JP5733763B2 - Multiband bandpass filter - Google Patents
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Description
この発明は、高周波やマイクロ波を使った装置、例えば、移動体通信、衛星通信、固定マイクロ波通信、その他の通信技術分野において信号の送受信に利用されるマルチバンド共振器及びそれを使ったマルチバンド帯域通過フィルタに関するものである。
The present invention relates to a device using high frequency or microwave, for example, a multiband resonator used for transmitting and receiving signals in mobile communication, satellite communication, fixed microwave communication, and other communication technology fields, and a multiband resonator using the multiband resonator. The present invention relates to a band-pass filter.
特許文献１には、平面回路を用いた狭帯域シャープカットフィルタを提供することを目的として、平面回路で構成される分布定数型共振器と、共振器間を結合する伝送線路と、入出力部に配置された励振線から構成される帯域通過フィルタにおいて、全ての共振器間の結合が中心周波数に相当する波長の（１＋２ｍ）／４倍（ｍ：自然数）の長さを有する線路で構成され、共振器を構成する線路との結合部分の長さが実質的に１／４波長に定められていることを特徴とする帯域通過フィルタが、記載されている。
In
特許文献２には、高い耐電力性を実現しつつ、共振器の放射損失を低減することで低損失材料が本来示すべき高いＱ値を実現し、高耐電力性と高Ｑ値とを両立する共振器およびフィルタを提供するために、マイクロストリップライン構造の共振器であって、共振状態で線路内に電流定在波が発生し、隣接する線路間の電流が逆方向となる複数の共振線路と、複数の共振線路を、共振状態における複数の共振線路の電流定在波の節のうち電圧が同位相となる部分同士で接続する接続線路と、で構成される線路構造を有する共振器およびこの共振器を用いて構成されるフィルタの点が、記載されている。
また、従来、通過帯域を二つもつことを特徴とするデュアルバンド帯域通過フィルタは、次のような構成方法が存在する。
一つは、図１に示すように、二つの周波数で共振する複数のデュアルバンド共振器Ｎ１、Ｎ２、Ｎ３が従属結合され、その従属結合の両端の入出力ポートＭ１、Ｍ２とそれぞれ結合することによってフィルタ１００を構成している（非特許文献１）。
Conventionally, a dual-band bandpass filter characterized by having two passbands has the following configuration method.
First, as shown in FIG. 1, a plurality of dual-band resonators N1, N2, and N3 that resonate at two frequencies are subordinately coupled and respectively coupled to input / output ports M1 and M2 at both ends of the subordinate coupling. The
デュアルバンド共振器Ｎ１、Ｎ２、Ｎ３は偶・奇モードを有し、この二つのモードを制御することで二つの通過帯域を持つデュアルバンド共振器を構成している。このフィルタ１００では、入出力ポートＭ１、Ｍ２は両端のデュアルバンド帯域通過共振器Ｎ１、Ｎ３と直接結合し、二つの通過帯域の両方で所望の特性を同時に得られる接続位置を決定する必要がある。
The dual-band resonators N1, N2, and N3 have an even / odd mode, and a dual-band resonator having two pass bands is configured by controlling these two modes. In this
また、帯域幅は各デュアルバンド共振器Ｎ１、Ｎ２、Ｎ３の共振器間隔によって決定する必要がある。 Also, the bandwidth needs to be determined by the resonator spacing of each dual-band resonator N1, N2, N3.
一般的にデュアルバンド帯域通過フィルタは、二つの通過帯域に対してそれぞれ中心周波数と帯域幅を設定し、さらに入出力の整合もとる必要がある。そのため、図１に示すデュアルバンド帯域通過フィルタの帯域幅は各デュアルバンド共振器Ｎ１、Ｎ２、Ｎ３の共振器間隔だけで制御しなければならず、二つの通過帯域で同時に変化してしまうため、設計の自由度が低い。同様に入出力の整合に関しても、一つの入出力ポートＭ１、Ｍ２の調整では二つの通過帯域で同時に入出力の整合が変化してしまい設計の自由度が低い。中心周波数に関してもデュアルバンド共振器Ｎ１、Ｎ２、Ｎ３に発生する偶・奇モードの奇モード部分が偶モードと共通なため、奇モードを調整すると偶モードにも影響を与えることから多段化設計の際には設計が煩雑になる。したがって、設計自由度を高く維持したままでデュアルバンド帯域通過フィルタを設計することが困難であった。特に、二つの通過帯域で同一の比帯域幅を満たすのが大変困難である。
本発明の課題は、上記のような従来技術の課題を解決するためになされたもので、すなわち、二つの通過帯域それぞれの中心周波数、帯域幅、入出力の整合の設計自由度が高く、さらに小型化が可能なデュアルバンド帯域通過フィルタを実現することにある。特に二つの通過帯域で同一の比帯域幅を満たし多段化に有利なデュアルバンド帯域通過フィルタを実現することにある。
ここで、Ｑ値とは、共振回路の共振のピークの鋭さを表す値で、Ｑｕａｌｉｔｙ Ｆａｃｔｏｒの略である。
インダクタＬ、キャパシタＣ、抵抗Ｒとすると、直列共振回路の場合、
Ｑ＝１／Ｒ・（Ｌ／Ｃ）１／２
であり、
また、共振周波数ωは、ω＝（１／ＬＣ）１／２
で、Ｑ＝ωＬ／Ｒ＝１／ωＣＲ
である。
In general, a dual-band bandpass filter needs to set a center frequency and a bandwidth for each of two passbands and further match input and output. Therefore, the bandwidth of the dual-band bandpass filter shown in FIG. 1 must be controlled only by the resonator spacing of each dual-band resonator N1, N2, N3, and changes simultaneously in the two passbands. Low degree of freedom in design. Similarly, with respect to input / output matching, adjustment of one input / output port M1 and M2 simultaneously changes input / output matching in two passbands, resulting in a low degree of design freedom. As for the center frequency, the odd-mode part of the even / odd mode generated in the dual-band resonators N1, N2, and N3 is in common with the even mode, so adjusting the odd mode also affects the even mode. In some cases, the design becomes complicated. Therefore, it is difficult to design a dual-band bandpass filter while maintaining a high degree of design freedom. In particular, it is very difficult to satisfy the same specific bandwidth in the two passbands.
The problem of the present invention is made to solve the problems of the prior art as described above, that is, the degree of freedom in designing the center frequency, bandwidth, and input / output matching of each of the two passbands is high. It is to realize a dual band bandpass filter that can be miniaturized. In particular, it is to realize a dual-band bandpass filter that satisfies the same specific bandwidth in two passbands and is advantageous for multistage.
Here, the Q value is a value representing the sharpness of the resonance peak of the resonance circuit, and is an abbreviation for Quality Factor.
When an inductor L, a capacitor C, and a resistor R are used, in the case of a series resonance circuit,
Q = 1 / R · (L / C) 1/2
And
The resonance frequency ω is ω = (1 / LC) 1/2
Q = ωL / R = 1 / ωCR
It is.
