JP6913505B2 - Dual band resonator and dual band passband filter using it - Google Patents

Dual band resonator and dual band passband filter using it Download PDF

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Description

本発明は、異なる２つの周波数で共振するデュアルバンド共振器、及び、それを用いたデュアルバンド帯域通過フィルタに関する。 The present invention relates to a dual band resonator that resonates at two different frequencies, and a dual band passband filter using the same.

近年、スマートフォン及びタブレットなどの無線通信端末の利用増加や、映像などの大容量コンテンツの利用増加により、データトラフィックは、年率１．５倍のペースで増加しており、今後も増加傾向が継続することが見込まれている。 In recent years, due to the increase in the use of wireless communication terminals such as smartphones and tablets and the increase in the use of large-capacity content such as video, data traffic has been increasing at an annual rate of 1.5 times, and will continue to increase in the future. Is expected.

そこで、各通信業者は、ネットワークの高速・大容量化のために、複数の周波数帯域を同時に用いて通信を行うキャリアアグリゲーション（ＣＡ）技術を導入した。このＣＡ技術では、複数の周波数帯域の信号を同時に通過させるマルチバンド帯域通過フィルタが必要である。 Therefore, each telecommunications carrier has introduced carrier aggregation (CA) technology for communicating using a plurality of frequency bands at the same time in order to increase the speed and capacity of the network. This CA technique requires a multiband bandpass filter that allows signals in multiple frequency bands to pass simultaneously.

特許文献１及び２には、２つの周波数帯域の信号を同時に通過させるデュアルバンド帯域通過フィルタが開示されている。このデュアルバンド帯域通過フィルタを構成するデュアルバンド共振器は、１つの共振器で発生する２つのモードを利用して２つの周波数帯域を同時に実現する。具体的には、デュアルバンド共振器は、下面に接地導体が配置された誘電体の上面にストリップ導体として形成され、半波長共振器（第１導体部）にスタブ（第２導体部）を付加した構造を有する。このデュアルバンド共振器では、半波長共振器に奇モード共振が生じ、半波長共振器及びスタブに偶モード共振が生じる。このように、１つの共振器を２つの周波数帯域で共有することにより、２つの独立した共振器を用いるよりも、デュアルバンド共振器及びデュアルバンド帯域通過フィルタの小型化を実現することができる。 Patent Documents 1 and 2 disclose a dual band passband filter that allows signals in two frequency bands to pass simultaneously. The dual-band resonator constituting this dual-band band-passing filter realizes two frequency bands at the same time by utilizing two modes generated by one resonator. Specifically, the dual band resonator is formed as a strip conductor on the upper surface of a dielectric having a ground conductor arranged on the lower surface, and a stub (second conductor portion) is added to the half wavelength resonator (first conductor portion). Has a structure. In this dual band resonator, odd mode resonance occurs in the half wavelength resonator, and even mode resonance occurs in the half wavelength resonator and the stub. By sharing one resonator in two frequency bands in this way, it is possible to realize miniaturization of the dual band resonator and the dual band band passing filter as compared with the use of two independent resonators.

特開２０１４−２３６３６２号公報Japanese Unexamined Patent Publication No. 2014-236362 特開２０１６−１１１６７１号公報Japanese Unexamined Patent Publication No. 2016-111671

本発明は、従来に比して更なる小型化が可能なデュアルバンド共振器、及び、それを用いたデュアルバンド帯域通過フィルタを提供することを目的とする。 An object of the present invention is to provide a dual-band resonator capable of further miniaturization as compared with the conventional case, and a dual-band band-passing filter using the same.

（１） 本発明に係るデュアルバンド共振器は、異なる２つの周波数で共振するデュアルバンド共振器であって、接地導体を有する誘電体上又は誘電体内部に形成された第１導体部と第２導体部とを備え、前記第１導体部は、中央部における第１折返部でＵ字状に折り返され、所定間隔で隣接して所定方向に延在し、前記第１導体部における前記第１折返部よりも一端側の一端側導体部分と、前記第１導体部における前記第１折返部よりも他端側の他端側導体部分とは、更に、一端及び他端と前記第１折返部との間の第２折返部で、前記一端及び前記他端が互いに離れる方向に折り返された構造をなし、前記第２導体部は、前記一端が前記第１導体部の前記第１折返部に接続され、前記第１導体部に連続して前記所定方向に延在し、前記第１導体部の両端は開放されて、前記第１導体部は半波長共振器を構成し、前記第１導体部には、前記２つの周波数のうちの一方の周波数で共振する奇モード共振が生じ、前記第２導体部の他端は開放されて、前記第１導体部及び前記第２導体部は半波長共振器を構成し、前記第１導体部及び前記第２導体部には、前記２つの周波数のうちの他方の周波数で共振する偶モード共振が生じる。 (1) The dual band resonator according to the present invention is a dual band resonator that resonates at two different frequencies, and has a first conductor portion and a second conductor portion formed on or inside a dielectric having a ground conductor. The first conductor portion is provided with a conductor portion, and the first conductor portion is folded back in a U shape at the first folding portion in the central portion, is adjacent to each other at a predetermined interval and extends in a predetermined direction, and the first conductor portion in the first conductor portion. The conductor portion on one end side of the folded portion and the conductor portion on the other end side of the first conductor portion on the other end side of the first folded portion further include one end, the other end, and the first folded portion. At the second folded portion between the two, the one end and the other end are folded back in a direction away from each other, and the second conductor portion has one end of the first folded portion of the first conductor portion. Connected, extending continuously in the predetermined direction to the first conductor portion, both ends of the first conductor portion are opened, the first conductor portion constitutes a half-wave resonator, and the first conductor portion is formed. A strange mode resonance that resonates at one of the two frequencies occurs in the portion, the other end of the second conductor portion is opened, and the first conductor portion and the second conductor portion have a half wavelength. An even-mode resonance that constitutes a resonator and resonates at the other of the two frequencies occurs in the first conductor portion and the second conductor portion.

（２） （１）に記載のデュアルバンド共振器において、前記一端側導体部分と前記他端側導体部分とは、更に、前記一端、前記他端及び前記第１折返部と前記第２折返部との間の第３折返部で、前記第２折返部が互いに離れる方向に折り返された構造をなしてもよい。 (2) In the dual band resonator according to (1), the one end side conductor portion and the other end side conductor portion further include the one end, the other end, the first folding portion, and the second folding portion. At the third folding portion between the two, the second folding portion may be folded back in a direction away from each other.

（３） （２）に記載のデュアルバンド共振器において、前記一端側導体部分において、前記所定方向に交差する交差方向に、前記第１折返部と、前記一端と、前記第２折返部とが順に配列されてもよく、前記他端側導体部分において、前記交差方向に、前記第１折返部と、前記他端と、前記第２折返部とが順に配列されてもよい。 (3) In the dual band resonator according to (2), in the one end side conductor portion, the first folded portion, the one end, and the second folded portion are arranged in an intersecting direction intersecting the predetermined direction. In the conductor portion on the other end side, the first folded portion, the other end, and the second folded portion may be arranged in order in the intersecting direction.

（４） （３）に記載のデュアルバンド共振器において、前記一端側導体部分において、前記交差方向に、前記第１折返部と、前記一端と、前記第２折返部とが直線状に配列されてもよく、前記他端側導体部分において、前記交差方向に、前記第１折返部と、前記他端と、前記第２折返部とが直線状に配列されてもよい。 (4) In the dual band resonator according to (3), the first folded portion, the one end, and the second folded portion are linearly arranged in the one end side conductor portion in the crossing direction. In the conductor portion on the other end side, the first folded portion, the other end, and the second folded portion may be linearly arranged in the crossing direction.

（５） （１）〜（４）の何れかに記載のデュアルバンド共振器において、前記第１導体部を前記第２導体部よりも細くし、第２導体部をステップインピーダンス構造としてもよい。 (5) In the dual band resonator according to any one of (1) to (4), the first conductor portion may be made thinner than the second conductor portion, and the second conductor portion may have a step impedance structure.

（６） （１）〜（５）の何れかに記載のデュアルバンド共振器において、前記第２導体部の前記他端側の端部に、凹部又は凸部が形成されてもよい。 (6) In the dual band resonator according to any one of (1) to (5), a concave portion or a convex portion may be formed at the other end side of the second conductor portion.

（７） 本発明に係るデュアルバンド帯域通過フィルタは、（１）〜（６）の何れかに記載のデュアルバンド共振器を１又は複数備える。 (7) The dual band band pass filter according to the present invention includes one or a plurality of dual band resonators according to any one of (1) to (6).

（８） （７）に記載のデュアルバンド帯域通過フィルタは、奇モード共振の結合係数を満たすように配列された複数のデュアルバンド共振器と、偶モード共振の結合係数を満たすように、前記複数のデュアルバンド共振器における第２導体部の間に設けられた１又は複数の導波路とを備えてもよい。 (8) The dual-band bandpass filter according to (7) includes a plurality of dual-band resonators arranged so as to satisfy the coupling coefficient of odd-mode resonance, and the plurality of dual-band resonators so as to satisfy the coupling coefficient of even-mode resonance. It may be provided with one or a plurality of waveguides provided between the second conductor portions in the dual band resonator of the above.

（９） （８）に記載のデュアルバンド帯域通過フィルタは、前記複数のデュアルバンド共振器を挟み込むように設けられ、前記デュアルバンド共振器における第１導体部と第２導体部とに個別に結合された一対の給電線を更に備えてもよい。 (9) The dual-band band-passing filter according to (8) is provided so as to sandwich the plurality of dual-band resonators, and is individually coupled to the first conductor portion and the second conductor portion of the dual-band resonator. A pair of supplied feeding lines may be further provided.

本発明によれば、従来に比して更なる小型化が可能なデュアルバンド共振器、及び、それを用いたデュアルバンド帯域通過フィルタを提供することができる。 According to the present invention, it is possible to provide a dual band resonator capable of further miniaturization as compared with the conventional case, and a dual band band passing filter using the same.

