JP2003508948A - High frequency band filter device with transmission zero point - Google Patents
High frequency band filter device with transmission zero pointInfo
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Abstract
(57)【要約】 本発明は、主共振器と、この主共振器に結合される少なくとも１つの阻止帯域共振器とを含む高周波帯域フィルタアセンブリに関する。本発明の目的は、特定の個数の極を有して、可能な限り最大の数の伝送ゼロ点位置が阻止帯内で生じるようにフィルタ構造を構成することであり、それによって、公知の共振器構成において、互いに隣接していない共振器の間でオーバカップリングが生じることがない。この目的のために、１つまたは複数の阻止帯域共振器が、その阻止帯域共振器が主共振器と連携して伝送ゼロ点位置と伝送極位置との両方を生じさせるように、主共振器に結合される。 (57) SUMMARY The present invention relates to a high-frequency bandpass filter assembly including a main resonator and at least one stopband resonator coupled to the main resonator. It is an object of the present invention to configure the filter structure with a certain number of poles so that the maximum possible number of transmission zero locations occurs in the stopband, thereby reducing the known resonance. In the device configuration, no overcoupling occurs between resonators that are not adjacent to each other. To this end, one or more stopband resonators are arranged such that the stopband resonator cooperates with the main resonator to produce both a transmission zero position and a transmission pole position. Is combined with
Description
【０００１】
本発明は、主共振器とこの主共振器に結合される少なくとも１つの阻止共振器
（blocking resonator）とから成る高周波帯域フィルタ装置に関し、その主共振
器は、中断部分（interruption）すなわち金属壁の形の切れ目（discontinuity
）が両側で境界をなしている導電体セグメントによって画定されており、また中
心周波数において電磁的な固有振動を有する。特に、本発明は、約０．５ＧＨｚ
より高く約１００ＧＨｚより低い動作周波数範囲内の高周波電磁信号の高度に選
択的なフィルタリングのための結合共振器から構成されている帯域フィルタの構
成に関する。The present invention relates to a high-frequency bandpass filter device comprising a main resonator and at least one blocking resonator coupled to the main resonator, the main resonator comprising an interruption or Discontinuity in the shape of a metal wall
) Is defined by conductor segments bounded on both sides and has an electromagnetic natural vibration at the center frequency. In particular, the present invention is
It relates to the construction of bandpass filters which are composed of coupled resonators for the highly selective filtering of high-frequency electromagnetic signals in the operating frequency range higher and lower than about 100 GHz.
【０００２】
高周波帯域フィルタは、例えば地上無線放送、衛星無線放送、無線リンク、お
よび、移動電話システム、さらには、レーダ、および、航法システムのような通
信システムにおける重要な構成要素を構成する。この場合に、例えば無線受信機
内のフィルタのような個々のフィルタが事前選択機能、すなわち、不要な干渉信
号の抑制を果し、またフィルタバンク(filter bank）が周波数チャネリング機能
を果たす。無線送信機の場合には、個々の帯域フィルタが特に増幅器の出力信号
中の帯域外スペクトル部分（off-band spectral share）を抑制するために使用
され、また出力マルチプレクサの形のフィルタバンクが、様々な搬送波を共用ア
ンテナ（shared antenna）に集めるために使用される。High frequency bandpass filters form an important component in communication systems such as terrestrial radio broadcasting, satellite radio broadcasting, radio links and mobile telephone systems, as well as radar and navigation systems. In this case, individual filters, for example filters in the radio receiver, perform a preselection function, ie the suppression of unwanted interference signals, and a filter bank performs a frequency channeling function. In the case of radio transmitters, individual band filters are used in particular to suppress the off-band spectral share in the output signal of the amplifier, and filter banks in the form of output multiplexers are used in various cases. It is used to collect various carriers in a shared antenna.
【０００３】
高周波帯域フィルタでは先ず最初に能動設計と受動設計とに分けることが可能
である。直線性および低雑音レベルに関する厳しい要求がある場合には、本明細
書でさらに詳細に検討する受動フィルタだけが可能である。受動電磁フィルタ（
passive electromagnetic filter）の機能は電界および磁界エネルギーの蓄積に
基づいている。ディスクリート構造要素から成るフィルタでは、電界および磁界
エネルギーは、有限な数の空間的に分離されたディスクリート要素の中に、すな
わち、コンデンサとインダクタの中に互いに別々に蓄積される。これらのディス
クリート構造要素の幾何学的寸法は導波長（guided wavelength）の１０分の１
よりもはるかに小さくなければならず、一方ではこの構造要素の無負荷Ｑ（unlo
aded Q）が寸法の縮小につれて急激に低下するので、結合された共振器から成る
構造が、約１ＧＨｚを超える場合に、相互接続されたディスクリートなコンデン
サおよびインダクタの代わりに、急峻なエッジを有するフィルタ（steep-edged
filter）のために使用されることが好ましい。High-frequency bandpass filters can first be divided into active and passive designs. If there are stringent requirements for linearity and low noise levels, only passive filters, which are discussed in more detail herein, are possible. Passive electromagnetic filter (
The function of the passive electromagnetic filter is based on the accumulation of electric and magnetic field energy. In a filter consisting of discrete structural elements, the electric and magnetic field energies are stored separately from each other in a finite number of spatially separated discrete elements, namely in capacitors and inductors. The geometric dimensions of these discrete structural elements are one tenth of the guided wavelength.