本発明は、図２に示すように半波長共振器１０は、開放端（ストリップが繋がっていない箇所）８以外はすべてつながっている１本のマイクロストリップラインであり、高い第一の凸２、低い第二の凸３、高い第３の凸４、深い第１の凹５、深い第二の凹６、深い第３の凹７からなり、中心１で、左右対称である前記半波長共振器１０にスタブ１１を付加した構造であるデュアルバンド共振器のスタブ１１の対称面Ａ−Ｂ面は電気/磁気壁をなし、奇モード共振と偶モード共振によって、２周波数帯域で動作するデュアルバンド共振器であって、半波長共振器１０が奇モードによる共振器となり、半波長共振器とスタブが偶モードによる共振器となり、奇モードを低周波側、偶モードを高周波側で共振するように共振器長を調整し、若しくは、奇モードを高周波側、偶モードを低周波側で共振することができるマルチバンド帯域通過フィルタである。
また、本発明は、所定の厚さの誘電体の下面に接地導体が配置され、上面にストリップ導体が配置され、当該ストリップ導体は、開放端（ストリップが繋がっていない箇所）８以外はすべてつながっている１本のマイクロストリップラインであり、高い第一の凸２、低い第二の凸３、高い第３の凸４、深い第１の凹５、深い第二の凹６、深い第３の凹７からなり、中心１で、左右対称であるところの開放端（ストリップが繋がっていない箇所）で切断されている１本の細い導体からなる半波長共振器である奇モード共振導波路１０、前述の形状の奇モード共振導波路と、前記低い第二の凸３に接続された第二の凸３と同じ幅の太い導体と半波長共振器からなる偶モード共振導波路からなり、偶モード共振導波路は、前記奇モード共振導波路の中央部で開放端でない側に設けられ、前述の形状の奇モード共振導波路の低い第二の凸３の高さに相当する距離ｄの間隔で、低い第二の凸３の側に直接太い導体（スタブ：偶モード共振導波路の一部）を設け、深い第二の凹側は開放端であるマルチバンド帯域通過フィルタである。
In the present invention, as shown in FIG. 2, the half-
Further, according to the present invention, a ground conductor is disposed on the lower surface of a dielectric having a predetermined thickness, a strip conductor is disposed on the upper surface, and the strip conductor is connected except for an open end (a portion where the strip is not connected) 8. A first microstrip line, a high
さらに、本発明は、半波長共振器１０は、開放端（ストリップが繋がっていない箇所）８以外はすべてつながっている１本のマイクロストリップラインであり、高い第一の凸２、低い第二の凸３、高い第３の凸４、深い第１の凹５、深い第二の凹６、深い第３の凹７からなり、中心１で、左右対称である前記半波長共振器１０にスタブ１１を付加した構造であるデュアルバンド共振器のスタブ１１の対称面Ａ−Ｂ面は電気/磁気壁をなし、奇モード共振と偶モード共振によって、２周波数帯域で動作するデュアルバンド共振器であって、半波長共振器１０が奇モードによる共振器となり、半波長共振器１０とスタブ１１が偶モードによる共振器となり、奇モードを低周波側、偶モードを高周波側で共振するように共振器長を調整し、若しくは、奇モードを高周波側、偶モードを低周波側で共振することができる共振器において、スタブ１１を、スイッチ１６を介して半波長共振器１０に接続したマルチバンド帯域通過フィルタである。（図１８）
また、本発明は、所定の厚さの誘電体の下面に接地導体が配置され、上面にストリップ導体が配置され、当該細いストリップ導体は、開放端（ストリップが繋がっていない箇所）８以外はすべてつながっている１本のマイクロストリップラインであり、高い第一の凸２、低い第二の凸３、高い第３の凸４、深い第１の凹５、深い第二の凹６、深い第３の凹７からなり、中心１で、左右対称であるところの開放端（ストリップが繋がっていない箇所）で切断されている１本の細い導体からなる半波長共振器である奇モード共振導波路１０、前述の形状の奇モード共振導波路と、前記低い第二の凸３に接続された第二の凸３と同じ幅の太い導体１１と奇モード共振導波路からなる偶モード共振導波路からなり、導体１１は、前記奇モード共振導波路の中央部で開放端でない側に設けられ、前述の形状の奇モード共振導波路の低い第二の凸３の高さに相当する距離ｄの間隔で、低い第二の凸３の側に第二の凸３と同じ幅の太い導体（スタブ：偶モード共振導波路の一部）を設け、深い第二の凹側は開放端である共振器を２つ、図６に示すように、距離ｇを介して並列に並べ、２つの共振器の偶モード共振導波路と偶モード共振導波路の間で、かつ、スタブ１１とスタブ１１の間で、導波路１２が非接触で配置されているマルチバンド帯域通過フィルタである。
導波路１２の端部は、太い導体１１に沿うように並行して長さｍの幅で延長部があり、長さｍを調整することにより、偶モードの通過帯域の結合係数だけの調整を可能にする。
さらに、本発明は、所定の厚さの誘電体の下面に接地導体が配置され、上面にストリップ導体が配置され当該細いストリップ導体は、開放端（ストリップが繋がっていない箇所）８以外はすべてつながっている１本のマイクロストリップラインであり、高い第一の凸２、低い第二の凸３、高い第３の凸４、深い第１の凹５、深い第二の凹６、深い第３の凹７からなり、中心１で、左右対称であるところの開放端（ストリップが繋がっていない箇所）で切断されている１本の細い導体からなる半波長共振器である奇モード共振導波路１０、前述の形状の奇モード共振導波路と、前記低い第二の凸３に接続された第二の凸３と同じ幅の太い導体１１と奇モード共振導波路からなる偶モード共振導波路からなり、導体１１は、前記奇モード共振導波路の中央部で開放端でない側に設けられ、前述の形状の奇モード共振導波路の低い第二の凸３の高さに相当する距離ｄの間隔で、低い第二の凸３の側に第二の凸３と同じ幅の太い導体（スタブ：偶モード共振導波路の一部）を設け、深い第二の凹側は開放端である２つの共振器の偶モード共振導波路と偶モード共振導波路の間で、かつ、スタブ１１とスタブ１１の間で、導波路１２が非接触で配置され、さらに図９に示すように給電導体線１３、１４を、給電導体線１３は奇モード共振導波路１０の側面に沿うよう長さｐで、給電導体線１４は半波長共振器１０の二つの開放端の間に長さｑで挿入し、入出力の整合に関わる外部Q値の調整を可能にしたことに特徴を有するマルチバンド帯域通過フィルタである。
Further, according to the present invention, the half-
Further, according to the present invention, a ground conductor is disposed on the lower surface of the dielectric having a predetermined thickness, a strip conductor is disposed on the upper surface, and the thin strip conductor is all except for the open end (a portion where the strip is not connected) 8. One connected microstrip line, high
The end portion of the
Further, according to the present invention, the ground conductor is disposed on the lower surface of the dielectric having a predetermined thickness, the strip conductor is disposed on the upper surface, and the thin strip conductor is connected except for the open end (the portion where the strip is not connected) 8. A first microstrip line, a high
さらに本発明は、（図３に示すように）所定の厚さの誘電体２２の下面に接地導体が配置され、上面にストリップ導体が配置され当該細いストリップ導体２３は、図２に示すように、開放端（ストリップが繋がっていない箇所）８以外はすべてつながっている１本のマイクロストリップラインであり、高い第一の凸２、低い第二の凸３、高い第３の凸４、深い第１の凹５、深い第二の凹６、深い第３の凹７からなり、中心１で、左右対称であるところの開放端（ストリップが繋がっていない箇所）で切断されている１本の細い導体からなる半波長共振器である奇モード共振導波路１０、前述の形状の奇モード共振導波路と、前記低い第二の凸３に接続された第二の凸３と同じ幅の１１と奇モード共振導波路からなる偶モード共振導波路からなり、導体１１は、前記奇モード共振導波路の中央部で開放端でない側に設けられ、前述の形状の奇モード共振導波路の低い第二の凸３の高さに相当する距離ｄの間隔で、低い第二の凸３の側に第二の凸３と同じ幅の太い導体（スタブ：偶モード共振導波路の一部）を設け、深い第二の凹側は開放端である共振器を２つ、距離ｇを介して並列に並べ、２つの共振器の偶モード共振導波路と偶モード共振導波路の間で、かつ、スタブ１１とスタブ１１の間で、導波路１２が非接触で配置され、さらに導波路１２の端部の長さｍを調節することにより、偶モードの通過帯域の結合係数だけを個別に調整できることを特徴とするマルチバンド帯域通過フィルタである。
また、本発明は、所定の厚さの誘電体の下面に接地導体が配置され、上面にストリップ導体が配置され、当該細いストリップ導体は、開放端（ストリップが繋がっていない箇所）８以外はすべてつながっている１本のマイクロストリップラインであり、高い第一の凸２、低い第二の凸３、高い第３の凸４、深い第１の凹５、深い第二の凹６、深い第３の凹７からなり、中心１で、左右対称であるところの開放端（ストリップが繋がっていない箇所）で切断されている１本の細い導体からなる半波長共振器である奇モード共振導波路１０、前述の形状の奇モード共振導波路と、前記低い第二の凸３に接続された第二の凸３と同じ幅の太い導体１１と奇モード共振導波路からなる偶モード共振導波路からなり、導体１１は、前記奇モード共振導波路の中央部で開放端でない側に設けられ、図１２に示すように、前述の形状の奇モード共振導波路の低い第二の凸３の高さに相当する距離ｄの間隔で、低い第二の凸３の側に第二の凸３と同じ幅の太い導体（スタブ：偶モード共振導波路の一部）を設け、深い第二の凹側は開放端である共振器を３つ、距離ｇを介して並列に並べ、１つ目と２つ目、２つ目と３つ目の偶モード共振導波路と偶モード共振導波路との間で、かつ、スタブ１１とスタブ１１の間で、導波路１２が非接触で配置され、さらに給電導体線１３、１４を、１つ目と３つ目の共振器に、給電導体線１３は奇モード共振導波路１０の側面に沿うよう長さｐで、給電導体線１４は半波長共振器１０の二つの開放端の間に長さｑで挿入し、入出力の整合に関わる外部Q値の調整を可能にしたことに特徴を有するマルチバンド帯域通過フィルタである。
