JP6265478B2 - Tunable dual-band bandpass filter - Google Patents
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- 239000004020 conductor Substances 0.000 claims description 86
- 230000009977 dual effect Effects 0.000 claims description 52
- 238000000034 method Methods 0.000 claims description 35
- 230000008878 coupling Effects 0.000 claims description 31
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 claims description 31
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 claims description 31
- 238000009966 trimming Methods 0.000 claims description 18
- 230000015556 catabolic process Effects 0.000 claims description 7
- 238000006731 degradation reaction Methods 0.000 claims description 7
- 244000309464 bull Species 0.000 claims 1
- 230000006866 deterioration Effects 0.000 claims 1
- 230000008859 change Effects 0.000 description 14
- 239000000463 material Substances 0.000 description 10
- 238000004891 communication Methods 0.000 description 9
- 238000013461 design Methods 0.000 description 9
- 230000007246 mechanism Effects 0.000 description 5
- 230000005672 electromagnetic field Effects 0.000 description 4
- 238000004458 analytical method Methods 0.000 description 3
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 3
- 230000005684 electric field Effects 0.000 description 3
- 239000000758 substrate Substances 0.000 description 3
- RYGMFSIKBFXOCR-UHFFFAOYSA-N Copper Chemical compound [Cu] RYGMFSIKBFXOCR-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 2
- 238000013459 approach Methods 0.000 description 2
- 238000004364 calculation method Methods 0.000 description 2
- 229910052802 copper Inorganic materials 0.000 description 2
- 239000010949 copper Substances 0.000 description 2
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 2
- 238000011161 development Methods 0.000 description 2
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 2
- 230000006872 improvement Effects 0.000 description 2
- 238000003780 insertion Methods 0.000 description 2
- 230000037431 insertion Effects 0.000 description 2
- 238000010295 mobile communication Methods 0.000 description 2
- 239000002887 superconductor Substances 0.000 description 2
- 230000008901 benefit Effects 0.000 description 1
- 230000002301 combined effect Effects 0.000 description 1
- 229910052594 sapphire Inorganic materials 0.000 description 1
- 239000010980 sapphire Substances 0.000 description 1
- 238000004088 simulation Methods 0.000 description 1
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Description
この発明は、高周波やマイクロ波を使った装置、例えば、移動体通信、衛星通信、固定マイクロ波通信、その他の通信技術分野において信号の送受信に利用されるデュアルバンド帯域通過フィルタの周波数チューニングと帯域内通過特性の改善を同時に実現する技術に関するものである。 The present invention relates to a frequency tuning and banding of a dual-band bandpass filter used for transmitting and receiving signals in a device using high frequency or microwave, for example, mobile communication, satellite communication, fixed microwave communication, and other communication technology fields. The present invention relates to a technique for simultaneously improving the internal passage characteristics.
近年、映像などのデータ通信が爆発的に増大し、ネットワーク容量の逼迫と周波数資源の逼迫が世界的に見込まれ大きな問題となっている。これ対して高速・大容量通信と周波数資源の有効利用を同時に実現可能な移動体通信基地局用マイクロ波フィルタの開発が求められている。さらに、近年では複数の周波数帯に対応する通信機器が望まれている。 In recent years, data communication such as video has increased explosively, and network capacity and frequency resources are expected to become a global problem. On the other hand, there is a need for the development of a microwave filter for mobile communication base stations that can simultaneously realize high-speed, large-capacity communication and effective use of frequency resources. Furthermore, in recent years, communication devices that support a plurality of frequency bands are desired.
高速・大容量通信を実現する一つの方法として二つの周波数帯域を同時に使って通信する方法が提案されており、その要素技術として二つの周波数帯域を同時に通過させるデュアルバンド帯域通過フィルタが提案されている。 As a method for realizing high-speed and large-capacity communication, a method of communicating using two frequency bands at the same time has been proposed, and as its elemental technology, a dual-band bandpass filter that allows two frequency bands to pass simultaneously has been proposed. Yes.
従来、通過帯域を二つもつことを特徴とするデュアルバンド帯域通過フィルタは、次のような構成方法が存在する。
図1に示すように、二つの周波数で共振する複数のデュアルバンド共振器N1、N2、N3が従属結合され、その従属結合の両端の入出力ポートM1、M2とそれぞれ結合することによってフィルタ100を構成している(非特許文献1)。
Conventionally, a dual-band bandpass filter characterized by having two passbands has the following configuration method.
As shown in FIG. 1, a plurality of dual-band resonators N1, N2, and N3 that resonate at two frequencies are subordinately coupled, and coupled to input / output ports M1 and M2 at both ends of the subordinate coupling, respectively, thereby forming the
デュアルバンド共振器N1、N2、N3は偶・奇モードを有し、この二つのモードを制御することで二つの通過帯域を持つデュアルバンド共振器を構成している。このフィルタ100では、入出力ポートM1、M2は両端のデュアルバンド共振器N1、N3と直接結合し、二つの通過帯域の両方で所望の特性を同時に得られる接続位置を決定する必要がある。
The dual-band resonators N1, N2, and N3 have an even / odd mode, and a dual-band resonator having two pass bands is configured by controlling these two modes. In this
一方、周波数資源の有効利用には急峻な遮断特性を有する帯域通過フィルタが求められている。一般的に共振器の数を増やす多段化を行うと急峻な遮断特性を実現できる。しかし、銅などの常伝導体には抵抗があるため、多段化とともに挿入損失も増大し、低損失と急峻な遮断特性の両立は不可能であった。この問題を解決するひとつの方法として、例えば超伝導帯域通過フィルタが提案されている(特許文献1)。超伝導体は銅などと比べて表面抵抗がマイクロ波帯で2〜3桁ほど低いため、多段化しても挿入損失を小さく抑えることができるため、低損失で急峻な遮断特性の両立を実現することができる。
また、複数の周波数帯に対応する方法としては帯域通過フィルタの中心周波数を可変することができる中心周波数チューナブル帯域通過フィルタが提案されている。
図2は、従来の超伝導チューナブル帯域通過フィルタの構成例である。誘電体基板S5上に形成されたマイクロストリップ型のフィルタパターンS1の上方に、誘電体プレートS10を配置する。圧電素子などのアクチュエータなどを用いて誘電体S10とフィルタパターンS1との距離hを変えることでフィルタパターンS1から放射される電界分布を変化させ中心周波数を可変する(特許文献2)。
On the other hand, a bandpass filter having a steep cutoff characteristic is required for effective use of frequency resources. In general, a steep cut-off characteristic can be realized by increasing the number of resonators. However, since normal conductors such as copper have resistance, the insertion loss increases as the number of stages increases, making it impossible to achieve both low loss and sharp cutoff characteristics. As one method for solving this problem, for example, a superconducting bandpass filter has been proposed (Patent Document 1). Superconductors have a surface resistance that is 2 to 3 orders of magnitude lower than that of copper in the microwave band, so even if the number of stages is increased, insertion loss can be kept small, thus realizing both low loss and sharp cutoff characteristics. be able to.
As a method corresponding to a plurality of frequency bands, a center frequency tunable band pass filter capable of changing the center frequency of the band pass filter has been proposed.
FIG. 2 is a configuration example of a conventional superconducting tunable bandpass filter. A dielectric plate S10 is disposed above the microstrip filter pattern S1 formed on the dielectric substrate S5. By changing the distance h between the dielectric S10 and the filter pattern S1 using an actuator such as a piezoelectric element, the electric field distribution radiated from the filter pattern S1 is changed to vary the center frequency (Patent Document 2).
デュアルバンド帯域通過フィルタは、二つの通過帯域の共振周波数を1つの共振器で実現するデュアルバンド共振器を用いてデュアルバンド帯域通過フィルタを実現する。図1に示すデュアルバンド帯域通過フィルタの各帯域の中心周波数は各デュアルバンド共振器N1、N2、N3に発生する偶・奇モードによって決定される。デュアルバンド共振器N1、N2、N3の奇モード部分は偶モードと共通なため、奇モードを調整すると偶モードにも影響を与える。各帯域の帯域幅は各デュアルバンド共振器N1、N2、N3の共振器間距離で制御するが、このデュアルバンド帯域通過フィルタに誘電体プレートS10を用いて中心周波数チューニングを行うと、デュアルバンド帯域通過フィルタの上方全面を誘電体プレートが覆うこととなる。そのため、デュアルバンド帯域通過フィルタの偶・奇モード両方に影響を与えることから、中心周波数をチューニングすることが可能であるが、偶・奇モードを独立して周波数チューニングすることは困難である。また、フィルタ全体を誘電体プレートで覆われているため、デュアルバンド共振器間の電磁界分布にも影響を与えることから帯域幅も変化する問題も生じる。さらに、中心周波数のシフト量が増加すると帯域内通過特性が劣化するため、各共振器の共振器周波数を調整するためのトリミング機構が周波数チューニング機構とは別に必要となる。ここで、トリミングとは、帯域内通過特性を改善する方法のことである。
本発明の課題は、上記のような従来技術の課題を解決するためになされたものである。すなわち、二つの通過帯域それぞれの中心周波数を独立してチューニング(可変)することができ、なおかつ中心周波数チューニング後に劣化する帯域内通過特性を、新たにトリミング機構を導入せずに周波数チューニング機構を用いて改善することができる中心周波数チューナブルデュアルバンド帯域通過フィルタを実現することにある。
The dual-band bandpass filter realizes a dual-band bandpass filter using a dual-band resonator that realizes resonance frequencies of two passbands with one resonator. The center frequency of each band of the dual-band bandpass filter shown in FIG. 1 is determined by the even / odd mode generated in each dual-band resonator N1, N2, and N3. Since the odd-mode portions of the dual-band resonators N1, N2, and N3 are common to the even mode, adjusting the odd mode also affects the even mode. The bandwidth of each band is controlled by the distance between the resonators of the dual-band resonators N1, N2, and N3. When center frequency tuning is performed using the dielectric plate S10 for the dual-band bandpass filter, The dielectric plate covers the entire upper surface of the pass filter. Therefore, since it affects both the even and odd modes of the dual-band bandpass filter, the center frequency can be tuned, but it is difficult to tune the even and odd modes independently. In addition, since the entire filter is covered with a dielectric plate, the electromagnetic field distribution between the dual-band resonators is also affected, so that the bandwidth also changes. Further, when the shift amount of the center frequency is increased, the in-band pass characteristic is deteriorated. Therefore, a trimming mechanism for adjusting the resonator frequency of each resonator is required separately from the frequency tuning mechanism. Here, trimming is a method for improving the in-band pass characteristics.
