JP6297565B2 - 不平衡な二相ｄｃグリッドのための整流器回路及び方法 - Google Patents

Description

本発明は、例えば交流（ＡＣ）供給グリッドと照明用途のＤＣマイクログリッドなどの直流（ＤＣ）グリッドとの間にインタフェースを提供するための整流器回路及び方法に関する。

ビルに電力を供給するやり方を変えるであろう技術の収束が起こっている。これらの技術は、分散型電源リソース（光起電性パネル、風力タービン、燃料電池、マイクロタービン等）の継続的な急速な発展、高効率照明技術（特にソリッドステートＬＥＤ照明）の台頭、ワイヤレスビル自動化システム、ビルのエネルギー使用の電力会社によるデマンドサイド・マネジメントなどを含む。

ソリッドステート照明の高まりは、太陽エネルギーパネル及び風力エネルギーを含む他のＤＣベースのシステムと共に、多くの関係者に、エネルギーを無駄にする非効率的なＤＣ／ＡＣ及びＡＣ／ＤＣ電力変換を排除するＤＣベースの電力グリッドを追及することを促進してきた。太陽及び風力電力の新しい導入並びに市場での電気自動車の増産によって、ＡＣ／ＤＣハイブリッド結合電力ネットワークは、既存のシステムと比較して、消費エネルギーが３０％少なく、資本は１５％少なくて済み、２００％信頼することができる。ＤＣマイクログリッドの使用は、設備レベルでＡＣ／ＤＣ変換を排除し、設備デザイン及びレイアウトを単純化し、再生可能なエネルギー源を備える改良されたインタフェースを提供し、エネルギーを節約する。ハイブリッドＡＣ−ＤＣ電力アーキテクチャ及びＤＣマイクログリッドを、占有スペース、データセンタ、ビルサービス、及びアウトドアアプリケーションにもたらすことによって、ビルをより持続可能にすることができる。

ＤＣ基幹グリッドは、一般に、正電圧及び負電圧を備える二相ＤＣグリッドを有し、中性線が、アース電位に接続される。正電圧及び負電圧は、好ましくは同じ絶対値を有する。負荷は、正電圧にのみ若しくは負電圧にのみに、又は、正及び負の電圧の和のいずれかに接続される。

問題として、ＡＣ供給グリッドとＤＣマイクログリッドの二相ＤＣ基幹との間のインタフェースは、同時にいくつかの種々異なる機能を果たさなければならない。インタフェースは、電圧を整流し、ＡＣグリッドにおいて正弦波電流フローを生成し、ＡＣ中性線をＤＣ側のグランド導体として提供し、ＡＣ側に何ら非対称を生成することなく、ＤＣ側の二相に非対称の電力デマンドを提供しなければならない。これらの要求に対する既存の解決策は、大きな努力、例えばマルチステージコンバータを必要とする。

第１の直接的な解決策は、正及び負の半波の対称負荷の主要因であるフルブリッジ整流器を提供することであり、これは、正弦波電流を生成するために力率補正（ＰＦＣ）コンバータとして動作するブーストコンバータを伴い、非対称的負荷を提供し、ＤＣグランドをＡＣ中性線に接続することを可能にするために、プラス及びマイナスのＤＣ相のための２つの絶縁出力部を備えるパワーコンバータを伴う。この解決策は、多くの構成要素を必要とする。従って、この回路は不利である。

他の解決策は、２つのＰＦＣ回路、つまり、正のＤＣ電圧を提供する正半波のための第１ＰＦＣと、負のＤＣ電圧を提供する負半波のための第２ＰＦＣとを使用することである。この回路は、構成要素が少なく、正弦波ＡＣ電流を提供し、直ちにＡＣ中性線からＤＣグランドへの接続を提供する。しかしながら、ＤＣ相の非対称負荷は、正及び負の半波の間、非対称のＡＣ電流増幅をもたらす。従って、この回路は不利ある。

本発明の目的は、構成要素の数が少なく、非対称的ＡＣ電流を防止するＤＣグリッドのための整流器回路及び方法を提供することである。

この目的は、請求項１に請求される回路によって、及び請求項９に請求される方法によって達成される。

従って、提案される解決策は、非常に少ない構成要素で実施し得る、磁気的に結合されたダブルフライバックコンバータを有する単純な回路に基づく。例として、４つの良好に結合された巻線から構成される１つの変圧器、２つのスイッチ、変圧器の一次側のための２つの低周波数ダイオード、並びに、変圧器の二次側のための２つの高周波数ダイオード及び２つのコンデンサのみである。提案される解決策によれば、電力は、２つのＤＣ出力又は相のデマンドに応じて本質的に分配される。更に、ＤＣ出力部側の非対称負荷は、ＡＣ供給グリッドから流れ込むグリッド電流の非対称をもたらさない。正弦波ＡＣグリッド電流は、高度な制御なしで達成され得る。

