来例の問題点を解決して上記目的を達成するための本発明に係る符号系列を用いた通信システムは、上記の符号系列を用いた送信信号の生成検出方法に基づいた符合系列を用いた通信システムにおいて、源データからデータを生成する入力手段と、データが写像されたシーケンスを含む拡散のための符号系列と結合のための符号系列と局在化用符号系列とを生成する写像手段と、拡散のための符号系列と結合のための符号系列のチップと局在化用符号系列のチップとを乗積した拡散チップ列が結合のための符号系列のチップに関して多重化された多重度が１以上の多重化拡散チップ列を生成する多重化拡散信号生成手段と、少なくとも単数又は複数の多重化拡散チップ列を変換して変換信号を生成する変換手段と、送信信号を生成するための送信用信号を少なくとも変換信号から作成する送信用信号生成手段と、送信用信号から送信信号を生成して送出する送信手段とを具備した送信装置と、送信装置から送信された、データを含んだ多重化拡散チップ列を変換して生成した変換信号に基づく送信信号を検出する送信信号検出手段と、送信信号から検出した変換信号から時間領域または周波数領域で多重化拡散チップ列を取得する変換信号処理手段と、当該取得した多重化拡散チップ列に含まれた拡散チップ列を拡散のための符号系列で逆拡散して結合のための符号系列を生成する可検出化手段と、少なくとも可検出化手段の出力から結合のための符号系列の局在化パルスを検出して符号系列を決定する決定手段と、決定された符号系列から源データを復号する復号手段とを具備した受信装置とを備えたことを特徴とする。

本発明は、上記の符号系列を用いた通信システムにおいて、変換信号は多重化拡散チップ列毎に定められた周波数分割方法で生成したＯＦＤＭ信号を多重化した多重度が１以上の多重化ＯＦＤＭ信号であって、変換手段が多重化ＯＦＤＭ信号を生成するものであり、送信信号検出手段は、多重化ＯＦＤＭ信号を検出するものであり、変換信号処理手段は送信信号の多重化ＯＦＤＭ信号を周波数領域に変換して周波数領域でＯＦＤＭ信号の多重化
拡散チップ列を取得するものであることを特徴とする。

本発明は、上記の符号系列を用いた通信システムにおいて、変換信号は多重化拡散チップ列毎に所定のウエーブレット及び又はパラメータ設定で生成したウェーブレットＯＦＤＭ信号を多重化した多重度が１以上の多重化ウェーブレットＯＦＤＭ信号であって、変換手段が多重化ウェーブレットＯＦＤＭ信号を生成するものであり、送信信号検出手段は多重化ウェーブレットＯＦＤＭ信号を検出するものであり、変換信号処理手段は多重化ウェーブレットＯＦＤＭ信号のウェーブレット係数を検出して多重化拡散チップ列を表すウェーブレットＯＦＤＭ信号のウェーブレット係数を取得するものであることを特徴とする。

本発明は、上記の符号系列を用いた通信システムにおいて、送信信号はホッピングする搬送波を少なくとも変換信号で変調して生成したホッピング信号であって、送信手段がホッピング信号を生成するものであり、送信信号検出手段はホッピング信号を検出して復調するものであり、変換信号処理手段は送信信号が有する変換信号から周波数領域または時間領域で多重化拡散チップ列を取得するものであることを特徴とする。

本発明は、上記の符号系列を用いた通信システムにおいて、送信信号は搬送波を少なくとも変換信号で変調して生成した変調信号であって、送信手段が変調信号を生成するものであり、送信信号検出手段は、変調信号を復調するものであり、変換信号処理手段は送信信号が有する変換信号から周波数領域または時間領域で多重化拡散チップ列を取得するものであることを特徴とする。

本発明は、上記の符号系列を用いた通信システムにおいて、送信信号は少なくとも変換信号からなる信号であって、送信手段が送信信号を生成するものであり、送信信号検出手段は、少なくとも変換信号からなる送信信号を検出するものであり、変換信号処理手段は送信信号の変換信号から周波数領域または時間領域で多重化拡散チップ列を取得するものであることを特徴とする。

本発明は、上記の符号系列を用いた通信システムの送信装置である。
本発明は、上記の符号系列を用いた通信システムの受信装置である。

上述の従来例の問題点を解決して上記目的を達成するための本発明に係る符号系列を用いた計測システムは、上記の符号系列を用いた送信信号の生成検出方法に基づいた符合系列を用いた計測システムにおいて、拡散のための符号系列と結合のための符号系列のチップと局在化用符号系列のチップとを乗積した拡散チップ列が結合のための符号系列のチップに関して多重化された多重度が１以上の多重化拡散チップ列を生成する拡散信号生成手段と、単数又は複数の多重化拡散チップ列から変換信号を生成する変換手段と、少なくとも変換信号から送信信号を生成するための送信用信号を生成する送信用信号生成手段と、送信用信号に基づいて送信信号を生成して対象物に送出する送信手段とを具備した送信装置、および、送信信号を検出する送信信号検出手段と、送信信号の変換信号から時間領域または周波数領域で多重化拡散チップ列を取得する拡散チップ列取得手段と、拡散チップ列取得手段により取得された多重化拡散チップ列に含まれた拡散チップ列を当該拡散チップ列の拡散のための符号系列で逆拡散して結合のための符号系列を生成する可検出化手段と、少なくとも可検出化手段の出力から結合のための符号系列の局在化パルスを検出する局在化パルス検出手段と、局在化パルスの態様を検出して対象物の情報を取得する測定手段とを具備した受信装置とを備えたことを特徴とする。

本発明は、上記の符合系列を用いた計測システムにおいて、変換信号は多重度が１以上の多重化ＯＦＤＭ信号であって、変換手段が多重化拡散チップ列からＯＦＤＭ信号を生成し多重化して変換信号である多重化ＯＦＤＭ信号を生成するものであり、送出手段が多重
化ＯＦＤＭ信号に基づいて送信信号を生成して送出するものであり、送信信号検出手段が送信信号を検出するものであり、拡散チップ列取得手段が、送信信号の多重化ＯＦＤＭ信号を周波数領域に変換して周波数領域のＯＦＤＭ信号が表す多重化拡散チップ列を取得するものであることを特徴とする。

本発明は、上記の符合系列を用いた計測システムにおいて、変換信号は多重度が１以上の多重化ウェーブレットＯＦＤＭ信号であって、変換手段が多重化拡散チップ列からウェーブレットＯＦＤＭ信号を生成し多重化して変換信号である多重化ウェーブレットＯＦＤＭ信号を生成するものであり、送出手段が多重化ウェーブレットＯＦＤＭ信号に基づいて送信信号を生成して送出するものであり、送信信号検出手段が送信信号を検出するものであり、拡散チップ列取得手段が、送信信号の多重化ウェーブレットＯＦＤＭ信号から算出したウェーブレット係数からウェーブレットＯＦＤＭ信号のウェーブレット係数が表す多重化拡散チップ列を取得するものであることを特徴とする。

本発明は、上記の符合系列を用いた計測システムにおいて、拡散チップ列取得手段が、請求項２５に記載の送信信号の多重化ウェーブレットＯＦＤＭ信号から算出したウェーブレット係数からウェーブレットＯＦＤＭ信号のウェーブレット係数が表す多重化拡散チップ列を取得することに代えて、送信信号の多重化ウェーブレットＯＦＤＭ信号をＤＦＴ変換して多重化拡散チップ列を取得することを特徴とする。

本発明は、符号系列のチップを拡散用の符号系列で拡散し多重化した多重化拡散チップ列に基づいて送信信号を生成するため送信信号の検出は逆拡散処理と局在化処理とを直列的に続けて行って検出することが可能となり、検出信号からは狭帯域雑音及び広帯域雑音の両雑音を除去することができ、従来の何れの方式に比べてもＳＮ比改善率は大きくなる。

また、多重化拡散チップ列を少なくとも周波数領域で直交するように変換し多重化して生成した多重化ＯＦＤＭ信号または多重化ウェーブレットＯＦＤＭ信号である変換信号を用いた送信信号では、受信された送信信号は、周波数領域への変換処理、逆拡散処理及び局在化処理の相乗効果によりＳＮ比が更に大きく改善される。この結果、ＯＦＤＭ信号毎の多重化拡散チップ列の取得が可能となり、送信信号にデータが含まれる場合には伝送速度を多重化ＯＦＤＭ信号又は多重化ウェーブレットＯＦＤＭ信号の多重度と多重化拡散チップ列の多重度とにより相乗的に高速化することができる。特に高速域では従来の方式に比べて低い振幅値で高速化が可能となり、増幅器の線形性に対する要求が軽減される。

他方、計測システムでは、変換信号に基づく多様なエネルギー媒体の送信信号を測定対象に照射してその局在化パルスの態様を測定することにより測定対象に係わる減衰、吸収、反射、放射、散乱、透過、遅延時間、距離等の情報及び伝播媒質の情報を高いＳＮ比改善率で取得することができる。但し、取得可能な情報はこれらに限定されるものではない。

図１は、本発明の実施の形態に係る符合系列を用いた送信装置における、符号系列ＬＣが１周期の多重化拡散チップ列の生成方法を示す説明図である。 図２は、本発明の実施の形態に係る符合系列を用いた送信装置における、符号系列ＬＣが複数周期用いられた多重化拡散チップ列の生成方法を示す説明図である。 図３は、本発明の実施の形態に係る符合系列を用いた送信装置における、チップがサブバンドへ並列変換される複数の多重化拡散チップ列を示す説明図である。 図４は、本発明の実施の形態に係る符合系列を用いた送信装置における各サブバンドへ時系列的に割り振られる多重化拡散チップ列を示す説明図である。 図５は、本発明の実施の形態に係る符合系列を用いた送信装置における変換信号を示す説明図である。 図６は、本発明の実施の形態に係る符合系列を用いた受信装置における局在化パルスの検出方法を示す説明図である。 図７は、本発明の実施の形態に係る符合系列を用いた通信システムを示す説明図である。 図８は、本発明の実施の形態に係る符合系列を用いた通信システムの送信装置における入力手段を示す説明図である。 図９は、本発明の実施の形態に係る符合系列を用いた通信システムの送信装置における多重化拡散信号生成手段を示す説明図である。 図１０は、本発明の実施の形態に係る符合系列を用いた通信システムの送信装置における多重化ＯＦＤＭ信号生成のための変換手段を示す説明図である。 図１１は、本発明の実施の形態に係る符合系列を用いた通信システムの送信装置における多重化ウェーブレットＯＦＤＭ信号生成のための変換手段を示す説明図である。 図１２は、本発明の実施の形態に係る符合系列を用いた通信システムの受信装置における多重化ＯＦＤＭ信号の変換信号処理手段を示す説明図である。 図１３は、本発明の実施の形態に係る符合系列を用いた通信システムの受信装置における多重化ウェーブレットＯＦＤＭ信号の変換信号処理手段を示す説明図である。 図１４は、本発明の実施の形態に係る符合系列を用いた通信システムの受信装置における可検出化手段を示す説明図である。 図１５は、本発明の実施の形態に係る符合系列を用いた通信システムの受信装置における決定手段を示す説明図である。 図１６は、本発明の実施の形態に係る符合系列を用いた通信システムの受信装置における復号手段を示す説明図である。 図１７は、本発明の実施の形態に係る符合系列を用いた計測システムを示す説明図である。 図１８は、ＧＩを用いて遅延波を除去することに代えてプリアンブルに符号系列を用いて送信信号に重畳した遅延波を削除する方法を例示する。 図１９は、図１のａの局在化のための符号系列ＬＣが符号長７を有するＭ系列であり、ｂ−１の結合のための符号系列ＣＣが符号長１、極性が＋であるパルスであり、ｃ−１の拡散のための符号系列ＳＣが符号長６３を持ちデータ０が写像されたＭ系列とした場合のベースバンド信号のシミュレーション波形を示す。