Must be much smaller than the unloaded Q (unlo
aed Q) drops sharply with decreasing size, so that structures with coupled resonators have sharp edges instead of interconnected discrete capacitors and inductors above about 1 GHz. (Steep-edged
filter) is preferably used.
【０００４】
本明細書で検討されている種類のフィルタの基礎的要素を表す共振器の設計に
関しては、様々なタイプが使用可能である。同軸ＴＥＭ導体セグメントと中空導
体セグメントとが同軸共振器または空洞共振器を作るために使用され、この共振
器では電磁界が導電表面によって完全に包囲される。こうした共振器は、体積を
減少させかつ空間的な電磁界の進行(spatial field progression）を変化させる
ために、低損失の誘電体材料で部分的または完全に充填することができる。誘電
体共振器（dielectric resonator）では、電磁界封入(field inclusion）が主と
して誘電体材料と周囲空気との間の界面(interface）によって生じ、この界面か
ら外側に向かって空間的に減衰する電磁界が、必要に応じて金属ケーシングによ
ってシールドされる。マイクロストリップ・ラインとストリップ・ラインと共平
面共振器とを含む平面共振器は、誘電体基板上の平面プリント導体から成る。Various types are available for the design of the resonator, which represents the building blocks of the types of filters discussed herein. A coaxial TEM conductor segment and a hollow conductor segment are used to create a coaxial or cavity resonator, in which the electromagnetic field is completely surrounded by a conductive surface. Such resonators can be partially or completely filled with a low-loss dielectric material in order to reduce the volume and change the spatial field progression in space. In a dielectric resonator, field inclusion is mainly caused by the interface between the dielectric material and the ambient air, and the electromagnetic field that is spatially attenuated outward from this interface. Is shielded by a metal casing as needed. Planar resonators, including microstrip lines, strip lines and coplanar resonators, consist of planar printed conductors on a dielectric substrate.
【０００５】
特に、共振器設計の選択は、フィルタ仕様によって必要とされる共振器の無負
荷Ｑによって影響される（下記の説明を参照されたい）。従来の技術では、高い
無負荷Ｑは共振器の比較的大きな幾何学的寸法を意味する。他方、フィルタ中の
すべての共振器全体のために使用可能な体積は、より低いＧＨｚ範囲では制限さ
れている。体積を約５０％減少させる要求が、共振器を直交モードによって二重
に使用すること（二重モード共振器）によって実現される。高い無負荷Ｑが大き
な幾何学的寸法を意味するという規則の例外が、高温超伝導体から構成される冷
却平面共振器を使用することによって実現される。コンパクトな高Ｑ共振器に向
けての別の技術的な開発が、誘電体共振器のための高い誘電率を有する極めて低
損失の誘電体材料の開発の進歩によって生じている。必要とされる電力両立性（
加熱、マルチパクティング（multipacting））も、共振器設計の選択に影響する
。In particular, the choice of resonator design is influenced by the resonator unloaded Q required by the filter specifications (see description below). In the prior art, a high unloaded Q means a relatively large geometrical size of the resonator. On the other hand, the usable volume for all resonators in the filter is limited in the lower GHz range. The requirement to reduce the volume by about 50% is realized by the dual use of the resonator with the quadrature mode (dual mode resonator). The exception to the rule that high unloaded Q implies large geometrical dimensions is realized by using a cooled planar resonator composed of high temperature superconductors. Another technological development towards compact high Q resonators has resulted from advances in the development of extremely low loss dielectric materials with high dielectric constants for dielectric resonators. Required power compatibility (
Heating, multipacting also influences resonator design choices.
【０００６】
帯域フィルタの電気的挙動が、周波数帯域（通過帯域幅）および通過帯域の位
置によって、通過帯域内での最大インサーション・ロス（insertion loss）およ
び最小リターン・ロス(return loss）によって、通過帯域と阻止領域との間の移
行区域(transfer area）の幅によって、および阻止領域内の最小逆減衰（revers
e attenuation）によって特徴付けられる。The electrical behavior of a bandpass filter depends on the frequency band (passband width) and the position of the passband, and the maximum insertion loss and the minimum return loss within the passband. By the width of the transfer area between the passband and the stop region, and by the minimum reverse attenuation (reversal) in the stop region.
e attenuation).