従来のデュアルバンド共振器の側面図である。It is a side view of the conventional dual band resonator. 従来のデュアルバンド共振器の平面図である。It is a top view of the conventional dual band resonator. 従来のデュアルバンド共振器における奇モード共振の電流分布の模式図である。It is a schematic diagram of the current distribution of an odd mode resonance in a conventional dual band resonator. 従来のデュアルバンド共振器における偶モード共振の電流分布の模式図である。It is a schematic diagram of the current distribution of even mode resonance in a conventional dual band resonator. 従来のデュアルバンド共振器における奇モード共振の電流分布のシミュレーション結果である。This is a simulation result of the current distribution of odd-mode resonance in a conventional dual-band resonator. 従来のデュアルバンド共振器における偶モード共振の電流分布のシミュレーション結果である。This is a simulation result of the current distribution of even-mode resonance in a conventional dual-band resonator. 従来のデュアルバンド帯域通過フィルタの平面図である。It is a top view of the conventional dual band band pass filter. 従来例のデュアルバンド帯域通過フィルタの平面図である。It is a top view of the dual band band pass filter of the conventional example. 図６の従来例の設計時のＳパラメータ（Ｓ２１（通過特性））のシミュレーション結果である。It is a simulation result of the S parameter (S21 (passing characteristic)) at the time of design of the conventional example of FIG. 図７ＡのＶＩＩＢ部分（奇モード共振周波数近傍）のＳ２１（通過特性）及びＳ１１（反射特性）を拡大して示す拡大図である。FIG. 6 is an enlarged view showing S21 (passing characteristic) and S11 (reflection characteristic) of the VIIB portion (near the odd mode resonance frequency) of FIG. 7A in an enlarged manner. 図７ＡのＶＩＩＣ部分（偶モード共振周波数近傍）のＳ２１（通過特性）及びＳ１１（反射特性）を拡大して示す拡大図である。FIG. 6 is an enlarged view showing S21 (passing characteristic) and S11 (reflection characteristic) of the VIIC portion (near the even mode resonance frequency) of FIG. 7A in an enlarged manner. 図６の従来例のＳパラメータ（Ｓ２１（通過特性））の実測結果である。It is the actual measurement result of the S parameter (S21 (passing characteristic)) of the conventional example of FIG. 図８ＡのＶＩＩＩＢ部分（奇モード共振周波数近傍）のＳ２１（通過特性）及びＳ１１（反射特性）を拡大して示す拡大図である。FIG. 8 is an enlarged view showing S21 (passing characteristic) and S11 (reflection characteristic) of the VIIIB portion (near the odd-mode resonance frequency) of FIG. 8A in an enlarged manner. 図８ＡのＶＩＩＩＣ部分（偶モード共振周波数近傍）のＳ２１（通過特性）及びＳ１１（反射特性）を拡大して示す拡大図である。FIG. 8 is an enlarged view showing S21 (passing characteristic) and S11 (reflection characteristic) of the VIIIC portion (near the even mode resonance frequency) of FIG. 8A in an enlarged manner. 本実施形態に係るデュアルバンド共振器の平面図である。It is a top view of the dual band resonator which concerns on this embodiment. 本実施形態に係る他のデュアルバンド共振器の平面図である。It is a top view of another dual band resonator which concerns on this embodiment. 本実施形態のデュアルバンド共振器における偶モード共振の電流分布の模式図である。It is a schematic diagram of the current distribution of even mode resonance in the dual band resonator of this embodiment. 本実施形態の他のデュアルバンド共振器における偶モード共振の電流分布の模式図である。It is a schematic diagram of the current distribution of even mode resonance in another dual band resonator of this embodiment. 本実施形態に係るデュアルバンド帯域通過フィルタの平面図である。It is a top view of the dual band band pass filter which concerns on this embodiment. 本実施形態の変形例に係るデュアルバンド共振器の平面図である。It is a top view of the dual band resonator which concerns on the modification of this embodiment. 本実施形態の変形例に係るデュアルバンド帯域通過フィルタの平面図である。It is a top view of the dual band band pass filter which concerns on the modification of this embodiment. 本実施例のデュアルバンド帯域通過フィルタの平面図である。It is a top view of the dual band band pass filter of this embodiment. 図１４の実施例の設計時のＳパラメータ（Ｓ２１（通過特性））のシミュレーション結果である。It is a simulation result of the S parameter (S21 (passing characteristic)) at the time of design of the embodiment of FIG. 図１５ＡのＸＶＢ部分（奇モード共振周波数近傍）のＳ２１（通過特性）及びＳ１１（反射特性）を拡大して示す拡大図である。FIG. 5 is an enlarged view showing S21 (passing characteristic) and S11 (reflection characteristic) of the XVB portion (near the odd mode resonance frequency) of FIG. 15A in an enlarged manner. 図１５ＡのＸＶＣ部分（偶モード共振周波数近傍）のＳ２１（通過特性）及びＳ１１（反射特性）を拡大して示す拡大図である。FIG. 5 is an enlarged view showing S21 (passing characteristic) and S11 (reflection characteristic) of the XVC portion (near the even mode resonance frequency) of FIG. 15A in an enlarged manner. 図１４の実施例のＳパラメータ（Ｓ２１（通過特性））の実測結果である。It is the actual measurement result of the S parameter (S21 (passing characteristic)) of the Example of FIG. 図１６ＡのＸＶＩＢ部分（奇モード共振周波数近傍）のＳ２１（通過特性）及びＳ１１（反射特性）を拡大して示す拡大図である。FIG. 6 is an enlarged view showing S21 (passing characteristic) and S11 (reflection characteristic) of the XVIB portion (near the odd-mode resonance frequency) of FIG. 16A in an enlarged manner. 図１６ＡのＸＶＩＣ部分（偶モード共振周波数近傍）のＳ２１（通過特性）及びＳ１１（反射特性）を拡大して示す拡大図である。FIG. 16A is an enlarged view showing S21 (passing characteristic) and S11 (reflection characteristic) of the XVIC portion (near the even mode resonance frequency) of FIG. 16A in an enlarged manner.

以下、添付の図面を参照して本発明の実施形態の一例について説明する。なお、各図面において同一又は相当の部分に対しては同一の符号を附すこととする。 Hereinafter, an example of the embodiment of the present invention will be described with reference to the accompanying drawings. In addition, the same reference numerals are given to the same or corresponding parts in each drawing.

まず、本実施形態について説明する前に、本願発明者らが考案した従来のデュアルバンド共振器及びデュアルバンド帯域通過フィルタについて説明する。 First, before explaining the present embodiment, the conventional dual-band resonator and the dual-band band-passing filter devised by the inventors of the present application will be described.

（従来のデュアルバンド共振器）
図１は、従来のデュアルバンド共振器の側面図であり、図２は、従来のデュアルバンド共振器の平面図である。図１及び図２にはＸＹＺ直行座標系が示されている。Ｘ方向（交差方向）は後述するフィルタの幅方向であり、Ｙ方向（所定方向）はフィルタの長さ方向であり、Ｚ方向はフィルタの高さ方向である。 (Conventional dual band resonator)
FIG. 1 is a side view of the conventional dual band resonator, and FIG. 2 is a plan view of the conventional dual band resonator. The XYZ Cartesian coordinate system is shown in FIGS. 1 and 2. The X direction (intersection direction) is the width direction of the filter described later, the Y direction (predetermined direction) is the length direction of the filter, and the Z direction is the height direction of the filter.

図１に示すように、従来のデュアルバンド共振器１０Ｘは、誘電体１１上に形成されたマイクロストリップライン構造の導体で構成される。誘電体１１の裏面には、接地された接地導体１２が形成されている。なお、デュアルバンド共振器１０Ｘは、誘電体内部に形成されたストリップライン構造の導体で構成されてもよいし、誘電体上に形成されたコプレナライン又はグランデッドコプレナライン構造の導体で構成されてもよい。 As shown in FIG. 1, the conventional dual-band resonator 10X is composed of a conductor having a microstrip line structure formed on the dielectric 11. A grounded ground conductor 12 is formed on the back surface of the dielectric 11. The dual band resonator 10X may be composed of a conductor having a stripline structure formed inside the dielectric, or may be composed of a conductor having a coplanar line or a grounded coplanar line structure formed on the dielectric. May be good.

誘電体１１としては、周知の誘電体を用いることができる。例えば、誘電体１１の材料として、成形性に優れた材料が用いられてもよい。また、誘電体１１の材料として、誘電体損を低減するために、誘電正接が小さい材料が用いられてもよい。また、誘電体１１の材料として、温度上昇を低減するために、熱伝導率が高い材料が用いられてもよい。 As the dielectric 11, a well-known dielectric can be used. For example, as the material of the dielectric 11, a material having excellent moldability may be used. Further, as the material of the dielectric 11, a material having a small dielectric loss tangent may be used in order to reduce the dielectric loss. Further, as the material of the dielectric 11, a material having a high thermal conductivity may be used in order to reduce the temperature rise.

デュアルバンド共振器１０Ｘを構成する導体及び接地導体１２としても、周知の導体を用いることができる。例えば、導体として、常伝導体が用いられてもよい。また、導体として、導体損を低減するために、超伝導体が用いられてもよい。 Well-known conductors can also be used as the conductor and the ground conductor 12 constituting the dual band resonator 10X. For example, a normal conductor may be used as the conductor. Further, as the conductor, a superconductor may be used in order to reduce the conductor loss.

図２に示すように、デュアルバンド共振器１０Ｘは、第１導体部２０Ｘと第２導体部３０Ｘとを備える。 As shown in FIG. 2, the dual band resonator 10X includes a first conductor portion 20X and a second conductor portion 30X.

第１導体部２０Ｘは、いわゆるヘアピン形状をなす。具体的には、第１導体部２０Ｘは、直線状の導体の中央部における第１折返部２１でＵ字状に折り返された構造をなす。第１折返部２１よりも一端２８側の導体部分２６と、第１折返部２１よりも他端２９側の導体部分２７とは、所定間隔で隣接してＹ方向に延在する。第１導体部２０Ｘの両端２８，２９は開放されており、第１導体部２０ＸはＵ字状の半波長共振器を構成する。 The first conductor portion 20X has a so-called hairpin shape. Specifically, the first conductor portion 20X has a structure in which the first conductor portion 20X is folded back in a U shape at the first folding portion 21 at the central portion of the linear conductor. The conductor portion 26 on the one end 28 side of the first folded portion 21 and the conductor portion 27 on the other end 29 side of the first folded portion 21 are adjacent to each other at predetermined intervals and extend in the Y direction. Both ends 28 and 29 of the first conductor portion 20X are open, and the first conductor portion 20X constitutes a U-shaped half-wave resonator.

第２導体部３０Ｘは、いわゆるスタブ形状をなす。具体的には、第２導体部３０Ｘは、一端３８が第１導体部２０Ｘの第１折返部２１に接続され、第１導体部２０Ｘに連続してＹ方向に延在する。第２導体部３０Ｘの他端３９は開放されており、第２導体部３０Ｘと第１導体部２０Ｘとは、第１導体部２０Ｘの一端２８及び他端２９から第２導体部３０Ｘの他端３９に向けた直線状（Ｉ字状）の半波長共振器を構成する。 The second conductor portion 30X has a so-called stub shape. Specifically, one end 38 of the second conductor portion 30X is connected to the first folding portion 21 of the first conductor portion 20X, and extends continuously in the Y direction to the first conductor portion 20X. The other end 39 of the second conductor portion 30X is open, and the second conductor portion 30X and the first conductor portion 20X are one end 28 and the other end 29 of the first conductor portion 20X to the other end of the second conductor portion 30X. It constitutes a linear (I-shaped) half-wave resonator toward 39.