The subject of this invention is made | formed in order to solve the subject of the above prior arts. In other words, the center frequency of each of the two passbands can be tuned (varied) independently, and the in-band pass characteristics that deteriorate after center frequency tuning can be tuned without using a new trimming mechanism. It is to realize a center frequency tunable dual band bandpass filter that can be improved.
本発明で用いる代表的デュアルバンド共振器は基本的には、図3に示すように、半波長共振器10にスタブ11を付加した構造であるデュアルバンド共振器の対称面A−B面は電気/磁気壁をなし、奇モード共振と偶モード共振によって、2周波数帯域
で動作するデュアルバンド共振器であって、半波長共振器10が奇モードによる共振器となり、半波長共振器とスタブが偶モードによる共振器となり、奇モードを低周波側、偶モードを高周波側で共振するように共振器長を調整し、若しくは、奇モードを高周波側、偶
モードを低周波側で共振することができるデュアルバンド共振器であって、所定の厚さの誘電体の下面に接地導体が配置され、上面にストリップ導体が配置され、当該ストリップ導体は、開放端(ストリップが繋がっていない箇所)で切断されている1本の細い
ストリップ導体であって、深く入り込んだ幅gの溝を有し、溝の先端部とストリップ導体の端面は幅dを有する左右対称形の1本のストリップ導体からなる形状の奇モード共振器と、長さlのスタブ11を開放端の反対側の端面で接続した形状の偶モード共振器からなり、
対称面A−B面に電流が流れ込むときは、奇モード共振器として働き、対称面A−B面に電流が流れ込まないときは、偶モード共振器として働くことを特徴とするデュアルバンド共振器であり、このデュアルバンド共振器をチューニング可能な構造とすることを見出だしたものである。
As shown in FIG. 3, a typical dual-band resonator used in the present invention basically has a plane of symmetry AB of a dual-band resonator having a structure in which a
When a current flows into the plane of symmetry A-B, it functions as an odd mode resonator, and when a current does not flow into the plane of symmetry A-B, it functions as an even mode resonator. It has been found that this dual band resonator has a tunable structure.
すなわち本発明は、図3に示すように、半波長共振器10にスタブ11を付加した構造であるデュアルバンド共振器の対称面A−B面は電気/磁気壁をなし、奇モード共振と偶モード共振によって、2周波数帯域で動作するデュアルバンド共振器であって、半波長共振器10が奇モードによる共振器となり、半波長共振器とスタブが偶モードによる共振器となり、奇モードを低周波側、偶モードを高周波側で共振するように共振器長を調整し、若しくは、奇モードを高周波側、偶モードを低周波側で共振することができるデュアルバンド共振器であって、
所定の厚さの誘電体の下面に接地導体が配置され、上面にストリップ導体が配置され、当該ストリップ導体は、開放端(ストリップが繋がっていない箇所)で切断されている1本の細いストリップ導体であって、深く入り込んだ幅gの溝を有し、溝の先端部とストリップ導体の端面は幅dを有する左右対称形の1本のストリップ導体からなる形状の奇モード共振器と、長さlのスタブ11を開放端の反対側の端面で接続した形状の偶モード共振器からなり、対称面A−B面に電流が流れ込むときは、奇モード共振器として働き、対称面A−B面に電流が流れ込まないときは、偶モード共振器として働くことを特徴とするデュアルバンド共振器において、スタブ11の上部空間に誘電体ロッド25を設けることを特徴とするチューナブルデュアルバンド共振器である。
また、本発明は、上記のチューナブルデュアルバンド共振器において、誘電体25を移動させ、誘電体25の位置を、半波長共振器10とスタブ11を合わせた長さの中間部の半波長共振器10の上部空間に設けた偶モードと奇モードの共振周波数を独立して周波数チューニングが可能であるチューナブルデュアルバンド共振器である。
That is, according to the present invention, as shown in FIG. 3, the plane of symmetry AB of the dual-band resonator having a structure in which the
A ground conductor is disposed on the lower surface of a dielectric having a predetermined thickness, a strip conductor is disposed on the upper surface, and the strip conductor is cut at an open end (where the strip is not connected). An odd-mode resonator having a groove having a width g that penetrates deeply, a tip portion of the groove and an end surface of the strip conductor having a width d and a single symmetrical strip conductor, and a length When the current flows into the plane of symmetry AB, it functions as an odd mode resonator, and the plane of symmetry AB plane. A tunable dual characterized in that a
Further, according to the present invention, in the tunable dual band resonator described above, the dielectric 25 is moved, and the position of the dielectric 25 is half-wave resonance at an intermediate portion of the length combining the half-
さらに、本発明は、半波長共振器10にスタブ11を付加した構造であるデュアルバンド共振器の対称面A−B面は電気/磁気壁をなし、奇モード共振と偶モード共振によって、2周波数帯域で動作するデュアルバンド共振器であって、半波長共振器10が奇モードによる共
振器となり、半波長共振器とスタブが偶モードによる共振器となり、奇モードを低周波側、偶モードを高周波側で共振するように共振器長を調整し、若しくは、奇モードを高周波側、偶モードを低周波側で共振することができるデュアルバンド帯域通過フィルタであっ
て、所定の厚さの誘電体の下面に接地導体が配置され、上面にストリップ導体が配置され、当該ストリップ導体は、開放端(ストリップが繋がっていない箇所)で切断されている1本の細いストリップ導体であって、深く入り込んだ幅gの溝を有し、溝の先端部とストリッ
プ導体の端面は幅dを有する左右対称形の1本のストリップ導体からなる形状の奇モード共振器と、長さlのスタブ11を開放端の反対側の端面で接続した形状の偶モード共振器からなり、対称面A−B面に電流が流れ込むときは、奇モード共振器として働き、対称面
A−B面に電流が流れ込まないときは、偶モード共振器として働くことを特徴とするデュアルバンド帯域通過フィルタであって、半波長共振器10とスタブ11の上部空間にそれぞれ誘電体ロッド25を設けるチューナブルデュアルバンド帯域通過フィルタにおいて、
スタブ11の上部空間、又は、半波長共振器10とスタブ11を合わせた長さの中間部の半波長共振器10の上部空間にそれぞれ誘電体ロッド25を設けることを特徴とするチューナブルデュアルバンド帯域通過フィルタである。
Further, according to the present invention, the plane of symmetry AB of the dual-band resonator having a structure in which the
A tunable dual band characterized in that a
また本発明は、半波長共振器10にスタブ11を付加した構造であるデュアルバンド共振器の対称面A−B面は電気/磁気壁をなし、奇モード共振と偶モード共振によって、2周波数帯域で動作するデュアルバンド共振器であって、半波長共振器10が奇モードによる共
振器となり、半波長共振器とスタブが偶モードによる共振器となり、奇モードを低周波側、偶モードを高周波側で共振するように共振器長を調整し、若しくは、奇モードを高周波側、偶モードを低周波側で共振することができるデュアルバンド帯域通過フィルタであっ
て、所定の厚さの誘電体の下面に接地導体が配置され、上面にストリップ導体が配置され当該ストリップ導体が、開放端(ストリップが繋がっていない箇所)で切断されている1本の細いストリップ導体であって、深く入り込んだ幅gの溝を有し、溝の先端部とストリ
ップ導体の端面は幅dを有する左右対称形の1本のストリップ導体からなる形状の奇モード共振器と、長さlのスタブ11を開放端の反対側の端面で接続した形状の偶モード共振器からなり、対称面A−B面に電流が流れ込むときは、奇モード共振器として働き、対称
面A−B面に電流が流れ込まないときは、偶モード共振器として働くことを特徴とするデュアルバンド共振器と、一定間隔mをおいて、180度向きを変えた同一のデュアルバンド共振器の間に、導波路端部の長さnのH型の導波路12を設けた構造を有するデュアル
バンド帯域通過フィルタであって、半波長共振器10とスタブ11の上部空間にそれぞれ誘電体ロッド25を設けるチューナブルデュアルバンド帯域通過フィルタにおいて、スタブ11の上部空間、又は、半波長共振器10とスタブ11を合わせた長さの中間部の半波
長共振器10の上部空間にそれぞれ誘電体ロッド25を設けることを特徴とするチューナブルデュアルバンド帯域通過フィルタである。
さらに、本発明は、半波長共振器10にスタブ11を付加した構造であるデュアルバンド共振器の対称面A−B面は電気/磁気壁をなし、奇モード共振と偶モード共振によって、2周波数帯域で動作するデュアルバンド共振器であって、半波長共振器10が奇モードによる共
振器となり、半波長共振器とスタブが偶モードによる共振器となり、奇モードを低周波側、偶モードを高周波側で共振するように共振器長を調整し、若しくは、奇モードを高周波側、偶モードを低周波側で共振することができるデュアルバンド帯域通過フィルタであっ
て、所定の厚さの誘電体の下面に接地導体が配置され、上面にストリップ導体が配置され、当該細いストリップ導体は、開放端(ストリップが繋がっていない箇所)で切断されている1本の細いストリップ導体であって、深く入り込んだ幅gの溝を有し、溝の先端部と
ストリップ導体の端面は幅dを有する左右対称形の1本のストリップ導体からなる形状の奇モード共振器と、長さlのスタブ11を開放端の反対側の端面で接続した形状の偶モード共振器からなり、対称面A−B面に電流が流れ込むときは、奇モード共振器として働き
、対称面A−B面に電流が流れ込まないときは、偶モード共振器として働くことを特徴とするデュアルバンド共振器と、一定間隔mをおいて、180度向きを変えた同一のデュアルバンド共振器の間に、導波路端部の長さnのH型の導波路12を設けた構造を有するデ