第１態様によれば、第１及び第２の一次巻線は、両方とも、一つの端部でＡＣグリッドの中性線に接続され、第１及び第２の二次巻線は、両方とも、一つの端部でＤＣグリッドのグランド電位に接続される。これによって、変圧器のコイルに蓄えられた磁界によって発生した放電電流は、ＤＣ出力部にそれらの負荷に基づいて本質的に分配される。

第１態様と組み合わせることができる第２態様によれば、ＡＣグリッドの中性線は、ＤＣグリッドのグランド電位に直接接続され得る。

第１態様又は第２態様と組み合わせてもよい第３態様によれば、第１及び第２の整流回路は、それぞれ１つのダイオード及び１つのコンデンサのみを有してもよく、従って、回路の複雑さを低く抑えることができる。

第１態様乃至第３態様のいずれか一つと組み合わせてもよい第４態様によれば、第１及び第２の半波整流器は、それぞれ１つのダイオードのみを有してもよく、これも回路の複雑さを低く抑えるのに役立つ。

第１態様乃至第４態様のいずれか一つと組み合わせることができる第５態様によれば、回路は、更に、第１半波整流器の出力部に並列に接続される第１フィルタコンデンサと、第２半波整流器の出力部に並列に接続される第２フィルタコンデンサとを有してもよい。これによって、入力フィルタは、整流器回路に包含され得る。

第１態様乃至第５態様のいずれか一つと組み合わせることができる第６態様によれば、回路は、同じ絶対値を持つ第１及び第２のＤＣ電圧を発生するように適合されてもよい。よって、同じ絶対値の正及び負の電圧を持つ２相ＤＣグリッドが提供され得る。

第１態様乃至第６態様のいずれか一つと組み合わせることができる第７態様によれば、第１及び第２の制御スイッチのスイッチング周波数は、１０から１００ｋＨｚの範囲で選択されてもよい。これによって、１０００あるいは１００００のスイッチングサイクルがＡＣ入力信号の半波周期毎に達成され得る。

更なる有利な実施形態は以下に規定される。

発明のこれら及び他の態様は、下記に説明される実施形態から明らかになり、当該実施形態を参照して解明されるだろう。

図１は、第１実施形態による整流器回路の模式的な機能的ブロック図を示す。 図２は、第２実施形態による整流器回路の模式的な回路図を示す。 図３は、第３実施形態による整流器回路のより詳細な回路図を示す。 図４は、ＤＣ出力部に対称負荷を備える第３実施形態の整流器回路の電流及び電圧の波形のタイミング図を示す。 図５は、ＤＣ出力部に非対称負荷を備える第３実施形態の整流器回路の電流及び電圧の波形のタイミング図を示す。

ここに、実施形態が、ＤＣマイクログリッドの二相ＤＣ基幹をＡＣ供給グリッドに接続するための磁気的に結合されたダブルフライバックコンバータ又は整流器に基づいて説明される。しかしながら、本発明は、ＡＣ供給グリッドとＤＣグリッドとの間の任意の種類のインタフェースに適用し得る点に留意されたい。