【０００７】
フィルタ構造の特性をさらに量的に記述するために、阻止領域内の有限な周波
数の場合、通過帯域内の減衰ゼロ点（attenuation zero）（反射ゼロ点）の数Ｎ
と減衰ピーク(attenuation peak)（伝送ゼロ点（transmission zero））の数Ｍ
とを使用する。反射ゼロ点と伝送ゼロ点を使用するこの特徴付けでは、（想像上
の）無損失の場合の挙動が基準として採用され、ゼロ点がその順序に基づいて繰
り返しカウントされる。In order to describe the characteristics of the filter structure more quantitatively, for a finite frequency in the stop region, the number N of attenuation zeros (reflection zeros) in the passband.
And the number of attenuation peaks (transmission zero) M
Use and. In this characterization, which uses reflection zeros and transmission zeros, the (imaginary) lossless case behavior is taken as a reference, and the zeros are repeatedly counted based on their order.
【０００８】
帯域フィルタを実現するために、ＮR個の共振器が、結合された共振器のシス
テム全体が通過帯域の区域内に合計Ｎ＝ＮRの減衰ゼロ点を有するように、一緒
に結合されることが可能である（共振器の二重使用時にはＮ＝２ＮR）。さらに
、適切な結合方法（後述の説明をさらに参照されたい）が、合計でＭ＜Ｎの減衰
ピーク（伝送ゼロ点）が有限な周波数で阻止領域内で生じることを可能にする。To realize a bandpass filter, N R resonators are combined together such that the entire system of coupled resonators has a total of N = N R attenuation zeros in the passband area. It can be coupled (N = 2N R when the resonator is double used). Moreover, a suitable coupling method (see further below) allows a total of M <N attenuation peaks (transmission zeros) to occur in the stop region at finite frequencies.
【０００９】
必要な減衰ゼロ点の数Ｎと、したがって必要な共振器の最少数とが、移行幅（
transfer width）の通過帯域に対する比率（「フィルタエッジの相対峻度（rela
tive steepness of filter edges）」）から生じる。The number N of damping zero points required, and thus the minimum number of required resonators, is
ratio of transfer width to pass band (“relative steepness of filter edge (rela
tive steepness of filter edges)))).
【００１０】
通過帯域内の減衰ゼロ点の必要数Ｎが、設定されたフィルタエッジ相対峻度で
、Ｍ／Ｎの増大と共に単調に減少するということが、本発明によって実現される
利点の後述の説明に対して極めて重要である。Ｍ＝０のチェビシェフフィルタ（
Chebyshev filter）の代わりにＭ＞０の準楕円フィルタ（quasi-elliptical fil
ter）が使用される場合には、設定されている通過帯域において、必要とされる
エッジ峻度のためには、より小さな数Ｎの、したがってより小さい数ＮRの共振
器で十分である。Ｍ＜Ｎ−１の準楕円フィルタの代わりにＭ＝Ｎ−１の「真楕円
」フィルタを使用すれば、この必要とされる数Ｎはさらに減少させられる。The advantage that is realized by the present invention is that the required number N of attenuation zero points in the pass band monotonously decreases with an increase in M / N at a set filter edge relative steepness. Very important for the explanation. Chebyshev filter with M = 0 (
Instead of Chebyshev filter, M> 0 quasi-elliptical fil
ter) is used, a smaller number N and thus a smaller number N R of resonators are sufficient for the required edge steepness in the pass band being set. This required number N can be further reduced by using M = N-1 "true elliptic" filters instead of M <N-1 quasi-elliptic filters.
【００１１】
フィルタの共振器における抵抗損と誘電体損のために、そのフィルタの周波数
応答が低下させられ、そのためにフィルタエッジの実現可能な峻度が丸め効果(r
ounding effect）によって制限され、通過帯域における散逸インサーション・ロ
スが増大させられる。この低下は第１の近似ではＮだけに依存しており、伝送ゼ
ロ点の数Ｍには存在しないでので、より高いエッジ峻度とより低い散逸インサー
ション・ロスとを有するフィルタが、Ｍ／Ｎを増大させることによって共振器の
設定された無負荷Ｑにおいて実現されることが可能である。Due to the resistive and dielectric losses in the resonator of the filter, the frequency response of the filter is reduced, which causes the achievable steepness of the filter edge to be rounded off (r
ounding effect) and dissipative insertion loss in the pass band is increased. This drop depends only on N in the first approximation and is not present in the number M of transmission zeros, so that a filter with higher edge steepness and lower dissipation insertion loss is It can be achieved at a set unloaded Q of the resonator by increasing N.