本発明の実施の形態について図面を参照しながら説明する。本発明の実施の形態に係わる送信信号の生成方法及び送信装置は、拡散のための符号系列（Ｓｐｒｅａｄｄｉｎｇ Ｃｏｄｅ。以下、ＳＣとも呼称する）と結合のための符号系列（Ｃｏｕｐｌｉｎｇ Ｃｏｄｅ。以下、ＣＣとも呼称する）のチップと局在化のための符号系列（Ｌｏｃａｌｉｚｉｎｇ Ｃｏｄｅ。以下、局在化用符号系列、又は、ＬＣとも呼称する）のチップとを乗積した拡散チップ列が結合のための符号系列のチップに関して多重化された多重度が１以上の多重化拡散チップ列を生成し、その多重化拡散チップ列又はスクランブル化されたその多重化拡散チップ列を変換して生成した変換信号に基づいて送信信号を生成するようにしたものである。これにより受信側で大きなＳＮ比改善率を具現化できる送信信号を生成できる。

拡散のための符号系列（ＳＣ）は、パルスを拡散するための符号系列である。本実施形態では、ＳＣは、ＣＣのチップで結合され後に多重化されて多重化信号を形成し、その多
重化信号でＬＣのチップを拡散するために用いられる。具体的には、本実施形態では、ＳＣは、
１．データが写像される、すなわち、データに従って循環シフトする、
２．結合のための符号系列（ＣＣ）の符号長が１の場合には、データが写像された後、局在化のための符号系列（ＬＣ）のチップを拡散する、
３．ＣＣの符号長が２以上の場合には、複数のＳＣにおいてデータが写像された後にＣＣで結合されて多重化され、ＬＣのチップを拡散する。

なお、ＳＣの基本状態は、例えば、予め定められてメモリ等に記憶されており、ＳＣ＝（１，１，１，−１，−１，１，−１）のチップ列のように与えられる。当該ＳＣのチップ列は、例えば、シフトレジスタを用いて実現することができる。ＳＣにデータを写像する場合、一例として、上記チップ列の状態を０に定め、
データ０：（１，１，１，−１，−１，１，−１）
データ１：（−１，１，１，１，−１，−１，１）
データ２：（１，−１，１，１，１，−１，−１）
データ３：（−１，１，−１，１，１，１，−１）
等のようにＳＣとデータとの関係が設定される。例えば、データ１は、データ０の状態を右へ１つ循環シフトしたデータである。

また、結合のための符号系列（ＣＣ）は、複数の拡散用の符号パルス列を一次結合して多重化させるための符号系列である。本実施形態では、ＣＣは、ＣＣのチップと拡散符号パルス列とを掛け算することで、拡散符号パルス列を従属化する。同時に、本実施形態では、ＳＣで逆拡散されたＣＣのチップは、局在化されて局在化パルスを生成し、その検出を容易にする。

なお、本実施形態では、ＣＣを用いることで、多重化した後のチップ列の多重度と当該ＣＣの符号長が等しくなる。そのため、検出時には、それぞれの拡散のための符号系列（ＳＣ）のチップが分離されるので、このチップをＣＣで局在化することで、ＣＣに対する局在化信号が生成される。そして、ＳＣの逆拡散では、それぞれのＳＣは符号長に等しいシフト状態を持つため、ＳＣのシフト時間を変えて、その数に等しい回数の逆拡散が行われる。正しいシフト時間で逆拡散を行ったか否かは、ＣＣの局在化パルスを検出し、最大のパルスが得られるシフト時間の組を測定することで、判定することができる。

更に、局在化用符号系列（ＬＣ）は、ＣＣの局在化信号で構成されたチップから局在化信号を算出し、その最大局在化パルスを検出してＳＣのシフト時間を決定するために用いられる符号系列である。

最大局在化パルスの検出では、ＬＣの各チップに対応した受信信号をＳＣのシフト時間を変えて逆拡散することで、ＣＣの各チップが分離される。一例として、ＬＣの符号長を７、ＣＣの符号長を３、対応する３種類のＳＣの符号長をそれぞれ７とする。なお、１系列のＬＣ、ＣＣは種類及び基本状態はそれぞれ初期設定されており、また、３種類のＳＣもその種類及び基本状態が初期設定され、シフト状態はデータによって変化するものとする。

この場合に、本実施形態では、まず、第１のＳＣのシフト時間を変えてＣＣの第１チップを乗積して逆拡散する処理が行われる。この処理では、第１のＳＣにおける７つのシフト状態それぞれに対して逆拡散が行われる。当該逆拡散は、ＳＣを乗積（つまり、ＳＣで拡散）した信号に、再度、同じＳＣを乗積することで行われる。

同様に、第２、３のＳＣのシフト時間を変えて、ＬＣの各チップに対応した受信信号に
それぞれ対応する第２、３のＳＣのシフト時間を循環シフトして乗積し逆拡散する処理が行われる。なお、ＣＣの３チップを逆拡散により分離するためには、７×７×７＝３４３回の逆拡散に係る処理が実行される。

続いて、３４３個すべての逆拡散値を用いてＣＣの局在化信号を算出して、最大局在化パルスを検出する。なお、３組すべてのＳＣの組でシフト時間が送信信号のシフト時間と一致した時に、局在化信号が最大となる。なお、すべての逆拡散処理を完了してからＣＣの局在化パルスを検出することに代えて、３種類のＳＣのシフト時間を順次循環シフトさせて受信信号を逆拡散し、逆拡散毎にＣＣの局在化信号を算出し、その最大値を検出して最大局在化パルスを決定してもよい。

送信信号に含まれる雑音が大きくなるほど、このようにして得られるＣＣの極大化信号が検出できず、データが検出できない可能性がある。これに対して、本実施形態では、そのため、各チップの３４３個すべての逆拡散値を用いてＬＣの局在化信号を算出して、求められる最大局在化パルスをＬＣの局在化パルスとして検出する。ＬＣの局在化パルスは、すべてのチップでＳＣが正しく一致したときに与えられるため、この状態を記憶しておくことで、各ＳＣのシフト状態、従って、データを検出することが可能になる。

ただし、ＬＣの局在化パルスを求めるためには、それぞれ３４３（７の３乗）回の７つのチップに対する逆拡散とＬＣに関する局在化信号検出の演算が行われるため、７の２１乗（約１０の１８乗）回の演算が行われる。当該演算を高速化するため、後述するような局在化パルスの検出が行われる。

なお、ＬＣの基本状態は、例えば、予め定められてメモリ等に記憶されており、ＬＣ＝（１，１，１，−１，−１，１，−１）のチップ列のように与えられる。当該ＬＣは、例えば、シフトレジスタを用いて実現することができる。

また、本実施形態において、ＳＣには、Ｍ系列、Ｇｏｌｄ符号系列、かざみ符号系列などの符号系列を用いることができる。また、ＣＣには、符号長が１以上のＭ系列、Ｇｏｌｄ符号系列、かざみ符号系列などを用いることができる。さらに、ＬＣには、符号長が１以上のＭ系列、Ｇｏｌｄ符号系列、かざみ符号系列などを用いることができる。なお、符号長が１の符号系列は振幅が＋１またはー１のパルスである。

また、本発明の実施の形態に係わる送信信号の検出方法及び装置は、上記の送信信号を検出してその変換信号から時間領域または周波数領域で多重化拡散チップ列を取得し、その拡散チップ列を当該拡散チップ列の拡散のための符号系列で逆拡散して結合のための符号系列を生成し、少なくとも前記結合のための符号系列から局在化パルスを検出するようにしたものである。なお、符号長が１の符号系列の局在化パルスは振幅が符号系列の振幅に比例する正のパルスである。これにより、受信装置は大きなＳＮ比改善率で送信信号の検出が可能となる。

また、本発明の実施の形態に係わる通信システムは、上記の送信装置と受信装置とを備え、送信信号は幾つかの符号系列の種類、符号系列のシフト時間及び／または極性に写像されたデータを含み、狭帯域雑音および広帯域雑音が重畳した通信路に対しても高いＳＮ比改善率でデータ伝送を行うことができる。この送信信号からは、上記のように高いＳＮ比改善率で局在化パルスの検出が行われるとともに伝送速度は多重化拡散チップ列の多重度とそれを変換し多重化して生成した変換信号の多重度とにより相乗的に高速化される。さらに、高いＳＮ比を利用してシンボル長を短縮して高速化を図ることができる。なお、送信信号に含まれる制御信号やプリアンブルなどはデータと同様に変換信号に変換してから送信信号を生成することができるが、別の形式または方法で送ってもよい。

本発明の実施の形態に係わる計測システムは、多重化拡散チップ列を変換して生成した変換信号に基づく送信信号を対象物に送出し、対象物から送信信号を検出してその変換信号から多重化拡散チップ列を取得し、拡散チップ列を逆拡散した信号から局在化パルスを検出して対象物に係わる情報を取得するものである。これにより、雑音環境における対象物の測定が可能となる。

本発明の符号系列を用いた送信信号の生成方法と送信装置および符号系列を用いた送信信号の検出方法と受信装置の原理及び構成方法について図を参照しながら説明する。送信信号を生成するための図１の拡散チップ列を生成するためには、正整数をｋとしてｋ組のＳＣとＣＣのチップとＬＣのチップとがＬＣのチップ毎に乗積される。特に、ＣＣとＬＣの符号長はそれぞれ１以上、ＳＣの符号長は７以上が好適である。また、多重化拡散チップ列は、ＳＣとＣＣの異なるチップとＬＣのチップとを乗積して多重化するかまたはＳＣとＣＣの異なるチップとを乗積して多重化しこの信号にＬＣのチップを乗積して生成することができる。これらの符号系列ＳＣの組には、異なる種類の系列の組み合わせか識別可能な範囲で同じ種類の系列を用いることができる。図１に代えて、図２の構成の多重化拡散チップ列に基づいて送信信号を生成し、送受信してもよい。

図１において、ａはＬＣを表しており、そのチップはＣＬ_１、----、ＣＬ_ＮＬである。ここで、ＮＬは、ＬＣの符号長を示す。

ｂ−１、----、ｂ−３はＣＣであり、説明を簡単にするため、本例では符号長は３であり、チップがそれぞれ１、−１、１である例を示す。なお、生成される多重化拡散チップ列の多重度ｍは、ＣＣの符号長と等しいため、本例では３となるが、ＣＣを選択して１以上の符号長とすることができる。また、ＣＣはＣＬ_１、----、ＣＬ_ＮＬに対してそれぞれ同一の値を取っているが、ＣＬ_ｊ（j=１、――――、ＮＬ）毎に符号系列を選択することもできる。但し、ｊはＬＣの第ｊ番目のチップを表す。なお、ｂ−１のチップ列では、ＣＣ_{（ｊ，１）}は、ＣＬ_ｊ（j=１、――――、ＮＬ）に対応している。ｂ−２及びｂ−３のチップ列においても同様である。

また、ｃ−１、----、ｃ−３はシフト時間にデータが写像されたＳＣの組を表している。ＣＬ_j（ｊ＝１、----、ＮＬ）に対してそれぞれｋ組のＳＣが含まれている。これらの
ＳＣには異なる種類の符合系列を用いるか、又は検出可能な範囲では同一種類の符合系列を用いることができる。なお、図中のＮＳは、ＳＣの符号長を示す。また、ｃ−１におけるＣＳ_{（１，ｊ，１）}〜ＣＳ_{（１，ｊ，ｋＮＳ）}は、それぞれ、ＣＬ_j（ｊ＝１、----、
ＮＬ）に対応している。この点は、ｃ−２及びｃ−３においても同様である。