ュアルバンド帯域通過フィルタであって、mを変えることによって偶モードの通過帯域の結合係数を調整し、その後、nを調節することにより偶モードの通過帯域の結合係数を一定に保ちながら奇モードの通過帯域の結合係数だけを個別に調整できることを特徴とする
デュアルバンド帯域通過フィルタであって、半波長共振器10とスタブ11の上部空間にそれぞれ誘電体ロッド25を設けるチューナブルデュアルバンド帯域通過フィルタにおいて、スタブ11の上部空間、又は、半波長共振器10とスタブ11を合わせた長さの中間
部の半波長共振器10の上部空間にそれぞれ誘電体ロッド25を設けることを特徴とするチューナブルデュアルバンド帯域通過フィルタである。
Further, according to the present invention, the plane of symmetry AB of the dual-band resonator having a structure in which the
Further, according to the present invention, the plane of symmetry AB of the dual-band resonator having a structure in which the
またさらに、本発明の2段チューナブルデュアルバンド帯域通過フィルタにおける周波数チューニングのシフト量の調整方法は、各半波長共振器10の上部空間にそれぞれ設けられた各誘電体ロッド25のみ、チューナブルデュアルバンド帯域通過フィルタとの距離をすべて同じ
高さに調整することにより、奇モードのみ通過帯域特性を調整する周波数チューニングのシフト量の調整方法である。
さらに、本発明の2段チューナブルデュアルバンド帯域通過フィルタにおける周波数チューニングのシフト量の調整方法は、各スタブ11の上部空間にそれぞれ設けられた各誘電体ロッド25のみ、チューナブルデュアルバンド帯域通過フィルタとの距離をすべて同じ高さに調整することにより、偶モードのみ通過帯域特性を調整する周波数チューニングのシフト量の調整方法である。
Furthermore, the adjustment method of the frequency tuning shift amount in the two-stage tunable dual-band bandpass filter of the present invention is such that only each
Furthermore, the adjustment method of the frequency tuning shift amount in the two-stage tunable dual-band bandpass filter of the present invention is such that only each
さらに、本発明の2段チューナブルデュアルバンド帯域通過フィルタにおける周波数チューニング後に発生する帯域内通過特性の劣化を改善する方法(トリミング)は、各半波長共振器10の上部空間にそれぞれ設けられた各誘電体ロッド25のみ、チューナブルデュアルバンド帯域通過フィルタとの距離を個別に調整することにより、奇モードのみの帯域内通過帯域特性を改善する方法である。
また、本発明の2段チューナブルデュアルバンド帯域通過フィルタにおける周波数チューニング後に発生する帯域内通過特性の劣化を改善する方法(トリミング)は、各スタブ11の上部空間にそれぞれ設けられた各誘電体ロッド25のみ、チューナブルデュアルバンド帯域通過フィルタとの距離を個別に調整することにより、偶モードのみの帯域内通過帯域特性を改善する方法である。
Furthermore, the method (trimming) for improving the degradation of the in-band pass characteristic that occurs after frequency tuning in the two-stage tunable dual-band bandpass filter of the present invention (trimming) is provided in each upper space of each half-
In addition, the method (trimming) for improving the degradation of the in-band pass characteristic that occurs after frequency tuning in the two-stage tunable dual band bandpass filter of the present invention is obtained by using each dielectric rod provided in the upper space of each
さらに、本発明は、半波長共振器10にスタブ11を付加した構造であるデュアルバンド共振器の対称面A−B面は電気/磁気壁をなし、奇モード共振と偶モード共振によって、2周波数帯域で動作するデュアルバンド共振器であって、半波長共振器10が奇モードによる共
振器となり、半波長共振器とスタブが偶モードによる共振器となり、奇モードを低周波側、偶モードを高周波側で共振するように共振器長を調整し、若しくは、奇モードを高周波側、偶モードを低周波側で共振することができるデュアルバンド帯域通過フィルタであっ
て、所定の厚さの誘電体の下面に接地導体が配置され、上面にストリップ導体が配置され、当該細いストリップ導体は、開放端(ストリップが繋がっていない箇所)で切断されている1本の細いストリップ導体であって、深く入り込んだ幅gの溝を有し、溝の先端部と
ストリップ導体の端面は幅dを有する左右対称形の1本のストリップ導体からなる形状の奇モード共振導波路と、長さlのスタブ11を開放端の反対側の端面で接続した形状の偶モード共振導波路からなり、対称面A−B面に電流が流れ込むときは、奇モード共振導波
路として働き、対称面A−B面に電流が流れ込まないときは、偶モード共振導波路として働くことを特徴とするデュアルバンド共振器と、一定間隔mをおいて、180度向きを変えた同一のデュアルバンド共振器の間に、導波路端部の長さnのH型の導波路12を設け
た構造を有するデュアルバンド共振器と、さらに、一定間隔mをおいて、180度向きを変えた同一のデュアルバンド共振器の間に、導波路端部の長さnのH型の導波路12を設けた構造を有するデュアルバンド共振器とからなる合計3基のデュアルバンド共振器とか
らなる構造を有し、第一のデュアルバンド共振器と第三のデュアルバンド共振器の奇モード共振導波路10に沿って、給電導体線13を設け、一方の給電導体線13を入力側とし、もう一方の給電導体線13を出力側としたことに特徴を有する多段型デュアルバンド帯
域通過フィルタ であって、半波長共振器10とスタブ11の上部空間にそれぞれ誘電体ロッド25を設けるチューナブルデュアルバンド帯域通過フィルタにおいて、スタブ11の上部空間、又は、半波長共振器10とスタブ11を合わせた長さの中間部の半波長共振
器10の上部空間にそれぞれ誘電体ロッド25を設けることを特徴とするチューナブルデュアルバンド帯域通過フィルタである。
さらに、本発明の3段チューナブルデュアルバンド帯域通過フィルタにおける周波数チューニングのシフト量の調整方法は、各半波長共振器10の上部空間にそれぞれ設けられた各誘電体ロッド25のみ、チューナブルデュアルバンド帯域通過フィルタとの距離を調整することにより、奇モードのみ通過帯域特性を調整することができる。
また本発明の3段チューナブルデュアルバンド帯域通過フィルタにおける周波数チューニングのシフト量の調整方法は、各スタブ11の上部空間にそれぞれ設けられた各誘電体ロッド25のみ、チューナブルデュアルバンド帯域通過フィルタとの距離を調整することにより、偶モードのみ通過帯域特性を調整することができる。
Further, according to the present invention, the plane of symmetry AB of the dual-band resonator having a structure in which the
Furthermore, the adjustment method of the frequency tuning shift amount in the three-stage tunable dual-band bandpass filter according to the present invention is such that only the
The method of adjusting the amount of frequency tuning shift in the three-stage tunable dual-band bandpass filter according to the present invention is such that only each
さらに、本発明の3段チューナブルデュアルバンド帯域通過フィルタにおける周波数チューニング後に発生する帯域内通過特性の劣化を改善する方法(トリミング)は、各半波長共振器10の上部空間にそれぞれ設けられた各誘電体ロッド25のみ、チューナブルデュアルバンド帯域通過フィルタとの距離を個別に調整することにより、奇モードのみの帯域内通過帯域特性を改善する方法である。
また、本発明の3段チューナブルデュアルバンド帯域通過フィルタにおける周波数チューニング後に発生する帯域内通過特性の劣化を改善する方法(トリミング)は、各スタブ11の上部空間にそれぞれ設けられた各誘電体ロッド25のみ、チューナブルデュアルバンド帯域通過フィルタとの距離を個別に調整することにより、偶モードのみの帯域内通過帯域特性を改善する方法である。
Further, a method (trimming) for improving the degradation of the in-band pass characteristic that occurs after frequency tuning in the three-stage tunable dual-band bandpass filter of the present invention (trimming) is provided in each of the upper spaces of the half-
Further, the method (trimming) for improving the degradation of the in-band pass characteristic that occurs after frequency tuning in the three-stage tunable dual-band bandpass filter according to the present invention is obtained by using each dielectric rod provided in the upper space of each
本発明によれば、二つの通過帯域それぞれの中心周波数、帯域幅、入出力の整合の設計自由度が高く、さらに二つの通過帯域の中心周波数を独立してチューニングすることが可能であり、また、チューニング後に劣化する帯域内通過特性を改善することができるチューナブルデュアルバンド共振器及びそれを用いたチューナブルデュアルバンド帯域通過フィルタを提供することができる。
According to the present invention, the design freedom of the center frequency, bandwidth, and input / output matching of each of the two pass bands is high, and the center frequencies of the two pass bands can be independently tuned. It is possible to provide a tunable dual-band resonator capable of improving in-band pass characteristics that deteriorate after tuning, and a tunable dual-band bandpass filter using the tunable dual-band resonator.