図１は、第１実施形態によるダブルフライバック整流器の模式的な機能的ブロック図を示す。（図１ではＡＣ電圧源として例示される）ＡＣ供給グリッドからのＡＣ電圧は、第１及び第２の半波整流機能又は回路１０、１２に供給され、上側の整流機能又は回路１０は、正半波のみを出力するように適合され、これは、第１の制御されるスイッチング機能又はスイッチ２０を介して、変圧器３０の第１の一次巻線又は巻線部に送られる。下側の整流機能又は回路１２は、負半波のみを出力するように適合され、これは、第２の制御されるスイッチング機能又はスイッチ２０を介して、変圧器３０の第２の一次巻線又は巻線部に送られる。両方の一次巻線又は巻線部は、これらの端部の一つで共に接続され、例えば三相システムの中性線を介して、ＡＣグリッドのアース電位に接続される。第１及び第２の制御されたスイッチング機能又はスイッチ２０、２２は、各一次巻線又は巻線部へのそれぞれの半波の供給を連続的に（例えば周期的に）オンオフし、それぞれの他の半波の供給の間は開いたままであるように適合される。スイッチングプロセスのタイミング（例えば周期的スイッチングの場合はスイッチング周波数）は、変圧器３０の一次巻線又は巻線部を通って流れる半波電流がチョッピングされるように、半波周期毎に数回のオン／オフサイクルを提供するように選択されてもよい。一次回路は、半波電流の供給の間、第１及び第２のスイッチング機能又はスイッチ２０、２２によって繰り返し開くという事実のために、変圧器３０の磁気コイルに発生し蓄えられる磁界は、これらの開回路周期の間、変圧器３０の二次巻線での放電電流によってのみ弱められる。第１の二次巻線又は巻線部は、第１の整流機能又は回路４０を介して、第１の（例えば正の）ＤＣ出力部に接続され、第２の二次巻線又は巻線部は、第２の整流機能又は回路４２を介して、第２の（例えば負の）ＤＣ出力部に接続される。両方の二次巻線又は巻線部は、これらの端部の一つで互いに接続され、ＤＣ出力部のグランド電位に接続される。よって、スイッチング機能若しくはスイッチ２０、２２の開き状態つまりスイッチオフ状態の間、二次巻線に発生した放電電流は、第１及び第２の整流機能又は回路４０、４２を通って流れ、従って、ＤＣ電圧がＤＣ出力部に発生する。

第１及び第２の半波整流機能又は回路１０、１２と、第１及び第２のスイッチング機能又はスイッチ２０、２２と、第１及び第２の整流回路４０、４２とは、説明された機能性を満たし、予期される電力範囲で使用することができる任意の回路によって実施され得る。

図２は、第２実施形態によるダブルフライバック整流器回路のより詳細な実施を示す。ここでは、回路構成要素の数は非常に少なくて済む。主要回路は、４つの良好に結合された巻線Ｌ_１１、Ｌ_１２、Ｌ_２１、Ｌ_２２を有する１つの変圧器、２つのスイッチＳ_１及びＳ_２、２つの低周波数ダイオードＤ_１及びＤ_２、２つの高周波数ダイオードＤ_３及びＤ_４、並びに２つのコンデンサＣ_３及びＣ_４のみから構成される。任意選択で、２つの他のコンデンサＣ_１及びＣ_２が、付加的な入力フィルタを提供するために追加されてもよい。図２の例では、＋３８０Ｖ及び−３８０ＶのＤＣ出力電圧、つまり同じ絶対値が発生する。当然ながら、回路は、巻線又は他の回路構成要素の適切な修正によって、種々異なる絶対値のＤＣ出力電圧を発生するように適合され得る。スイッチＳ_１及びＳ_２は、（パワー）トランジスタ、サイリスタ等の制御可能な半導体スイッチによって実施されてもよい。ダイオード機能は、アクティブ整流器を得るために、電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）又は他のトランジスタによって実施されてもよい。

回路の機能を評価し、例示するために、ＬＴ−Ｓｐｉｃｅを使用する回路シミュレーションが実行された。図３は、第３の実施形態によるシミュレーションに使用される回路図を示す。構成要素の単位名称は、図２の主回路図に対応する。シミュレーションでは、インダクタＬ１１、Ｌ１２、Ｌ２１、及びＬ２２は、結合係数ｋ＝１で良好に結合されている点に留意されたい。加えて、Ｕ＿Ｓｗ１、Ｓ３、Ｒ３と、Ｕ＿Ｓｗ２、Ｓ４、Ｒ４とから構成される単純な制御回路が追加されている。更に、Ｌ１及びＣ５から構成される入力フィルタが提供される。正のＤＣ相の負荷は、Ｒ１で表され、負のＤＣ相の負荷は、Ｒ２で表される。Ｓ１及びＳ２は、半導体スイッチ、例えば電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）を表す。

図４は、ＤＣ出力部ＤＣ＿ｐｏｓ及びＤＣ＿ｎｅｇでのＤＣ相の負荷が平衡している場合の、図３の整流器回路における選択された電流及び電圧の時間依存のタイミング図を示す。本例では、負荷Ｒ１及びＲ２は、それぞれ１００Ωである。