このように構成されたデュアルバンド共振器１０Ｘでは、Ｘ方向における中心に沿ってＹ方向に延びるＡＢ面は電気／磁気壁をなし、第１導体部２０Ｘで構成されるＵ字状の半波長共振器には奇モード共振が生じ、第１導体部２０Ｘ及び第２導体部３０Ｘで構成される直線状（Ｉ字状）の半波長共振器には偶モード共振が生じる。これより、デュアルバンド共振器１０Ｘは、奇モード共振周波数と偶モード共振周波数との２つの周波数（帯域）で共振する。 In the dual band resonator 10X configured in this way, the AB surface extending in the Y direction along the center in the X direction forms an electric / magnetic wall, and a U-shaped half-wave resonance composed of the first conductor portion 20X. An odd mode resonance occurs in the vessel, and an even mode resonance occurs in the linear (I-shaped) half-wave resonator composed of the first conductor portion 20X and the second conductor portion 30X. As a result, the dual band resonator 10X resonates at two frequencies (bands), an odd mode resonance frequency and an even mode resonance frequency.

図３Ａは、従来のデュアルバンド共振器１０Ｘにおける奇モード共振の電流分布の模式図であり、図３Ｂは、従来のデュアルバンド共振器１０Ｘにおける偶モード共振の電流分布の模式図である。また、図４Ａは、従来のデュアルバンド共振器１０Ｘにおける奇モード共振の電流分布のシミュレーション結果であり、図４Ｂは、従来のデュアルバンド共振器１０Ｘにおける偶モード共振の電流分布のシミュレーション結果である。図４Ａ及び図４Ｂのシミュレーションでは、電磁界解析シミュレータＳＯＮＮＥＴ ＥＭ（ソネット技研社製）を用いた。図３Ａ及び図３Ｂ、図４Ａ及び図４Ｂにおける矢印は電流の向きを示す。 FIG. 3A is a schematic diagram of the current distribution of odd-mode resonance in the conventional dual-band resonator 10X, and FIG. 3B is a schematic diagram of the current distribution of even-mode resonance in the conventional dual-band resonator 10X. Further, FIG. 4A is a simulation result of the current distribution of odd-mode resonance in the conventional dual-band resonator 10X, and FIG. 4B is a simulation result of the current distribution of even-mode resonance in the conventional dual-band resonator 10X. In the simulations of FIGS. 4A and 4B, an electromagnetic field analysis simulator SONNET EM (manufactured by Sonnet Giken Co., Ltd.) was used. Arrows in FIGS. 3A and 3B, FIGS. 4A and 4B indicate the direction of the current.

第１導体部２０Ｘの一端２８及び他端２９は開放端であり（換言すれば、第１導体部２０Ｘは半波長共振器であり）、第１折返部２１は第１導体部２０Ｘの中心部であるので、図３Ａに示すように、第１折返部２１において奇モード共振の電流が最大となり、電圧が０Ｖとなる。これより、奇モード共振では、第１導体部２０Ｘと第２導体部３０Ｘとの境界面４０をＧＮＤとみなすことができ、第２導体部３０Ｘの影響を無視することができる。そのため、奇モードの共振周波数は、Ｕ字状の第１導体部２０の全長で決まる。 One end 28 and the other end 29 of the first conductor portion 20X are open ends (in other words, the first conductor portion 20X is a half-wave resonator), and the first folding portion 21 is a central portion of the first conductor portion 20X. Therefore, as shown in FIG. 3A, the current of the odd-mode resonance becomes maximum at the first folding portion 21, and the voltage becomes 0V. From this, in the odd mode resonance, the boundary surface 40 between the first conductor portion 20X and the second conductor portion 30X can be regarded as GND, and the influence of the second conductor portion 30X can be ignored. Therefore, the resonance frequency of the odd mode is determined by the total length of the U-shaped first conductor portion 20.

図４Ａのシミュレーション結果によれば、奇モード共振時の電流は、第１導体部２０Ｘに流れており、第２導体部３０Ｘには流れていない。これより、第２導体部３０Ｘは、奇モード共振に影響しないことがわかる。また、電流が最大となる箇所は、第１導体部２０Ｘの第１折返部２１である。よって、奇モード共振時は、第１導体部２０Ｘが半波長共振器として動作していることがわかる。 According to the simulation result of FIG. 4A, the current at the time of odd-mode resonance flows in the first conductor portion 20X and does not flow in the second conductor portion 30X. From this, it can be seen that the second conductor portion 30X does not affect the odd-mode resonance. Further, the place where the current is maximized is the first folded portion 21 of the first conductor portion 20X. Therefore, it can be seen that the first conductor portion 20X operates as a half-wavelength resonator at the time of odd-mode resonance.

一方、第１導体部２０Ｘの一端２８及び他端２９、並びに第２導体部３０Ｘの他端３９は開放端である（換言すれば、第１導体部２０Ｘ及び第２導体部３０Ｘは直線状の半波長共振器である）ので、図３Ｂに示すように、第１導体部２０Ｘ及び第２導体部３０Ｘの中心部において偶モード共振の電流が最大となり、電圧が０Ｖとなる。そのため、偶モードの共振周波数は、第１導体部２０Ｘの一端２８及び他端２９から第２導体部３０Ｘの他端３９までの長さで主に決まる。 On the other hand, one end 28 and the other end 29 of the first conductor portion 20X and the other end 39 of the second conductor portion 30X are open ends (in other words, the first conductor portion 20X and the second conductor portion 30X are linear. Since it is a half-wave resonator), as shown in FIG. 3B, the current of even-mode resonance becomes maximum at the central portion of the first conductor portion 20X and the second conductor portion 30X, and the voltage becomes 0V. Therefore, the resonance frequency of the even mode is mainly determined by the length from one end 28 and the other end 29 of the first conductor portion 20X to the other end 39 of the second conductor portion 30X.

図４Ｂのシミュレーション結果によれば、偶モード共振時の電流は、ＡＢ面の電気／磁気壁に流れこまず、第１導体部２０Ｘ及び第２導体部３０Ｘの左右の側面に集中している。また、電流が最大となる箇所は第１導体部２０Ｘ及び第２導体部３０ＸのＹ方向の中心部である。よって、偶モード共振時は、第１導体部２０Ｘ及び第２導体部３０Ｘが直線状の半波長共振器として動作していることがわかる。 According to the simulation result of FIG. 4B, the current at the time of even mode resonance does not flow into the electric / magnetic wall on the AB surface, but is concentrated on the left and right side surfaces of the first conductor portion 20X and the second conductor portion 30X. The location where the current is maximized is the central portion of the first conductor portion 20X and the second conductor portion 30X in the Y direction. Therefore, it can be seen that the first conductor portion 20X and the second conductor portion 30X operate as a linear half-wavelength resonator at the time of even mode resonance.

再び図２を参照し、デュアルバンド共振器１０Ｘでは、第１導体部２０Ｘ及び第２導体部３０Ｘの長さＬ２を変更せず、第１導体部２０Ｘの長さＬ１を変更する（このとき、第２導体部３０Ｘの長さも変更する）ことにより、偶モードの共振周波数に影響を与えることなく、奇モードの共振周波数を調整することができる。また、デュアルバンド共振器１０Ｘでは、第１導体部２０Ｘの長さＬ１を変更せず、第１導体部２０Ｘ及び第２導体部３０Ｘの長さＬ２（すなわち、第２導体部３０Ｘの長さ）を変更することにより、奇モードの共振周波数に影響を与えることなく、偶モードの共振周波数を調整することができる。これより、デュアルバンド共振器１０Ｘは、２つの共振周波数を個別に調整することができる。 With reference to FIG. 2 again, in the dual band resonator 10X, the length L2 of the first conductor portion 20X and the second conductor portion 30X is not changed, but the length L1 of the first conductor portion 20X is changed (at this time, the length L1 of the first conductor portion 20X is changed. By (changing the length of the second conductor portion 30X), the resonance frequency of the odd mode can be adjusted without affecting the resonance frequency of the even mode. Further, in the dual band resonator 10X, the length L1 of the first conductor portion 20X is not changed, and the length L2 of the first conductor portion 20X and the second conductor portion 30X (that is, the length of the second conductor portion 30X). By changing, the resonance frequency of the even mode can be adjusted without affecting the resonance frequency of the odd mode. From this, the dual band resonator 10X can adjust the two resonance frequencies individually.

（従来のデュアルバンド帯域通過フィルタ）
図５は、従来のデュアルバンド帯域通過フィルタの平面図である。図５に示すデュアルバンド帯域通過フィルタ１Ｘは、図１に示す構成と同様に、誘電体１１上に形成されたマイクロストリップライン構造の導体で構成される。デュアルバンド帯域通過フィルタ１Ｘは、給電線５１Ｘ，５２Ｘと、２つの上述したデュアルバンド共振器１０Ｘと、導波路６０Ｘとを備える。 (Conventional dual band pass filter)
FIG. 5 is a plan view of a conventional dual band band pass filter. The dual band passband filter 1X shown in FIG. 5 is composed of a conductor having a microstrip line structure formed on the dielectric 11 in the same manner as the configuration shown in FIG. The dual band passband filter 1X includes feed lines 51X and 52X, the two above-mentioned dual band resonators 10X, and a waveguide 60X.

給電線５１Ｘ，５２Ｘは、信号の入出力のための導体であり、Ｘ方向においてデュアルバンド共振器１０Ｘを挟み込むように配置される。 The feeder lines 51X and 52X are conductors for inputting and outputting signals, and are arranged so as to sandwich the dual band resonator 10X in the X direction.

デュアルバンド共振器１０Ｘは、給電線５１Ｘ，５２Ｘの間においてＸ方向に配列される。デュアルバンド共振器１０Ｘは、互いに１８０度異なる方向で配置される。換言すれば、隣接するデュアルバンド共振器１０Ｘは、互いに１８０度異なる方向で配置される。 The dual band resonator 10X is arranged in the X direction between the feeder lines 51X and 52X. The dual band resonators 10X are arranged 180 degrees apart from each other. In other words, the adjacent dual band resonators 10X are arranged 180 degrees apart from each other.

導波路６０Ｘは、Ｈ字状の導体であり、デュアルバンド共振器１０Ｘの間に配置される。導波路６０Ｘは、Ｙ方向においてデュアルバンド共振器１０Ｘの中心部に配置される。 The waveguide 60X is an H-shaped conductor and is arranged between the dual band resonators 10X. The waveguide 60X is arranged in the center of the dual band resonator 10X in the Y direction.