さらに、本発明は、図１６に示すように、所定の厚さの誘電体の下面に接地導体が配置され、上面にストリップ導体が配置され、当該細いストリップ導体は、開放端（ストリップが繋がっていない箇所）８以外はすべてつながっている１本のマイクロストリップラインであり、高い第一の凸２、低い第二の凸３、高い第３の凸４、深い第１の凹５、深い第二の凹６、深い第３の凹７からなり、中心１で、左右対称であるところの開放端（ストリップが繋がっていない箇所）で切断されている１本の細い導体からなる半波長共振器である奇モード共振導波路１０、前述の形状の奇モード共振導波路と、前記低い第二の凸３に接続された第二の凸３と同じ幅の太い導体１１と奇モード共振導波路からなる偶モード共振導波路からなり、１１は、前記奇モード共振導波路の中央部で開放端でない側に設けられ、前述の形状の奇モード共振導波路の低い第二の凸３の高さに相当する距離ｄの間隔で、低い第二の凸３の側に第二の凸３と同じ幅の太い導体（スタブ：偶モード共振導波路の一部）を設け、深い第二の凹側は開放端である共振器を４つ、距離ｇを介して並列に並べ、１つ目と２つ目、２つ目と３つ目、３つ目と４つ目の偶モード共振導波路と偶モード共振導波路との間で、かつ、スタブ１１とスタブ１１の間で、導波路１２が非接触で配置され、さらに給電導体線１３、１４を、１つ目と４つ目の共振器に、給電導体線１３は奇モード共振導波路１０の側面に沿うよう長さｐで、給電導体線１４は半波長共振器１０の二つの開放端の間に長さｑで挿入し、さらに、１つ目と２つ目、２つ目と３つ目、３つ目と４つ目の奇モード共振導波路１０の内側面に導波路１５が非接触で配置され、入出力の整合に関わる外部Q値の調整を可能にしたことに特徴を有するマルチバンド帯域通過フィルタである。
Further, the present invention (as shown in FIG. 3) has a ground conductor disposed on the lower surface of the dielectric 22 having a predetermined thickness, a strip conductor disposed on the upper surface, and the
Further, according to the present invention, a ground conductor is disposed on the lower surface of the dielectric having a predetermined thickness, a strip conductor is disposed on the upper surface, and the thin strip conductor is all except for the open end (a portion where the strip is not connected) 8. One connected microstrip line, high
Further, in the present invention, as shown in FIG. 16, a ground conductor is disposed on the lower surface of a dielectric having a predetermined thickness, a strip conductor is disposed on the upper surface, and the thin strip conductor has an open end (a strip is connected). All the portions except for 8) are connected to one microstrip line, which is a high first convex 2, a low second convex 3, a high third convex 4, a deep first concave 5, a deep second This is a half-wave resonator consisting of a single thin conductor that is cut at the open end ( where the strip is not connected) at the
また、さらに本発明は、所定の厚さの誘電体の下面に接地導体が配置され、上面にストリップ導体が配置され、当該細いストリップ導体は、開放端（ストリップが繋がっていない箇所）８以外はすべてつながっている１本のマイクロストリップラインであり、高い第一の凸２、低い第二の凸３、高い第３の凸４、深い第１の凹５、深い第二の凹６、深い第３の凹７からなり、中心１で、左右対称であるところの開放端（ストリップが繋がっていない箇所）で切断されている１本の細い導体からなる半波長共振器である奇モード共振導波路１０、前述の形状の奇モード共振導波路と、前記低い第二の凸３に接続された第二の凸３と同じ幅の太い導体１１と奇モード共振導波路からなる偶モード共振導波路からなり、導体１１は、前記奇モード共振導波路の中央部で開放端でない側に設けられ、前述の形状の奇モード共振導波路の低い第二の凸３の高さに相当する距離ｄの間隔で、低い第二の凸３の側に第二の凸３と同じ幅の太い導体（スタブ：偶モード共振導波路の一部）を設け、深い第二の凹側は開放端である共振器を３つ、距離ｇを介して並列に並べ、１つ目と２つ目、２つ目と３つ目の偶モード共振導波路と偶モード共振導波路との間で、かつ、スタブ１１とスタブ１１の間で、導波路１２が非接触で配置され、さらに給電導体線１３、１４を、１つ目と３つ目の共振器に、給電導体線１３は奇モード共振導波路１０の側面に沿うよう長さｐで、給電導体線１４は半波長共振器１０の二つの開放端の間に長さｑで挿入し、さらに、入出力の給電を共有させるようにステップインピーダンス共振器３０を３つカスケード接続させたことに特徴を有するマルチバンド帯域通過フィルタである。（図２２参照）
また、本発明は、所定の厚さの誘電体の下面に接地導体が配置され、上面にストリップ導体が配置され、当該細いストリップ導体は、半波長共振器（奇モード共振）１０は、開放端（ストリップが繋がっていない箇所）８以外はすべてつながっている１本のマイクロストリップラインであり、高い第一の凸２、低い第二の凸３、高い第３の凸４、深い第１の凹５、深い第二の凹６、深い第３の凹７からなり、中心１で、左右対称であるところの開放端（ストリップが繋がっていない箇所）で切断されている１本の細い導体からなる半波長共振器である奇モード共振導波路１０、前述の形状の奇モード共振導波路と、前記低い第二の凸３に接続された第二の凸３と同じ幅の太い導体１１と奇モード共振導波路からなる偶モード共振導波路からなり、導体１１は、前記奇モード共振導波路の中央部で開放端でない側に設けられ、前述の形状の奇モード共振導波路の低い第二の凸３の高さに相当する距離ｄの間隔で、低い第二の凸３の側に第二の凸３と同じ幅の太い導体（スタブ：偶モード共振導波路の一部）を設け、深い第二の凹側は開放端である共振器を３つ、距離ｇを介して並列に並べ、１つ目と２つ目、２つ目と３つ目の偶モード共振導波路と偶モード共振導波路との間で、かつ、スタブ１１とスタブ１１の間で、導波路１２が非接触で配置され、さらに給電導体線１３、１４を、１つ目と３つ目の共振器に、給電導体線１３は奇モード共振導波路１０の側面に沿うよう長さｐで、給電導体線１４は半波長共振器１０の二つの開放端の間に長さｑで挿入し、さらに、入出力の給電を共有させるようにステップインピーダンス共振器３０を２つカスケード接続させたことに特徴を有するマルチバンド帯域通過フィルタである。
本発明のマルチバンド帯域通過フィルタにおいては、ストリップ導体として超伝導体を用いることもできる。
Further, according to the present invention, a ground conductor is disposed on the lower surface of a dielectric having a predetermined thickness, a strip conductor is disposed on the upper surface, and the thin strip conductor is other than an open end (a portion where the strip is not connected) 8. One microstrip line that is all connected, high first convex 2, low second convex 3, high third convex 4, deep first concave 5, deep second concave 6, deep first An odd-mode resonant waveguide which is a half-wave resonator composed of one thin conductor , which is composed of three concaves 7 and is cut at the
Further, according to the present invention, a ground conductor is disposed on the lower surface of a dielectric having a predetermined thickness, a strip conductor is disposed on the upper surface, and the thin strip conductor includes a half-wave resonator (odd mode resonance) 10 having an open end. (Location where strips are not connected) A single microstrip line is connected except for 8 and includes a high first convex 2, a low second convex 3, a high third convex 4, and a deep first concave. 5. Consists of a deep
In the multiband bandpass filter of the present invention, a superconductor can also be used as the strip conductor.