ｄ−１のＣＬ_１に対応する拡散チップ列ＣＰ_{（１，１，１）}、----、ＣＰ_{（１，１，ｋＮＳ）}は、ＣＬ_１とｂ―１の対応するＣＣのチップとｃ−１の対応するＳＣとを乗積して生成する。同様にして、ｄ−２のＣＬ₁に対応する拡散チップ列
およびｄ−３のＣＬ₁に対応する拡散チップ列が生成される。次いで、これらの拡散チッ
プ列を多重化してｅのＣＬ₁に対応する多重化拡散チップ列ＣＭ_{（１，１）}、----、ＣＭ
_{（１，ｋＮＳ）}が生成される。特に変換信号が多重化拡散チップ列を少なくとも周波数領域で直交する信号に変換し多重化して生成される場合には、ＬＣのチップ毎に変換信号の多重度に等しい数の多重化拡散チップ列が生成される。同様にして、ＣＬ_j（ｊ＝２、----、ＮＬ）に対する多重化拡散チップ列が生成される。なお、これら（ｋ×ＮＬ×ＮＳ）
（以下、ｋＮＬＮＳとも記載する）個のチップの配列は以上に限るものではなく、スクランブル化する等予め定められた順序に従うように行ってよい。また、変換信号は多重化拡散パルス列であってもよい。

また、多重化拡散チップ列は、図１に代えて図２によって生成してもよい。図２において、ａはＬＣを表しており、ｋ組のＬＣが時間軸方向に連続的に配置されそのチップ配列はＣＬ_{（１，１）}、----、ＣＬ_{（１，ＮＬ）}、ＣＬ_{（２，１）}、---、ＣＬ_{（２，ＮＬ）}
、---、ＣＬ_{（ｋ，ＮＬ）}である。

ｂ−１、----、ｂ−３はＣＣであり、説明を簡単にするため、本例では符号長は３であり、そのチップは１、−１、１である。生成される多重化拡散チップ列の多重度ｍは、ＣＣの符号長と等しいため、本例では３であるが、ＣＣを選択して１以上の符号長とすることができる。本例では、ＣＣはＣＬ_{（１，１）}、----、ＣＬ_{（ｋ，ＮＬ）}に対してそれぞれ同一の値を取っているが、ＬＣのチップ毎に符号系列を選択することもできる。また、ｃ−１、---、ｃ−３はシフト時間にデータが写像されたＳＣの組を表している。ＣＬ_{（
ｉ，ｊ）}で表された各チップ（ｉ＝１、――、ｋ、ｊ＝１、----、ＮＬ）には異なる種類の符合系列又は検出可能な範囲では同一種類の符合系列からなるＳＣが乗積される。

ｄ−１の拡散チップ列ＣＰ_{（１，１，１，１）}、----、ＣＰ_{（１，ｋ，ＮＬ，ＮＳ）}は、ＣＬ_{（１，１）}、---、ＣＬ_{（ｋ，ＮＬ）}とｂ―１の対応するチップとｃ−１の対応す
るＳＣとを乗積して生成する。同様にして、ＣＬ_{（ｉ，ｊ）}に対応するｄ−２及びｄ−３の拡散チップ列が生成される（ｉ＝1,---,ｋ、ｊ＝１、----、ＮＬ）。

次いで、これらの拡散チップ列を多重化してｅのＣＬ_{（ｉ，ｊ）}に対応する多重化拡散チップ列ＣＭ_{（ｉ，ｊ，１）}、------、ＣＭ_{（ｉ，ｊ，ＮＳ）}が生成される（ｉ＝1,---,ｋ、ｊ＝１、----、ＮＬ）。このチップ列は、各ＬＣに対応して（ＣＭ_{（１，１，１）}----ＣＭ_{（１，ＮＬ，ＮＳ）}）、（ＣＭ_{（２，１，１）}----ＣＭ_{（２，ＮＬ，ＮＳ）}）、----、（ＣＭ_{（ｋ，１，１）}----ＣＭ_{（ｋ，ＮＬ，ＮＳ）}）から構成されているが、多重化拡散チップ列が少なくとも周波数領域で直交する信号に変換され多重化されて生成された変換信号の場合には、チップ数ｋＮＬＮＳはサブチャネル数ｎ以下となるように構成される。なお、これらｋＮＬＮＳ個のチップの配列は以上に限るものではなく、スクランブル化する等予め定められた順序に従うように行ってもよい。

図３は、図１に示した符号長がＮＳの多重化拡散チップ列が（ｋ×ＮＬ）（以下、ｋＮＬとも記載する）組含まれた時系列を表しており、横軸は時間軸である。ａ−１において、ｋＮＬＮＳ個のチップは並列変換され、次いでマッピングされた後サブチャネルに対応付けられてＩＤＦＴ（Ｉｎｖｅｒｓｅ Ｄｉｓｃｒｅｔｅ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）変換またはＩＤＷＴ（Ｉｎｖｅｒｓｅ Ｄｉｓｃｒｅｔｅ Ｗａｖｅｌｅｔ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）変換される。多重化拡散チップ列のチップ数はＮＳに限らずＮＳの正整数倍が好適であるが、必ずしもこれに限定されるものではなく、サブバンドの数ｎに合わせてチップ数を決定してよい。また、図には記載されていないが、スクランブル化したｋＮＬＮＳ個のチップを並列変換し、次いでマッピングしてもよい。ａ−ｒまでの所要数の多重化拡散チップ列に対して、異なる周波数分割方法を用いてＯＦＤＭ信号を生成し多重化して変換信号の一つである多重度がｒの多重化ＯＦＤＭ信号を生成することができる。同様にして、チップが並列配列されたａ−ｒまでのそれぞれの多重化拡散チップ列からウェーブレットのスケーリング係数及び／またはシフトパラメータに定められた設定を行ない、ウェーブレットＯＦＤＭ信号を生成し、多重化して変換信号の一つである多重度がｒの多重化ウェーブレットＯＦＤＭ信号を生成することができる。このようにして生成された多重化ＯＦＤＭ信号または多重化ウェーブレットＯＦＤＭ信号に基づいて送信信号が生成される。同様にして、図１に記載の多重化拡散チップ列を用いた変換信号に代えて図２の多重化拡散チップ列を変換し生成した多重化ＯＦＤＭ信号または多重化ウェーブレットＯＦＤＭ信号に基づいて送信信号を生成することができる。

図４は、各サブバンドに多重化拡散チップ列の時系列を割り振って変換信号を生成する
ための多重化拡散チップ列の時系列を表しており、ａ−（u，１）、----、ａ−（u，ｒ）（但し、ｕ＝１、----、ｎ、の集合）は第ｕのサブバンドに割り振られたｒ組の多重化拡散チップ列に対応し、横軸は時間軸である。ｉを１からｒまでの指定された数とし、ａ−（ｕ，i）のｕが１からｎまでのｊに関して同期したチップＣＭ_{（ｕ，ｉ，ｊ）}（但し、
ｊ＝１、----、ＮＳ）はｉ毎に異なる周波数分割方法でＩＤＦＴ変換されてｉ番目のＯＦＤＭ信号が生成される。同様にして全てのｉに対してＯＦＤＭ信号が生成され、多重化されてｊにおける多重化ＯＦＤＭ信号が生成される。なお、図４では符号長がＮＳの多重化拡散チップ列が変換される場合が例示されているが、符号長の正整数倍の多重化拡散チップ列を用いてもよい。また、ウェーブレットを用いた場合には、ｉを１からｒまでの指定された数とし、ｉ毎にウエーブレットのパラメータであるスケーリング係数及び／またはシフトパラメータを所定の方法で設定し、ａ−（ｕ，ｉ）のｕが１からｎまでのｊに関して同期したチップＣＭ_{（ｕ，ｉ，ｊ）}（但し、ｊ＝１、----、ＮＳ）をＩＤＷＴ変換してウェーブレットＯＦＤＭ信号を生成する。この行程は各ｊにおいて全てのｉに関して行われてウェーブレットＯＦＤＭ信号が生成され、多重化されて多重度がｒの多重化ウェーブレットＯＦＤＭ信号が生成される。これらの多重化ＯＦＤＭ信号または多重化ウェーブレットＯＦＤＭ信号に基づいて送信信号が生成される。なお、ｋが２以上の場合、この形式の変換信号には図１又は図２の多重化拡散チップ列を用いることができる。

図５は本発明の多重化ＯＦＤＭ信号や多重化ウェーブレットＯＦＤＭ信号に適用される変換信号の生成方法を例示している。但し、この例ではｋを正整数としてｋＮＬＮＳ個のチップがｎ組のサブチャネルに変換される場合を示しているが、これに限るものではなく、例えば（ｋ×ＮＳ）（以下、ｋＮＳとも記載する）個がｎ組のサブチャネルへ変換されるように構成してもよい。

ａ−０に示すｐ_（i，j）（以下、チップ点と呼称する）、はＬＣのｉ番目のチップにおけるｋ組の多重化拡散チップ列集合のｋＮＳ個のチップの第ｊ番目を表している（ｉ＝１、----、ＮＬ、ｊ＝１、----、kＮＳ）。ａ−１、----、ａ−ｒは、それぞれチップ点の
多重化拡散チップ列に含まれるチップの値を表しており、変換され多重化されて変換信号となる。

ｂ−１、----、ｂ−ｒは、横軸が時間軸であって、それぞれ対応するａ−１,----、ａ
−ｒのｋＮＬＮＳ個のチップが並列変換されてサブチャンネルに割り振られて生成されたＯＦＤＭ信号を例示している。

ｃはこれらのＯＦＤＭ信号を多重化して生成した多重化ＯＦＤＭ信号を表している。
ｄは多重化ＯＦＤＭ信号の時間―周波数分割のサブバンドＧ_{（ｉ，ｊ）}（但し、ｉ＝１、----、ＮＬおよびｊ＝１、----、ｋＮＳである。以下、Ｇ_{（ｉ，ｊ）}を周波数領域のチップ点と呼称する）を表し、ａ−０のｐ_（i，j）に対応する。各Ｇ_{（ｉ，ｊ）}はａ−１、----、ａ−ｒの当該チップ点の値に対応するｇ_{（ｉ，ｊ，１）}、----、ｇ_{（ｉ，ｊ，ｒ）}から構成され、ＮＳはＳＣの符号長であり、ｇ_{（ｉ，ｊ，ｈ）}とｇ_{（ｉ，ｊ，ｈ＋１）}との間隔はΔ_{（ｉ，ｊ，ｈ）}である（但し、h＝１、----、ｒ−１）。

ｅは本発明による多重化ＯＦＤＭ信号に含まれた各ＯＦＤＭ信号のサブバンドの中心周波数成分を示すものであって、横軸は周波数、縦軸は成分の大きさを表す。Ｇ_{（ｉ，ｊ）}（但し、ｉ＝１、----、ＮＬ及びｊ＝１、----、ｋＮＳ）は、ＬＣの第ｉ番目のチップにおける符号長がＮＳのｋ組の拡散チップ列の第ｊ番目のチップに対応するサブバンドであって、ａ−１、----、ａ−ｒに対応するｇ_{（ｉ，ｊ，１）}、----、ｇ_{（ｉ，ｊ，ｒ）}で構成されている。ここに、ｇ_{（ｉ，ｊ，ｈ）}とｇ_{（ｉ，ｊ，ｈ＋１）}との間隔はΔ_{（ｉ，ｊ，ｈ）}である（但し、h＝１、----、ｒ−１）。