このデュアルバンド帯域通過フィルタ１Ｘによれば、デュアルバンド共振器１０Ｘ間の距離ｄを変更することにより、奇モードの結合係数に影響を与えることなく、偶モードの結合係数を調整することができる。一方、導波路６０Ｘの長さｌを変更することにより、偶モードの結合係数に影響を与えることなく、奇モードの結合係数を調整することができる。これは以下の理由による。 According to this dual band passband filter 1X, by changing the distance d between the dual band resonators 10X, the coupling coefficient of the even mode can be adjusted without affecting the coupling coefficient of the odd mode. On the other hand, by changing the length l of the waveguide 60X, the coupling coefficient of the odd mode can be adjusted without affecting the coupling coefficient of the even mode. This is due to the following reasons.

Ｕ字状の第１導体部２０Ｘは近接しており、奇モード共振の電流の向きが互いに逆向きであるので、奇モード共振において外部に放射される磁界が打消し合って小さくなる。そのため、隣接するデュアルバンド共振器１０Ｘ間の奇モードの結合が小さくなる。その結果、奇モードの結合係数において、デュアルバンド共振器１０Ｘ間の距離ｄによる依存性が小さくなる。 Since the U-shaped first conductor portions 20X are close to each other and the directions of the currents of the odd-mode resonance are opposite to each other, the magnetic fields radiated to the outside in the odd-mode resonance cancel each other out and become smaller. Therefore, the coupling of the odd mode between the adjacent dual band resonators 10X becomes small. As a result, the dependence of the odd-mode coupling coefficient by the distance d between the dual-band resonators 10X is reduced.

一方、導波路６０Ｘは、Ｘ方向の中央部、すなわち偶モード共振の電流が大きく、電圧が小さい部分、換言すれば偶モードの磁界結合が大きい部分に配置される。一般に、導体が近接するほど電界結合が支配的となり、導体が離間するほど磁界結合が支配的となる。導波路６０Ｘでは、電界結合が支配的となるので、偶モードの共振器とはほとんど結合しない。その結果、偶モードの結合係数において、導波路６０Ｘの長さｌによる依存性が小さくなる。 On the other hand, the waveguide 60X is arranged in the central portion in the X direction, that is, a portion where the current of even mode resonance is large and the voltage is small, in other words, a portion where the magnetic field coupling in even mode is large. In general, the closer the conductors are, the more dominant the electric field coupling is, and the farther the conductors are, the more dominant the magnetic field coupling is. In the waveguide 60X, since the electric field coupling is dominant, it hardly couples with the resonator in the even mode. As a result, in the coupling coefficient of the even mode, the dependence of the waveguide 60X on the length l becomes small.

以上より、比較例のデュアルバンド帯域通過フィルタ１Ｘによれば、奇モードの結合係数及び偶モードの結合係数を個別に調整することができる。 From the above, according to the dual band passband filter 1X of the comparative example, the coupling coefficient of the odd mode and the coupling coefficient of the even mode can be adjusted individually.

（従来例の評価結果）
従来例のデュアルバンド帯域通過フィルタ１Ｘを設計及び作製し、評価を行った。 (Evaluation result of conventional example)
A conventional dual band passband filter 1X was designed, manufactured, and evaluated.

図６は、今回の評価において設計及び作製した従来例のデュアルバンド帯域通過フィルタ１Ｘの平面図である。図６に示すように、今回の評価において設計及び作製した従来例のデュアルバンド帯域通過フィルタ１Ｘは、デュアルバンド共振器１０Ｘを７段備える。 FIG. 6 is a plan view of the conventional dual band band pass filter 1X designed and manufactured in this evaluation. As shown in FIG. 6, the conventional dual-band bandpass filter 1X designed and manufactured in this evaluation includes seven stages of dual-band resonators 10X.

また、デュアルバンド共振器１０Ｘでは、図２及び図５に示すデュアルバンド共振器１０Ｘにおいてステップインピーダンス構造を採用する。具体的には、第１導体部２０Ｘの導体部分２６，２７における一端２８及び他端２９付近を細くし、第１折返部２１付近を太くした。これにより、偶モード共振の周波数及び奇モード共振の周波数の調整を行った。 Further, in the dual band resonator 10X, the step impedance structure is adopted in the dual band resonator 10X shown in FIGS. 2 and 5. Specifically, the vicinity of one end 28 and the other end 29 of the conductor portions 26 and 27 of the first conductor portion 20X was thinned, and the vicinity of the first folded portion 21 was thickened. As a result, the frequency of even-mode resonance and the frequency of odd-mode resonance were adjusted.

また、第１導体部２０Ｘ及び第２導体部３０ＸにおけるＹ方向の中央部に突起部４５Ｘを設けた。第１導体部２０Ｘ及び第２導体部３０ＸにおけるＹ方向の中央部では、偶モード共振の電流が最大であり、電圧が０Ｖであるので、偶モード共振の周波数は突起部４５Ｘに影響されない。これにより、奇モード共振の周波数調整を行った。 Further, a protrusion 45X is provided at the center of the first conductor portion 20X and the second conductor portion 30X in the Y direction. In the central portion of the first conductor portion 20X and the second conductor portion 30X in the Y direction, the current of the even mode resonance is the maximum and the voltage is 0V, so that the frequency of the even mode resonance is not affected by the protrusion 45X. As a result, the frequency of the odd mode resonance was adjusted.

また、導波路７０Ｘを備えた。導波路７０Ｘは、デュアルバンド共振器１０Ｘ間において、第２導体部３０Ｘの近傍に、Ｘ方向に延在するように配置される。これにより、偶モードの結合係数の微調整を行った。 In addition, a waveguide 70X was provided. The waveguide 70X is arranged between the dual band resonators 10X in the vicinity of the second conductor portion 30X so as to extend in the X direction. As a result, the coupling coefficient of the even mode was finely adjusted.

また、図６に示すように、デュアルバンド共振器１０Ｘ間の距離ｄを各段において調整している。 Further, as shown in FIG. 6, the distance d between the dual band resonators 10X is adjusted in each stage.

設計条件及び設計パラメータは以下の通りである。
奇モードの共振周波数 １．５ＧＨｚ
奇モードの帯域幅 ２２．５ＭＨｚ
奇モードのリップル ０．０３ｄＢ
偶モードの共振周波数 ２．０ＧＨｚ
偶モードの帯域幅 ３０．０ＭＨｚ
偶モードのリップル ０．０３ｄＢ The design conditions and design parameters are as follows.
Strange mode resonance frequency 1.5GHz
Odd mode bandwidth 22.5MHz
Ripple in odd mode 0.03dB
Even mode resonance frequency 2.0 GHz
Even mode bandwidth 30.0 MHz
Ripple in even mode 0.03dB

設計時のＳパラメータのシミュレーション結果を図７Ａ〜図７Ｃに示す。図７Ａは、図６の従来例のＳ２１（通過特性）を示し、図７Ｂは、図７ＡのＶＩＩＢ部分（奇モード共振周波数近傍）のＳ２１（通過特性）及びＳ１１（反射特性）を拡大して示し、図７Ｃは、図７ＡのＶＩＩＣ部分（偶モード共振周波数近傍）のＳ２１（通過特性）及びＳ１１（反射特性）を拡大して示す。図７Ａ〜図７Ｃのシミュレーションでは、電磁界解析シミュレータＳＯＮＮＥＴ ＥＭ（ソネット技研社製）を用いた。 The simulation results of the S-parameters at the time of design are shown in FIGS. 7A to 7C. FIG. 7A shows S21 (passing characteristic) of the conventional example of FIG. 6, and FIG. 7B is an enlargement of S21 (passing characteristic) and S11 (reflection characteristic) of the VIIB portion (near the odd mode resonance frequency) of FIG. 7A. Shown, FIG. 7C shows enlarged S21 (passing characteristic) and S11 (reflection characteristic) of the VIIC portion (near the even mode resonance frequency) of FIG. 7A. In the simulations of FIGS. 7A to 7C, an electromagnetic field analysis simulator SONNET EM (manufactured by Sonnet Giken Co., Ltd.) was used.

また、作製した従来例のＳパラメータの実測結果を図８Ａ〜図８Ｃに示す。図８Ａは、図６の従来例のＳ２１（通過特性）を示し、図８Ｂは、図８ＡのＶＩＩＩＢ部分（奇モード共振周波数近傍）のＳ２１（通過特性）及びＳ１１（反射特性）を拡大して示し、図８Ｃは、図８ＡのＶＩＩＩＣ部分（偶モード共振周波数近傍）のＳ２１（通過特性）及びＳ１１（反射特性）を拡大して示す。図８Ａ〜図８Ｃの測定では、ネットワークアナライザＥ５０６３Ａ（キーサイト社製）を用いた。 Further, the actual measurement results of the S-parameters of the produced conventional example are shown in FIGS. 8A to 8C. FIG. 8A shows S21 (passing characteristic) of the conventional example of FIG. 6, and FIG. 8B is an enlargement of S21 (passing characteristic) and S11 (reflection characteristic) of the VIIIB portion (near the odd mode resonance frequency) of FIG. 8A. Shown, FIG. 8C shows enlarged S21 (passing characteristic) and S11 (reflection characteristic) of the VIIIC portion (near the even mode resonance frequency) of FIG. 8A. A network analyzer E5063A (manufactured by Keysight) was used in the measurements of FIGS. 8A to 8C.

図７Ａ〜図７Ｃ、図８Ａ〜図８Ｃによれば、シミュレーション結果とほぼ同様の測定結果を得ることができ、従来例の手法の有効性を実証した。 According to FIGS. 7A to 7C and FIGS. 8A to 8C, it was possible to obtain measurement results almost the same as the simulation results, demonstrating the effectiveness of the conventional method.

更に、図６の従来例のデュアルバンド共振器１０Ｘの大きさは、２．６ｍｍ（Ｘ方向）×２８．７ｍｍ（Ｙ方向）あり、図６の従来例のデュアルバンド帯域通過フィルタ１Ｘの大きさは、５０．０ｍｍ（Ｘ方向）×３９．１ｍｍ（Ｙ方向）であった。このように、従来例のデュアルバンド共振器１０Ｘ及びデュアルバンド帯域通過フィルタ１Ｘは、１つの共振器で発生する二つのモードを利用して２つの周波数帯域を同時に実現することにより、２つの独立した共振器を用いるよりも小型化が可能である。 Further, the size of the dual band resonator 10X of the conventional example of FIG. 6 is 2.6 mm (X direction) × 28.7 mm (Y direction), and the size of the dual band band passing filter 1X of the conventional example of FIG. Was 50.0 mm (X direction) × 39.1 mm (Y direction). As described above, the dual band resonator 10X and the dual band band passing filter 1X of the conventional example are two independent by realizing two frequency bands at the same time by utilizing two modes generated by one resonator. It can be made smaller than using a resonator.