本発明によれば、二つの通過帯域それぞれの中心周波数、帯域幅、入出力の整合の設計自由度が高く、さらに小型化が可能なデュアルバンド帯域通過フィルタを提供することが可能となる。
According to the present invention, it is possible to provide a dual-band bandpass filter that has a high degree of freedom in design of matching of the center frequency, bandwidth, and input / output of each of the two passbands and can be further downsized.
本発明のマルチバンド帯域通過フィルタは、ローパスフィルター、ハイパスフィルター、バンドパスフィルター等の周知の用途に用いることが出来る。
また、本発明で用いる誘電体は、周知の誘電体を用いることが出来、成形性に優れたものが好ましい。誘電体損を抑えるために、誘電正接の小さい材料が望ましい。また、温度上昇を抑えるために熱伝導率の高い材料が望ましい。
ストリップ導体、マイクロストリップラインに用いる常伝導体や超伝導体についても、知られているどのようなものでも用いることが出来る。
本発明で用いる共振器の代表的な構成単位としての構造を図２の中央部に示す。
図２は、半波長共振器１０にスタブ１１を付加した構造であるデュアルバンド共振器のスタブ１１の対称面Ａ−Ｂ面は電気/磁気壁をなし、奇モード共振と偶モード共振によって、２周波数帯域で動作するデュアルバンド共振器であって、半波長共振器１０が奇モードによる共振器となり、半波長共振器１０とスタブ１１が偶モードによる共振器となり、奇モードを低周波側、偶モードを高周波側で共振するように共振器長を調整し、若しくは、奇モードを高周波側、偶モードを低周波側で共振することができるデュアルバンド帯域通過共振器である。
本発明は半波長共振器（奇モード共振）１０として図２左側に示すような基本的には折れ曲がった左右対称のマイクロストリップライン構造である。その構造について詳述するが、当業者であればこの構造を摸して似た構造の半波長共振器（奇モード共振）を作ることが可能であるので、本発明はこの構造のみに限定されるべきではない。
図２に示した半波長共振器（奇モード共振）１０は、開放端（ストリップが繋がっていない箇所）８以外はすべてつながっている１本のマイクロストリップラインであり、高い第一の凸２、低い第二の凸３、高い第３の凸４、深い第１の凹５、深い第二の凹６、深い第３の凹７からなり、中心１で、左右対称のであり、中心１を通る平行線を介して、高い第一の凸２と、深い第１の凹５は上下対称であり、高い第３の凸４と深い第３の凹７は上下対称である。
本発明では、所定の厚さの誘電体の下面に接地導体が配置され、上面にストリップ導体が配置され、当該ストリップ導体は、１本の細い導体からなり深く入り込んだ凹凸が左右対称形で３回繰り返される奇モード共振導波路と太い導体（スタブ：偶モード共振導波路の一部）からなり前記奇モード共振導波路の中央部で開放端（ストリップが繋がっていない箇所）でない側に設けられ、深く入り込んだ凹凸の中で且つ奇モード共振導波路の凹凸と次の凹凸をつなぐストリップ導体と距離ｄの間隔で、低い第二の凸の山側に（誘電体を介さず、若しくは、介して）太い導体（スタブ：偶モード共振導波路の一部）を設け、深い第二の凹側は開放端であるデュアルバンド帯域通過共振器とすることができた。
The multiband bandpass filter of the present invention can be used for known applications such as a lowpass filter, a highpass filter, and a bandpass filter.
The dielectric used in the present invention may be a known dielectric, and is preferably excellent in moldability. In order to suppress dielectric loss, a material having a low dielectric loss tangent is desirable. Also, a material with high thermal conductivity is desirable in order to suppress temperature rise.
As the normal conductor and the superconductor used for the strip conductor and the microstrip line, any known one can be used.
The structure as a typical structural unit of the resonator used in the present invention is shown in the center of FIG.
FIG. 2 shows that the symmetry plane AB surface of the
The present invention basically has a bent microstrip line structure as shown in the left side of FIG. 2 as a half-wave resonator (odd mode resonance) 10. Although the structure will be described in detail, those skilled in the art can make a half-wave resonator (odd mode resonance) having a similar structure by taking this structure into consideration, and the present invention is limited to this structure only. Should not.
The half-wave resonator (odd mode resonance) 10 shown in FIG. 2 is a single microstrip line that is connected except for an open end (a portion where the strip is not connected) 8. It consists of a low second convex 3, a high third convex 4, a deep first concave 5, a deep second concave 6, and a deep third concave 7, which is symmetrical at the
In the present invention, a ground conductor is disposed on the lower surface of a dielectric having a predetermined thickness, and a strip conductor is disposed on the upper surface. The odd-mode resonant waveguide and a thick conductor (stub: part of the even-mode resonant waveguide) are provided on the center of the odd-mode resonant waveguide that is not the open end (where the strip is not connected). The distance d between the strip conductor that connects the unevenness of the odd-mode resonant waveguide and the next unevenness in the deeply entering unevenness, and on the lower second convexity peak side (without or through the dielectric) ) A thick conductor (stub: a part of the even-mode resonant waveguide) was provided, and the deep second concave side could be a dual-band bandpass resonator with an open end.
本発明の実施形態の共振器はマイクロストリップライン構造である。図２は本発明に従って構成されたデュアルバンド共振器の一実施例の平面図であり、図３は図２の断面図である。これらの図中の２２は所定の厚さの誘電体で、誘電体２２の下面に接地導体２１が配置され、上面にデュアルバンド共振器を構成するストリップ導体２３が配置されている。（かかる誘電体２２は誘電体損を抑えるために、誘電正接の小さい材料を用いて形成することが望ましい。また、温度上昇を抑えるために熱伝導率の高い材料を用いて形成することが望ましい。接地導体２１は導体損の小さい材料で特に超伝導材料が望ましい。ストリップ導体も導体損失の小さい材料で特に超伝導材料が望ましい。）この説明は、以下のマイクロストリップライン構造を用いた共振器、フィルタを示す全ての図面において同様である。
図２のデュアルバンド共振器のＡ−Ｂ面は電気/磁気壁をなし、奇モード共振と偶モード共振によって、２周波数帯域で動作するデュアルバンド共振器となる。基本的構造は半波長共振器１０にスタブ１１を付加した構造である。半波長共振器１０が奇モードによる共振器となり、半波長共振器１０とスタブ１１が偶モードによる共振器となる。本共振器では、奇モードを低周波側、偶モードを高周波側で共振するように共振器長を調整した。場合によっては奇モードを高周波側、偶モードを低周波側で共振するように共振器長を調整することも可能である。共振器サイズの小型化は半波長共振器１０を折り曲げることで実現した。また、スタブ１１をステップインピーダンス構造にすることで、さらに小型化が望める。
本共振器の大きな特徴は二つの通過帯域で個別に共振周波数を調整できる点である。非特許文献1ではスタブが半波長共振器に単純に付加されているため、偶モードは奇モードの半波長共振器と共通であることから、奇モードの共振周波数を調整すると偶モードの共振周波数も変化し問題となる。この問題に対し、本共振器構造では、図２のdの長さを調整することで 偶モードの共振周波数が変化することなく奇モードだけ共振周波数を調整できる。スタブ１１に流れる高周波電流は線路の幅方向の端部に集中する。そのため、ｄの長さが変化しても、偶モードの電流経路に変化がないため偶モードの共振周波数に影響を与えない。偶モードの共振周波数を調整するにはスタブ１１の開放端部分の長さを調整することで、奇モードの共振周波数の変化なしに偶モードの共振周波数を調整できる。図４はdの変化に対する奇モードの共振周波数と偶モード共振周波数の変化を示す。図４よりdを変化させることで奇モードの共振周波数だけを調整できる。図５はｄを固定したときのlの変化に対する奇モードの共振周波数と偶モードの共振周波数の変化を示す。図５より、ｌを変化させることで、偶モードの共振周波数だけを調整できる。