本発明で用いる誘電体基板は、周知の誘電体を用いることが出来、成形性に優れたものが好ましい。誘電体損を抑えるために、誘電正接の小さい材料が望ましい。また、温度上昇を抑えるために熱伝導率の高い材料が望ましい。
ストリップ導体、マイクロストリップラインに用いる常伝導体や超伝導体についても、知られているどのようなものでも用いることが出来る。
本発明で用いる共振器の代表的な構成単位としての構造を図3の中央部に示す。図3の左は、半波長共振器(奇モード共振)10であり、基本的にはヘアピン形状をした左右対称のマイクロストリップライン構造である。図3の右は、スタブを示す。
図3中央は、ヘアピン形状をした半波長共振器10にスタブ11を付加した構造であるデュアルバンド共振器の対称面A−B面は電気/磁気壁をなし、奇モード共振と偶モード共振によって、2周波数帯域で動作するデュアルバンド共振器であって、半波長共振器10が奇モードによる共振器となり、半波長共振器10とスタブ11が偶モードによる共振器となり、奇モードを低周波側、偶モードを高周波側で共振するように共振器長を調整し、若しくは、奇モードを高周波側、偶モードを低周波側で共振することができるデュアルバンド共振器であって、所定の厚さの誘電体の下面に接地導体が配置され、上面にストリップ導体が配置され、当該ヘアピン形状をしたストリップ導体は、開放端(ストリップが繋がっていない箇所)で切断されている1本の細いストリップ導体であって、深く入り込んだ幅gの溝を有し、溝の先端部とストリップ導体の端面は幅dを有する左右対称形の1本のストリップ導体からなる形状の奇モード共振器と、長さlのスタブ11を開放端の反対側の端面で接続した形状の偶モード共振器からなり、対称面A−B面に電流が流れ込むときは、奇モード共振器として働き、対称面A−B面に電流が流れ込まないときは、偶モード共振器として働くことを特徴とするデュアルバンド共振器である。
当該デュアルバンド共振器は、単独又は複数個組み合わせて、デュアルバンド帯域通過フィルタをつくることができる。
次に、その構造について詳述するが、当業者であればこの構造を摸して似た構造のデュアルバンド帯域通過フィルタを作ることが可能であるので、本発明はこの構造のみに限定されるべきではない。
As the dielectric substrate used in the present invention, a known dielectric can be used, and a substrate excellent in moldability is preferable. In order to suppress dielectric loss, a material having a low dielectric loss tangent is desirable. Also, a material with high thermal conductivity is desirable in order to suppress temperature rise.
As the normal conductor and the superconductor used for the strip conductor and the microstrip line, any known one can be used.
The structure as a typical structural unit of the resonator used in the present invention is shown in the center of FIG. The left side of FIG. 3 shows a half-wave resonator (odd mode resonance) 10, which basically has a hairpin-shaped symmetrical microstrip line structure. The right side of FIG. 3 shows a stub.
In the center of FIG. 3, the plane A-B of the dual-band resonator, which is a structure in which the
The dual band resonator can be used alone or in combination to form a dual band bandpass filter.
Next, the structure will be described in detail. However, since those skilled in the art can make a dual band bandpass filter having a similar structure by taking this structure into consideration, the present invention is limited to this structure only. Should not.
ロッド25は、高誘電率、低誘電正接の材料が望ましく、サファイヤ、京セラSV380などを挙げることが出来る。(図6及び図8参照)
また、ロッド25の形状は、断面の形状は特に決まっていないが、ロッド25をネジの回転で押し込む構造の場合は、断面円形が好ましい。また、回転させないでロッド25をストリップ導体に近づける構造の場合は、どのような断面形状であっても差し支えない。ただし、奇モードの周波数チューニングを行う場合は、断面円形であっても近づけるロッドの円形断面が、ストリップ導体の幅を超える場合は、楕円形にし、ストリップ導体の幅を超えないように工夫する。(図26参照)
また、偶モードの周波数チューニングにおいて最大シフト量を増やすには誘電体ロッド25の半径を大きくすればよい。
さらに、奇モードの周波数チューニングにおいて最大シフト量を増やすには誘電体ロッド25を楕円形にし、デュアルバンド共振器の長さ方向に誘電体ロッド25のサイズを大きくすればよい。
The
Further, the shape of the
In order to increase the maximum shift amount in even-mode frequency tuning, the radius of the
Further, in order to increase the maximum shift amount in the frequency tuning of the odd mode, the
本発明の実施形態の共振器はマイクロストリップライン構造である。図3は本発明に従って構成されたデュアルバンド共振器の一実施例の平面図であり、図4は図3の断面図である。これらの図中の22は所定の厚さの誘電体で、誘電体22の下面に接地導体21が配置され、上面にデュアルバンド共振器を構成するストリップ導体23が配置されている。(かかる誘電体22は誘電体損を抑えるために、誘電正接の小さい材料を用いて形成することが望ましい。また、温度上昇を抑えるために熱伝導率の高い材料を用いて形成することが望ましい。接地導体21は導体損の小さい材料で特に超伝導材料が望ましい。ストリップ導体も導体損失の小さい材料で特に超伝導材料が望ましい。)この説明は、以下のマイクロストリップライン構造を用いた共振器、フィルタを示す全ての図面において同様である。
必要に応じて、図3の10と11の間にスイッチを設けることもできるが、本実施例ではスイッチが無いものについて示す。
図3のデュアルバンド共振器のA−B面は電気/磁気壁をなし、奇モード共振と偶モード共振によって、2周波数帯域で動作するデュアルバンド共振器となる。基本的構造は半波長共振器10にスタブ11を付加した構造である。半波長共振器10が奇モードによる共振器となり、半波長共振器10とスタブ11が偶モードによる共振器となる。
図5は本発明のデュアルバンド共振器の電流分布である。奇モードの場合は図5(a)のようにデュアルバンド共振器に流れる電流は半波長共振器10にだけ流れ、奇モード共振器として動作する。このとき半波長共振器10の屈曲部は半波長共振器10の中心部分であり、電圧が0で電流最大となることからGNDとみなすことができるためスタブ11は半波長共振器10の共振周波数に影響を与えない。また、偶モードの場合は図5(b)のように半波長共振器10とスタブ11に電流が流れ、半波長ストレートライン共振器として動作する。
以上の電流分布から対称面A−B面に電流が流れ込むときは、奇モード共振器として働き、対称面A−B面に電流が流れ込まないときは、偶モード共振器として働くことでデュアルバンド共振器として作用することが出来る。
本共振器では、奇モードを低周波側、偶モードを高周波側で共振するように共振器長を調整した。場合によっては奇モードを高周波側、偶モードを低周波側で共振するように共振器長を調整することも可能である。半波長共振器10及びスタブ11をステップインピーダンス構造にすることで、小型化が望める。
図6は本発明に従って構成されたデュアルバンド共振器と周波数チューニングを行うための誘電体ロッド25の一実施例の斜視図である。誘電体ロッド25はデュアルバンド共振器の上方に配置されている。(かかる誘電体ロッド25は誘電体損を抑えるために、誘電正接の小さい材料を用いて形成することが望ましい。また、誘電率の大きさによって周波数のシフト量が変化するため、誘電率は所望の特性に合わせて選択することが望ましい。)また、デュアルバンド共振器に信号を入出力するための給電線24が配置されている。
本発明の大きな特徴は誘電体ロッド25を用いることで、偶モードと奇モードの共振周波数を完全に独立して調整できるようにした点である。誘電体ロッド25による周波数チューニング方法は共振器に分布するキャパシタンスCを変化させることで行う。共振器のキャパシタンスCが最も分布するのは共振器の開放端である。一方、キャパシタンスCの分布がほとんどない部分は電流集中が最も大きくなる半波長共振器の中央部分となる。奇モードの場合、図5(a)の半波長共振器10の屈曲部であり、偶モードの場合、図5(b)の半波長共振10及びスタブ11の半波長ストレートライン共振器の中央部分となる。したがって、電流集中が最大の場所ではキャパシタンスCが分布しないことから誘電体ロッド 25によって周波数はシフトしない。
これらを踏まえて偶・奇モードで独立して共振周波数を調整するために誘電体ロッド25の配置位置を考えると、偶モードの共振周波数だけを調整するにはスタブ11の開放端部分に誘電体ロッドを配置することで奇モードに影響を与えることなく共振周波数を調整できる。一方、奇モードの共振周波数だけを調整する場合は、偶モード共振器の中心部分(半波長共振器10及びスタブ11の半波長ストレートライン共振器の中央部分)に誘電体ロッドを配置することで、偶モードの電流集中が最大の場所であることから、偶モードの共振周波数は変化せず、奇モードの共振周波数だけを調整できるようになる。
このことを確認するために、3次元電磁界解析シミュレータMW-studio(AET社製)を用いてシミュレーションを行った。デュアルバンド共振器の共振周波数は奇モードが3.5GHzとし、偶モードを5.0 GHzとした。図7に誘電体ロッド25を図6のようにスタブ11の開放端に配置したときと誘電体ロッド25がないときの周波数特性を示す。誘電体ロッド25の誘電率は39とし、誘電体ロッド25の直径はデュアルバンド共振器の幅と同じとした。このときの誘電体ロッド25の直径は1.0 mmであった。また、誘電体ロッド25の長さは4.0 mm とした。デュアルバンド共振器と誘電体ロッド25の距離は0.01 mmとした。
図7より、誘電体ロッド25がないとき、共振周波数は3.5 GHzと5.0 GHzとなり、デュアルバンド共振器として動作していることが確認された。誘電体ロッド25を図6のようにデュアルバンド共振器のスタブ開放端に配置すると奇モードの共振周波数は変化せずに偶モードの共振周波数だけが誘電体ロッド25がない時と比べて低周波数に大きくシフトしていることがわかる。
次に、誘電体ロッド25を図8のように偶モード共振器(半波長共振10及びスタブ11の半波長ストレートライン共振器)の中央部に配置した時と誘電体ロッド25がないときの周波数特性を図9に示す。誘電体ロッド25の誘電率は39とし、誘電体ロッド25の直径はデュアルバンド共振器の幅と同じとした。このときの誘電体ロッド25の直径は1.0 mmであった。また、誘電体ロッド25の長さは4.0 mm とした。デュアルバンド共振器と誘電体ロッド25の距離は0.01 mmとした。図9からわかるように偶モードの共振周波数が変化せずに奇モードの共振周波数だけが誘電体ロッド25がない時と比べて低周波にシフトしていることがわかる。
The resonator according to the embodiment of the present invention has a microstrip line structure. FIG. 3 is a plan view of one embodiment of a dual-band resonator constructed in accordance with the present invention, and FIG. 4 is a cross-sectional view of FIG. In these drawings,
If necessary, a switch can be provided between 10 and 11 in FIG. 3, but in this embodiment, a switch is not provided.