【００１２】
結合された共振器によって構成されるフィルタにおいて伝送ゼロ点を生じさせ
るために現時点で主に使用されているアプローチは、隣接共振器の直接的な結合
に加えて、直接的には隣接しない共振器の間の結合（「オーバカップリング（ov
ercoupling）」を導入することを含む。従来の通過帯域は共振器のカスケードか
ら成り、内側共振器が少なくともその隣接する２つと結合されており、かつ、２
つの外側共振器がそのフィルタ・ポート(filter port）と結合されている。隣接
していない共振器の間の追加の結合がなければ、有限な周波数において伝送ゼロ
点が生じず、すなわち、Ｍ＝０が当てはまる。適切な強度と符号とを有するオー
バカップリング、すなわち、隣接していない共振器の間の結合が、阻止領域内で
の伝送ゼロ点をもたらし、結合経路の位置に応じてオーバカップリング１つ当た
りで１つから２つの伝送帯域が生成される。上述の理由の目的が、可能な限り大
きなＭ／Ｎ比と、個々の伝送ゼロ点の周波数位置の選択における最大の自由とを
得ることであるならば、このことは、「標準形結合構造（canonical coupling s
tructure）」と呼ばれる結合方式をもたらし、および、Ｎが偶数である場合は、
Ｎ−２個の異なるオーバカップリングを使用する時にＮ−２個の自由に配置可能
な伝送ゼロ点をもたらす。通過帯域に対して対称に位置しているＭ＝Ｎ−２個の
ゼロ点の場合には、少なくとも（Ｎ−２）／２個のオーバカップリングが必要と
される。多数のオーバカップリングを有するこうしたフィルタの実際的な実現は
、一般的に、共振器と結合要素との空間的配置の選択におけるトポロジカルな問
題を生じさせる。標準形結合構造では、第１の共振器と最後の共振器とが結合さ
れなければならず、したがって互いに直ぐ近接して位置していなければならない
ので、高い次数Ｎを有するフィルタにおいて十分に高い逆減衰を実現することに
は問題が生じることになる。The approach mainly used at present for producing a transmission zero in a filter constituted by coupled resonators is, in addition to the direct coupling of adjacent resonators, directly adjacent Coupling between resonators (“overcoupling (ov
ercoupling) ”. A conventional passband consists of a cascade of resonators, the inner resonator being coupled to at least two of its neighbors, and
Two outer resonators are associated with the filter port. Without additional coupling between non-adjacent resonators, no transmission zero occurs at finite frequencies, ie M = 0. Overcoupling with suitable strength and sign, that is, coupling between non-adjacent resonators, results in a transmission zero in the stop region and per overcoupling depending on the position of the coupling path. Then, one to two transmission bands are generated. If the purpose of the above-mentioned reason is to obtain as large an M / N ratio as possible and the maximum freedom in choosing the frequency position of the individual transmission zeros, this means that the "standard form coupling structure ( canonical coupling s
tructure) ", and if N is even, then
When using N-2 different overcouplings, it results in N-2 freely-placeable transmission zeros. In the case of M = N-2 zeros, which are located symmetrically with respect to the passband, at least (N-2) / 2 overcouplings are required. The practical realization of such filters with a large number of overcouplings generally gives rise to topological problems in the choice of the spatial arrangement of resonators and coupling elements. In the canonical coupling structure, the first and last resonators must be coupled, and therefore must be located in close proximity to each other, so that the inverse high enough in a filter with high order N Achieving damping will be problematic.