The resonator according to the embodiment of the present invention has a microstrip line structure. FIG. 2 is a plan view of one embodiment of a dual-band resonator constructed in accordance with the present invention, and FIG. 3 is a cross-sectional view of FIG. In these drawings,
The AB plane of the dual-band resonator of FIG. 2 forms an electric / magnetic wall and becomes a dual-band resonator that operates in two frequency bands by odd-mode resonance and even-mode resonance. The basic structure is a structure in which a
A major feature of this resonator is that the resonance frequency can be adjusted individually in the two passbands. In
図６は本発明に従って構成された２段デュアルバンド帯域通過フィルタの一実施例の平面図であり、マイクロストリップライン構造を用いている。２段デュアルバンド帯域通過フィルタは図２に示したデュアルバンド帯域通過共振器を二つ配置し、二つのデュアルバンド帯域通過共振器のスタブ１１部分の間に導波路１２が配置されている。フィルタを設計するためには設計条件が必要である。ここでは、デュアルバンド帯域通過フィルタにおいて二つの通過帯域で設計が困難である同一比帯域幅を有するデュアルバンド帯域通過フィルタについて例を上げて説明する。設計にはチェビシェフ関数型フィルタを用いた。設計条件は低周波側の中心周波数を3.5 GHz、比帯域幅105 MHz（3％）、リップル0.1dBとし、高周波側の中心周波数を5.0 GHz、比帯域幅150 MHz（3％）、リップル0.1
dBとした。このとき、二つの通過帯域で比帯域幅を決める共振器間の結合の強さを表す結合係数は同一の値となり、入出力の整合を表す外部Q値も二つの通過帯域で同一の値となる。
本発明の大きな特徴は導波路１２を使って奇モードと偶モードの二つの通過帯域の帯域幅を個別調整できる点である。特に奇モードと偶モードで同一の比帯域幅を得ることであり、電界結合成分を調整して帯域幅を調整する点で大きな特徴を有する。
従来、コムライン結合フィルタの比帯域幅は結合係数kによって決まり、共振器間の結合係数kは磁界結合成分（km）と電界結合成分（ke）によって次の式で表される。
k＝km-ke （1）
磁界結合成分は半波長共振器において、電流集中が高い共振器中央部に分布し、電界結合成分は共振器の開放端に分布する。一般的には共振器間の結合係数は磁界結合成分と電界結合成分の合成効果として扱い、共振器間の距離よって調整する。図７は導波路１２を用いない時の共振器間距離gと結合係数kの関係を示す。図７より、共振器間の距離gを変化させた場合、二つの通過帯域で同一の結合係数を実現することは困難である。言いかえると、二つの通過帯域で帯域幅を個別に調整することができず問題であった。
この問題に対して、本発明は電界結合成分に着目した。式（1）の電界結合成分だけを導波路１２を用いて強めると、偶モードの結合係数ｋは減少する。よって、共振器間の距離を変えずに結合係数ｋが調整可能になる。また、導波路１２は偶モードに関係するスタブ１１部分に配置することから、奇モードの通過帯域に影響を与えずに偶モードの通過帯域の帯域幅だけを調整できる。図８は図６の共振器間距離ｇが一定で、導波路１２のmの長さを変えた時の各通過帯域の結合係数kを示す。図８より、奇モードの通過帯域における結合係数を変化させずに、偶モードの通過帯域の結合係数だけを個別に調整できることがわかる。また、奇モードと偶モードの通過帯域で同一の結合係数を実現することが可能であることから、二つの帯域で同一の比帯域幅を実現できる。
FIG. 6 is a plan view of one embodiment of a two-stage dual-band bandpass filter constructed in accordance with the present invention, using a microstrip line structure. In the two-stage dual-band bandpass filter, two dual-band bandpass resonators shown in FIG. 2 are arranged, and a
dB. At this time, the coupling coefficient indicating the coupling strength between the resonators that determine the specific bandwidth in the two passbands is the same value, and the external Q value indicating the input / output matching is also the same value in the two passbands. Become.
A major feature of the present invention is that the
Conventionally, the specific bandwidth of the comb line coupling filter is determined by the coupling coefficient k, and the coupling coefficient k between the resonators is expressed by the following equation using the magnetic field coupling component (km) and the electric field coupling component (ke).
k ＝ km-ke （1）
In the half-wave resonator, the magnetic coupling component is distributed in the center of the resonator where current concentration is high, and the electric field coupling component is distributed in the open end of the resonator. In general, the coupling coefficient between resonators is treated as a combined effect of a magnetic field coupling component and an electric field coupling component, and is adjusted by the distance between the resonators. FIG. 7 shows the relationship between the inter-resonator distance g and the coupling coefficient k when the
In view of this problem, the present invention has focused on the electric field coupling component. When only the electric field coupling component of the equation (1) is strengthened using the
図９は本発明に従って構成された２段デュアルバンド帯域通過フィルタの入出力の整合方法に関する一実施例の平面図であり、マイクロストリップライン構造を用いている。このようなフィルタにあっては、入出力を得るために給電が必要である。図６に示した２段デュアルバンド帯域通過フィルタに給電導体線１３、１４を配置し給電する。給電導体線１４は半波長共振器１０の二つの開放端の間に挿入することを特徴とする。従来は、非特許文献1に示すように二つの通過帯域を有するのに入出力の整合は一つの給電導体線で行われていた。そのため、帯域幅と同様に二つの通過帯域で個別に入出力の整合を取ることが困難であった。この問題に対し、本発明の特徴は、給電導体線１３、１４を用いることで入出力の整合に関わる外部Q値の調整を可能にしたことに特徴を有する。特に二つの通過帯域で同一比帯域幅を実現するために二つの通過帯域で同一の外部Q値を実現することを特徴とする。
図１０は図９の給電導体線１４を用いず、給電導体線１３だけの長さを変化させたときの外部Q値の変化である。図１１より、従来の方法のように給電導体線１３だけを用いた場合、外部Q値は二つの通過帯域で違う値を示すことから、同一の外部Q値をえることは困難である。
そこで、本発明では、給電導体線１４を用いることで、奇モードの外部Q値を上昇させ、偶モードの外部Q値減少させることで二つの通過帯域で同一の外部Q値を実現させた。奇モードでは半波長共振器１０の開放端部分の電流の向きが逆であることから、給電導体線１４を開放端部分に挿入することで給電導体線と共振器との結合を弱める働きを有する。それよって、奇モードでは外部Q値が上昇する。一方、偶モードでは、半波長共振器１０の開放端の電流の向きが同じであり、なおかつ、給電導体線１４とも電流の向きが同じであることから、給電導体線と共振器との結合を強める働きを有する。それによって偶モードの外部Q値は減少する。図１１は給電導体線１３の長さを固定し、給電導体線１４の長さqを変化させたときの二つの通過帯域での外部Q値の変化である。図１１より、給電導体線１４の長さqが半波長共振器１０の開放端の間の挿入量が増加するにつれて、奇モードの外部Q値が増加し、また、偶モードの外部Q値が減少することによって、二つの通過帯域で同一の外部Q値を実現した。
FIG. 9 is a plan view of an embodiment relating to an input / output matching method of a two-stage dual-band bandpass filter constructed according to the present invention, and uses a microstrip line structure. Such a filter requires power supply in order to obtain input / output.