ここで、従来のデュアルバンド共振器１０Ｘでは、偶モード共振において外部に放射される磁界が比較的に大きく、フィルタを構成する際に隣り合う共振器同士の結合が大きい。そのため、偶モード共振において所望の結合を得るために、共振器間の距離が大きくなり、フィルタ全体のサイズが比較的に大きくなってしまう。 Here, in the conventional dual band resonator 10X, the magnetic field radiated to the outside in the even mode resonance is relatively large, and the coupling between the adjacent resonators is large when the filter is formed. Therefore, in order to obtain a desired coupling in even-mode resonance, the distance between the resonators becomes large, and the size of the entire filter becomes relatively large.

そこで、本実施形態では、従来に比して更なる小型化が可能なデュアルバンド共振器及びデュアルバンド帯域通過フィルタを提供する。 Therefore, in the present embodiment, a dual-band resonator and a dual-band band-passing filter that can be further miniaturized as compared with the conventional one are provided.

（本実施形態に係るデュアルバンド共振器）
図９Ａは、本実施形態に係るデュアルバンド共振器の平面図である。図９Ａに示すデュアルバンド共振器１０は、図１に示す従来のデュアルバンド共振器１０Ｘと同様に、誘電体上に形成されたマイクロストリップライン構造の導体で構成される。 (Dual band resonator according to this embodiment)
FIG. 9A is a plan view of the dual band resonator according to the present embodiment. The dual-band resonator 10 shown in FIG. 9A is composed of a conductor having a microstrip line structure formed on a dielectric, similarly to the conventional dual-band resonator 10X shown in FIG.

図９Ａに示すように、デュアルバンド共振器１０は、第１導体部２０と第２導体部３０とを備える。 As shown in FIG. 9A, the dual band resonator 10 includes a first conductor portion 20 and a second conductor portion 30.

第１導体部２０は、図２に示す従来の第１導体部２０Ｘと同様に、直線状の導体の中央部における第１折返部２１でＵ字状に折り返された構造をなす。第１導体部２０における第１折返部２１よりも一端２８側の導体部分２６と、第１導体部２０における第１折返部２１よりも他端２９側の導体部分２７とは、所定間隔で隣接してＹ方向に延在する。 The first conductor portion 20 has a U-shaped folded structure at the first folded portion 21 at the central portion of the linear conductor, similarly to the conventional first conductor portion 20X shown in FIG. The conductor portion 26 on the one end 28 side of the first folded portion 21 of the first conductor portion 20 and the conductor portion 27 on the other end 29 side of the first folded portion 21 of the first conductor portion 20 are adjacent to each other at predetermined intervals. And it extends in the Y direction.

更に、導体部分２６及び導体部分２７は、一端２８及び他端２９と第１折返部２１との間の中央部における第２折返部２２で外側に折り返された構造をなす。すなわち、導体部分２６及び導体部分２７は、第２折返部２２で、一端２８及び他端２９が互いに離れる方向に折り返された構造をなす。 Further, the conductor portion 26 and the conductor portion 27 have a structure in which one end 28 and the other end 29 are folded outward at the second folding portion 22 at the central portion between the first folding portion 21. That is, the conductor portion 26 and the conductor portion 27 have a structure in which one end 28 and the other end 29 are folded back in a direction away from each other at the second folded portion 22.

換言すれば、導体部分２６は、第２折返部２２で、Ｘ方向において導体部分２７と離間する方向に折り返された構造をなし、導体部分２７は、第２折返部２２で、Ｘ方向において導体部分２６と離間する方向に折り返された構造をなす。 In other words, the conductor portion 26 has a structure in which the second folded portion 22 is folded back in the direction away from the conductor portion 27 in the X direction, and the conductor portion 27 is the second folded portion 22 and is a conductor in the X direction. It has a structure folded back in a direction away from the portion 26.

本実施形態では、導体部分２６及び導体部分２７は、一端２８及び他端２９が第１折返部２１に隣接するように折り返されている。これにより、図１１で後述する導波路６０による偶モードの結合係数の独立調整を可能にしつつ、偶モード共振において外部に放射される磁界が打消し合って小さくなる効果を最大限に得ることができる。 In the present embodiment, the conductor portion 26 and the conductor portion 27 are folded so that one end 28 and the other end 29 are adjacent to the first folded portion 21. As a result, it is possible to independently adjust the coupling coefficient of the even mode by the waveguide 60 described later in FIG. 11, and to maximize the effect that the magnetic fields radiated to the outside in the even mode resonance cancel each other out and become smaller. can.

なお、導体部分２６及び導体部分２７は、一端２８及び他端２９が第１折返部２１と第２折返部２２との間の導体部分２６，２７に隣接する程度に折り返されてもよいし、一端２８及び他端２９が第２導体部３０に隣接するまで折り返されてもよい。 The conductor portion 26 and the conductor portion 27 may be folded so that one end 28 and the other end 29 are adjacent to the conductor portions 26 and 27 between the first folded portion 21 and the second folded portion 22. One end 28 and the other end 29 may be folded back until they are adjacent to the second conductor portion 30.

第１導体部２０の両端２８，２９は開放されており、第１導体部２０はＵ字状の半波長共振器を構成する。 Both ends 28 and 29 of the first conductor portion 20 are open, and the first conductor portion 20 constitutes a U-shaped half-wave resonator.

第２導体部３０は、図２に示す従来の第２導体部３０Ｘと同様に、一端３８が第１導体部２０の第１折返部２１に接続され、第１導体部２０に連続してＹ方向に延在する。第２導体部３０の他端３９は開放されており、第２導体部３０と第１導体部２０とは直線状（Ｉ字状）の半波長共振器を構成する。 Similar to the conventional second conductor portion 30X shown in FIG. 2, one end 38 of the second conductor portion 30 is connected to the first folding portion 21 of the first conductor portion 20, and is continuous with the first conductor portion 20. Extend in the direction. The other end 39 of the second conductor portion 30 is open, and the second conductor portion 30 and the first conductor portion 20 form a linear (I-shaped) half-wave resonator.

図１０Ａは、本実施形態のデュアルバンド共振器１０における偶モード共振の電流分布の模式図である。図１０Ａでは、第１折返部２１よりも一端２８側の導体部分２６における偶モード共振の電流分布を示すが、第１折返部２１よりも他端２９側の導体部分２７における偶モード共振の電流分布も同様である。図中の矢印は電流の方向を示す。 FIG. 10A is a schematic diagram of the current distribution of even-mode resonance in the dual-band resonator 10 of the present embodiment. FIG. 10A shows the current distribution of even-mode resonance in the conductor portion 26 on the one end 28 side of the first folding portion 21, but the current of even-mode resonance in the conductor portion 27 on the other end 29 side of the first folding portion 21. The distribution is similar. The arrows in the figure indicate the direction of the current.

第２折返部２２は、一端２８及び他端２９と第１折返部２１との間の中央部、換言すれば、第１導体部２０と第２導体部３０との中央部付近であるので、偶モード共振の電流が略最大となる。これより、図１０Ａに示すように、導体部分２６における隣り合う導体において、偶モード共振の電流が互いに逆向きとなり、また、偶モード共振の電流の大きさが略等しくなる。そのため、偶モード共振において外部に放射される磁界が打消し合って小さくなる。 Since the second folding portion 22 is near the central portion between one end 28 and the other end 29 and the first folding portion 21, in other words, the central portion between the first conductor portion 20 and the second conductor portion 30. The even-mode resonance current is approximately maximum. As a result, as shown in FIG. 10A, in the adjacent conductors in the conductor portion 26, the even-mode resonance currents are opposite to each other, and the magnitudes of the even-mode resonance currents are substantially equal. Therefore, in the even mode resonance, the magnetic fields radiated to the outside cancel each other out and become smaller.

なお、奇モード共振では、第１折返部２１から第２折返部２２までの奇モード共振の電流が大きい導体部分が隣接するので、上述したように、奇モード共振において外部に放射される磁界が打消し合って小さくなる。 In the odd mode resonance, since the conductor portion from the first folding portion 21 to the second folding portion 22 in which the current of the odd mode resonance is large is adjacent, as described above, the magnetic field radiated to the outside in the odd mode resonance is generated. They cancel each other out and become smaller.

（本実施形態に係る他のデュアルバンド共振器）
図９Ｂは、本実施形態に係るデュアルバンド共振器の平面図である。図９Ｂに示すデュアルバンド共振器１０は、図９Ａに示す本実施形態のデュアルバンド共振器１０において第１導体部２０の構成が異なる。 (Other dual band resonators according to this embodiment)
FIG. 9B is a plan view of the dual band resonator according to the present embodiment. The dual-band resonator 10 shown in FIG. 9B has a different configuration of the first conductor portion 20 in the dual-band resonator 10 of the present embodiment shown in FIG. 9A.

第１導体部２０では、図９Ａに示す第１導体部２０において、更に、折り返された導体部分２６及び導体部分２７は、一端２８、他端２９及び第１折返部２１と第２折返部２２との間の中央部である第３折返部２３で、外側に折り返された構造をなす。すなわち、折り返された導体部分２６及び導体部分２７は、第３折返部２３で、第２折返部２２が互いに離れる方向に折り返された構造をなす。 In the first conductor portion 20, in the first conductor portion 20 shown in FIG. 9A, the folded conductor portion 26 and the conductor portion 27 are further divided into one end 28, the other end 29, the first folded portion 21, and the second folded portion 22. The third folded portion 23, which is the central portion between the two, forms a structure folded outward. That is, the folded conductor portion 26 and the conductor portion 27 have a structure in which the second folded portion 22 is folded back in the direction away from each other at the third folded portion 23.

換言すれば、折り返された導体部分２６は、第３折返部２３で、Ｘ方向において導体部分２７と離間する方向に折り返された構造をなし、折り返された導体部分２７は、第３折返部２３で、Ｘ方向において導体部分２６と離間する方向に折り返された構造をなす。 In other words, the folded conductor portion 26 has a structure of being folded back at the third folded portion 23 in a direction away from the conductor portion 27 in the X direction, and the folded conductor portion 27 is the third folded portion 23. The structure is folded back in the direction away from the conductor portion 26 in the X direction.