【００１３】
従来の技術では、英語文献で「抽出極構造（extracted-pole-structure）」と
呼ばれる構成が、互いに隣接していない共振器の間のオーバカップリングを有す
る共振器構成を使用する代わりに、伝送ゼロ点を実現するために使用され、この
場合には、追加の共振器が、阻止領域内で伝送ゼロ点を実現するように、有限の
周波数において伝送ゼロ点なし（Ｍ＝０）に、帯域フィルタの入力および／また
は出力ポートに対する給電リード(supply lead）に結合される。こうした構成の
１つがDE 42 32 054 A1から公知であり、この特許文献では、少なくとも１つの
同軸共振器から成る帯域消去フイルタ（band-stop filter）が、有限の周波数で
伝送ゼロ点がない（Ｍ＝０）マイクロ波セラミックフィルタに直列に接続されて
いる（Ｍ＝０の帯域フィルタと帯域消去フィルタとによって構成されたカスケー
ド）。この帯域消去フィルタは、通過帯域の外側に位置している干渉周波数を除
去するために使用される。US 3,747,030 Aでは、約１／４波長の長さの線路共振
器（line resonator）が、Ｍ＝０の集中素子から成るフィルタの入力または出力
に並列に接続されている。この結果として、帯域消去フィルタはフィルタの２ポ
ート・ネットワークに直列に接続されている。１つの帯域消去フィルタをＭ＝０
を有する帯域フィルタとカスケードにすることに関するこの着想の欠点は、帯域
消去フィルタのために追加の共振器を使用することが必要であること、すなわち
、通過帯域内にＮ個の減衰ゼロ点を有するフィルタのために合計ＮR＞Ｎ個の共
振器を使用することが必要であることにある。In the prior art, a configuration referred to as “extracted-pole-structure” in the English literature uses a resonator configuration with overcoupling between resonators that are not adjacent to each other. Used to realize a transmission zero, in which case an additional resonator has no transmission zero (M = 0) at a finite frequency so that the transmission zero is realized in the stop region. And is coupled to a supply lead to the input and / or output port of the bandpass filter. One such arrangement is known from DE 42 32 054 A1, in which a band-stop filter consisting of at least one coaxial resonator has no transmission zero at a finite frequency (M = 0) connected in series with a microwave ceramic filter (cascade constituted by a band filter and a band stop filter with M = 0). This band stop filter is used to remove interference frequencies located outside the pass band. In US 3,747,030 A, a line resonator with a length of approximately 1/4 wavelength is connected in parallel with the input or output of a filter consisting of lumped elements with M = 0. As a result of this, the bandstop filter is connected in series with the two-port network of filters. One band stop filter M = 0
The drawback of this idea of cascading with a bandpass filter with is that it requires the use of an additional resonator for the bandstop filter, ie it has N attenuation zeros in the passband. It is necessary to use a total of N R > N resonators for the filter.
【００１４】
関連する周波数範囲内の信号の通過を許容し、かつ、隣接の周波数範囲内の信
号を阻止するという機能のために、２つの別個の阻止領域を有する帯域消去フィ
ルタが帯域フィルタの代わりに使用されることも可能である。この場合には、使
用される通過帯域は帯域消去フィルタの２つの阻止領域の間に位置している。US
5,291,161 Aからこのタイプのフィルタが公知であり、このフィルタは連続した
主線路（continuous main line）とこの主線路にガルバニ的に結合されているス
パー（拍車状突起）線路（spur line）とから成り、各スパー線路が伝送ゼロ点
を発生させる。I.C.HungerおよびJ.R.Rhodesの“Electronically tunable micro
wave bandstop filters”（電子的にチューニング可能なマイクロウェーブ帯域
消去フィルタ）, IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, vo
l.MTT-30, No.9, 1982年９月、pp.1361〜1367から、静電結合スパー線路も、ガ
ルバニ結合スパー線路の代わりに伝送ゼロ点を生じさせるために使用可能である
ということが公知である。さらに、DE 24 42 618 C2から、スパー線路（分枝線
路）に結合された連続伝送線路が公知である。阻止共振器として、ＮR個の結合
スパー線路を有する、フィルタ入口からフィルタ出口まで連続した主線路から構
成されているこうしたフィルタ構造を使用することの１つの欠点は、高い逆減衰
が有限な幅の周波数範囲に限定された状態のままであり、したがってこれらの範
囲を越えてこのフィルタが再びスルーになることを可能にするということである
。第２の欠点は、減衰ゼロ点の数Ｎが、２つの阻止領域の間の使用通過帯域内に
おいて共振器の数よりも少なく、したがって、通過帯域と阻止領域との間におい
ては、設定された共振器の数ＮRに対してフィルタエッジの実現可能な最大峻度
に達することができないということである。A band-stop filter with two separate stop regions replaces the band-pass filter because of its ability to allow signals in the relevant frequency range to pass and to block signals in adjacent frequency ranges. Can also be used for. In this case, the passband used is located between the two stopbands of the bandstop filter. US
A filter of this type is known from 5,291,161 A, which consists of a continuous main line and a spur line which is galvanically coupled to this main line. , Each spur line generates a transmission zero point. “Electronically tunable micro” from ICHunger and JR Rhodes
wave bandstop filters ”, IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, vo
l.MTT-30, No.9, September 1982, from pp.1361 to 1367, electrostatically coupled spar lines can also be used to create a transmission zero instead of galvanic coupled spar lines. Is known. Furthermore, from DE 24 42 618 C2 a continuous transmission line coupled to a spur line (branch line) is known. One drawback of using such a filter structure, consisting of a main line continuous from the filter inlet to the filter outlet, with N R coupled spur lines as a blocking resonator is that high reverse damping has a finite width. Is to remain limited to the frequency range of, thus allowing the filter to slew again beyond these ranges. The second drawback is that the number N of damping zeros is less than the number of resonators in the used passband between the two stopbands and is therefore set between the passband and the stopband. The maximum steepness of the filter edge that can be achieved cannot be reached for the number N R of resonators.