送信信号は、図１のｅの多重化拡散チップ列信号、図５のｃの多重化ＯＦＤＭ信号等を含むが、これらに限るものではなく、変換信号にもとづいて生成されるものであって、多重化拡散チップ列、そのインパルス列、それらの何れかで搬送波を変調して生成した変調信号及びホッピング搬送波を変調して生成したホッピング信号、多重化拡散チップ列から生成され少なくとも周波数域で直交するＯＦＤＭ信号やウェーブレットＯＦＤＭ信号等が多重化された多重化ＯＦＤＭ信号や多重化ウェーブレットＯＦＤＭ信号等、これらの周波数領域で直交する信号またはそれらの多重化信号で搬送波を変調して生成した変調信号或いはホッピングする搬送波を変調して生成したホッピング信号が含まれる。ＯＦＤＭ信号やウェーブレットＯＦＤＭ信号は実信号又は複素信号で構成される。なお、送信信号はプリアンブル、ポストアンブル、制御信号、同期信号などを含むことができる。

次いで、変換信号から周波数領域で多重化拡散チップ列を取得する方法を説明する。変換信号をＤＦＴ又はＤＷＴ（Ｄｉｓｃｒｅｔｅ Ｗａｖｅｌｅｔ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）変換して得られた周波数領域のチップ点をＧ_{（ｉ，ｊ）}（但し、ｉ＝１、----、ＮＬ及びｊ＝１、----、ｋＮＳ）とし、その点の成分の集合を（ｇ_{（ｉ，ｊ，１）}、ｇ_{（ｉ，ｊ，２）}、―――、ｇ_{（ｉ，ｊ，ｒ）}）とする。ＲaおよびＲfを当該チップ点Ｇ_{（ｉ，ｊ）}に影響するそれぞれ先行及び後続するチップ点の数とすれば、Ｇ_{（ｉ，ｊ）}の近傍の点には当該チップ点の成分と先行する（ｒ×Ｒa）個及び後続の（ｒ×Ｒf）個の成分とからの影響が加わる。従って、Ｇ_{（ｉ，ｊ）}近傍に取られたr（Ｒa＋Ｒf）＋ｒ点中の第ｕ番目の
点の値をｓ_u（但し、ｕ＝１、―――、ｒ（Ｒa＋Ｒf）＋ｒ）、その点における各成分の
値をｘ_v（ｖ＝１、２、―――、r（Ｒa＋Ｒf）＋ｒ）、ｘ_vの係数をａ_（u，v）とすれば
、式（１）が成立する。

（１）式のａ_（u，v）は、多重化ＯＦＤＭ信号に対しては多重化ＯＦＤＭ信号をＤＦＴ変換したモデルを用い、又多重化ウェーブレットＯＦＤＭ信号に対しては多重化ウェーブレットＯＦＤＭ信号をＤＷＴ変換したモデルを用いて予め定めることができる。変換信号の多重度をｒとすれば式（１）よりａ_（u，v）（但し、ｕ、ｖ＝１、----、r（Ｒa＋Ｒf
＋１））を要素とする行列をＡ、ｘ_v（ｖ＝１、----、r（Ｒa＋Ｒf＋１））を要素とする列ベクトルをＸ及びｓ_uを要素とする列ベクトルをＳとして、式（２）が得られる。

式（２）から、

としてそれぞれの多重化拡散チップ列のチップの周波数領域の値が得られる。なお、先行チップと後続チップが対称な影響を及ぼす場合にはＲａ＝Ｒｆである。このようにして得られた周波数領域の成分は、必要に応じて多重化拡散チップ列を表すように再配置される。

ＩＤＷＴ変換、ＤＷＴ変換の組み合わせによるウェーブレット信号の生成と復調に代えて、ＩＤＷＴ変換で生成されたウェーブレットＯＦＤＭ信号から短周期ＤＦＴ変換を用いて図５、ｄに対応する周波数成分を算出し、ＤＷＴ変換と同様の方法で多重化拡散チップ列のチップ値を算出して多重化拡散チップ列を求めてもよい。

次いで、取得された多重化拡散チップ列から局在化パルスを検出する方法につき図６を参照しながら説明する。図６のａは図１のｅと同様の方法で生成された送信信号から時間領域又は周波数領域で取得した符号長がＮLＮsの多重化拡散チップ列を例示している。但し、説明を簡単化するためにｋ＝１とした。また、図６のｂ−１、----、ｂ−３は図１ｃ−１、----、ｃ−３の符号系列ＳＣに対応している。図６において、ａとｂ−１とは同期して乗積され、ｃ−１が生成される。同様にしてａとｂ−２からｃ−２が生成され、ａとｂ−３とからｃ−３が生成される。ｃ−１、----、ｃ−３は符号系列ＣＣのチップと符号系列ＬＣのチップとが乗積された信号であり、符号系列ＣＣに関して局在化されてＬＣを表すｄが生成される。図６には表示されていないが、変換されたｋ組の多重化拡散チップ列が多重度ｒで多重化されて生成された変換信号からは図６のａに相当する多重化拡散チップ列がｋｒ組取得され、それら全てに符号系列ＬＣの局在化パルス検出までの処理が行われる。以上の処理は、ＬＣの同一のチップ内にある全ての多重化拡散チップ列に対して行われる。さらに、ｄの局在化パルスをＬＣに関して局在化することによりｅが得られる。なお、これらの処理方法はデータ通信や計測等に対して適用することができる。

次に、送信信号にデータが含まれている場合のデータの伝送方法につき述べる。データは入力された源データに誤り訂正符号化を含む処理が施されて生成されたバイナリパルス列である。このデータはＬＣ、ＣＣ及びＳＣの少なくとも何れかの符号系列の種類、シフト時間及び／又は振幅に写像されるために所定の形式に変換される。

一例として、変換信号は多重化ＯＦＤＭ信号又は多重化ウェーブレットＯＦＤＭ信号であり、データは符号長がＮＳの定められたＳＣのシフト時間にのみ写像される場合につき述べる。ＬＣのチップの時間幅を多重化拡散チップ列の時間長のｋ倍、各チップに含まれた多重化拡散チップ列の数をそれぞれｋ、各多重化拡散チップ列が有するデータが写像されたＳＣの数をｎd、多重化ＯＦＤＭ信号又は多重化ウェーブレット信号の多重度をｒ、
データが写像された多重化拡散チップ列を有するＬＣのチップ数をＬＬとすれば、このｋＮＬＮＳ個のチップが搬送するデータ量は（ｋ×ｎｄ×ＬＬ×ｒ×log_２ＮＳ）ビットで
ある。このデータの検出は符号系列ＳＣのシフト時間を検出することにより行なわれる。なお、このデータ量はｎdとｋは全ての多重化拡散チップ列で等しく設定した場合である
が、異なる設定とすることもできる。また、ＬＣのチップ毎にｋ、ｎd、rを異なる値に設定して変換信号の集合を生成することも可能である。雑音環境では多重化拡散チップ列から特定の拡散チップ列を検出することは困難であり、また、多重化拡散チップ列の多重度が大きい場合には干渉が生じるために低雑音環境でも検出は困難である。それ故、本発明では、符号系列ＣＣの局在化パルスを検出できる条件下では第一の局在化パルスである符号系列ＣＣの局在化パルスを検出してＳＮ比を改善し、符号系列を決定する。この処理は、それぞれの多重化拡散チップ列に対してＳＣのシフト時間を順次乗積するかまたは異なるシフト時間のＳＣを並列に乗積した信号から、ＣＣに対する最大の局在化パルスを検出してＳＣとＣＣとを決定し、さらにＣＣよりＬＣを決定する。なお、この場合にはＬＣの符号長を１に設定して符号系列ＬＣの局在化処理を省略してもよい。また、特に低雑音信号に対しては、さらに、結合のための符合系列（ＣＣ）の符号長ＮＣ＝１及びＮＬが所要の符号長、又は、ＮＣ＝１及びＮＬ＝１、の多重化拡散チップ列を用いて変換信号を生成することができる。他方、ＣＣの局在化パルスの検出が困難な場合には、ＣＣの局在化パルス列をＬＣのチップ列として第二の局在化パルスであるＬＣの局在化パルスを検出し判定して各符号系列を決定する。なお、本発明にいう符号系列を決定するとは、既知の符号系列を用いた送信信号では符号系列のシフト時間及び／または極性を決定することであり
、未知の符号系列を用いた送信信号では符号系列の種類の決定と、シフト時間および／または極性の決定を行うことを含む。決定された符号系列、符号系列のシフト時間及び／又は極性で表されたデータは逆形式変換されてデータが算出され、次いでこのデータから源データが復号される。なお、多重化拡散チップ列の順序でチップが多値ＰＳＫ、ＰＡＭ、ＡＳＫ等にマッピングされた多重化拡散チップ列のＯＦＤＭ信号或いはウェーブレットＯＦＤＭ信号は、周波数領域では多重化拡散チップ列を表し、直接ＳＣで逆拡散される。

また、ＳＣをｋビットのデータが対応付けられた２^ｋ種類の符号系列とし、このＳＣを用いて高速化を図ることができる。さらに、このＳＣのシフト時間及び／または極性にデータを写像して一層の高速化を図ることができる。この場合の符号系列の種類の増加を抑制する１方法として、極性が付与された複数のＳＣの組み合わせを用い、それぞれのＳＣに対して拡散チップ列を構成し多重化することができる。さらに、ＣＣ及び／又はＬＣにデータの写像を行うこともできる。

次に、本発明の計測方法につき述べる。送信側では定められた変換信号又は定められた手順で切り換えられる複数の変換信号から送信信号が生成されて送信される。このようにして生成される送信信号には多重化拡散チップ列、そのインパルス列、それらの何れかで搬送波を変調して生成した変調信号及びホッピング搬送波を変調して生成したホッピング信号、多重化拡散チップ列から生成され周波数域で直交するＯＦＤＭ信号やウェーブレットＯＦＤＭ信号等、これらの信号が多重化された多重化ＯＦＤＭ信号や多重化ウェーブレットＯＦＤＭ信号等、これらの周波数領域で直交する信号またはそれらの多重化信号で搬送波を変調して生成した変調信号、直交変調信号或いはホッピングする搬送波を変調して生成したホッピング信号が含まれるが、信号の種類はこれらに限るものではない。送信された信号は対象物によって反射されるか、又は吸収、分散、回折などの作用を受けた後に透過信号、蛍光放射信号、黒体輻射信号、または反射信号等として検出され、この検出信号から対象物の情報を取得することができる。また、送信信号を検出して計測用送信装置、対象物及び計測用受信装置間の距離や媒体の情報を取得するように構成することができる。さらに、送信信号の一部または全部を用いて対象物の状態、例えば量子的状態等を制御しつつ或いは制御してその結果を測定することもできる。

図７は本発明に係わる符号系列を用いた伝送システムの構成例であって、符号系列を用いた伝送システム１は送信装置２と受信機３と交換手段４とを備えている。送信装置２は、入力手段２１、多重化拡散信号生成手段２３、変換手段２４、送信用信号生成手段２５、送信手段２６、制御手段２２、および交換機４並びに／あるいは受信装置３と交信を行う交信手段２７を備えており、各手段は制御手段２２によってクロックに同期して制御される。他方、受信装置３は、送信信号検出手段３１、変換信号処理手段３２、可検出化手段３３、決定手段３４、復号手段３５、表示・出力手段３６、交換機４及び／あるいは送信装置２と交信を行う交信手段３７、制御手段３８および同期検出手段３９を備え、各手段は制御手段３８のクロックに同期して制御されている。同期検出手段は、検出された送信信号の同期を捕捉するとともにパイロット信号を用いて回線の状況を推定し、また、周期性雑音を検出・予測して除去することができる。