本実施形態では、導体部分２６において、Ｘ方向に直線状に、第１折返部２１と、一端２８と、第２折返部２２とが順に配列され、導体部分２７において、Ｘ方向に直線状に、第１折返部２１と、他端２９と、第２折返部２２とが順に配列される。 In the present embodiment, in the conductor portion 26, the first folding portion 21, the one end 28, and the second folding portion 22 are arranged in this order linearly in the X direction, and in the conductor portion 27, linearly in the X direction. , The first folding portion 21, the other end 29, and the second folding portion 22 are arranged in this order.

なお、第１折返部２１と、一端２８と、第２折返部２２とは、Ｘ方向に直線状に配列されていなくてもよい。また、第１折返部２１と、他端２９と、第２折返部２２とは、Ｘ方向に直線状に配列されていなくてもよい。具体的には、第１折返部２１と、一端２８と、第２折返部２２とは、Ｙ方向にずれつつ、Ｘ方向に配列されてもよい。また、第１折返部２１と、他端２９と、第２折返部２２とは、Ｙ方向にずれつつ、Ｘ方向に配列されてもよい。 The first folding portion 21, the one end 28, and the second folding portion 22 do not have to be linearly arranged in the X direction. Further, the first folding portion 21, the other end 29, and the second folding portion 22 do not have to be linearly arranged in the X direction. Specifically, the first folding portion 21, the one end 28, and the second folding portion 22 may be arranged in the X direction while being displaced in the Y direction. Further, the first folding portion 21, the other end 29, and the second folding portion 22 may be arranged in the X direction while being displaced in the Y direction.

更に、折り返された導体部分２６及び導体部分２７は、更に折り返された構造をなしてもよい。この場合、導体部分２６において、Ｘ方向に、第１折返部２１と、一端２８と、第２折返部２２と、第３折返部２３と、・・・とが順に配列され、導体部分２７において、Ｘ方向に、第１折返部２１と、他端２９と、第２折返部２２と、第３折返部２３と、・・・とが順に配列されればよい。 Further, the folded conductor portion 26 and the conductor portion 27 may have a further folded structure. In this case, in the conductor portion 26, the first folding portion 21, one end 28, the second folding portion 22, the third folding portion 23, and so on are arranged in order in the X direction, and the conductor portion 27 , The first folding portion 21, the other end 29, the second folding portion 22, the third folding portion 23, and so on may be arranged in this order in the X direction.

図１０Ｂは、本実施形態の他のデュアルバンド共振器１０における偶モード共振の電流分布の模式図である。図１０Ｂでも、第１折返部２１よりも一端２８側の導体部分２６における偶モード共振の電流分布を示すが、第１折返部２１よりも他端２９側の導体部分２７における偶モード共振の電流分布も同様である。図中の矢印は電流の方向を示す。 FIG. 10B is a schematic diagram of the current distribution of even-mode resonance in the other dual-band resonator 10 of the present embodiment. FIG. 10B also shows the current distribution of even-mode resonance in the conductor portion 26 on the one end 28 side of the first folding portion 21, but the current of even-mode resonance in the conductor portion 27 on the other end 29 side of the first folding portion 21. The distribution is similar. The arrows in the figure indicate the direction of the current.

第３折返部２３は、一端２８、他端２９及び第１折返部２１と第２折返部２２との間の中央部、換言すれば、第１導体部２０と第２導体部との１／４付近であるので、偶モード共振の電流が最大値の略１／２となる。これより、図１０Ｂに示すように、導体部分２６における隣り合う導体において、偶モード共振の電流が互いに逆向きとなり、また、偶モード共振の電流の大きさが略等しくなる。そのため、偶モード共振において外部に放射される磁界が打消し合って小さくなる。 The third folding portion 23 is a central portion between one end 28, the other end 29, and the first folding portion 21 and the second folding portion 22, in other words, 1 / of the first conductor portion 20 and the second conductor portion. Since it is around 4, the current of even mode resonance is approximately 1/2 of the maximum value. As a result, as shown in FIG. 10B, the even-mode resonance currents are opposite to each other in the adjacent conductors in the conductor portion 26, and the magnitudes of the even-mode resonance currents are substantially equal. Therefore, in the even mode resonance, the magnetic fields radiated to the outside cancel each other out and become smaller.

なお、奇モード共振では、第１折返部２１から第３折返部２３までの奇モード共振の電流が大きい導体部分が隣接するので、上述したように、奇モード共振において外部に放射される磁界が打消し合って小さくなる。 In the odd-mode resonance, the conductor portions having a large current of the odd-mode resonance from the first folding portion 21 to the third folding portion 23 are adjacent to each other, so that the magnetic field radiated to the outside in the odd-mode resonance is generated as described above. They cancel each other out and become smaller.

以上説明したように、本実施形態のデュアルバンド共振器１０によれば、第１導体部２０における導体部分２６と導体部分２７とが、第１折返部２１で、一端２８及び他端２９が互いに離れる方向に折り返された構造をなすことにより、従来のデュアルバンド共振器１０Ｘと比較して、デュアルバンド共振器１０の小型化が可能である。 As described above, according to the dual band resonator 10 of the present embodiment, the conductor portion 26 and the conductor portion 27 in the first conductor portion 20 are the first folded portions 21, and one end 28 and the other end 29 are mutual. The dual-band resonator 10 can be downsized as compared with the conventional dual-band resonator 10X by forming a structure that is folded back in the direction of separation.

更に、本実施形態のデュアルバンド共振器１０によれば、導体部分２６と導体部分２７とが、第３折返部２３で、第２折返部２２が互いに離れる方向に折り返された構造をなすことにより、デュアルバンド共振器１０の更なる小型化が可能である。 Further, according to the dual band resonator 10 of the present embodiment, the conductor portion 26 and the conductor portion 27 form a structure in which the conductor portion 26 and the conductor portion 27 are folded back in the direction in which the second folded-back portion 22 is separated from each other at the third folded-back portion 23. , The dual band resonator 10 can be further miniaturized.

また、上述のように導体部分２６と導体部分２７とが折り返された構造をなすことにより、隣り合う導体において、偶モード共振の電流が互いに逆向きとなり、また、偶モード共振の電流の大きさが略等しくなるため、偶モード共振において外部に放射される磁界が打消し合って小さくなる。
これより、フィルタを構成する際に、隣り合う共振器における奇モードの結合のみならず偶モードの結合も小さくなり、共振器間の距離を小さくすることができる。その結果、フィルタの小型化が可能である。 Further, since the conductor portion 26 and the conductor portion 27 form a folded structure as described above, the currents of even-mode resonance are opposite to each other in the adjacent conductors, and the magnitude of the current of even-mode resonance is large. Are substantially equal, so that the magnetic fields radiated to the outside in even-mode resonance cancel each other out and become smaller.
As a result, when constructing the filter, not only the coupling of the odd mode but also the coupling of the even mode in the adjacent resonators becomes small, and the distance between the resonators can be reduced. As a result, the filter can be miniaturized.

（本実施形態に係るデュアルバンド帯域通過フィルタ）
図１１は、本実施形態に係るデュアルバンド帯域通過フィルタの平面図である。図１１に示すデュアルバンド帯域通過フィルタ１は、図１に示す従来のデュアルバンド共振器１０Ｘと同様に、誘電体上に形成されたマイクロストリップライン構造の導体で構成される。デュアルバンド帯域通過フィルタ１は、図５に示すデュアルバンド帯域通過フィルタ１Ｘと同様に、給電線５１，５２と、２つの上述したデュアルバンド共振器１０と、導波路６０とを備える。 (Dual band band pass filter according to this embodiment)
FIG. 11 is a plan view of the dual band band pass filter according to the present embodiment. The dual band passband filter 1 shown in FIG. 11 is composed of a conductor having a microstrip line structure formed on a dielectric, similarly to the conventional dual band resonator 10X shown in FIG. Similar to the dual band band pass filter 1X shown in FIG. 5, the dual band pass filter 1 includes feed lines 51 and 52, the two above-mentioned dual band resonators 10, and a waveguide 60.

給電線５１，５２は、信号の入出力のための導体であり、Ｘ方向においてデュアルバンド共振器１０を挟み込むように配置される。給電線５１，５２は、第１導体部２０と第２導体部３０とに個別に結合される。 The feeder lines 51 and 52 are conductors for inputting and outputting signals, and are arranged so as to sandwich the dual band resonator 10 in the X direction. The feeder lines 51 and 52 are individually coupled to the first conductor portion 20 and the second conductor portion 30.

デュアルバンド共振器１０は、給電線５１，５２の間においてＸ方向に配列される。 The dual band resonator 10 is arranged in the X direction between the feeder lines 51 and 52.

導波路６０は、Ｌ字状の導体と逆Ｌ字状の導体とを接続した導体であり、デュアルバンド共振器１０の間に配置される。導波路６０は、Ｙ方向において第２導体部３０に隣接するように配置される。 The waveguide 60 is a conductor connecting an L-shaped conductor and an inverted L-shaped conductor, and is arranged between the dual band resonators 10. The waveguide 60 is arranged so as to be adjacent to the second conductor portion 30 in the Y direction.

このデュアルバンド帯域通過フィルタ１によれば、奇モードの結合のみならず、偶モードの結合も小さいので、デュアルバンド共振器１０の間隔を小さくすることができる。本実施形態では、デュアルバンド共振器１０間の距離ｄを変更することにより、奇モードの結合係数を調整する。このとき、偶モードの結合係数も調整されるが不十分であるので、導波路６０の長さｌを変更することにより、奇モードの結合係数に影響を与えることなく、偶モードの結合係数を調整することができる。これより、デュアルバンド帯域通過フィルタ１によれば、奇モードの結合係数及び偶モードの結合係数を個別に調整することができる。 According to this dual band passband filter 1, not only the coupling in the odd mode but also the coupling in the even mode is small, so that the interval between the dual band resonators 10 can be reduced. In this embodiment, the coupling coefficient of the odd mode is adjusted by changing the distance d between the dual band resonators 10. At this time, the coupling coefficient of the even mode is also adjusted, but it is insufficient. Therefore, by changing the length l of the waveguide 60, the coupling coefficient of the even mode can be adjusted without affecting the coupling coefficient of the odd mode. Can be adjusted. From this, according to the dual band band pass filter 1, the coupling coefficient of the odd mode and the coupling coefficient of the even mode can be adjusted individually.

また、このデュアルバンド帯域通過フィルタ１によれば、給電線５１，５２が、第１導体部２０と第２導体部３０とに個別に結合されるので、奇モードの外部Ｑ値及び偶モードの外部Ｑ値を個別に調整することができる。外部Ｑ値とは、給電線と共振器との結合の強さを表す。 Further, according to the dual band band pass filter 1, since the feeder lines 51 and 52 are individually coupled to the first conductor portion 20 and the second conductor portion 30, the external Q value of the odd mode and the even mode can be set. The external Q value can be adjusted individually. The external Q value represents the strength of the coupling between the feeder and the resonator.