The AB plane of the dual-band resonator of FIG. 3 forms an electric / magnetic wall and becomes a dual-band resonator that operates in two frequency bands by odd-mode resonance and even-mode resonance. The basic structure is a structure in which a
FIG. 5 shows the current distribution of the dual-band resonator of the present invention. In the case of the odd mode, as shown in FIG. 5A, the current flowing through the dual band resonator flows only through the half-
When current flows into the plane of symmetry AB from the above current distribution, it functions as an odd mode resonator, and when current does not flow into the plane of symmetry AB, it functions as an even mode resonator to provide dual-band resonance. Can act as a container.
In this resonator, the resonator length is adjusted so that the odd mode resonates on the low frequency side and the even mode resonates on the high frequency side. In some cases, it is possible to adjust the resonator length so that the odd mode resonates on the high frequency side and the even mode on the low frequency side. By making the half-
FIG. 6 is a perspective view of one embodiment of a
A major feature of the present invention is that the
Considering the arrangement position of the
In order to confirm this, a simulation was performed using a three-dimensional electromagnetic field analysis simulator MW-studio (manufactured by AET). The resonance frequency of the dual-band resonator is 3.5 GHz for the odd mode and 5.0 GHz for the even mode. FIG. 7 shows frequency characteristics when the
From FIG. 7, it was confirmed that when there is no
Next, the frequency when the
図10は誘電体ロッド25をスタブ11の開放端に配置したときの誘電体ロッド25とデュアルバンド共振器との間の高さhに対する偶モードの共振周波数の変化を示す図である。図10より、誘電体ロッド25がデュアルバンド共振器に接近するにしたがって偶モードの共振周波数が低周波にシフトする。誘電体ロッド25がデュアルバンド共振器に接近すればするほど偶モードの共振周波数を大きくチューニングすることが可能である。このとき、奇モードの共振周波数は変化しない。
FIG. 10 is a diagram illustrating a change in the resonance frequency of the even mode with respect to the height h between the
図11は図8のように誘電体ロッド25を偶モード共振器(半波長共振10及びスタブ11の半波長ストレートライン共振器)の中央部に配置したときの誘電体ロッド25とデュアルバンド共振器との間の高さhに対する奇モードの共振周波数の変化を示す図である。図11より、誘電体ロッド25がデュアルバンド共振器に接近するにしたがって奇モードの共振周波数が低周波にシフトする。誘電体ロッド25がデュアルバンド共振器に接近すればするほど奇モードの共振周波数を大きくチューニングすることが可能である。このとき、偶モードの共振周波数は変化しない。
FIG. 11 shows the
図12は本発明に従って構成された2段デュアルバンド帯域通過フィルタの一実施例の平面図であり、マイクロストリップライン構造を用いている。2段デュアルバンド帯域通過フィルタは図3に示したデュアルバンド共振器を二つ配置し、二つのデュアルバンド共振器の中央に導波路12が配置されている。フィルタを設計するためには設計条件が必要である。ここでは、デュアルバンド帯域通過フィルタにおいて二つの通過帯域で設計が困難である同一比帯域幅を有するデュアルバンド帯域通過フィルタについて例を上げて説明する。設計にはチェビシェフ関数型フィルタを用いた。設計条件は低周波側の中心周波数を3.5 GHz、比帯域幅70 MHz(2%)、リップル0.1dBとし、高周波側の中心周波数を5.0 GHz、比帯域幅100 MHz(2%)、リップル0.1
dBとした。このとき、二つの通過帯域で比帯域幅を決める共振器間の結合の強さを表す結合係数は同一の値(0.018)となる。
本発明の大きな特徴は導波路12を用いることと半波長共振器10の結合を極端に小さくすることで奇モードと偶モードの二つの通過帯域の帯域幅の設計自由度を高めた点である。
一般的には共振器間の結合係数は磁界結合成分と電界結合成分の合成効果として扱い、共振器間の距離よって調整する。図13は導波路12を用いない時の共振器間距離mと結合係数kの関係を示す。図13より、共振器間の距離mを変化させた場合、二つの通過帯域で同一の結合係数を実現することは困難である。言いかえると、ある共振器間距離mを決めると、一意的に二つの通過帯域の結合係数が決まることから、帯域幅の設計自由度がなく問題であった。
この問題に対して、本発明は偶モードの通過帯域の帯域幅は共振器間距離mによって調整し、その後、導波路12によって奇モードの通過帯域の帯域幅を調整する。その際、導波路12が偶モードの通過帯域の帯域幅に影響を与えない位置に導波路を配置することが重要である。導波路12は共振器とギャップを介して結合しているため、電界結合成分に影響を与える。したがって、偶モードに導波路12が影響を与えないようにするためには、磁界結合成分が最も大きな部分に配置することで、導波路を無視することができる。偶モードの磁界が最も大きな偶モード共振器部分は電流が最大の部分に相当することから偶モード共振器(半波長共振10及びスタブ11の半波長ストレートライン共振器)の中央部分である。
また、奇モードの通過帯域の帯域幅が導波路12だけで調整できるようにするには共振器間距離mに依存しないようにすることが重要であり、半波長共振器10の開放端部分のギャップgを近づけることが重要である。一般的に隣り合う二つのストリップラインの電流の向きが互いに逆向きの場合、隣り合う二つのストリップラインの距離が近いほど外部に放射される磁界が小さくなる。このことを利用することで、半波長共振器10による奇モードの通過帯域の結合を小さくすることができ、共振器間距離mによる依存性を小さくすることが可能となる。
図13の奇モードの結合係数が偶モードに対して極端に小さく、共振器間距離mに対して変化量が小さいのは半波長共振器10の開放端部分のギャップgを狭くしているためである。つまり、共振器間距離mに対して奇モードの結合係数の変化量が小さい半波長共振器10の開放端部分のギャップgを選ぶ必要がある。
図14は図12の共振器間距離mが一定で、導波路12のnの長さを変えた時の各通過帯域の結合係数kを示す。図14より、奇モードの通過帯域における結合係数を大幅に変化させn=4.6 mmのとき、目的の結合係数0.018に調整できることがわかる。また、奇モードの結合係数を調整する際、偶モードの結合係数は一切変化しないことから、半波長ストレートライン共振器の中央部に導波路12を配置することで偶モードの結合係数に影響を与えないことが明らかとなった。
以上より、本発明を用いることで、偶奇モードの結合係数を個別に調整することが可能であり、従来では困難であった二つの帯域で同一の結合係数を容易に実現できるようになることを明らかにした。
FIG. 12 is a plan view of one embodiment of a two-stage dual-band bandpass filter constructed in accordance with the present invention, using a microstrip line structure. In the two-stage dual-band bandpass filter, two dual-band resonators shown in FIG. 3 are arranged, and a
dB. At this time, the coupling coefficient representing the coupling strength between the resonators that determine the specific bandwidth in the two passbands has the same value (0.018).
A major feature of the present invention is that the degree of freedom in designing the bandwidth of the two passbands of the odd mode and the even mode is increased by using the
In general, the coupling coefficient between resonators is treated as a combined effect of a magnetic field coupling component and an electric field coupling component, and is adjusted by the distance between the resonators. FIG. 13 shows the relationship between the inter-resonator distance m and the coupling coefficient k when the
To solve this problem, the present invention adjusts the bandwidth of the even-mode passband by the inter-resonator distance m, and then adjusts the bandwidth of the odd-mode passband by the
Further, in order to allow the bandwidth of the odd mode passband to be adjusted only by the
The reason why the odd mode coupling coefficient in FIG. 13 is extremely small with respect to the even mode and the amount of change with respect to the inter-resonator distance m is small is that the gap g at the open end of the half-
FIG. 14 shows the coupling coefficient k of each passband when the distance m between the resonators of FIG. 12 is constant and the length of n of the
From the above, by using the present invention, it is possible to individually adjust the coupling coefficient of the even-odd mode, and it is possible to easily realize the same coupling coefficient in two bands, which has been difficult in the past. Revealed.
図15は実施例4の設計条件で設計した3段デュアルバンド帯域通過フィルタの概略図であり、マイクロストリップライン構造を用いている。また、図16に図15のデュアルバンド帯域通過フィルタの周波数特性を示す。図16より二つの通過帯域を有する良好なデュアルバンド帯域通過フィルタが設計でき、なおかつ、二つの通過帯域で同一比帯域幅を有するデュアルバンド帯域通過フィルタを設計できることが明らかとなり、本発明は有効であることがわかる。
FIG. 15 is a schematic diagram of a three-stage dual-band bandpass filter designed under the design conditions of Example 4, and uses a microstrip line structure. FIG. 16 shows the frequency characteristics of the dual band bandpass filter of FIG. FIG. 16 clearly shows that a good dual-band bandpass filter having two passbands can be designed, and that a dual-band bandpass filter having the same specific bandwidth in the two passbands can be designed. I know that there is.