FIG. 10 shows a change in the external Q value when the length of only the
Therefore, in the present invention, by using the
図１２は実施例２の設計条件で設計した３段デュアルバンド帯域通過フィルタの概略図であり、マイクロストリップライン構造を用いている。また、図１３に図１２のデュアルバンド帯域通過フィルタの周波数特性を示す。図１３より二つの通過帯域を有する良好なデュアルバンド帯域通過フィルタが設計でき、なおかつ、二つの通過帯域で同一比帯域幅でも設計できることが明らかとなり、本発明は有効であることがわかる。ちなみに、図１４は実際に市販の高周波用基板をもちいて図１２のフィルタ形状を作製し、測定した時の周波数特性を示す。図１４より、図１３の設計とほぼ同等周波数特性を得ることがきた。しかし、半波長共振器１０を小型化するために共振器の曲げ部分を増やしたことで、導体損失が増加し、結果として挿入損失の増加につながった。
FIG. 12 is a schematic diagram of a three-stage dual-band bandpass filter designed under the design conditions of Example 2, using a microstrip line structure. FIG. 13 shows frequency characteristics of the dual band bandpass filter of FIG. From FIG. 13, it is clear that a good dual-band bandpass filter having two passbands can be designed, and that two passbands can be designed with the same specific bandwidth, and the present invention is effective. Incidentally, FIG. 14 shows frequency characteristics when the filter shape of FIG. 12 is actually manufactured and measured using a commercially available high-frequency substrate. From FIG. 14, it is possible to obtain a frequency characteristic substantially equivalent to the design of FIG. However, increasing the bending portion of the resonator to reduce the size of the half-
そこで、導体損失を低減し、小型で急峻なデュアルバンド帯域通過フィルタを設計・作製するために導体材料に超伝導体を用いた。誘電体基板はサファイアを用い、超伝導体はYBa2Cu3O7薄膜を用いた。設計条件は低周波側の中心周波数を3．5 GHz、比帯域幅70 MHz（2％）、リップル0.1dBとし、高周波側の中心周波数を5.0 GHz，比帯域幅100 MHz（2％）,リップル0.1 dBとした。超伝導体を用いたデュアルバンド帯域通過フィルタの設計条件を実施例2で示した設計条件の比帯域幅より小さくしたのは、超伝導体を用いた場合の有効性をより顕著にするためである。一般的に比帯域幅が狭くなれば挿入損失が増加する。しかし、超伝導体を用いた場合、比帯域幅を狭くしても導体損が小さいため、損入損失を小さく保つことができるため、超伝導体の有効性を顕著に示すことが可能である。図１５は図１３の導体材料に銅を用いた時のデュアルバンド帯域通過フィルタと超伝導材料を用いたデュアルバンド帯域通過フィルタの周波数特性である。図１５より、超伝導体を用いたデュアルバンド帯域通過フィルタは銅を用いたデュアルバンド帯域通過フィルタより比帯域幅が小さいのにもかかわらず挿入損失が大変小さいことから、小型で急峻な遮断特性を有し挿入損失の小さいデュアルバンド帯域通過フィルタを実現するには超伝導体を用いることが有効であることが判明した。 Therefore, a superconductor was used as a conductor material in order to reduce conductor loss and to design and manufacture a small and steep dual band bandpass filter. The dielectric substrate was sapphire, and the superconductor was a YBa 2 Cu 3 O 7 thin film. Design conditions are: center frequency on the low frequency side is 3.5 GHz, specific bandwidth is 70 MHz (2%), ripple is 0.1 dB, center frequency on the high frequency side is 5.0 GHz, specific bandwidth is 100 MHz (2%), ripple 0.1 dB. The design condition of the dual-band bandpass filter using superconductor was made smaller than the specific bandwidth of the design condition shown in Example 2 in order to make the effectiveness when using the superconductor more remarkable. is there. In general, the insertion loss increases as the specific bandwidth decreases. However, when the superconductor is used, even if the specific bandwidth is narrowed, the conductor loss is small, so that the loss loss can be kept small. Therefore, the effectiveness of the superconductor can be shown remarkably. . FIG. 15 shows frequency characteristics of a dual band bandpass filter using copper as the conductor material of FIG. 13 and a dual band bandpass filter using a superconducting material. From FIG. 15, the dual band bandpass filter using the superconductor has a smaller insertion loss than the dual band bandpass filter using copper. It has been found that it is effective to use a superconductor to realize a dual-band bandpass filter with low insertion loss.
従来のデュアルバンド帯域通過フィルタでは二つの通過帯域で同一の比帯域幅を有するフィルタを設計することが困難であり、なおかつ段数が４段以上のフィルタを設計するには、二つの帯域で個別に共振周波数、帯域幅、入出力の整合を調整できなければならず、同一比帯域幅を有する多段化設計はより困難となる。そこで、本発明を用いて次の設計条件を満たすフィルタの設計を行った。設計条件は段数４段、低周波側の中心周波数を3.5 GHz、比帯域幅70 MHz（2％）、リップル0.1dBとし、高周波側の中心周波数を5.0 GHz、比帯域幅100 MHz（2％）、リップル0.1
dBとした。構造はマイクロストリップライン構造である。（導体材料には超伝導体を想定し、誘電体にはサファイアを想定した。）図１６に設計した４段デュアルバンド帯域通過フィルタの概略図を示す。図１６より、共振器間の結合係数を微調整しやすいように導波路１５を配置した。図１７に図１６の４段デュアルバンド帯域通過フィルタの周波数特性を示す。図１７より、反射特性（Ｓ11）、通過特性（Ｓ21）共に設計条件をみたした良好な周波数特性をもつデュアルバンド帯域通過フィルタを設計できた。以上より、本発明は同一比帯域幅を有する多段フィルタの設計にも有効である。
In conventional dual-band bandpass filters, it is difficult to design a filter having the same specific bandwidth in two passbands, and in order to design a filter having four or more stages, the two bands must be individually designed. The resonance frequency, bandwidth, and input / output matching must be adjustable, and multistage design with the same specific bandwidth becomes more difficult. Therefore, a filter satisfying the following design conditions was designed using the present invention. The design conditions are 4 stages, the center frequency on the low frequency side is 3.5 GHz, the relative bandwidth is 70 MHz (2%), the ripple is 0.1 dB, the center frequency on the high frequency side is 5.0 GHz, and the relative bandwidth is 100 MHz (2%). , Ripple 0.1
dB. The structure is a microstrip line structure. (Assuming that the conductor material is a superconductor and the dielectric is sapphire.) FIG. 16 shows a schematic diagram of the designed four-stage dual-band bandpass filter. From FIG. 16, the
これまでの、各実施形態による共振器及びフィルタは周波数が大きく離れた二つの周波数帯域の信号に対して同時に動作可能であり、二つの周波数帯でのサービスが提供されている環境においては広帯域の通信を可能にする。しかしながら、そのようなフィルタを使用した例えば携帯電話のような移動機が一方の周波数帯でしかサービスを提供していない領域にローミングした場合、他方の周波数帯では受信される不要な信号は干渉信号となるので、デュアルバンドで動作させるのは好ましくない。
そこで、デュアルバンド帯域通過共振器（またはデュアルバンド帯域通過フィルタ）として動作するか、シングルバンド帯域通過共振器（またはシングルバンド帯域通過フィルタ）として動作するか切り替え可能とした。
図１８は図２に示した共振器をデュアルバンド動作とシングルバンド動作の切り替え可能に変形した例を示し、この実施形態は図２における半波長共振器１０とスタブ１１との接続部分を切断し、スイッチ１６を直列に挿入したものであり、その他の構成は図２の場合とまったく同じである。スイッチとしては例えば、トランジスタスイッチ、ダイオードスイッチなどの半導体スイッチや、MEMS（micro-electro-mechanical system）スイッチなど、どのようなものでもよい。
図１９は図１８においてスイッチ１６をオン、オフした時の通過特性（S21）の変化をシミュレーションで求めた結果を示す。シミュレーションは、スイッチの非導通状態を、単にスイッチの位置で導体を切断して線路幅と同程度の空隙を形成したものとして行っている。スイッチがオンのときは図３と同様にデュアルバンド帯域通過共振器として動作し、二つの帯域で共振している。スイッチがオフのときは低周波側の奇モードだけしか共振せず、シングルモードの共振器として動作する。
The resonators and filters according to each of the embodiments so far can operate simultaneously on signals in two frequency bands that are largely separated from each other. In an environment where services in two frequency bands are provided, the resonator and the filter Enable communication. However, when a mobile device such as a mobile phone using such a filter roams to an area that provides service only in one frequency band, unnecessary signals received in the other frequency band are interference signals. Therefore, it is not preferable to operate in a dual band.
Therefore, it is possible to switch between operating as a dual-band bandpass resonator (or dual-band bandpass filter) or as a single-band bandpass resonator (or single-band bandpass filter).