ところで、狭帯域フィルタを実現する場合、設計上、共振器間の結合を小さくしなければならないため、共振器間距離を広くとる必要がある。このデュアルバンド帯域通過フィルタ１によれば、共振器間の結合が小さいため、共振器間距離を広く取らなくてもよく、その結果、小型に狭帯域のデュアルバンド帯域通過フィルタが実現することができる。 By the way, in order to realize a narrow band filter, it is necessary to reduce the coupling between the resonators by design, so that it is necessary to widen the distance between the resonators. According to this dual band pass filter 1, since the coupling between the resonators is small, it is not necessary to take a wide distance between the resonators, and as a result, a small and narrow band dual band pass filter can be realized. can.

ところで、周波数資源を有効利用するために、帯域通過フィルタでは、急峻な遮断特性が求められる。急峻な遮断特性を得るためには、共振器を多段化することが考えられるが、損失が大きくなり、フィルタとしての性能が劣化してしまう。そこで、第１導体部及び第２導体部として、超伝導体が用いられてもよい。超伝導体は、マイクロ波帯において、銅などの常伝導金属に比べて表面抵抗が２〜３桁ほど小さい。そのため、共振器を多段化しても、低損失を維持したまま、急峻な遮断特性を実現することができる。 By the way, in order to effectively utilize frequency resources, a steep cutoff characteristic is required in a bandpass filter. In order to obtain a steep cutoff characteristic, it is conceivable to increase the number of stages of the resonator, but the loss becomes large and the performance as a filter deteriorates. Therefore, superconductors may be used as the first conductor portion and the second conductor portion. In the microwave band, superconductors have a surface resistance that is two to three orders of magnitude smaller than that of ordinary conductive metals such as copper. Therefore, even if the number of stages of the resonator is increased, a steep cutoff characteristic can be realized while maintaining a low loss.

以上説明したように、本実施形態のデュアルバンド帯域通過フィルタ１によれば、上述したデュアルバンド共振器１０を備えるので、隣り合う共振器における奇モードの結合のみならず偶モードの結合も小さくなり、共振器間の距離を小さくすることができる。その結果、フィルタの小型化が可能である。 As described above, according to the dual band band pass filter 1 of the present embodiment, since the dual band resonator 10 described above is provided, not only the coupling of the odd mode but also the coupling of the even mode in the adjacent resonators becomes small. , The distance between the resonators can be reduced. As a result, the filter can be miniaturized.

また、本実施形態のデュアルバンド帯域通過フィルタ１によれば、上述したように共振器間の距離を小さくすることができるので、小型に狭帯域のデュアルバンド帯域通過フィルタが実現することができる。 Further, according to the dual band band passing filter 1 of the present embodiment, since the distance between the resonators can be reduced as described above, a narrow band dual band passing filter can be realized in a small size.

また、本実施形態のデュアルバンド帯域通過フィルタ１によれば、上述したように共振器間の距離を小さくすることができるので、共振器を多段化することが可能となり、急峻な遮断特性を実現することができる。 Further, according to the dual band band pass filter 1 of the present embodiment, since the distance between the resonators can be reduced as described above, it is possible to increase the number of resonators in multiple stages and realize a steep cutoff characteristic. can do.

また、本実施形態のデュアルバンド帯域通過フィルタ１によれば、奇モードの結合のみならず偶モードの結合も小さいので、隣り合う共振器以外の不要な飛越結合を低減することができ、その結果、多段化設計が容易になる。 Further, according to the dual band passband filter 1 of the present embodiment, not only the coupling of the odd mode but also the coupling of the even mode is small, so that unnecessary jump coupling other than the adjacent resonators can be reduced, and as a result, unnecessary jump coupling can be reduced. , Easy multi-stage design.

（本実施形態の変形例に係るデュアルバンド共振器）
図１２は、本実施形態の変形例に係るデュアルバンド共振器の平面図である。図１２に示すように、図９Ｂに示すデュアルバンド共振器１０において、ステップインピーダンス構造を採用してもよい。具体的には、デュアルバンド共振器１０は、第１導体部２０を細くし、第２導体部３０を太くした構造であってもよい。これにより、偶モード及び奇モードの周波数調整を行うことができる。また、共振器の更なる小型化が可能である。 (Dual band resonator according to a modified example of this embodiment)
FIG. 12 is a plan view of the dual band resonator according to the modified example of the present embodiment. As shown in FIG. 12, the dual band resonator 10 shown in FIG. 9B may employ a step impedance structure. Specifically, the dual band resonator 10 may have a structure in which the first conductor portion 20 is thinned and the second conductor portion 30 is thickened. Thereby, the frequency adjustment of the even mode and the odd mode can be performed. In addition, the resonator can be further miniaturized.

また、第２導体部３０の他端３９側の端部に凹部３５が設けられてもよい。凹部３５の溝の深さを調整することにより、第２導体部３０の他端３９の端部全体を調整する場合と比較して、偶モード共振の周波数を微調整することができる。凹部３５の形成位置は、第２導体部３０の他端３９側の端部の中央部であることが好ましい。これにより、図１１に示す導波路６０による偶モードの結合係数の調整に影響を与えることなく、偶モード共振の周波数の微調整を行うことができる。 Further, the recess 35 may be provided at the other end 39 side of the second conductor portion 30. By adjusting the depth of the groove of the recess 35, the frequency of even-mode resonance can be finely adjusted as compared with the case of adjusting the entire end of the other end 39 of the second conductor portion 30. The position where the recess 35 is formed is preferably the central portion of the end portion on the other end 39 side of the second conductor portion 30. As a result, the frequency of the even-mode resonance can be finely adjusted without affecting the adjustment of the even-mode coupling coefficient by the waveguide 60 shown in FIG.

また、凹部３５に代えて凸部が、第２導体部３０の他端３９側の端部に設けられてもよい。この場合、凸部の突起の長さを調整することにより、偶モード共振の周波数を微調整することができる。 Further, instead of the concave portion 35, a convex portion may be provided at the other end 39 side of the second conductor portion 30. In this case, the frequency of even-mode resonance can be finely adjusted by adjusting the length of the protrusion of the convex portion.

（本実施形態の変形例に係るデュアルバンド帯域通過フィルタ）
図１３は、本実施形態の変形例に係るデュアルバンド帯域通過フィルタの平面図である。図１３に示すように、図１１に示すデュアルバンド帯域通過フィルタ１において、デュアルバンド共振器１０として図１２のデュアルバンド共振器１０を採用してもよい。 (Dual band band pass filter according to a modified example of this embodiment)
FIG. 13 is a plan view of the dual band band pass filter according to the modified example of the present embodiment. As shown in FIG. 13, in the dual band band pass filter 1 shown in FIG. 11, the dual band resonator 10 of FIG. 12 may be adopted as the dual band resonator 10.

また、Ｉ字状の導波路７０を更に備えてもよい。導波路７０は、デュアルバンド共振器１０間において、第２折返部２２の近傍及び／又は第３折返部２３の近傍に、Ｘ方向に延在するように配置される。これにより、奇モードの結合係数を微調整することができる。 Further, an I-shaped waveguide 70 may be further provided. The waveguide 70 is arranged between the dual band resonators 10 so as to extend in the X direction in the vicinity of the second folding portion 22 and / or in the vicinity of the third folding portion 23. This makes it possible to fine-tune the coupling coefficient of the odd mode.

（実施例の評価結果）
実施例のデュアルバンド帯域通過フィルタ１を設計及び作製し、評価を行った。 (Evaluation result of Examples)
The dual band passband filter 1 of the example was designed and manufactured, and evaluated.

図１４は、今回の評価において設計及び作製した実施例のデュアルバンド帯域通過フィルタ１の平面図である。図１４に示すように、今回の評価において設計及び作製した実施例のデュアルバンド帯域通過フィルタ１は、図１３に示すデュアルバンド帯域通過フィルタ１の構成に従ってデュアルバンド共振器１０を１０段備える。 FIG. 14 is a plan view of the dual band band pass filter 1 of the embodiment designed and manufactured in this evaluation. As shown in FIG. 14, the dual-band band-passing filter 1 of the embodiment designed and manufactured in this evaluation includes 10 stages of dual-band resonators 10 according to the configuration of the dual-band band-passing filter 1 shown in FIG.

図１４に示すように、デュアルバンド共振器１０間の距離ｄ、導波路７０の有無及び長さ、及び、凹部３５の深さを各段において調整している。 As shown in FIG. 14, the distance d between the dual band resonators 10, the presence / absence and length of the waveguide 70, and the depth of the recess 35 are adjusted in each stage.

設計条件及び設計パラメータは以下の通りである。
奇モードの共振周波数 １．５ＧＨｚ
奇モードの帯域幅 １５ＭＨｚ
奇モードのリップル ０．０３ｄＢ
偶モードの共振周波数 ２．０ＧＨｚ
偶モードの帯域幅 ２０ＭＨｚ
偶モードのリップル ０．０３ｄＢ The design conditions and design parameters are as follows.
Strange mode resonance frequency 1.5GHz
Odd mode bandwidth 15MHz
Ripple in odd mode 0.03dB
Even mode resonance frequency 2.0 GHz
Even mode bandwidth 20MHz
Ripple in even mode 0.03dB

設計時のＳパラメータのシミュレーション結果を図１５Ａ〜図１５Ｃに示す。図１５Ａは、図１４の実施例のＳ２１（通過特性）を示し、図１５Ｂは、図１５ＡのＸＶＢ部分（奇モード共振周波数近傍）のＳ２１（通過特性）及びＳ１１（反射特性）を拡大して示し、図１５Ｃは、図１５ＡのＸＶＣ部分（偶モード共振周波数近傍）のＳ２１（通過特性）及びＳ１１（反射特性）を拡大して示す。図１５Ａ〜図１５Ｃのシミュレーションでは、電磁界解析シミュレータＳＯＮＮＥＴ ＥＭ（ソネット技研社製）を用いた。 The simulation results of the S-parameters at the time of design are shown in FIGS. 15A to 15C. FIG. 15A shows S21 (passing characteristic) of the embodiment of FIG. 14, and FIG. 15B is an enlargement of S21 (passing characteristic) and S11 (reflection characteristic) of the XVB portion (near the odd mode resonance frequency) of FIG. 15A. Shown, FIG. 15C shows enlarged S21 (passing characteristic) and S11 (reflection characteristic) of the XVC portion (near the even mode resonance frequency) of FIG. 15A. In the simulations of FIGS. 15A to 15C, an electromagnetic field analysis simulator SONNET EM (manufactured by Sonnet Giken Co., Ltd.) was used.