図５は、例えばＲ１＝５５Ω及びＲ２＝５００Ωである不平衡な場合の類似するタイミング図を示す。出力電力の和は、両方の場合で同一である。例示目的のために、シミュレーション回路は、ＡＣ電圧の半波周期毎にたった１０スイッチングサイクルで動作する寸法に作られる。実際の実施形態では、１０００あるいは１００００のスイッチングサイクルが１半波周期又はサイクルに収まるように、スイッチング周波数は、１０から１００ｋＨｚの範囲でより高く選択される。図４及び図５は、数回のグリッドサイクル後の定常状態を示す。

下記では、図３の回路の動作が、図４及び図５に示される信号波形に基づいて説明される。

ＡＣグリッド電圧の正半波及び負半波の間、動作は種々に異なる。これは、図４及び図５の、Ｃ１とＣ２との間の整流電圧の信号波形Ｖ（ｒｅｃｔ＿ｐｏｓ）及びＶ（ｒｅｃｔ＿ｎｅｇ）によって識別し得る。

入力電圧の正半波の間、スイッチＳ１は、スイッチング周波数及び或るデューティサイクルで切り替わる。各信号Ｖ（ｓｗ１）は、スイッチＳ１の制御信号を表す。正である場合、スイッチＳ１は閉じ、ゼロである場合は、スイッチＳ１は開く。この正半波の間、他のスイッチＳ２は、開いたままである。Ｓ１が閉じると、各波形Ｉ（Ｌ１１）によって示されるように、増加する電流は一次インダクタ又は巻線Ｌ１１を通って流れ、巻線Ｌ１１を充電する。スイッチＳ１が開くと、磁気デバイス（すなわち変圧器）は、二次側のダイオードＤ３及びＤ４を通って、二次インダクタすなわち巻線Ｌ２１及びＬ２２を介してのみ放電し得る。放電電流の波形Ｉ（Ｌ２１）及び−Ｉ（Ｌ２２）は、図４及び図５に示される。

入力電圧の負半波の間、スイッチＳ１は、開いたままである。その代わり、スイッチ２が、スイッチング周波数及び或るデューティサイクルで切り替わる。スイッチＳ２の制御信号の波形Ｖ（ｓｗ２）が、図４及び図５に示される。負である場合、スイッチＳ２は閉じ、ゼロである場合は、スイッチＳ２は開く。機能は、正半波サイクルに類似する。つまり、スイッチＳ２が閉じると、タイミング図の各波形−Ｉ（Ｌ１２）に示されるように、増加する電流は各インダクタ又は巻線Ｌ１２を通って流れ、インダクタを充電する。スイッチＳ２が開くと、磁気デバイス（すなわち変圧器）は、二次側のダイオードＤ３及びＤ４を通って、二次巻線Ｌ２１及びＬ２２を介してのみ放電し得る。

２つのＤＣ相が対称的に負荷される場合、放電電流は、（図４に示される通り）Ｌ２１及びＬ２２に均等に分配される。ＤＣ相が非対称的に負荷される場合、より少ない電力デマンドを持つ相は、（図５に示される通り）より少ない放電電流を受け取る。電流は、出力電圧が一定に維持されるように、本質的に分配される。図４及び図５のタイミング図は、正のＤＣ出力電圧Ｖ（ｄｃ＿ｐｏｓ）及び負のＤＣ出力電圧Ｖ（ｄｃ＿ｎｅｇ）の波形を示す。両方とも低スイッチング周波数による小さなリップルを有する。ＤＣ出力電圧は、非対称負荷であっても一定に維持されることがはっきりと分かる。

更に、放電電流は、ＡＣグリッド電圧の正半波及び負半波サイクルに対しても同じである。これは、ＡＣグリッドから取り出された電力は、ＤＣ側の負荷が、２相間で非対称に分配される場合であっても、正及び負の半波サイクルに対して同じであることを意味する。図４及び図５のタイミング図は、ＡＣグリッドから流れ込む入力電流−Ｉ（Ｇｒｉｄ）を示す。これは、不平衡な負荷（図５）であっても対称的であることが分かる。加えて、ＡＣグリッドから流れ込む入力電流は、スイッチングパターンの一定デューティサイクルの良好な正弦波状であることが分かる。これは、制御を容易にする。

要約すると、磁気的に結合されたダブルフライバックコンバータを使用する整流方法及び回路が説明されてきた。主要回路は、１つの変圧器、２つのスイッチ、２つの低周波数ダイオード、２つの高周波数ダイオード、及び２つのコンデンサのみから構成され得、これによって、電力は、２つのＤＣ相のデマンドにより本質的に分配され、正弦波グリッド電流が高度な制御なしで得られる。