FIG. 18 shows an example in which the resonator shown in FIG. 2 is modified so that the dual-band operation and the single-band operation can be switched. In this embodiment, the connection portion between the half-
FIG. 19 shows the result of the simulation of the change in the pass characteristic (S21) when the
図２０はトリプルバンド帯域通過フィルタの一実施例である。図１２のデュアルバンド帯域通過フィルタにステップインピーダンス共振器３０を３つカスケード接続させることでトリプルバンド帯域通過フィルタを実現する。
本発明の特徴は一度設計したデュアルバンド帯域通過フィルタにはほとんど影響をあたえることなく、ステップインピーダンス共振器を付加するだけで、二つの通過帯域にもう一つ通過帯域を足せる点で有利である。特に、追加される帯域の設計条件はシングルバンド帯域通過フィルタを付加することと同じであることから、設計の自由度が高いことが特徴である。追加されるステップインピーダンス共振器を用いたシングルバンド帯域通過フィルタは、入出力の給電を共有することからデュアルバンド帯域通過フィルタの下側に配置する。図２１は図２０のトリプルバンド帯域通過フィルタのシミュレーションで求めた周波数特性である。
FIG. 20 is an example of a triple band bandpass filter. A triple band bandpass filter is realized by cascading three
The feature of the present invention is advantageous in that one pass band can be added to two pass bands by adding a step impedance resonator with little influence on a dual band band pass filter designed once. In particular, the design condition of the added band is the same as that of adding a single-band bandpass filter, and therefore, it is characterized by a high degree of design freedom. The single-band bandpass filter using the added step impedance resonator is arranged below the dual-band bandpass filter because it shares the power supply for input and output. FIG. 21 shows frequency characteristics obtained by simulation of the triple-band bandpass filter of FIG.
図２２はマルチバンド帯域通過フィルタの一実施例である。図１２のデュアルバンド帯域通過フィルタにステップインピーダンス共振器３０を２つカスケード接続させることでクワッドバンド帯域通過フィルタを実現する。この実施例では、従来、ステップインピーダンス共振器によるデュアルバンド帯域通過フィルタの実現方法を用いて、本発明によるデュアルバンド帯域通過フィルタとステップインピーダンス共振器フィルタによるデュアルバンド帯域通過フィルタを組み合わせることでマルチバンド帯域通過フィルタを実現する。図２３にシミュレーションで求めた周波数特性の結果を示す。図２３より、4つの通過帯域を持つクワッドバンド帯域通過フィルタを実現した。
FIG. 22 shows an example of a multiband bandpass filter. A quad band bandpass filter is realized by cascading two
本発明のマルチバンド帯域通過フィルタは、二つ若しくはそれ以上の通過帯域それぞれの中心周波数、帯域幅、入出力の整合の設計自由度が高く、さらに小型化が可能であり、あらゆる種類の通信用フィルタに転用可能であり、通信業界の発展に寄与できるので、産業上きわめて利用可能性が高いものである。 The multiband bandpass filter of the present invention has a high degree of design flexibility in matching the center frequency, bandwidth, and input / output of each of two or more passbands, and can be miniaturized for all kinds of communication. Since it can be diverted to a filter and can contribute to the development of the communication industry, it is extremely useful in industry.
１ 左右対称の中心であり凸型２、４と凸型５、７の上下対称の中心
２ 第一の高い凸
３ 第二の低い凸
４ 第３の高い凸
５ 第１の深い凹
６ 第二の深い凹型
７ 第３の深い凹型
８ 開放端（ストリップが繋がっていない箇所）
１０ 半波長共振器
１１ スタブ゛
１２ 導波路
１３ 給電導体線
１４ 給電導体線
１５ 導波路
１６ スイッチ
２１ 接地導体
２２ 誘電体
２３ ストリップ導体
３０ステップインピーダンス共振器
DESCRIPTION OF
5 First deep concave 6 Second deep concave 7 Third deep concave 8 Open end (where the strip is not connected)
DESCRIPTION OF
Claims (11)
The half-wave resonator 10 is a single microstrip line that is connected except for an open end (a portion where strips are not connected) 8, and includes a high first convex 2, a low second convex 3, and a high third. In this structure, a stub 11 is added to the half-wave resonator 10 that is bilaterally symmetric at the center 1, including a convex 4, a deep first concave 5, a deep second concave 6, and a deep third concave 7. The plane of symmetry A-B of the stub 11 of the dual-band resonator is an electric / magnetic wall and is a dual-band resonator that operates in two frequency bands by odd-mode resonance and even-mode resonance. Becomes a resonator with an odd mode, a half-wave resonator and a stub become a resonator with an even mode, and the resonator length is adjusted so that the odd mode resonates on the low frequency side and the even mode on the high frequency side, or the odd mode The high frequency side, even mode A multi-band bandpass filter that can resonate at low frequencies.
A ground conductor is disposed on the lower surface of the dielectric having a predetermined thickness, a strip conductor is disposed on the upper surface, and the thin strip conductor is connected to all but the open end (a portion where the strip is not connected) 8. A microstrip line comprising a high first convex 2, a low second convex 3, a high third convex 4, a deep first concave 5, a deep second concave 6, and a deep third concave 7. An odd-mode resonant waveguide 10 which is a half-wave resonator made of a single thin conductor cut at the open end ( where the strip is not connected) at the center 1 and symmetrical, A mode resonant waveguide, and an even mode resonant waveguide composed of a thick conductor 11 and an odd mode resonant waveguide having the same width as the second convex 3 connected to the low second convex 3 , wherein the conductor 11 is Open at the center of the odd-mode resonant waveguide Not provided on a side, at intervals of a distance d corresponding to the odd mode the height of the lower resonant waveguide second convex 3 of the aforementioned shape, same as the second protrusion 3 on the side of the lower second projection 3 A thick conductor (stub: part of an even-mode resonant waveguide) is provided, and two resonators that are open ends on the deep second concave side are arranged in parallel via a distance g. A multiband bandpass filter in which a waveguide 12 is arranged in a non-contact manner between an even-mode resonant waveguide and an even-mode resonant waveguide and between the stubs 11 and 11.
A ground conductor is disposed on the lower surface of a dielectric having a predetermined thickness, a strip conductor is disposed on the upper surface, and the thin strip conductor is connected to all but the open end (a portion where the strip is not connected) 8. A strip line comprising a high first convex 2, a low second convex 3, a high third convex 4, a deep first concave 5, a deep second concave 6, and a deep third concave 7, 1, an odd-mode resonant waveguide 10 which is a half-wave resonator made of a single thin conductor cut at an open end ( a place where the strip is not connected) that is symmetrical, and an odd-mode having the above-described shape A resonant waveguide, and an even-mode resonant waveguide composed of a thick conductor 11 and an odd-mode resonant waveguide having the same width as the second convex 3 connected to the lower second convex 3, and the conductor 11 is formed of the odd-shaped resonant waveguide. Open end at the center of the mode resonant waveguide Not provided on a side, at intervals of a distance d corresponding to the odd mode the height of the lower resonant waveguide second convex 3 of the aforementioned shape, same as the second protrusion 3 on the side of the lower second projection 3 A thick conductor (stub: part of an even-mode resonant waveguide) is provided, and the deep second concave side has two resonators that are open ends arranged in parallel via a distance g . Between the even-mode resonant waveguide and the even-mode resonant waveguide, and between the stub 11 and the stub 11, the waveguide 12 is disposed in a non-contact manner, and the feeder conductor lines 13 and 14 are connected to the feeder conductor line 13. The feed conductor line 14 is inserted between the two open ends of the half-wave resonator 10 with a length q along the side surface of the odd-mode resonant waveguide 10, and an external Q value related to input / output matching. A multi-band bandpass filter characterized by enabling adjustment of.