また、作製した実施例のＳパラメータの実測結果を図１６Ａ〜図１６Ｃに示す。図１６Ａは、図１４の実施例のＳ２１（通過特性）を示し、図１６Ｂは、図１６ＡのＸＶＩＢ部分（奇モード共振周波数近傍）のＳ２１（通過特性）及びＳ１１（反射特性）を拡大して示し、図１６Ｃは、図１６ＡのＸＶＩＣ部分（偶モード共振周波数近傍）のＳ２１（通過特性）及びＳ１１（反射特性）を拡大して示す。図１６Ａ〜図１６Ｃの測定では、ネットワークアナライザＥ５０６３Ａ（キーサイト社製）を用いた。 Further, the actual measurement results of the S-parameters of the produced examples are shown in FIGS. 16A to 16C. FIG. 16A shows S21 (passing characteristic) of the embodiment of FIG. 14, and FIG. 16B is an enlargement of S21 (passing characteristic) and S11 (reflection characteristic) of the XVIB portion (near the odd mode resonance frequency) of FIG. 16A. Shown, FIG. 16C shows enlarged S21 (passing characteristic) and S11 (reflection characteristic) of the XVIC portion (near the even mode resonance frequency) of FIG. 16A. A network analyzer E5063A (manufactured by Keysight Co., Ltd.) was used in the measurements of FIGS. 16A to 16C.

図１５Ａ〜図１５Ｃ、図１６Ａ〜図１６Ｃによれば、シミュレーション結果とほぼ同様の測定結果を得ることができ、実施例の手法の有効性を実証した。 According to FIGS. 15A to 15C and FIGS. 16A to 16C, it was possible to obtain measurement results almost the same as the simulation results, demonstrating the effectiveness of the method of the examples.

また、デュアルバンド共振器１０を１０段と多段化することにより、急峻な遮断特性を実現することができた。 Further, by increasing the number of stages of the dual band resonator 10 to 10 stages, a steep cutoff characteristic could be realized.

更に、図１４の実施例のデュアルバンド共振器１０の大きさは、２．７ｍｍ（Ｘ方向）×１０．６ｍｍ（Ｙ方向）あり、図１４の実施例のデュアルバンド帯域通過フィルタ１の大きさは、３９．３５ｍｍ（Ｘ方向）×１５．８ｍｍ（Ｙ方向）であった。これより、実施例のデュアルバンド共振器１０及びデュアルバンド帯域通過フィルタ１は、上述した従来例のデュアルバンド共振器１０Ｘ及びデュアルバンド帯域通過フィルタ１Ｘと比較して、小型化が可能である。 Further, the size of the dual band resonator 10 of the embodiment of FIG. 14 is 2.7 mm (X direction) × 10.6 mm (Y direction), and the size of the dual band band passing filter 1 of the embodiment of FIG. 14 Was 39.35 mm (X direction) × 15.8 mm (Y direction). As a result, the dual-band resonator 10 and the dual-band band-passing filter 1 of the embodiment can be miniaturized as compared with the above-described conventional dual-band resonator 10X and the dual-band band-passing filter 1X.

なお、実施例では、奇モード用共振器が低周波側で共振し、偶モード用共振器が高周波側で共振するように共振器長を調整したが、奇モード用共振器が高周波側で共振し、偶モード用共振器が低周波側で共振するように共振器長を調整してもよい。 In the embodiment, the resonator length was adjusted so that the odd-mode resonator resonates on the low-frequency side and the even-mode resonator resonates on the high-frequency side, but the odd-mode resonator resonates on the high-frequency side. Then, the resonator length may be adjusted so that the even mode resonator resonates on the low frequency side.

以上、本発明の実施形態について説明したが、本発明は上述した実施形態に制限されるものではなく、適宜変更が可能である。 Although the embodiments of the present invention have been described above, the present invention is not limited to the above-described embodiments and can be appropriately modified.

１，１Ｘ デュアルバンド帯域通過フィルタ
１０，１０Ｘ デュアルバンド共振器
１１ 誘電体
１２ 接地導体
２０，２０Ｘ 第１導体部
２１ 第１折返部
２２ 第２折返部
２３ 第３折返部
２６ 一端側の導体部分
２７ 他端側の導体部分
２８ 一端
２９ 他端
３０，３０Ｘ 第２導体部
３５ 凹部
３８ 一端
３９ 他端
４０ 境界面
５１，５１Ｘ，５２，５２Ｘ 給電線
６０，６０Ｘ，７０，７０Ｘ 導波路 1,1X Dual Band Band Passing Filter 10,10X Dual Band Resonator 11 Dielectric 12 Ground Conductor 20, 20X 1st Conductor 21 1st Folded 22 2nd Folded 23 3rd Folded 26 One End Conductor 27 Conductor part on the other end 28 One end 29 One end 30, 30X Second conductor 35 Recess 38 One end 39 The other end 40 Boundary surface 51, 51X, 52, 52X Feed line 60, 60X, 70, 70X

Claims (9)

異なる２つの周波数で共振するデュアルバンド共振器であって、
接地導体を有する誘電体上又は誘電体内部に形成された第１導体部と第２導体部とを備え、
前記第１導体部は、中央部における第１折返部でＵ字状に折り返され、所定間隔で隣接して所定方向に延在し、
前記第１導体部における前記第１折返部よりも一端側の一端側導体部分と、前記第１導体部における前記第１折返部よりも他端側の他端側導体部分とは、更に、一端及び他端と前記第１折返部との間の第２折返部で、前記一端及び前記他端が互いに離れる方向に折り返された構造をなし、
前記第２導体部は、一端が前記第１導体部の前記第１折返部に接続され、前記第１導体部に連続して前記所定方向に延在し、
前記第１導体部の両端は開放されて、前記第１導体部は半波長共振器を構成し、前記第１導体部には、前記２つの周波数のうちの一方の周波数で共振する奇モード共振が生じ、
前記第２導体部の他端は開放されて、前記第１導体部及び前記第２導体部は半波長共振器を構成し、前記第１導体部及び前記第２導体部には、前記２つの周波数のうちの他方の周波数で共振する偶モード共振が生じる、
デュアルバンド共振器。 A dual-band resonator that resonates at two different frequencies
A first conductor portion and a second conductor portion formed on or inside a dielectric having a ground conductor are provided.
The first conductor portion is folded back in a U shape at the first folding portion in the central portion, is adjacent to each other at predetermined intervals, and extends in a predetermined direction.
The one end side conductor portion on the one end side of the first folded portion in the first conductor portion and the other end side conductor portion on the other end side of the first folded portion in the first conductor portion are further one end. The second folded portion between the other end and the first folded portion has a structure in which the one end and the other end are folded in a direction away from each other.
The second conductor portion has one end connected to said first fold-back portion of the first conductor portion extending in the predetermined direction continuously to the first conductor portion,
Both ends of the first conductor portion are opened, the first conductor portion constitutes a half-wavelength resonator, and the first conductor portion has an odd mode resonance that resonates at one of the two frequencies. Occurs,
The other end of the second conductor portion is opened, the first conductor portion and the second conductor portion form a half-frequency resonator, and the first conductor portion and the second conductor portion include the two. Even-mode resonance occurs, which resonates at the other of the frequencies.
Dual band resonator. 前記一端側導体部分と前記他端側導体部分とは、更に、前記一端、前記他端及び前記第１折返部と前記第２折返部との間の第３折返部で、前記第２折返部が互いに離れる方向に折り返された構造をなす、請求項１に記載のデュアルバンド共振器。 The one end side conductor portion and the other end side conductor portion are further a third folding portion between the one end, the other end, the first folding portion and the second folding portion, and the second folding portion. The dual-band resonator according to claim 1, wherein the two are folded back in a direction away from each other. 前記一端側導体部分において、前記所定方向に交差する交差方向に、前記第１折返部と、前記一端と、前記第２折返部とが順に配列され、
前記他端側導体部分において、前記交差方向に、前記第１折返部と、前記他端と、前記第２折返部とが順に配列される、
請求項２に記載のデュアルバンド共振器。 In the one end side conductor portion, the first folding portion, the one end, and the second folding portion are arranged in order in the intersecting direction intersecting the predetermined direction.
In the other end side conductor portion, the first folded portion, the other end, and the second folded portion are arranged in order in the intersecting direction.
The dual band resonator according to claim 2. 前記一端側導体部分において、前記交差方向に、前記第１折返部と、前記一端と、前記第２折返部とが直線状に配列され、
前記他端側導体部分において、前記交差方向に、前記第１折返部と、前記他端と、前記第２折返部とが直線状に配列される、
請求項３に記載のデュアルバンド共振器。 In the one end side conductor portion, the first folded portion, the one end, and the second folded portion are linearly arranged in the intersecting direction.
In the other end side conductor portion, the first folded portion, the other end, and the second folded portion are linearly arranged in the intersecting direction.
The dual band resonator according to claim 3. 前記第１導体部を前記第２導体部よりも細くし、第２導体部をステップインピーダンス構造とする、請求項１〜４の何れか１項に記載のデュアルバンド共振器。 The dual-band resonator according to any one of claims 1 to 4, wherein the first conductor portion is made thinner than the second conductor portion, and the second conductor portion has a step impedance structure. 前記第２導体部の前記他端側の端部に、凹部又は凸部が形成される、請求項１〜５の何れか１項に記載のデュアルバンド共振器。 The dual band resonator according to any one of claims 1 to 5, wherein a concave portion or a convex portion is formed at the other end side of the second conductor portion. 請求項１〜６の何れか１項に記載のデュアルバンド共振器を１又は複数備える、
デュアルバンド帯域通過フィルタ。 The dual band resonator according to any one of claims 1 to 6 is provided with one or more.
Dual band band pass filter. 奇モード共振の結合係数を満たすように配列された複数のデュアルバンド共振器と、
偶モード共振の結合係数を満たすように、前記複数のデュアルバンド共振器における第２導体部の間に設けられた１又は複数の導波路と、
を備える、請求項７に記載のデュアルバンド帯域通過フィルタ。 Multiple dual-band resonators arranged to satisfy the coupling coefficient of odd-mode resonance,
One or more waveguides provided between the second conductors of the plurality of dual-band resonators so as to satisfy the coupling coefficient of even-mode resonance.
7. The dual band passband filter according to claim 7. 前記複数のデュアルバンド共振器を挟み込むように設けられ、前記デュアルバンド共振器における第１導体部と第２導体部とに個別に結合された一対の給電線を更に備える、請求項８に記載のデュアルバンド帯域通過フィルタ。
8. The eighth aspect of the present invention, wherein the dual-band resonator is provided so as to sandwich the plurality of dual-band resonators, and further includes a pair of feeder lines individually coupled to the first conductor portion and the second conductor portion of the dual-band resonator. Dual band band pass filter.
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