図８は入力手段２１を例示している。入力手段２１は入力した源データにスクランブル処理、リード・ソロモン符号化処理、畳み込み演算処理、パンクチャー処理、インターリーブ処理、パリティチェック処理等を施してデータを生成する。なお、源データに施される処理はこれらに限るものではなく、通信環境に対応して追加・削除・変更することができる。

図９は本発明の多重化拡散信号生成手段２３を例示している。符号系列生成部２３１は
、例えば、メモリ（不図示）等に記憶され予め与えられた各符号系列の基本状態を用いて、図1のａのための基本状態のＬＣ、ｂ-１〜ｂ-３のための基本状態のＣＣ、ｃ-１〜c-３のための基本状態のＳＣを生成する。他方、データは、一般的には、ＳＣ、ＣＣ、ＬＣのいずれにも写像することができる。そのため、例えば、ＣＣのチップ数及びＬＣのチップ数をそれぞれＶＣ及びＬＬとすれば、データ形式変換部２３５でＮＳ進数（ＶＣ×ＬＬ）桁に形式変換される。特に、ＶＣが１の場合には、桁数はＬＬ桁となる。そして、データ写像部２３２により所要の符号系列に形式変換されたデータが写像されて、図１のｃ-１
〜ｃ-３、または、図２のｃ-１〜ｃ-３が生成される。乗積部２３３では、データ写像部
２３２により生成されたチップ列が用いられ、ＳＣとＣＣのチップとＬＣのチップとの乗積を行って図１のｄ-１〜ｄ-３または図2のｄ-１〜ｄ-３の所要の拡散チップ列が生成さ
れる。次いで、多重化部２３４では、乗積部２３３により生成された拡散チップ列が多重化されて図１のｅまたは図２のｅの多重化拡散チップ列が生成される。

図１０はＯＦＤＭ信号生成のための変換手段２４を例示している。所要数の多重化拡散チップ列は、マッピング部２４１ａで直並列変換された後マッピングされ、ＩＤＦＴ部２４２ａでＩＤＦＴ処理されてＯＦＤＭ信号が生成される。この処理は、周波数分割方法を変えて変換信号の多重度に等しいｒ回繰り返され、生成されたｒ組のＯＦＤＭ信号は多重化部２４３ａで多重化されて変換信号である多重化ＯＦＤＭ信号が生成される（ｒは自然数）。次いでＧＩ挿入部２４４ａでガードインターバルＧＩが挿入されて、実信号又は複素信号として送信用信号生成手段２５へ出力される。ＯＦＤＭ信号のＧＩの挿入方法は当業者には周知の方法である。

図１０の送信用信号生成手段２５はＧＩが挿入された変換信号の前にプリアンブル及び、又は後にポストアンブルを挿入するが、送信用信号生成手段２５が挿入する信号はこれに限るものではない。

図１１はウェーブレットＯＦＤＭ信号用の変換手段２４を例示している。図１のｅまたは図２のｅで示された所要数の多重化拡散チップ列は、ＩＤＷＴマッピング部２４１ｂで直並列変換された後マッピングされ、ＩＤＷＴ部２４２ｂでＩＤＷＴ処理されて図５のｂ-1〜ｂ-rに示すウェーブレットＯＦＤＭ信号が生成される。この処理は、パラメータの設定を変えて変換信号の多重度に等しいｒ回繰り返され、生成されたｒ組のウェーブレットＯＦＤＭ信号はＩＤＷＴ多重化部２４３ｂで多重化されて変換信号である多重化ウェーブレットＯＦＤＭ信号が生成され、実信号または複素信号として送信用信号生成手段２５へ出力される。

図１１の送信用信号生成手段２５は変換信号の前にプリアンブルおよび、または後にポストアンブルを挿入するが、挿入できる信号はこれに限るものではない。

送信用信号生成手段２５の出力信号は送信手段２６に入力し、送信信号が生成されて送出される。この例では、送信信号は交換装置４を経由して受信装置へ送信されるが、交換装置４を使用しないで構成されたデータ伝送システムでは直接受信装置へ送信される。

図１２は、変換信号が１以上の多重度を持つ多重化ＯＦＤＭ信号である送信信号を受信する受信装置３の変換信号処理手段３２を例示している。検出手段３１で送信信号から検出された変換信号は、変換信号処理手段３２のＧＩ除去部３２１１でＧＩが除去され、ＤＦＴ部３２１２でＤＦＴにより周波数領域へ変換され、ＤＦＴ多重化拡散チップ列取得部３２１３で式（３）に基づきそれぞれの周波数領域のチップ点の成分が取得され、それらの成分からそれぞれの多重化拡散チップ列が取得される。

図１８は、ＧＩを用いて遅延波を除去することに代えてプリアンブルに符号系列を用い
て送信信号に重畳した遅延波を削除する方法を例示したものである。本実施例では、ウェーブレットＯＦＤＭ信号通信でシンボル長を短縮して高速化を図る場合や、ＯＦＤＭ信号通信でＧＩを削除して高速化を図る場合に、この遅延波を除去する方法を用いて、図１３の変換信号処理手段３２において用いては、マルチパスなどにより生じる遅延波を大きなＳＮＲ改善率を生かして除去する。

図１８のａ-１はプリアンブルに周期Ｔの符号系列が２周期含まれ、続いて他の情報を
表すパルス列又は変換信号が配置された送信信号を例示している。符号系列としては唯一の自己相関関数のピークを持つためＭ系列が好ましく、また、その長さは２周期以上であればよい。

ａ-２は送信信号が時間ｄ１遅延した遅延波を表しており、時間２Ｔから２Ｔ＋ｄ１の
パルス列はａ-１の波形の２Ｔ−ｄ１から２Ｔの部分に等しい。ａ-３は送信信号が時間ｄ２遅延した遅延波であって、記載されてはいないが２Ｔから２Ｔ+ｄ２のパルス列は送信
波形の２Ｔ−ｄ２から２Ｔの部分に等しい。図には記載されてはいないが、受信波は反射などにより生じたこれらの遅延波が送信信号に重畳したものである。

ｂ-１はａ-１の送信信号にａ-２及びａ-３の遅延波が重畳した受信波と符号系列との相関関数を表している。図１８に示されるｂ-１では、時間０、ｄ１及びｄ２にそれぞれ送
信信号の相関関数のパルス、遅延時間ｄ１の遅延波の相関関数のパルス及び遅延時間ｄ２の遅延波の相関関数のパルスが生じている。これらのパルスの振幅はそれぞれ送信信号及び各遅延波の強度を表している。

ｃ-１は受信波から遅延波が除去された波形を示している。受信信号の２Ｔから２Ｔ＋
ｄ１の時間区分Ｄ１には第一の遅延波による送信信号の時間区分２Ｔ−ｄ１から２Ｔまでのパルス列及び第二の遅延波による送信信号の時間区分２Ｔ−ｄ２から２Ｔ＋ｄ１−ｄ２までのパルス列が重畳しているので、受信波と符合系列との相関関数を算出して局在化パルスを取得し、その遅延時間とパルスの振幅とを用いて振幅が補正された各当該時間の遅延波を受信波の２Tから２T＋ｄ１の時間区分から減算して、遅延波が除去された時間区分Ｄ１のｃ−１の送信信号を検出する。

受信信号の２Ｔ＋ｄ１から２Ｔ＋２ｄ１までの時間区分Ｄ２では、送信信号ａ-１の時
間区分２Ｔから２Ｔ＋ｄ１のパルス列からなる第一の遅延波と、送信信号の時間区分２Ｔ＋ｄ１−ｄ２から２Ｔ＋２ｄ１−ｄ２のパルス列からなる第二の遅延波との振幅と遅延時間を上記の相関関数に従って補正して除去して、遅延波が除去された時間区分Ｄ２の送信信号ｃ−１を検出する。

以下、同様にして受信信号の２Ｔ＋（ｎ−１）ｄ１から２Ｔ＋ｎｄ１までの時間区分Ｄｎから遅延波を除去して、ｃ−１の送信信号を検出する。

ｃ−１の送信信号には逆拡散処理、次いで局在化処理がなされて拡散用符号系列のシフト時間が検出され、データが算出される。

以上において、プリアンブルに配置された符号系列はパルス列として送るか、または正弦波又は余弦波、ウェーブレットパルス等に変換して送信してもよい。特に、ウェーブレットＯＦＤＭおよびＯＦＤＭでは、これらの波形はサブチャネル毎に生成して送信し、受信側では、サブチャネル毎に検出するか、あるいはこれらの波形を直並列変換してサブチャネルに割り当ててウェーブレットＯＦＤＭまたはＯＦＤＭ信号を生成して送信し、受信側では検出したこれらの波形を並直列変換して多重化拡散パルス列を取得することができる。また、変換信号にはフーリエ変換信号、インパルス列、ウェーブレットＯＦＤＭ信号
のサブチャネル信号、ＯＦＤＭ信号のサブチャネル信号が含まれるが、これらに限定されるものではない。特に、ウェーブレットＯＦＤＭ信号およびＯＦＤＭ信号からなる変換信号では、遅延波の除去は図１８に示した方法でサブチャネル毎に行うか、または、特定チャネルの遅延波または遅延除去された信号に基づく補間値を用いて当該チャネルの遅延波を除去してもよい。

図１３は、変換信号が１以上の多重度を持つ多重化ウェーブレットＯＦＤＭ信号である送信信号を受信する受信装置３の変換信号処理手段３２を例示している。検出手段３１で送信信号から検出された変換信号は、ＤＷＴ部３２２１でＤＷＴ変換され、ＤＷＴ多重化拡散チップ列取得部３２２２で式（３）に基づきそれぞれの周波数領域のチップ点の成分が取得され、それらの成分から図５のｅに示すそれぞれの多重化拡散チップ列が取得される。

図１４は、本発明の可検出化手段３３を例示している。逆マッピング部３３１の出力信号は、逆拡散部３３２でＳＣが乗積されて逆拡散されるが、多重化拡散チップ列のチップの順序で多値ＰＳＫ，ＡＰＭ、ＡＳＫ等のマッピングがなされた信号の場合には変換信号処理手段３２の出力信号は多重化拡散チップ列を表すため、逆拡散部３３２は変換信号処理手段の出力信号をＳＣで直接逆拡散することができる。なお、逆拡散された拡散チップ列はＣＣの局在化パルスを検出可能な可検出化状態にある。本発明にいう局在化とは符号系列を含む信号と当該符号系列との相関関数を算出すること、またはその信号を当該符号系列で構成された整合フィルタ（マッチドフィルタ）で検出することをいう。

図１５は決定手段３４を例示している。可検出化手段３３の出力信号は、第一局在化部３４１でＣＣに関して局在化されて第二局在化部３４２へ入力するとともにピーク検出部３４３でそのピークが検出され、次いで、判定部３４４で最大のピークが判定されてＣＣが決定され、その結果に基づきＳＣとＬＣが決定される。他方、判定部３４４が局在化部３４１の出力信号の最大ピークを判定できない場合には、第二局在化部３４２が第一局在化部３４１の出力信号からＬＣに関して局在化信号を生成し、ピーク検出部３４３でその局在化信号のピークを検出し、次いで判定部３４４で最大のピークを判定してＬＣが決定され、次いでＳＣ及びＣＣが決定される。特に、逆拡散用ＳＣのシフト時間が変換信号処理手段３２の出力信号のＳＣのシフト時間と一致した場合にＣＣの局在化パルスのピーク及びＬＣの局所化パルスのピークが最大となるため、ＳＣの決定はＣＣまたはＬＣの決定に従って行われる。