A ground conductor is disposed on the lower surface of a dielectric having a predetermined thickness, a strip conductor is disposed on the upper surface, and the thin strip conductor is connected to all but the open end (a portion where the strip is not connected) 8. A strip line comprising a high first convex 2, a low second convex 3, a high third convex 4, a deep first concave 5, a deep second concave 6, and a deep third concave 7, 1, an odd-mode resonant waveguide 10 which is a half-wave resonator made of a single thin conductor cut at an open end ( a place where the strip is not connected) that is symmetrical, and an odd-mode having the above-described shape A resonant waveguide and an even-mode resonant waveguide composed of an odd-mode resonant waveguide 11 having the same width as the second convex 3 connected to the lower second convex 3, and the conductor 11 is the odd-mode resonant waveguide. Non-open end at the center of the waveguide Provided, at intervals of a distance d corresponding to the odd mode the height of the lower resonant waveguide second convex 3 of the aforementioned shape, the thick of the same width as the second convex 3 on the side of the lower second projection 3 A conductor (stub: part of an even-mode resonant waveguide) is provided, and two deep resonators that are open ends are arranged in parallel through a distance g on the deep second concave side , and the even-mode resonant guide of the two resonators is arranged. The waveguide 12 is disposed in a non-contact manner between the waveguide and the even-mode resonant waveguide and between the stub 11 and the stub 11, and further, by adjusting the length m of the end of the waveguide 12, A multiband bandpass filter characterized in that only the coupling coefficient of the mode passband can be individually adjusted.
A ground conductor is disposed on the lower surface of the dielectric having a predetermined thickness, a strip conductor is disposed on the upper surface, and the thin strip conductor is connected to all but the open end (a portion where the strip is not connected) 8. A microstrip line comprising a high first convex 2, a low second convex 3, a high third convex 4, a deep first concave 5, a deep second concave 6, and a deep third concave 7. An odd-mode resonant waveguide 10 which is a half-wave resonator made of a single thin conductor cut at the open end ( where the strip is not connected) at the center 1 and symmetrical, A mode resonant waveguide, and an even mode resonant waveguide composed of a thick conductor 11 and an odd mode resonant waveguide having the same width as the second convex 3 connected to the low second convex 3 , wherein the conductor 11 is Open at the center of the odd-mode resonant waveguide Not provided on a side, at intervals of a distance d corresponding to the odd mode the height of the lower resonant waveguide second convex 3 of the aforementioned shape, same as the second protrusion 3 on the side of the lower second projection 3 A thick conductor (stub: part of an even-mode resonant waveguide) is provided, and three deep resonators that are open ends on the second concave side are arranged in parallel via a distance g. A waveguide 12 is disposed in a non-contact manner between the second, third and third even-mode resonant waveguides and between the stubs 11 and 11, and further feeds power. The conductor lines 13 and 14 are the first and third resonators, the feed conductor line 13 is length p along the side surface of the odd-mode resonant waveguide 10, and the feed conductor line 14 is the half-wave resonator 10 The multi-band is characterized in that it is inserted between the two open ends with a length q to enable adjustment of the external Q value related to input / output matching. Band-pass filter.
A ground conductor is disposed on the lower surface of the dielectric having a predetermined thickness, a strip conductor is disposed on the upper surface, and the thin strip conductor is connected to all but the open end (a portion where the strip is not connected) 8. A microstrip line comprising a high first convex 2, a low second convex 3, a high third convex 4, a deep first concave 5, a deep second concave 6, and a deep third concave 7. An odd-mode resonant waveguide 10 which is a half-wave resonator made of a single thin conductor cut at the open end ( where the strip is not connected) at the center 1 and symmetrical, A mode resonant waveguide and an even mode resonant waveguide composed of a thick conductor 11 having the same width as the second convex 3 connected to the lower second convex 3 and an odd mode resonant waveguide. At the center of the mode resonant waveguide at the open end It provided have side at intervals of a distance d corresponding to the odd mode the height of the lower resonant waveguide second convex 3 of the aforementioned shape, same as the second protrusion 3 on the side of the lower second projection 3 A conductor having a large width (stub: a part of an even-mode resonant waveguide) is provided, and on the deep second concave side, four resonators that are open ends are arranged in parallel via a distance g. First, second, third, third and fourth even-mode resonant waveguides and even-mode resonant waveguides, and between the stubs 11 and 11, the waveguide 12 is provided. Further, the feeder conductor lines 13 and 14 are arranged in a non-contact manner, and the feeder conductor lines 13 and 14 are provided as the first and fourth resonators. The feeder conductor line 13 has a length p so as to be along the side surface of the odd-mode resonant waveguide 10. The line 14 is inserted between the two open ends of the half-wave resonator 10 with a length q, and the first, second, second and third, third and fourth odd-numbered lines are also inserted. Mo Waveguide 15 on the inner surface of the de-resonant waveguide 10 is disposed in a non-contact, multi-band bandpass filter having characteristics that made it possible to adjust the external Q value related to the alignment of the input and output.
さらに給電導体線１３、１４を、１つ目と３つ目の共振器に、給電導体線１３は奇モード共振導波路１０の側面に沿うよう長さｐで、給電導体線１４は半波長共振器１０の二つの開放端の間に長さｑで挿入し、さらに、入出力の給電を共有させるようにステップインピーダンス共振器３０を３つカスケード接続させたことに特徴を有するマルチバンド帯域通過フィルタ。
A ground conductor is disposed on the lower surface of the dielectric having a predetermined thickness, a strip conductor is disposed on the upper surface, and the thin strip conductor is connected to all but the open end (a portion where the strip is not connected) 8. A microstrip line comprising a high first convex 2, a low second convex 3, a high third convex 4, a deep first concave 5, a deep second concave 6, and a deep third concave 7. An odd-mode resonant waveguide 10 which is a half-wave resonator made of a single thin conductor cut at the open end ( where the strip is not connected) at the center 1 and symmetrical, A mode resonant waveguide, and an even mode resonant waveguide composed of a thick conductor 11 and an odd mode resonant waveguide having the same width as the second convex 3 connected to the low second convex 3 , wherein the conductor 11 is Open at the center of the odd-mode resonant waveguide Not provided on a side, at intervals of a distance d corresponding to the odd mode the height of the lower resonant waveguide second convex 3 of the aforementioned shape, same as the second protrusion 3 on the side of the lower second projection 3 A thick conductor (stub: part of an even-mode resonant waveguide) is provided, and three deep resonators that are open ends on the second concave side are arranged in parallel via a distance g. A waveguide 12 is disposed in a non-contact manner between the second, third, and even-mode resonant waveguides and between the stub 11 and the stub 11.
Further, the feed conductor lines 13 and 14 are the first and third resonators, the feed conductor line 13 is length p so as to be along the side surface of the odd-mode resonant waveguide 10, and the feed conductor line 14 is half-wave resonance. A multiband bandpass filter characterized in that three step impedance resonators 30 are cascade-connected to be inserted between two open ends of the resonator 10 with a length q, and to share the input / output power supply. .
A ground conductor is disposed on the lower surface of a dielectric having a predetermined thickness, a strip conductor is disposed on the upper surface, and the thin strip conductor is a half-wave resonator (odd mode resonance) 10 having an open end (the strip is not connected). 1) All of the microstrip lines other than 8 are connected to each other, and are a high first convex 2, a low second convex 3, a high third convex 4, a deep first concave 5, a deep second This is a half-wave resonator consisting of a single thin conductor consisting of a recess 6 and a deep third recess 7 and being cut at the center 1 at the open end ( where the strip is not connected) that is symmetrical. An odd-mode resonant waveguide 10, an odd-mode resonant waveguide having the above-described shape, an even-mode resonant waveguide composed of a thick conductor 11 having the same width as the second convex 3 connected to the low second convex 3 and an odd-mode resonant waveguide. It consists of a mode resonant waveguide and the conductor 11 is Provided on the side not an open end at the center of the crisis mode resonance waveguide, at intervals of a distance d corresponding to the odd mode the height of the resonance waveguide low second convex 3 of the aforementioned shape, lower second A thick conductor (stub: part of an even-mode resonant waveguide) having the same width as the second convex 3 is provided on the convex 3 side, three resonators having open ends on the deep second concave side, and a distance g Between the first and second, second and third even-mode resonant waveguides and even-mode resonant waveguides, and between the stub 11 and the stub 11, The waveguide 12 is disposed in a non-contact manner, and the feed conductor lines 13 and 14 are further connected to the first and third resonators, and the feed conductor line 13 has a length p so as to be along the side surface of the odd-mode resonant waveguide 10. Thus, the feed conductor line 14 is inserted with a length q between the two open ends of the half-wave resonator 10 so as to share the input / output feed. Multi-band bandpass filter having a characteristic a stepped impedance resonator 30 that was two cascaded.
The multiband bandpass filter according to any one of claims 1 to 10, wherein the strip conductor is a superconductor.
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