本発明は、図面及び前述の記載において詳細に図示及び説明されたが、このような図示及び説明は解説的又は例示的であって限定するものではないと見なされるべきである。即ち、本発明は、開示された実施形態に限定されるものではない。開示された実施形態に対する他のバリエーションは、当業者により、請求項に係る発明を実施する際に、図面、開示内容、及び添付の請求項の精査から理解され、達成され得る。請求項において「有する(comprising)」なる単語は、他の構成要素又はステップを排除するものではなく、不定冠詞「a」又は「an」は、複数を排除するものではない。特定の手段が相互に異なる従属請求項に引用されているという単なる事実は、これら手段の組み合わせを有利に使用することができないということを示すものではない。請求項における任意の参照符号は、本発明の範囲を限定するものと解釈されるべきではない。

Claims (9)

1. 交流供給グリッドと直流グリッドとの間にインタフェースを提供するための整流器回路であって、前記整流器回路は、
   ａ．第１及び第２の一次巻線並びに第１及び第２の二次巻線を持つ変圧器と、
   ｂ．前記交流供給グリッドから供給される交流信号の正の半波を出力するための第１半波整流器と、
   ｃ．前記交流信号の負の半波を出力するための第２半波整流器と、
   ｄ．前記正の半波のそれぞれの間、前記第１の一次巻線への前記正の半波の供給を連続的にオンオフするための第１制御スイッチと、
   ｅ．前記負の半波のそれぞれの間、前記第２の一次巻線への前記負の半波の供給を連続的にオンオフするための第２制御スイッチと、
   ｆ．前記第１及び第２の制御スイッチのスイッチオフ状態の間、前記変圧器の放電電流に基づいて第１直流出力電圧を発生させるための、前記変圧器の前記第１の二次巻線に接続される第１の整流回路と、
   ｇ．前記第１及び第２の制御スイッチの前記スイッチオフ状態の間、前記変圧器の放電電流に基づいて第２直流出力電圧を発生させるための、前記変圧器の前記第２の二次巻線に接続される第２の整流回路と、
   を有する、整流器回路。
2. 前記第１及び第２の一次巻線は、両方とも、一つの端部で前記交流供給グリッドの中性線に接続され、前記第１及び第２の二次巻線は、両方とも、一つの端部で前記直流グリッドのグランド電位に接続される、請求項１に記載の整流器回路。
3. 前記中性線は、前記グランド電位に直接接続される、請求項２に記載の整流器回路。
4. 前記第１及び第２の整流回路は、それぞれ１つのダイオード及び１つのコンデンサのみを有する、請求項１に記載の整流器回路。
5. 前記第１及び第２の半波整流器は、それぞれ１つのダイオードのみを有する、請求項１に記載の整流器回路。
6. 前記第１半波整流器の出力部に並列に接続される第１フィルタコンデンサと、前記第２半波整流器の出力部に並列に接続される第２フィルタコンデンサとを更に有する、請求項１に記載の整流器回路。
7. 前記整流器回路は、同じ絶対値を持つ前記第１及び第２の直流電圧を発生する、請求項１に記載の整流器回路。
8. 前記第１及び第２の制御スイッチのスイッチング周波数は、１０から１００ｋＨｚの範囲で選択される、請求項１に記載の整流器回路。
9. 交流供給グリッドと直流グリッドとの間にインタフェースを提供する方法であって、前記方法は、
   ａ．交流信号の正の半波を生成するために、前記交流供給グリッドから供給される前記交流信号を整流するステップと、
   ｂ．前記交流信号の負の半波を生成するために、前記交流信号を整流するステップと、
   ｃ．前記正の半波のそれぞれの間、変圧器の第１の一次巻線への前記正の半波の供給を連続的にオンオフするステップと、
   ｄ．前記負の半波のそれぞれの間、前記変圧器の第２の一次巻線への前記負の半波の供給を連続的にオンオフするステップと、
   ｅ．前記正及び負の半波のスイッチオフ供給状態の間、前記変圧器の第１の二次巻線における放電電流に基づいて第１直流出力電圧を発生させるステップと、
   ｆ．前記正及び負の半波のスイッチオフ供給状態の間、前記変圧器の第２の二次巻線における放電電流に基づいて第２直流出力電圧を発生させるステップと、
   を有する、方法。
   

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