初めに、誘電体ロッドによってデュアルバンド帯域通過フィルタの偶モードのみの周波数チューニングが可能か確かめるために図17のようにスタブ11の開放端に誘電体ロッド25を配置し誘電体ロッド25があるときとないときの通過特性(S21)を3次元電磁界解析シミュレータMW-studio(AET社製)によって計算し、その計算結果を図18に示す。誘電体ロッド25の直径はデュアルバンド共振器の幅と同じ1.0mmとした。また、誘電体ロッド25の高さは4.0mmとした。誘電体ロッドを用いたときの誘電体ロッド25とデュアルバンド共振器との距離は0.01mmとした。図18に示すように誘電体ロッド25を用いることで偶モードの中心周波数が低周波側にシフトしていることがわかる。その際、奇モードの中心周波数はシフトしていないことから偶モードの中心周波数だけを独立して周波数チューニングできることが明らかとなった。中心周波数のシフト量を変化させるには図10で示すように誘電体ロッドの高さを調整することでシフト量を調整することができる。
First, when the
次に、誘電体ロッドによってデュアルバンド帯域通過フィルタの奇モードだけを周波数チューニング可能か確かめるために図19のように偶モード共振器(半波長共振10及びスタブ11の半波長ストレートライン共振器)の中央部に誘電体ロッド25を配置し誘電体ロッド25があるときとないときの通過特性(S21)を3次元電磁界解析シミュレータMW-studio(AET社製)によって計算し、その計算結果を図20に示す。誘電体ロッド25の直径はデュアルバンド共振器の幅と同じ1.0mmとした。また、誘電体ロッド25の高さは4.0mmとした。誘電体ロッドを用いたときの誘電体ロッド25とデュアルバンド共振器との距離は0.01mmとした。図20に示すように誘電体ロッド25を用いることで奇モードの中心周波数が低周波側にシフトしていることがわかる。その際、偶モードの中心周波数はシフトしていないことから奇モードの中心周波数だけを独立して周波数チューニングできることが明らかとなった。中心周波数のシフト量を変化させるには図11で示すように誘電体ロッドの高さを調整することでシフト量を調整することができる。
以上、実施例6及び7で本発明を用いることでデュアルバンド帯域通過フィルタの二つの帯域の中心周波数を独立して周波数チューニング可能であることを明らかにした。
Next, in order to confirm whether only the odd mode of the dual-band bandpass filter can be tuned by the dielectric rod, an even mode resonator (half wavelength straight line resonator of
As described above, it has been clarified that the center frequencies of the two bands of the dual-band bandpass filter can be independently tuned by using the present invention in the sixth and seventh embodiments.
図21は図18の偶モード(5.0 GHz付近)の反射特性(S11)を示す。図21からわかるように周波数チューニング用の誘電体ロッド25をデュアルバンド共振器に用いると中心周波数は低周波側にシフトするが誘電体ロッド25を用いていない時と比べて反射特性(S11)が増加し帯域内通過特性が劣化する。この原因は、中心周波数がシフトしたことによって最適なフィルタ特性を実現するための設計条件から各共振器の共振周波数がずれたためである。この劣化した反射特性を改善するためには各共振器の共振周波数を揃えることが大事である。ここでは、この周波数特性の改善方法をトリミングと呼ぶ。一般的に周波数チューニング機構とトリミング機構は別々に存在し、調整が大変煩雑である。しかし、本発明は周波数チューニングに用いた誘電体ロッド25をそのままトリミングにも使用する点で構成が大変簡易である利点を有する。具体的な方法は、はじめに周波数チューニングのために、誘電体ロッド25を図22(図17の側面図)のようにデュアルバンド共振器に上部に配置する。その際、誘電体ロッド25とデュアルバンド共振器との距離はすべて同じ距離(h1=h2=h3=0.01mm)である。ここから、今回の場合ではh1とh3を0.02mmに変更すると図21に示すように反射特性が改善する。したがって、本発明で用いる誘電体ロッド25は偶モードの周波数チューニングと反射特性の改善(トリミング)を同時に実現できることが明らかとなった。
FIG. 21 shows the reflection characteristic (S11) in the even mode (around 5.0 GHz) of FIG. As can be seen from FIG. 21, when the frequency tuning
図23は図20の奇モード(3.5 GHz付近)の反射特性(S11)を示す。図23からわかるように周波数チューニング用の誘電体ロッド25をデュアルバンド共振器に用いると中心周波数は低周波側にシフトするが誘電体ロッド25を用いていない時と比べて反射特性(S11)が増加し帯域内通過特性が劣化する。この原因は、中心周波数がシフトしたことによって最適なフィルタ特性を実現するための設計条件から各共振器の共振周波数がずれたためである。この劣化した反射特性を改善するためには各共振器の共振周波数を揃えることが大事である。ここで、実施例8で述べたようにトリミングを行う。はじめに周波数チューニングのために、誘電体ロッド25を図24(図19の側面図)のようにデュアルバンド共振器に上部に配置する。その際、誘電体ロッド25とデュアルバンド共振器との距離はすべて同じ距離(h1=h2=h3=0.010mm)である。ここから、今回の場合ではh2を0.022mmに変更すると図23に示すように反射特性が改善する。したがって、本発明で用いる誘電体ロッド25は奇モードの周波数チューニングと反射特性の改善を同時に実現できることが明らかとなった。
FIG. 23 shows the reflection characteristic (S11) of the odd mode (around 3.5 GHz) in FIG. As can be seen from FIG. 23, when the
偶モードの周波数チューニングの最大シフト量を増やす場合には誘電体ロッド25に用いる誘電率を高くすることでシフト量が増加する。また、円柱状の誘電体ロッド25の半径を大きくすることで周波数シフト量を増やすことができる。図25は図17に示すように誘電体ロッド25を配置し誘電体ロッドの半径rを変えた時の周波数シフト量の変化をまとめたものである。図25からわかるように誘電体ロッド25がない時と比べて誘電体ロッド25を用いてなおかつ誘電体ロッド25の半径rを増やすと偶モードの中心周波数のシフト量が増加する。
When increasing the maximum shift amount of frequency tuning in the even mode, the shift amount increases by increasing the dielectric constant used for the
奇モードの周波数チューニングの最大シフト量を大きくする場合には誘電体ロッド25に用いる誘電率を高くすることでシフト量が増加する。また、奇モードの場合は偶モードと違い単純に誘電体ロッド25の半径を大きくしても良好な特性を維持したまま周波数のシフト量を増やすことができない。図26は図19の上面図である。誘電体ロッド25の半径を単純に大きくしてしまうと導波路12や給電導体線13に誘電体ロッド25が影響を及ぼし、周波数特性が劣化する。そこで、導波路12や給電導体線13に影響を及ぼさず、奇モードの周波数のシフト量を増やす方法として、図26のように楕円形の誘電体ロッド25を用いる。図27は図26に示すように楕円形の誘電体ロッド25を配置し誘電体ロッドの長さsを変えた時の周波数シフト量の変化をまとめたものである。このとき、誘電体ロッド25の幅方向はデュアルバンド共振器と同じ1.0mmに固定している。図27からわかるように誘電体ロッド25がない時と比べて誘電体ロッド25を用いてなおかつ長さsを増やすと奇モードの中心周波数のシフト量が増加することがわかる。
When the maximum shift amount of frequency tuning in the odd mode is increased, the shift amount is increased by increasing the dielectric constant used for the
本発明のチューナブルデュアルバンド共振器及びそれを用いたチューナブルデュアルバンド帯域通過フィルタは、各帯域の中心周波数を独立して調整可能であり、中心周波数チューニング後に劣化する帯域内特性も同時に改善できることからあらゆる種類の通信用フィルタに転用可能であり、通信業界の発展に寄与できるので、産業上きわめて利用可能性が高いものである。 The tunable dual-band resonator of the present invention and the tunable dual-band bandpass filter using the same can independently adjust the center frequency of each band, and can simultaneously improve in-band characteristics that deteriorate after center frequency tuning. Therefore, it can be diverted to all kinds of communication filters and contributes to the development of the communication industry.
8 開放端(ストリップが繋がっていない箇所)
10 半波長共振器
11 スタブ゛
12 導波路
13 給電導体線
21 接地導体
22 誘電体
23 ストリップ導体
24 給電線
25 誘電体ロッド
8 Open end (where the strip is not connected)
DESCRIPTION OF
Claims (14)
振器となり、半波長共振器とスタブが偶モードによる共振器となり、奇モードを低周波側、偶モードを高周波側で共振するように共振器長を調整し、若しくは、奇モードを高周波側、偶モードを低周波側で共振することができるデュアルバンド共振器であって、
所定の厚さの誘電体の下面に接地導体が配置され、上面にストリップ導体が配置され、当該ストリップ導体は、開放端(ストリップが繋がっていない箇所)で切断されている1本の細いストリップ導体であって、深く入り込んだ幅gの溝を有し、溝の先端部とストリッ
プ導体の端面は幅dを有する左右対称形の1本のストリップ導体からなる形状の奇モード共振器と、長さlのスタブ11を開放端の反対側の端面で接続した形状の偶モード共振器からなり、対称面A−B面に電流が流れ込むときは、奇モード共振器として働き、対称面
A−B面に電流が流れ込まないときは、偶モード共振器として働くことを特徴とするデュアルバンド共振器において、スタブ11の上部空間に誘電体ロッド25を設けることを特徴とするチューナブルデュアルバンド共振器。 A dual-band resonator having a structure in which a stub 11 is added to the half-wave resonator 10 has a plane A-B which is an electric / magnetic wall, and operates in two frequency bands by odd-mode resonance and even-mode resonance. The half-wave resonator 10 is a resonator based on an odd mode, the half-wave resonator and the stub are resonators based on an even mode, and the odd mode is resonated on the low frequency side and the even mode is resonated on the high frequency side. A dual-band resonator that can adjust the resonator length or resonate the odd mode on the high frequency side and the even mode on the low frequency side,
A ground conductor is disposed on the lower surface of a dielectric having a predetermined thickness, a strip conductor is disposed on the upper surface, and the strip conductor is cut at an open end (where the strip is not connected). An odd-mode resonator having a groove having a width g that penetrates deeply, a tip portion of the groove and an end surface of the strip conductor having a width d and a single symmetrical strip conductor, and a length When the current flows into the plane of symmetry AB, it functions as an odd mode resonator, and the plane of symmetry AB plane. A tunable dual characterized in that a dielectric rod 25 is provided in the upper space of the stub 11 in the dual band resonator characterized in that it functions as an even mode resonator when no current flows into the stub. Band resonator.
ーニングが可能であるチューナブルデュアルバンド共振器。 The tunable dual band resonator according to claim 1, wherein the dielectric 25 is moved, and the position of the dielectric 25 is set to the half-wave resonator 10 at the middle portion of the length of the half-wave resonator 10 and the stub 11. A tunable dual-band resonator that can be tuned independently of the resonant frequency of the even mode and the odd mode.