ここで、決定手段３４による、局在化パルスの高速検出法を例示する。この検出法は、ＳＣのシフト時間をスキャンして多重化拡散チップ列を含む信号を逆拡散し、逆拡散された信号から局在化信号を算出し、最大の局在化パルスを検出してＳＣのシフト時間を決定するものである。なお、可検出化手段３３において逆拡散の処理が実行されるたびに、決定手段３４は、当該手法により局在化信号を算出してもよい。

説明を容易にするために、図１において局在化用符合系列ＬＣは、

式（４）で表された符号長ＮＬ＝７のＭ系列ＸＬからなる１系列であるとする。
また、結合のための符合系列（ＣＣ）は、符号長ＮＣ＝１のパルスであってＬＣの７チップにわたり＋１となる符号系列であるとする。

更に、拡散のための符号系列（ＳＣ）は、ＬＣのチップに対応する７系列ともにデータ
が０の基準の状態が、

式（５）で表されたＮＳ＝７のＭ系列ＸＳとする。
このとき、図１のａはＸＬの７個のチップ（ＣＬ_１、ＣＬ_２、ＣＬ_３、ＣＬ_４、ＣＬ_５、ＣＬ_６、ＣＬ_７）となる。ｂ−１は、説明を簡単するため、（ＣＣ_{（１，１）}、ＣＣ_{（２，１）}、ＣＣ_{（３，１）}、ＣＣ_{（４，１）}、ＣＣ_{（５，１）}、ＣＣ_{（６，１）}、ＣＣ_{（７，１）}）を全て＋１として、ＬＣの各チップの多重化拡散チップ列の多重度を１とした。また、ｃ−１はデータがＸＳのシフト時間に写像された拡散符合系列（ＣＳ_{（１，ｊ，１）、}ＣＳ_{（１，ｊ，２）、}ＣＳ_{（１，ｊ，３）、}ＣＳ_{（１，ｊ，４）、}ＣＳ_{（１，ｊ，５）、}ＣＳ_{（１，ｊ，６）、}ＣＳ_{（１，ｊ，７）}）、ｋ＝１に設定した（ｊ＝１、―――、７）。ｄ−１、はａとｂ−１とｃ−１とを同期を取って乗積して生成したものであり、この例では、各ＬＣのチップの多重化拡散チップ列は当該チップに一致した極性を持ちデータが写像された拡散符合系列ＸＳに等しいバイナリパルス列である。図１のｅはｄ−１からなるパルス列である。

図６において、多重化拡散チップ列ａは図1のｅで表された多重度が１の多重化拡散パ
ルス列であって、この例では、式（５）で表された拡散符合パルス列ＸＳのシフト時間がデータに従って定められその極性がＬＣのチップに一致するように構成されたものである。この信号に、ＬＣのチップ毎に、受信装置に用意された式（５）で表された拡散符合系列ＸＳのシフト時間を０から６まで変化させて乗積して逆拡散処理を行うことにより図６のｃ−１で示される逆拡散信号を生成する。図には示されていないが、各チップの逆拡散信号はそれぞれ７組生成される。

以上によってＬＣの７チップのそれぞれに対して７組づつ生成された逆拡散信号を用いてＬＣに関する局在化信号を算出し、その最大パルスを検出して７系列の拡散符合系列ＸＳのシフト時間の決定を行って７進７桁のデータを取得する。ＬＣの定められたいくつかのチップが同じデータが写像されたＳＣで拡散された信号では、独立したチップ数が少なくなるために逆拡散処理及び局在化処理の演算回数が削減される。

他方、全ての逆拡散信号を用いて局在化用符合系列に関する局在化パルスを算出する代わりに、各逆拡散信号の検出値をグループ分けしてそれぞれ加算し、加算された値を局在化用符号系列に関して局在化して局在化信号を生成し、この局在化信号から最大局在化パルスを検出して、最大局在化パルスを与える逆拡散値の和の組を決定し、次いで、その和の組を構成する逆拡散信号の検出値をそれぞれグループ分けして加算しその加算値から局在化用符号系列に対する局在化信号を算出し、その最大値を検出して最大値を与える和の組を算出し、その構成要素である逆拡散信号の値を決定する。以下同様にして最大値を与える和の組を構成する逆拡散信号を組み分けし加算して最大局在化パルス値を与える組を決定する処理を繰り返して行い、局在化用符号系列の各チップに対応する拡散符号系列のシフト時間を決定してデータを取得する。

なお、上述のとおり、式（４）は、ＸＬ＝（１，１，１，−１，−１，１，−１）で表される符号長７のＭ系列からなる局在化用符号系列を表す。また、式（５）は、データが０の基準状態がＸＳ＝（１，１，１，−１，−１，１，−１）で表される符号長７のＭ系列からなる拡散符合系列ＸＳを表す。この拡散符合パルス列のシフト時間はデータに従って０から６までの任意の値に設定することができる。また、結合符号系列ＣＣの符号長を１として拡散符合系列の多重度を１に設定するとともに振幅を＋１とした。また、ＸＬと
ＸＳとは異なる符合系列であってもよい。さらに、ＸＳはＸＬのチップ毎に同じ符合系列、異なる符合系列、或いは定められた符合系列で構成することができる。なお、ＬＣおよびＳＣに用いる符合系列はＭ系列に限ったものではなく、Ｇｏｌｄ符合系列、かざみ符合系列等を用いることができる。

局在化符号パルス列の第１、２，３、６のチップにおける逆拡散処理によって得られる逆拡散信号の値は、

式（６）で表されるＡｑ（ｑ＝１，２，３，６）である。また、局在化符号パルス列の第４，５，７のチップの逆拡散信号の値Ａｋ（ｋ＝４，５，７）はＡ１の各要素の符号が反転した値である。ＬＣに関する最大局在化パルス値に対して、Ａｋ（ｋ＝４，５，７）の極性はプラスに変換されて加算されるので、以下、ＡＬ＝Ａ１（Ｌ＝１、―――、７）として説明する。なお、以下において、必要なデータはメモリ等に記憶されているものとする。

ＡＬは、例えば、以下のような
ａＬ=（７、−１、−１、−１）、及び、ｂＬ=（−１、−１、−１）、又は、
ｃＬ=（−１、−１、−１、−１）、及び、ｄＬ=（７、−１、−１）、
とに組分けられて、記憶される。

ａＬ、ｂＬ、ｃＬ、ｄＬの値はそれぞれ加算されて加算値、
ａＬ_ｓｕｍ=７−１−１−１＝４、
ｂＬ_ｓｕｍ=−１−１−１＝−３、
ｃＬ_ｓｕｍ=−１−１−１−１＝−４、
ｄＬ_ｓｕｍ=７−１−１＝５、
が算出される。以下、ａＬ_ｓｕｍ−ｂＬ_ｓｕｍ＝７およびｃＬ_ｓｕｍ−ｄＬ_ｓｕｍ＝９を用いて局在化パルスを算出する差分処理の場合について述べる。

式（７）は、ｃＬ_ｓｕｍ−ｄＬ_ｓｕｍの数をｋとした場合の差分処理の最大局在化パルスΦｋ（ｋ＝0、---、７）を表している。ｋ＝０であるΦｋ＝４９が検出された場合には、以下の処理が行われる。すなわち、ＬＣの全てのチップに対してａＬ_ｓｕｍ−ｂＬ_ｓｕｍ＝７の組が選択され、ａＬが、
ａＬ１=（７、−１）と
ａＬ２=（−１、−１）と、
に組み分けされる。

それぞれの加算値、
ａＬ１_ｓｕｍ=７−１＝６、
ａＬ２_ｓｕｍ=−１−１＝−２
が算出され、ａＬ１_ｓｕｍ−ａＬ２_ｓｕｍ＝８が算出される。この場合、最大局在化パルス値Φ００は８×７＝５６となりａＬ１が選択される。

ａＬ１はさらに組み分けされてａＬ１１＝７、ａＬ１２＝−１、ａＬ１１_ｓｕｍ=7、ａＬ１２_ｓｕｍ=−１、ａＬ１１_ｓｕｍ− ａＬ１２_ｓｕｍ=８がそれぞれ算出され、最大局
在化パルス値は５６となる。この結果、ａＬ１１（Ｌ＝１、―――、７）が選択されてＬＣのチップに対応する各ＳＣのシフト時間は全て０となり、７進７桁のデータ（０，０，０，０，０，０，０）が決定される。

ｃＬ、ｄＬのみの場合、及びａＬ、ｂＬ、ｃＬ、ｄＬが混在した場合についても同様にして局在化用符合系列に関する最大局在化パルスを検出してシフト時間を算出し、データを決定することができる。

各組の加算値の差を用いて最大極大化パルスを算出する代わりに各組の加算値を用いて同様に局在化用符合系列に関する最大局在化パルスを検出してシフト時間を算出し、データを決定してもよい。本発明によりＬＣ及びＳＣの符号長がそれぞれ７、ＣＣの符号長が１の場合、一例として、局在化パルスを検出するための演算量は、すべての状態を比較する方法に比べて約４／１０，０００となる。なお、以上では全ての差分の値に＋とーを乗じて局在化信号を算出し、その最大パルスを最大局在化パルスと判定するが、差分の値が判定可能なＳＮ比の場合には、その正負が決定されるので演算回数を減らすことができる。

図１９は、図１のａの局在化のための符号系列ＬＣが符号長７を有するＭ系列であり、ｂ−１の結合のための符号系列ＣＣが符号長１、極性が＋であるパルスであり、ｃ−１の拡散のための符号系列ＳＣが符号長６３を持ちデータ０が写像されたＭ系列とした場合のベースバンド信号のシミュレーション波形である。本発明にかかわる局在化パルスの検出方法は送信されたパルス列をベースバンド信号として検出することができる通信方式に適用できるので、このシミュレーション結果は、データが写像された拡散チップ列を用いたベースバンド通信、周波数領域にデータが写像された拡散チップ列を持つかまたはデータが写像された時間領域のベースバンドの拡散チップ列が各サブチャネルに割り当てられたＯＦＤＭまたはウェーブレットＯＦＤＭ通信、復調信号がデータを有するベースバンドの拡散チップ列を有するモノキャリア通信またはマルチキャリア通信、データが写像された拡散チップ列から生成されたインパルス列通信等に適用できる。

この例では、図１のａに対応する局在化のための符号系列ＬＣは符号長が７のＭ系列であって、図１のｄ−１に対応する符号長が６３の拡散のための符号系列は極性がＬＣのチップと同じとなり、また、図ｃ−１のｋの値は１である。図１のｅに対応する多重化拡散チップ列はＣＣの符号長が１であるため多重度が１となり、図１のｄ−１に対応する上記の信号と同じ信号である。図６のａおよびｂ−１に対応する信号はそれぞれ図１のｅとｃ−１に対応する信号に等しい。受信信号には図6のａに対応する前述の送信信号にマルチ
パスによる遅延信号、干渉雑音とその他の狭帯域雑音及び広帯域雑音が重畳している。この受信信号を図6のｂに相当するＳＣで逆拡散すると図６のｄに相当する７個のＬＣのチ
ップが分離され、その上に雑音が重畳している。ＣＣの符号長は１であるために図６のｄに相当する各チップのＣＣから算出された局在化パルスは、ＬＣのチップに等しくなる。これらのチップはＬＣを用いて局在化されて局在化パルスが算出される。