【００１５】
したがって、本発明の目的は、オーバカップリングや、「抽出極（extracted-
pole）」共振器や、連続主線路を有する帯域消去フィルタ構造は使用されず、従
って上述のようなこれらの概念の欠点が回避されることが可能であるような、帯
域消去フィルタ内に所望な配置が可能なＭ＝Ｎ−１個までの減衰ピークを有する
結合共振器から構成される帯域フィルタを実現するための方法を提示することで
ある。Therefore, it is an object of the present invention to provide over-coupling and "extracted poles".
pole) ”resonators or band stop filter structures with continuous main lines are not used, and thus the disadvantages of the band stop filters desired such that the drawbacks of these concepts as described above can be avoided. It is to present a method for realizing a bandpass filter composed of coupled resonators with up to M = N-1 attenuation peaks that can be arranged.
【００１６】
この目的は、特許の請求項に記載されている項目によって本発明にしたがって
実現される。本発明は、各阻止共振器が阻止領域内の所望の伝送ゼロ点の１つと
同様に通過帯域内の減衰ゼロ点の両方を残りのフィルタ構造と一緒になって実現
するように、阻止共振器が帯域フィルタ構造の中に一体化されている帯域フィル
タ構造を提案する。本発明の好適実施態様によるこうした帯域フィルタ構造は下
記の特徴によって特徴付けられる。
（ａ）この帯域フィルタは、Ｎ＝２ｍ＋１（ｍ＝自然数）の極（Pole）とＮ−１
の伝送ゼロ点とを有する詳細に後述するインピーダンス対称フィルタ要素(imped
ance-symmetrical filter member）によって、または、Ｎ＝２極とＭ＝２の伝送
ゼロ点とを各々が有する詳細にはさらに後述するインピーダンス対称フィルタ要
素から成るカスケード(cascade）構成によって構成されている。
（ｂ）Ｎ＝３極とＭ＝２の伝送ゼロ点とを有するインピーダンス対称フィルタ要
素は、主共振器と呼ばれる、２つの切れ目によって境界を接した線路セグメント
から成り、この線路セグメントの中央に１対の阻止共振器が結合されており、そ
こでの主共振器上の縦方向の界分布（field distribution）が、主共振器の共振
周波数（中心周波数）では阻止共振器に対する結合が消失するがしかし、この共
振周波数から外れている周波数では有限の値をとるようにさせる。主共振器の長
さは、帯域フィルタの中心周波数で線路波長の半分に等しいように選択される。
一方の阻止共振器に対して選択された阻止周波数は、中心周波数よりも小さく、
かつ、他方の阻止共振器の阻止周波数は中心周波数よりも大きいので、従って、
これら２つの阻止共振器の各々が、伝送ゼロ点、及び主共振器との相互作用によ
る追加のポートとを生じさせる。単一のインピーダンス対称フィルタ要素が帯域
フィルタとして使用される場合には、主共振器の一端はフィルタ入力に電気的に
、ガルバニ的に、または、磁気的に結合され、その他端はフィルタ出力に結合さ
れる。帯域フィルタが幾つかのインピーダンス対称フィルタ要素のカスケードか
ら構成されている場合には、入力または出力ポートに結合されない互いに隣接す
る主共振器の端部は、電気的に、ガルバニ的に、または、磁気的に互いに結合さ
れる。
（ｃ）Ｎ＝２ｍ＋１の極（ｍは１よりも大きい自然数）とＭ＝Ｎ−１＝２ｍの伝
送ゼロ点とを有する１つのインピーダンス対称フィルタ要素は、主共振器と呼ば
れる、２つの切れ目によって境界を接した線路セグメントから成り、それには中
心周波数波長の約半分の距離で互いに間隔をあけられているｍ対の阻止共振器が
、主共振器上の縦方向の界分布が主共振器の共振周波数（中心周波数）では阻止
共振器に対する結合が消失するがしかし、上述の周波数から外れている周波数で
は有限の値をとるようにさせるように、結合される。主共振器の長さは、中心周
波数における線路波長の半分のｍ倍にほぼ相当するように選択され、そして主共
振器の端からの外側の阻止共振器対の距離は線路波長の約１／４の長さになる。
ｍ対の阻止共振器の各々の２つの阻止共振器の阻止周波数が、一方が中心周波数
よりも小さく、他方が中心周波数よりも大きいように選択され、従って、この２
つの阻止共振器の各々が伝送ゼロ点と、主共振器との相互作用によって追加のポ
ートとを生じさせる。単一のインピーダンス対称フィルタ要素が帯域フィルタと
して役立つ場合には、主共振器の一端はフィルタ入力に電気的に、ガルバニ的に
、または、磁気的に結合され、そして主共振器の他端はフィルタ出力に結合され
る。帯域フィルタが幾つかのインピーダンス対称フィルタ要素のカスケードから
構成される場合には、入力または出口ポートに結合されていない互いに隣接する
主共振器の端部は、電気的に、ガルバニ的に、または、磁気的に互いに結合され
る。
（ｄ）インピーダンス対称フィルタ要素に加えて、Ｎ＝２のポートとＭ＝２の伝
送ゼロ点とを有するインピーダンス非対称フィルタ要素(impedance-unsymmetric
al filter member）の各々が、幾つかのフィルタ要素のカスケードから帯域フィ
ルタを構成するために使用されることが可能である。インピーダンス非対称フィ
ルタ要素は主共振器から成り、その長さは帯域フィルタの中心周波数での線路波
長の約１／４に相当し、その一端は、この線路端が高抵抗終端される（最大の電
界強度である）ように隣接フィルタ要素に結合されており、その他端は、その線
路端が低抵抗終端される（線路端で電流最大である）ようにバンドパスの隣接フ
ィルタ要素または入力もしくは出力ポートに結合され、そしてそこで１対の阻止
共振器が主共振器の低抵抗端に電気的またはガルバニ的に結合される。This object is achieved according to the invention by the items stated in the patent claims. The present invention provides a blocking resonator such that each blocking resonator realizes both one of the desired transmission zeros in the blocking region as well as the attenuation zero in the passband together with the rest of the filter structure. Proposes a bandpass filter structure in which is integrated into the bandpass filter structure. Such a bandpass filter structure according to a preferred embodiment of the present invention is characterized by the following features. (A) This bandpass filter has N = 2m + 1 (m = natural number) poles and N−1.