振器となり、半波長共振器とスタブが偶モードによる共振器となり、奇モードを低周波側、偶モードを高周波側で共振するように共振器長を調整し、若しくは、奇モードを高周波側、偶モードを低周波側で共振することができるデュアルバンド帯域通過フィルタであっ
て、所定の厚さの誘電体の下面に接地導体が配置され、上面にストリップ導体が配置され、当該ストリップ導体は、開放端(ストリップが繋がっていない箇所)で切断されている1本の細いストリップ導体であって、深く入り込んだ幅gの溝を有し、溝の先端部とストリッ
プ導体の端面は幅dを有する左右対称形の1本のストリップ導体からなる形状の奇モード共振器と、長さlのスタブ11を開放端の反対側の端面で接続した形状の偶モード共振器からなり、対称面A−B面に電流が流れ込むときは、奇モード共振器として働き、対称面
A−B面に電流が流れ込まないときは、偶モード共振器として働くことを特徴とするデュアルバンド帯域通過フィルタであって、半波長共振器10とスタブ11の上部空間にそれぞれ誘電体ロッド25を設けるチューナブルデュアルバンド帯域通過フィルタにおいて、
スタブ11の上部空間、又は、半波長共振器10とスタブ11を合わせた長さの中間部の半波長共振器10の上部空間にそれぞれ誘電体ロッド25を設けることを特徴とするチューナブルデュアルバンド帯域通過フィルタ。 A dual-band resonator having a structure in which a stub 11 is added to the half-wave resonator 10 has a plane A-B which is an electric / magnetic wall, and operates in two frequency bands by odd-mode resonance and even-mode resonance. The half-wave resonator 10 is a resonator based on an odd mode, the half-wave resonator and the stub are resonators based on an even mode, and the odd mode is resonated on the low frequency side and the even mode is resonated on the high frequency side. A dual-band bandpass filter that can adjust the resonator length, or can resonate the odd mode on the high frequency side and the even mode on the low frequency side, with a ground conductor on the bottom surface of the dielectric with a predetermined thickness. A strip conductor is arranged on the upper surface, and the strip conductor is a thin strip conductor that is cut at an open end (where the strip is not connected). An odd-mode resonator having a groove having a width g and having a grooved tip and an end surface of the strip conductor, each having a width d, formed of a single symmetrical strip conductor, and a stub 11 having a length l. Are connected at the end face opposite to the open end, and when current flows into the plane of symmetry AB, when the current flows into the plane of symmetry AB, it functions as an odd mode resonator, and current flows into the plane of symmetry AB. A tunable dual-band bandpass filter having dielectric rods 25 in the upper spaces of the half-wave resonator 10 and the stub 11, respectively. In
A tunable dual band characterized in that a dielectric rod 25 is provided in the upper space of the stub 11 or in the upper space of the half-wave resonator 10 in the middle of the length of the half-wave resonator 10 and the stub 11 combined. Bandpass filter.
振器となり、半波長共振器とスタブが偶モードによる共振器となり、奇モードを低周波側、偶モードを高周波側で共振するように共振器長を調整し、若しくは、奇モードを高周波側、偶モードを低周波側で共振することができるデュアルバンド帯域通過フィルタであっ
て、所定の厚さの誘電体の下面に接地導体が配置され、上面にストリップ導体が配置され当該ストリップ導体が、開放端(ストリップが繋がっていない箇所)で切断されている1本の細いストリップ導体であって、深く入り込んだ幅gの溝を有し、溝の先端部とストリ
ップ導体の端面は幅dを有する左右対称形の1本のストリップ導体からなる形状の奇モード共振器と、長さlのスタブ11を開放端の反対側の端面で接続した形状の偶モード共振器からなり、対称面A−B面に電流が流れ込むときは、奇モード共振器として働き、対称
面A−B面に電流が流れ込まないときは、偶モード共振器として働くことを特徴とするデュアルバンド共振器と、一定間隔mをおいて、180度向きを変えた同一のデュアルバンド共振器の間に、導波路端部の長さnのH型の導波路12を設けた構造を有するデュアル
バンド帯域通過フィルタであって、半波長共振器10とスタブ11の上部空間にそれぞれ誘電体ロッド25を設けるチューナブルデュアルバンド帯域通過フィルタにおいて、スタブ11の上部空間、又は、半波長共振器10とスタブ11を合わせた長さの中間部の半波
長共振器10の上部空間にそれぞれ誘電体ロッド25を設けることを特徴とするチューナブルデュアルバンド帯域通過フィルタ。 A dual-band resonator having a structure in which a stub 11 is added to the half-wave resonator 10 has a plane A-B which is an electric / magnetic wall, and operates in two frequency bands by odd-mode resonance and even-mode resonance. The half-wave resonator 10 is a resonator based on an odd mode, the half-wave resonator and the stub are resonators based on an even mode, and the odd mode is resonated on the low frequency side and the even mode is resonated on the high frequency side. A dual-band bandpass filter that can adjust the resonator length, or can resonate the odd mode on the high frequency side and the even mode on the low frequency side, with a ground conductor on the bottom surface of the dielectric with a predetermined thickness. The strip conductor is disposed on the upper surface, and the strip conductor is a thin strip conductor that is cut at the open end (where the strip is not connected). An odd-mode resonator formed of a single symmetrical strip conductor having a width d on the front end of the groove and the end surface of the strip conductor and a stub 11 having a length l. When the current flows into the plane of symmetry AB, it functions as an odd mode resonator and no current flows into the plane of symmetry AB. Sometimes, the length of the end of the waveguide is between a dual-band resonator characterized by acting as an even-mode resonator and the same dual-band resonator whose direction is changed by 180 degrees at a fixed interval m. A dual-band bandpass filter having a structure in which an n-type H-type waveguide 12 is provided, which is a tunable dual-band bandpass filter in which dielectric rods 25 are respectively provided in the upper spaces of the half-wave resonator 10 and the stub 11. A dielectric rod 25 is provided in the upper space of the stub 11 or in the upper space of the half-wave resonator 10 in the middle part of the length of the half-wave resonator 10 and the stub 11 combined. Bull dual-band bandpass filter.
振器となり、半波長共振器とスタブが偶モードによる共振器となり、奇モードを低周波側、偶モードを高周波側で共振するように共振器長を調整し、若しくは、奇モードを高周波側、偶モードを低周波側で共振することができるデュアルバンド帯域通過フィルタであっ
て、所定の厚さの誘電体の下面に接地導体が配置され、上面にストリップ導体が配置され、当該細いストリップ導体は、開放端(ストリップが繋がっていない箇所)で切断されている1本の細いストリップ導体であって、深く入り込んだ幅gの溝を有し、溝の先端部と
ストリップ導体の端面は幅dを有する左右対称形の1本のストリップ導体からなる形状の奇モード共振器と、長さlのスタブ11を開放端の反対側の端面で接続した形状の偶モード共振器からなり、対称面A−B面に電流が流れ込むときは、奇モード共振器として働き
、対称面A−B面に電流が流れ込まないときは、偶モード共振器として働くことを特徴とするデュアルバンド共振器と、一定間隔mをおいて、180度向きを変えた同一のデュアルバンド共振器の間に、導波路端部の長さnのH型の導波路12を設けた構造を有するデ
ュアルバンド帯域通過フィルタであって、mを変えることによって偶モードの通過帯域の結合係数を調整し、その後、nを調節することにより偶モードの通過帯域の結合係数を一定に保ちながら奇モードの通過帯域の結合係数だけを個別に調整できることを特徴とする
デュアルバンド帯域通過フィルタであって、半波長共振器10とスタブ11の上部空間にそれぞれ誘電体ロッド25を設けるチューナブルデュアルバンド帯域通過フィルタにおいて、スタブ11の上部空間、又は、半波長共振器10とスタブ11を合わせた長さの中間
部の半波長共振器10の上部空間にそれぞれ誘電体ロッド25を設けることを特徴とするチューナブルデュアルバンド帯域通過フィルタ。 A dual-band resonator having a structure in which a stub 11 is added to the half-wave resonator 10 has a plane A-B which is an electric / magnetic wall, and operates in two frequency bands by odd-mode resonance and even-mode resonance. The half-wave resonator 10 is a resonator based on an odd mode, the half-wave resonator and the stub are resonators based on an even mode, and the odd mode is resonated on the low frequency side and the even mode is resonated on the high frequency side. A dual-band bandpass filter that can adjust the resonator length, or can resonate the odd mode on the high frequency side and the even mode on the low frequency side, with a ground conductor on the bottom surface of the dielectric with a predetermined thickness. A strip conductor is disposed on the upper surface, and the thin strip conductor is a single thin strip conductor cut at an open end (where the strip is not connected), An odd-mode resonator having a groove having a width g and having a width d, the tip of the groove and the end surface of the strip conductor having a width d, and a symmetric stub 11 having a length l. Are connected at the end face opposite to the open end, and when current flows into the plane of symmetry AB, when the current flows into the plane of symmetry AB, it functions as an odd mode resonator, and current flows into the plane of symmetry AB. If not, the length of the end of the waveguide is between the dual-band resonator, which functions as an even-mode resonator, and the same dual-band resonator whose direction is changed by 180 degrees at a fixed interval m. A dual-band bandpass filter having a structure in which an n-shaped H-type waveguide 12 is provided, wherein the coupling coefficient of the even-mode passband is adjusted by changing m, and then n is adjusted by adjusting n. Mode passband A dual-band bandpass filter that can individually adjust only the coupling coefficient of the odd-mode passband while keeping the coupling coefficient constant, and is a dielectric rod in the upper space of the half-wave resonator 10 and the stub 11 respectively. In the tunable dual-band bandpass filter provided with 25, dielectric rods are respectively placed in the upper space of the stub 11 or in the upper space of the half-wave resonator 10 in the intermediate length of the combined length of the half-wave resonator 10 and the stub 11. 25 is a tunable dual band bandpass filter.