ここで、局在化とは、当該信号を整合フィルタで処理するかまたは当該信号と所要の符号系列との相関関数の処理を行うことである。本例は、図２に適用することもできる。図２においてｋ＝１となり、ＬＣは符号長７のＭ系列、ｂ−１の結合のための符号系列ＣＣは符号長１、極性が＋であるパルス、ｃ−１の拡散のための符号系列ＳＣは符号長６３を持ちデータ０が写像されたＭ系列であるベースバンド信号である。また、図２のｅに示す多重化拡散チップ列もＣＣの符号長が１であるために多重度が１となり、図２のｄ−１と
同じ信号となる。

図１９において、縦軸は相関関数の値、横軸は相関関数がＰ（ｘ）で表された場合のｘを表し、この例では局在化パルスの横軸の位置はデータによって定まる０から６までの７点となる。同図において、上段の波形は信号電力に対して干渉雑音電力が０から２５，０００倍、帯域内正弦波雑音電力が０から５，０００倍まで変化させて重ね合わせた受信信号を表している。

図６のｅで示されているように、本発明では、データはＳＣのシフト時間で表され、検出された局在化パルスの時間遅れに等しくなるものであって、図１９では縦軸からの距離で表される。下段の三角波は、ＳＣをＬＣのそれぞれのチップで０から６２までスキャンさせて受信信号と乗積することにより受信信号のチップを逆拡散し、ＬＣの全てのチップの逆拡散値を用いてＬＣに関して算出した局在化パルスであって、０から２５，０００倍までの干渉雑音電力の変化、及び０から５，０００倍までの帯域内雑音電力の変化に対して、三角波のピークは縦軸から一定の距離を維持し、きわめて安定しており、正しくデータが伝送される。この例では最初のピークを０と定義した。第二のピークは、ＬＣに関する相関関数が周期７の周期関数であるために現れたものである。なお、同じ雑音条件でのＤＳ−ＳＳ信号の検出実験では、特に帯域内雑音による直流成分のため誤検出が生じた。
図１６は復号手段３５を例示している。決定手段３４で決定されたＳＣ、ＣＣ及びＬＣが表すデータの形式を逆形式変換部３５１で逆形式変換してデータを算出し、次いで入力手段３１で施された諸処理を復号処理部３５２でデコーディングして源データを復号する。

図１７は本発明の符号系列を用いた計測システム１００００を例示している。このシステムは、計測用送信装置２００００及び計測用受信装置３００００を備えており、測定対象４００００に対して計測を行う。計測用送信装置２００００は多重化拡散信号生成手段２００２１、変換手段２００２２、送信用信号生成手段２００２３、送信手段２００２４及び制御手段２００２５を備えており、各手段は制御手段２００２５のクロックに同期して制御される。他方、計測用受信装置３００００は、信号検出手段３００３１、変換信号処理手段３００３２、可検出化手段３００３３、決定手段３００３４、分析手段３００３５、表示・出力手段３００３６及び制御手段３００３７を備えており、各手段は制御手段３００３７のクロックに同期して制御される。計測用送信装置２００００において、多重化拡散信号生成手段２００２１はＬＣのチプとＣＣのチップとＳＣとを乗積して拡散チップ列を生成し多重度が１以上で多重化して多重化拡散チップ列を生成し、変換手段２００２２は多重化拡散チップ列を図３の配列を用いたＯＦＤＭ信号、図４の配列を用いたＯＦＤＭ信号、図３の配列を用いたウェーブレットＯＦＤＭ信号又は図４の配列を用いたウェーブレットＯＦＤＭ信号等に変換し多重度が１以上で多重化して変換信号を生成する。なお、変換信号はこれらに限定されるものではなく、また、多重化拡散チップ列も変換信号として扱うこともできる。次いで送信用信号生成手段２００２３で送信用信号が生成され、送信手段２００２４で所要の方式の送信信号が生成されて測定対象４００００へ送出される。送信信号には多重化拡散チップ列、そのインパルス列、それらの何れかで搬送波を変調して生成した変調信号及びホッピング搬送波を変調して生成したホッピング信号、多重化拡散チップ列から生成され周波数域で直交するＯＦＤＭ信号やウェーブレットＯＦＤＭ信号等が多重化された多重化ＯＦＤＭ信号や多重化ウェーブレットＯＦＤＭ信号等、これらの周波数領域で直交する信号またはそれらの多重化信号で搬送波を変調して生成した変調信号或いはホッピングする搬送波を変調して生成したホッピング信号が含まれる。このように構成された送信信号は、電磁波、光、超音波、磁気波、放射線、電子ビーム、陽子ビーム等のエネルギー媒体によって搬送することができるが、媒体の種類はこれらに限るものではない。

測定対象４００００からの信号は、計測用受信装置３００００のセンサを具備した信号検出手段３００３１によって検出されて変換信号処理手段３００３２へ送られ、変換信号が多重化ＯＦＤＭ信号の場合にはＤＦＴ変換を行い、他方、多重化ウェーブレットＯＦＤＭ信号の場合にはＤＷＴ変換を行い、式（２）及び式（３）を用いてＯＦＤＭ信号毎の多重化拡散チップ列、またはウェーブレットＯＦＤＭ信号毎の多重化拡散チップ列を算出する。次いで、可検出化手段３００３３でこれらの多重化拡散チップ列にＳＣが乗積されて、ＣＣが可検出化され、決定手段３００３４でＣＣに関する局在化パルスのピークを検出して最大ピークを判定するか、又はＣＣおよびＬＣに関する局在化パルスのピークを検出し、ＬＣに関する局在化パルスの最大ピークを判定する。次いで、ＣＣまたはＬＣの最大のピークの振幅、遅延時間等を計測して測定対象に係わる情報を取得する。特に図４の配列によって生成されたＯＦＤＭ信号及びウェーブレットＯＦＤＭ信号は、サブバンド毎または時間―サブバンド毎に対象の情報を同時に取得する場合の使用に好適である。

なお、図７〜１７を用いて説明した各手段及び各部は、それぞれ、ハードウェア回路で実現されてもよいし、FPGA（Field-Programmable Gate Array）等のPLD（プログラマブルロジックデバイス）上で実現されてもよいし、メモリに記憶された制御プログラムがＣＰＵ（Central Processing Unit）にロードされ実行されることで実現されてもよい。

本発明は、大きな雑音のため高いＳＮ比改善率が必要な電力線や電話回線等の有線伝送路、及び光、電波、磁気、超音波等の無線媒体を用いた無線伝送路における効率的な伝送を可能とするデータ通信システム、並びに無線媒体を用いた計測システムとして特に有用である。

１---符合系列を用いた通信システム、
２---符号系列を用いた通信システムの送信装置、
２１---入力手段、
２２---制御手段、
２３---多重化拡散信号生成手段、
２３１---符号系列生成部、
２３２---データ写像部、
２３３---乗積部、
２３４---多重化部、
２３５---データ形式変換部、
２４---変換手段、
２４１ａ---マッピング部、
２４２ａ---ＩＤＦＴ部、
２４３ａ---多重化部、
２４４ａ---ＧＩ挿入部、
２４１ｂ---ＩＤＷＴマッピング部、
２４２ｂ---ＩＤＷＴ部、
２４３ｂ---ＩＤＷＴ多重化部、
２５---送信用信号生成手段、
２６---送信手段、
２７---交信手段、
３---符号系列を用いた通信システムの受信装置、
３１---送信信号検出手段、
３２---変換信号処理手段、
３２１１---ＧＩ除去部、
３２１２---ＤＦＴ部、
３２１３---ＤＦＴ多重化拡散チップ列取得部、
３２２１---ＤＷＴ部、
３２２２---ＤＷＴ多重化拡散チップ列取得部
３３---可検出化手段、
３３１---逆マッピング部、
３３２---逆拡散部
３４---決定手段、
３４１---第一局在化部、
３４２---第二局在化部、
３４３---ピーク検出部、
３４４---判定部
３５---復号手段、
３５１---逆形式変換部、
３５２---復号処理部
３６---表示・出力手段、
３７---交信手段、
３８---制御手段、
３９---同期検出手段、
４---交換装置、
１００００---符号系列を用いた計測システム、
２００００---計測用送信装置、
２００２１---多重化拡散信号生成手段、
２００２２---変換手段、
２００２３---送信用信号生成手段、
２００２４---送信手段、
２００２５---制御手段、
３００００---計測用受信装置、
３００３１---信号検出手段、
３００３２---変換信号処理手段、
３００３３---可検出化手段、
３００３４---決定手段、
３００３５---分析手段、
３００３６---表示・出力手段、
３００３７---制御手段

Claims (28)