The impedance symmetric filter element (imped
ance-symmetrical filter members) or by a cascade configuration of impedance symmetric filter elements, each having N = 2 poles and M = 2 transmission zeros, which will be described in more detail below. (B) An impedance symmetric filter element with N = 3 poles and a transmission zero of M = 2 consists of a line segment bounded by two cuts, called the main resonator, with a 1 in the center of this line segment. A pair of blocking resonators are coupled, where the longitudinal field distribution on the main resonator loses its coupling to the blocking resonator at the resonance frequency (center frequency) of the main resonator. , It is made to take a finite value at a frequency deviating from this resonance frequency. The length of the main resonator is chosen to be equal to half the line wavelength at the center frequency of the bandpass filter.
The stop frequency chosen for one of the stop resonators is less than the center frequency,
And since the blocking frequency of the other blocking resonator is greater than the center frequency, therefore,
Each of these two blocking resonators creates a transmission zero and an additional port due to its interaction with the main resonator. When a single impedance symmetrical filter element is used as a bandpass filter, one end of the main resonator is electrically, galvanically or magnetically coupled to the filter input and the other end is coupled to the filter output. To be done. If the bandpass filter is composed of a cascade of several impedance-symmetric filter elements, the ends of the main resonators adjacent to each other that are not coupled to the input or output ports are electrically, galvanically or magnetically connected. Are combined with each other. (C) One impedance symmetric filter element with N = 2m + 1 poles (m is a natural number greater than 1) and M = N-1 = 2m transmission zeros is defined by two breaks called the main resonator. There are m pairs of blocking resonators consisting of bounding line segments spaced at a distance of about half the center frequency wavelength, and the longitudinal field distribution on the main resonator is that of the main resonator. At the resonance frequency (center frequency), the coupling to the blocking resonator disappears, but at frequencies deviating from the above-mentioned frequencies, the coupling is made to have a finite value. The length of the main resonator is selected to correspond approximately to m times the line wavelength at the center frequency, and the distance of the outer blocking resonator pair from the end of the main resonator is about 1 / of the line wavelength. 4 lengths.
The blocking frequencies of the two blocking resonators of each of the m pairs of blocking resonators are chosen such that one is below the center frequency and the other is above the center frequency.