モードのみ通過帯域特性を調整する周波数チューニングのシフト量の調整方法。 6. The two-stage tunable dual-band bandpass filter according to claim 4 or 5, wherein only each dielectric rod 25 provided in the upper space of each half-wave resonator 10 is a distance from the tunable dual-band bandpass filter. A method of adjusting the amount of shift in frequency tuning that adjusts the passband characteristics only in the odd mode by adjusting all to the same height.
のみ通過帯域特性を調整する周波数チューニングのシフト量の調整方法。 6. The two-stage tunable dual-band bandpass filter according to claim 4 or 5, wherein only each dielectric rod 25 provided in the upper space of each stub 11 has the same distance from the tunable dual-band bandpass filter. A frequency tuning shift adjustment method that adjusts the passband characteristics only in the even mode by adjusting the height.
ルデュアルバンド帯域通過フィルタとの距離を個別に調整することにより、奇モードのみの帯域内通過帯域特性を改善する方法。 A method (trimming) for improving deterioration of in-band pass characteristics generated after frequency tuning in the two-stage tunable dual-band bandpass filter according to claim 4 or 5 is provided in an upper space of each half-wave resonator 10. A method of improving the in-band passband characteristics of only the odd mode by individually adjusting the distance between each of the obtained dielectric rods 25 and the tunable dual-band bandpass filter individually.
アルバンド帯域通過フィルタとの距離を個別に調整することにより、偶モードのみの帯域内通過帯域特性を改善する方法。 The method (trimming) for improving the degradation of the in-band pass characteristic that occurs after frequency tuning in the two-stage tunable dual-band bandpass filter according to claim 4 or claim 5 is provided in each upper space of each stub 11. A method of improving the in- band passband characteristic of only the even mode by individually adjusting the distance between only the dielectric rod 25 and the tunable dual-band bandpass filter .
振器となり、半波長共振器とスタブが偶モードによる共振器となり、奇モードを低周波側、偶モードを高周波側で共振するように共振器長を調整し、若しくは、奇モードを高周波側、偶モードを低周波側で共振することができるデュアルバンド帯域通過フィルタであっ
て、所定の厚さの誘電体の下面に接地導体が配置され、上面にストリップ導体が配置され、当該細いストリップ導体は、開放端(ストリップが繋がっていない箇所)で切断されている1本の細いストリップ導体であって、深く入り込んだ幅gの溝を有し、溝の先端部と
ストリップ導体の端面は幅dを有する左右対称形の1本のストリップ導体からなる形状の奇モード共振導波路と、長さlのスタブ11を開放端の反対側の端面で接続した形状の偶モード共振導波路からなり、対称面A−B面に電流が流れ込むときは、奇モード共振導波
路として働き、対称面A−B面に電流が流れ込まないときは、偶モード共振導波路として働くことを特徴とするデュアルバンド共振器と、一定間隔mをおいて、180度向きを変えた同一のデュアルバンド共振器の間に、導波路端部の長さnのH型の導波路12を設け
た構造を有するデュアルバンド共振器と、さらに、一定間隔mをおいて、180度向きを変えた同一のデュアルバンド共振器の間に、導波路端部の長さnのH型の導波路12を設けた構造を有するデュアルバンド共振器とからなる合計3基のデュアルバンド共振器とか
らなる構造を有し、第一のデュアルバンド共振器と第三のデュアルバンド共振器の奇モード共振導波路10に沿って、給電導体線13を設け、一方の給電導体線13を入力側とし、もう一方の給電導体線13を出力側としたことに特徴を有する多段型デュアルバンド帯
域通過フィルタ であって、半波長共振器10とスタブ11の上部空間にそれぞれ誘電体ロッド25を設けるチューナブルデュアルバンド帯域通過フィルタにおいて、スタブ11の上部空間、又は、半波長共振器10とスタブ11を合わせた長さの中間部の半波長共振
器10の上部空間にそれぞれ誘電体ロッド25を設けることを特徴とするチューナブルデュアルバンド帯域通過フィルタ。 A dual-band resonator having a structure in which a stub 11 is added to the half-wave resonator 10 has a plane A-B which is an electric / magnetic wall, and operates in two frequency bands by odd-mode resonance and even-mode resonance. The half-wave resonator 10 is a resonator based on an odd mode, the half-wave resonator and the stub are resonators based on an even mode, and the odd mode is resonated on the low frequency side and the even mode is resonated on the high frequency side. A dual-band bandpass filter that can adjust the resonator length, or can resonate the odd mode on the high frequency side and the even mode on the low frequency side, with a ground conductor on the bottom surface of the dielectric with a predetermined thickness. A strip conductor is disposed on the upper surface, and the thin strip conductor is a single thin strip conductor cut at an open end (where the strip is not connected), An odd-mode resonant waveguide having a groove having a width g and having a grooved tip and a strip conductor having a width d at the end of the groove and a width d, and a stub having a length l 11 is an even-mode resonant waveguide having a shape connected to the end surface opposite to the open end, and when current flows into the plane of symmetry AB, it functions as an odd-mode resonant waveguide, and the plane of symmetry AB Between the dual-band resonator, which functions as an even-mode resonance waveguide when no current flows, and the same dual-band resonator whose direction is changed by 180 degrees at a constant interval m Between a dual-band resonator having a structure in which an H-type waveguide 12 having an end length n is provided, and the same dual-band resonator whose direction is changed by 180 degrees at a constant interval m, H-shaped guide with length n at the end of the waveguide Odd-mode resonance of a first dual-band resonator and a third dual-band resonator having a structure including a total of three dual-band resonators including a dual-band resonator having a structure provided with a waveguide 12 A multistage dual-band bandpass filter characterized in that a feed conductor line 13 is provided along the waveguide 10, one feed conductor line 13 is an input side, and the other feed conductor line 13 is an output side. In the tunable dual band bandpass filter in which the dielectric rod 25 is provided in the upper space of the half-wave resonator 10 and the stub 11, respectively, the upper space of the stub 11 or the half-wave resonator 10 and the stub 11 are combined. A tunable dual-band band characterized in that dielectric rods 25 are respectively provided in the upper spaces of the half-wave resonator 10 in the middle of the length. Pass filter.
整する周波数チューニングのシフト量の調整方法。 11. The three-stage tunable dual-band bandpass filter according to claim 10, wherein only each dielectric rod 25 provided in the upper space of each half-wave resonator 10 adjusts the distance from the tunable dual-band bandpass filter. The adjustment method of the shift amount of the frequency tuning for adjusting the passband characteristic only in the odd mode.
周波数チューニングのシフト量の調整方法。 The three-stage tunable dual-band bandpass filter according to claim 10, wherein only each dielectric rod 25 provided in the upper space of each stub 11 is adjusted by adjusting the distance from the tunable dual-band bandpass filter. A method of adjusting the amount of frequency tuning shift that adjusts the passband characteristics only in the mode.
バンド帯域通過フィルタとの距離を個別に調整することにより、奇モードのみの帯域内通過帯域特性を改善する方法。 The method (trimming) for improving the degradation of the in-band pass characteristic generated after frequency tuning in the three-stage tunable dual-band bandpass filter according to claim 10 is performed by each dielectric provided in the upper space of each half-wave resonator 10. A method of improving the in-band passband characteristics of only the odd mode by individually adjusting the distance between only the body rod 25 and the tunable dual-band bandpass filter.
帯域通過フィルタとの距離を個別に調整することにより、偶モードのみの帯域内通過帯域特性を改善する方法。
The method (trimming) for improving the degradation of the in-band pass characteristic generated after frequency tuning in the three-stage tunable dual-band bandpass filter according to claim 10 is performed by using each dielectric rod 25 provided in the upper space of each stub 11. The only way to improve the in-band passband characteristics of even mode only by individually adjusting the distance with the tunable dual band bandpass filter.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2014014962A JP6265478B2 (en) | 2014-01-29 | 2014-01-29 | Tunable dual-band bandpass filter |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2014014962A JP6265478B2 (en) | 2014-01-29 | 2014-01-29 | Tunable dual-band bandpass filter |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2015142297A JP2015142297A (en) | 2015-08-03 |
JP6265478B2 true JP6265478B2 (en) | 2018-01-24 |
Family
ID=53772373
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2014014962A Active JP6265478B2 (en) | 2014-01-29 | 2014-01-29 | Tunable dual-band bandpass filter |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP6265478B2 (en) |
Families Citing this family (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US9979064B2 (en) | 2014-12-09 | 2018-05-22 | University Of Yamanashi | Tunable dual-band band-pass filter |
JP6913505B2 (en) | 2017-05-01 | 2021-08-04 | 東京計器株式会社 | Dual band resonator and dual band passband filter using it |
JP6297237B1 (en) * | 2017-06-05 | 2018-03-20 | 三菱電機株式会社 | Resonator, filter and filter bank |
Family Cites Families (7)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP3304724B2 (en) * | 1995-11-16 | 2002-07-22 | 松下電器産業株式会社 | Dual mode filter |
JPH11136013A (en) * | 1997-10-29 | 1999-05-21 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Band passing device |
JP4171015B2 (en) * | 2005-09-29 | 2008-10-22 | 株式会社東芝 | Filter and wireless communication apparatus using the same |
JP4489113B2 (en) * | 2007-11-26 | 2010-06-23 | 株式会社東芝 | Resonator and filter |
JP4874281B2 (en) * | 2008-03-19 | 2012-02-15 | 富士通株式会社 | Communication module |
JP5029519B2 (en) * | 2008-07-08 | 2012-09-19 | 富士通株式会社 | filter |
JP2011061296A (en) * | 2009-09-07 | 2011-03-24 | Sharp Corp | High-frequency circuit and receiver |
-
2014
- 2014-01-29 JP JP2014014962A patent/JP6265478B2/en active Active
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JP2015142297A (en) | 2015-08-03 |
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