1. 送信信号の生成検出方法において、
   データが写像されたシーケンスを含む拡散のための符号系列と結合のための符号系列のチップと局在化用符号系列のチップとを乗積した拡散チップ列が前記結合のための符号系列のチップに関して多重化された多重度が１以上の多重化拡散チップ列を生成し、少なくとも単数又は複数の前記多重化拡散チップ列を変換して生成した変換信号に基づいて送信信号を生成して送信し、
   前記送信信号を検出して前記変換信号から時間領域または周波数領域で多重化拡散チップ列を取得し、当該取得された前記多重化拡散チップ列が有する拡散チップ列を当該拡散チップ列の拡散のための符号系列で逆拡散し、前記結合のための符号系列の局在化パルス、及び、前記局在化用符号系列の局在化パルスのうち少なくとも１つの局在化パルスの最大値を検出することを特徴とする符号系列を用いた送信信号の生成検出方法。
2. 前記変換信号は、前記多重化拡散チップ列を少なくとも周波数領域で直交するように変換して多重度を１以上で多重化して生成することを特徴とする請求項１に記載の符号系列を用いた送信信号の生成検出方法。
3. 前記変換信号は、前記多重化拡散チップ列毎に定められた周波数分割方法で生成したＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）信号を多重化した多重度が１以上の多重化ＯＦＤＭ信号であり、前記多重化拡散チップ列は、前記多重化ＯＦＤＭ信号を周波数領域に変換して取得されることを特徴とする請求項１乃至２の何れか１項に記載の符号系列を用いた送信信号の生成検出方法。
4. 前記変換信号は、前記多重化拡散チップ列毎に定められたパラメータ設定で生成したウェーブレットＯＦＤＭ信号を多重化した多重度が１以上の多重化ウェーブレットＯＦＤＭ信号であり、前記多重化拡散チップ列は前記多重化ウェーブレットＯＦＤＭ信号のウェーブレット係数から取得されることを特徴とする請求項１乃至２の何れか１項に記載の符号系列を用いた送信信号の生成検出方法。
5. 前記変換信号は、前記多重化拡散チップ列毎に定められたパラメータ設定で生成したウェーブレットＯＦＤＭ信号を多重化した多重度が１以上の多重化ウェーブレットＯＦＤＭ
   信号であり、前記多重化拡散チップ列は前記多重化ウェーブレットＯＦＤＭ信号をＤＦＴ（Ｄｉｓｃｒｅｔｅ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｍ）変換により周波数領域に変換して取得されることを特徴とする請求項１乃至２の何れか１項に記載の符号系列を用いた送信信号の生成検出方法。
6. 前記変換信号は前記多重化拡散チップ列であって、前記送信信号は前記多重化拡散チップ列に基づいて生成されることを特徴とする請求項１に記載の符号系列を用いた送信信号の生成検出方法。
7. 前記送信信号は、ホッピングする搬送波を前記変換信号を含む送信信号生成のための信号で変調して生成され、前記多重化拡散チップ列は前記送信信号から検出した前記変換信号から周波数領域または時間領域で取得された信号であることを特徴とする請求項１に記載の符号系列を用いた送信信号の生成検出方法。
8. 前記送信信号は周波数領域で直交する前記変換信号で搬送波を変調して生成した変調信号であり、前記多重化拡散チップ列は前記送信信号を復調して検出した前記変換信号から周波数領域または時間領域で取得することを特徴とする請求項１に記載の符号系列を用いた送信信号の生成検出方法。
9. 前記送信信号は、少なくとも前記変換信号を含む信号であり、前記多重化拡散チップ列が前記送信信号の前記変換信号から周波数領域または時間領域で取得されることを特徴とする請求項１に記載の符号系列を用いた送信信号の生成検出方法。
10. 前記符号系列はデータが写像されたシーケンスを含むことを特徴とする請求項１乃至８の何れか一項に記載の符号系列を用いた送信信号の生成検出方法。
11. 前記局在化パルスが第一の局在化パルスと第二の局在化パルスとを含み、前記第一の局在化パルスが逆拡散されて生成された前記結合のための符号系列から生成され、前記局在化用符号系列の局在化パルスである前記第二の局在化パルスが前記第一の局在化パルスから検出されるものであることを特徴とする請求項１乃至１０の何れか一項に記載の符号系列を用いた送信信号の生成検出方法。
12. 前記局在化パルスの態様をさらに検出して送信信号が照射された対象物の情報を取得することを特徴とする請求項１乃至１１の何れか１項に記載の符号系列を用いた送信信号の生成検出方法。
13. 前記送信信号は源データから生成されたデータを含んでおり、前記変換信号はデータが写像されたシーケンスを含む前記符号系列から生成された信号であって、前記源データは前記局在化パルスを検出して決定した符号系列に基づいて復号されることを特徴とする請求項１乃至１２の何れか１項に記載の符号系列を用いた送信信号の生成検出方法。
14. 前記送信信号が測定対象に送出された信号であって、前記測定対象の情報は前記測定対象から前記送信信号に基づく信号を検出して算出した前記局在化パルスの態様及び／または特性を用いて取得されることを特徴とする請求項１乃至１３の何れか１項に記載の符号系列を用いた送信信号の生成検出方法。
15. 請求項１乃至１４の何れか１項の符号系列を用いた送信信号の生成検出方法に基づいたシステムにおいて、
    源データからデータを生成する入力手段と、
    前記データが写像されたシーケンスを含む拡散のための符号系列と結合のための符号系
    列と局在化用符号系列とを生成する写像手段と、
    前記拡散のための符号系列と前記結合のための符号系列のチップと前記局在化用符号系列のチップとを乗積した拡散チップ列が前記結合のための符号系列のチップに関して多重化された多重度が１以上の多重化拡散チップ列を生成する多重化拡散信号生成手段と、
    少なくとも単数又は複数の前記多重化拡散チップ列を変換して変換信号を生成する変換手段と、
    送信信号を生成するための送信用信号を少なくとも前記変換信号から作成する送信用信号生成手段と、
    前記送信用信号から送信信号を生成して送出する送信手段と、
    を具備した送信装置と、
    前記送信装置から送信された、データを含んだ多重化拡散チップ列を変換して生成した変換信号に基づく送信信号を検出する送信信号検出手段と、
    前記送信信号から検出した変換信号から時間領域または周波数領域で多重化拡散チップ列を取得する変換信号処理手段と、
    当該取得した前記多重化拡散チップ列に含まれた拡散チップ列を拡散のための符号系列で逆拡散して結合のための符号系列を生成する可検出化手段と、
    少なくとも前記可検出化手段の出力から前記結合のための符号系列の局在化パルスを検出して符号系列を決定する決定手段と、
    決定された前記符号系列から源データを復号する復号手段と、
    を具備した受信装置とを備えたこと、
    を特徴とする符号系列を用いた通信システム。
16. 前記変換信号は前記多重化拡散チップ列毎に定められた周波数分割方法で生成したＯＦＤＭ信号を多重化した多重度が１以上の多重化ＯＦＤＭ信号であって、前記変換手段が前記多重化ＯＦＤＭ信号を生成するものであり、前記送信信号検出手段は、前記多重化ＯＦＤＭ信号を検出するものであり、前記変換信号処理手段は前記送信信号の前記多重化ＯＦＤＭ信号を周波数領域に変換して周波数領域でＯＦＤＭ信号の多重化拡散チップ列を取得するものであることを特徴とする請求項１５の符号系列を用いた通信システム。
17. 前記変換信号は前記多重化拡散チップ列毎に所定のウエーブレット及び又はパラメータ設定で生成したウェーブレットＯＦＤＭ信号を多重化した多重度が１以上の多重化ウェーブレットＯＦＤＭ信号であって、前記変換手段が前記多重化ウェーブレットＯＦＤＭ信号を生成するものであり、前記送信信号検出手段は前記多重化ウェーブレットＯＦＤＭ信号を検出するものであり、前記変換信号処理手段は前記多重化ウェーブレットＯＦＤＭ信号のウェーブレット係数を検出して多重化拡散チップ列を表すウェーブレットＯＦＤＭ信号のウェーブレット係数を取得するものであることを特徴とする請求項１５に記載の符号系列を用いた通信システム。
18. 前記送信信号はホッピングする搬送波を少なくとも前記変換信号で変調して生成したホッピング信号であって、前記送信手段が前記ホッピング信号を生成するものであり、前記送信信号検出手段は前記ホッピング信号を検出して復調するものであり、前記変換信号処理手段は前記送信信号が有する変換信号から周波数領域または時間領域で多重化拡散チップ列を取得するものであることを特徴とする請求項１５に記載の符号系列を用いた通信システム。
19. 前記送信信号は搬送波を少なくとも前記変換信号で変調して生成した変調信号であって、
    前記送信手段が前記変調信号を生成するものであり、前記送信信号検出手段は、前記変調信号を復調するものであり、前記変換信号処理手段は前記送信信号が有する前記変換信号から周波数領域または時間領域で多重化拡散チップ列を取得するものであること、を特
    徴とする請求項１５に記載の符号系列を用いた通信システム。
20. 前記送信信号は少なくとも前記変換信号からなる信号であって、前記送信手段が前記送信信号を生成するものであり、前記送信信号検出手段は、前記少なくとも変換信号からなる前記送信信号を検出するものであり、前記変換信号処理手段は前記送信信号の変換信号から周波数領域または時間領域で前記多重化拡散チップ列を取得するものであること、を特徴とする請求項１５に記載の符号系列を用いた通信システム。
21. 請求項１５乃至２０の何れか１項の符号系列を用いた通信システムの送信装置。
22. 請求項１５乃至２０の何れか１項の符号系列を用いた通信システムの受信装置。
23. 請求項１乃至１４の何れか１項の符号系列を用いた送信信号の生成検出方法に基づいたシステムにおいて、
    拡散のための符号系列と結合のための符号系列のチップと局在化用符号系列のチップとを乗積した拡散チップ列が前記結合のための符号系列のチップに関して多重化された多重度が１以上の多重化拡散チップ列を生成する拡散信号生成手段と、
    単数又は複数の前記多重化拡散チップ列から変換信号を生成する変換手段と、
    少なくとも前記変換信号から送信信号を生成するための送信用信号を生成する送信用信号生成手段と、
    前記送信用信号に基づいて送信信号を生成して対象物に送出する送信手段と、
    を具備した送信装置、および、
    前記送信信号を検出する送信信号検出手段と、
    前記送信信号の前記変換信号から時間領域または周波数領域で前記多重化拡散チップ列を取得する拡散チップ列取得手段と、
    前記拡散チップ列取得手段により取得された前記多重化拡散チップ列に含まれた前記拡散チップ列を当該拡散チップ列の拡散のための符号系列で逆拡散して前記結合のための符号系列を生成する可検出化手段と、
    少なくとも前記可検出化手段の出力から前記結合のための符号系列の局在化パルスを検出する局在化パルス検出手段と、
    前記局在化パルスの態様を検出して前記対象物の情報を取得する測定手段と、
    を具備した受信装置と、
    を備えたことを特徴とする符号系列を用いた計測システム。
24. 前記変換信号は多重度が１以上の多重化ＯＦＤＭ信号であって、前記変換手段が前記多重化拡散チップ列からＯＦＤＭ信号を生成し多重化して前記変換信号である前記多重化ＯＦＤＭ信号を生成するものであり、前記送出手段が前記多重化ＯＦＤＭ信号に基づいて前記送信信号を生成して送出するものであり、前記送信信号検出手段が前記送信信号を検出するものであり、
    前記拡散チップ列取得手段が、前記送信信号の前記多重化ＯＦＤＭ信号を周波数領域に変換して周波数領域のＯＦＤＭ信号が表す前記多重化拡散チップ列を取得するものであることを特徴とする請求項２３に記載の符号系列を用いた計測システム。
25. 前記変換信号は多重度が１以上の多重化ウェーブレットＯＦＤＭ信号であって、前記変換手段が前記多重化拡散チップ列からウェーブレットＯＦＤＭ信号を生成し多重化して前記変換信号である前記多重化ウェーブレットＯＦＤＭ信号を生成するものであり、前記送出手段が前記多重化ウェーブレットＯＦＤＭ信号に基づいて前記送信信号を生成して送出するものであり、前記送信信号検出手段が前記送信信号を検出するものであり、前記拡散チップ列取得手段が、前記送信信号の前記多重化ウェーブレットＯＦＤＭ信号から算出したウェーブレット係数から前記ウェーブレットＯＦＤＭ信号のウェーブレット係数が表す
    前記多重化拡散チップ列を取得するものであることを特徴とする請求項２３の符号系列を用いた計測システム。
26. 前記拡散チップ列取得手段が、請求項２５に記載の前記送信信号の前記多重化ウェーブレットＯＦＤＭ信号から算出したウェーブレット係数から前記ウェーブレットＯＦＤＭ信号のウェーブレット係数が表す前記多重化拡散チップ列を取得することに代えて、前記送信信号の前記多重化ウェーブレットＯＦＤＭ信号をＤＦＴ変換して前記多重化拡散チップ列を取得することを特徴とする請求項２３に記載の符号系列を用いた計測システム。
27. 前記送信信号が２周期以上の符号系列からなるプリアンブルを含み、検出された前記送信信号に重畳した遅延波が前記プリアンブルに基づいて除去され、前記遅延波が除去された検出された前記送信信号から前記時間領域または前記周波数領域の前記多重化拡散チップ列が取得されることを特徴とする請求項１に記載の符号系列を用いた送信信号の生成検出方法。
28. 前記拡散のための符号系列がシフト時間及びまたは極性にデータが写像されてなり、
    前記局在化用符号系列の各チップに対応する前記拡散のための符号系列の全てのシフト時間に対して前記多重化拡散チップ列を逆拡散して加算信号を算出する第１ステップと、
    前記加算信号を少なくとも２グループに分割する第２ステップと、
    それぞれの前記グループの加算値を算出する第３ステップと、
    前記加算値間の差分を算出する第４ステップと、
    前記差分を用いて前記局在化パルスを算出する第５ステップと、
    前記局在化パルスの最大ピークを検出して、当該最大ピークを与える前記加算値のグループを決定する第６ステップと、
    決定された前記加算値のグループをさらにグループに分割してそれぞれの前記グループの加算値を算出する第７ステップと、
    前記グループの加算値の差分用いて局在化パルスを算出する第８ステップと、
    前記局在化パルスの最大ピークを検出して当該最大ピークを与えるグループを決定する第９ステップと、
    前記第７ステップ乃至前記第９ステップの処理を前記加算信号の数が１組となるまで繰り返す第１０ステップと、
    前記局在化用符号系列のチップ毎に前記１組の加算信号で定まる前記拡散のための符号系列のシフト時間及び極性のうち少なくとも１つを決定する第１１ステップと
    を含むことを特徴とする請求項１に記載の符号系列を用いた送信信号の生成検出方法。

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