Each of the three blocking resonators creates a transmission zero and an additional port by interaction with the main resonator. If a single impedance symmetrical filter element serves as a bandpass filter, one end of the main resonator is electrically, galvanically or magnetically coupled to the filter input and the other end of the main resonator is the filter. Coupled to the output. If the bandpass filter is composed of a cascade of several impedance symmetric filter elements, the ends of the main resonators adjacent to each other that are not coupled to the input or exit ports are electrically, galvanically, or Magnetically coupled to each other. (D) Impedance-unsymmetrical filter elements with N = 2 ports and M = 2 transmission zeros in addition to impedance symmetric filter elements.
Each of the al filter members) can be used to construct a bandpass filter from a cascade of several filter elements. The impedance asymmetric filter element consists of a main resonator, the length of which corresponds to about 1/4 of the line wavelength at the center frequency of the bandpass filter, and one end of which is highly resistively terminated at this line end (maximum electric field). (Adjacent) to the adjacent filter element and the other end is a bandpass adjacent filter element or input or output port so that the line end is low resistance terminated (current maximum at the line end). , Where a pair of blocking resonators are electrically or galvanically coupled to the low resistance end of the main resonator.
【００１７】
上で行ったインピーダンス対称フィルタ要素とインピーダンス非対称フィルタ
要素との間の区分は、インピーダンス対称フィルタ要素では、入力と出力のポー
トが同じ終端抵抗に接続されているときに損失がごくわずかであれば電力伝送係
数(power transmission factor）の最大値が１の値に達し、一方、伝送非対称フ
ィルタ要素の場合では、完全な電力伝送は、非常に非対称なポート抵抗の場合に
のみ実現可能であるにすぎないということであるように理解されるべきである。The division between impedance symmetric and impedance asymmetric filter elements made above is that impedance symmetric filter elements have very little loss when the input and output ports are connected to the same termination resistor. If so, the maximum value of the power transmission factor reaches a value of 1, while in the case of a transmission asymmetric filter element, complete power transmission can only be achieved with a very asymmetric port resistance. It should be understood that it is nothing more than.
【００１８】
以下に、本発明を、図１から図４に示す基本原理と、図５から図１２に示す実
施形態とに基づいてさらに詳細に説明する。The present invention will be described in more detail below based on the basic principle shown in FIGS. 1 to 4 and the embodiment shown in FIGS. 5 to 12.
【００１９】
図１ｅは、Ｎ＝３の極とＭ＝２の伝送ゼロ点とを有する本発明によるインピー
ダンス対称フィルタ要素の基本構造の略図を与えるのに対し、一方、図１ａから
図１ｄは技術の現状を反映する構造の略図を与え、したがって、これらの図は、
図１ｅに示す通りの本発明による構造の基本原理の段階的な説明を提供する役割
を果たすにすぎない。FIG. 1e gives a schematic diagram of the basic structure of an impedance symmetrical filter element according to the invention with N = 3 poles and M = 2 transmission zeros, whereas FIGS. 1a to 1d show the technique. We give a schematic representation of the structure that reflects the current state of
It serves only to provide a step-by-step explanation of the basic principles of the structure according to the invention as shown in FIG. 1e.
【００２０】
図１ａは均一な高周波線路１を象徴的に示し、この図では、この線路が、例え
ば同軸線路のような金属ＴＥＭ線路、例えばマイクロストリップ・ラインもしく
はストリップ・ライン（strip line）もしくは共平面線路(coplanar line）のよ
うな平面線路、または、中空導体もしくは誘電体線路(dielectric line）として
設計されることが可能である。散逸を無視すれば、電力伝送係数２の周波数応答
、すなわち、無反射終端ポート(reflectior-free terminated port）２に存在す
る電力Ｐ2とポート１に到達する電力Ｐinに対するその間の比の周波数依存性は
、その線路の調べられた動作周波数範囲内では周波数に係わらず１に等しい。FIG. 1 a symbolically shows a uniform high-frequency line 1, in which this line is a metal TEM line, for example a coaxial line, for example a microstrip line or a strip line or a common line. It can be designed as a plane line, such as a coplanar line, or as a hollow conductor or a dielectric line. Neglecting the dissipation, the frequency response of the power transfer coefficient 2, ie, the frequency dependence of the ratio of the power P 2 present at the reflector-free terminated port 2 to the power P in reaching port 1 is determined. The sex is equal to 1 within the investigated operating frequency range of the line, regardless of frequency.
【００２１】
図１ｂは、図１ａに対して変更された構造の略図を与え、この図では、２つの
切れ目３が線路列中に対称に導入されている。これらの切れ目は有限な長さａの
線路セグメントを規定し、この上に電磁的な固有振動が、長さａが線路波長の１
／２の整数倍に相当する周波数で生じ、こうした固有振動は、その線路に沿って
電界および磁界の強度のノード（node）と波腹（antinode）とを有する定在波に
よって特徴付けられ、電界強度または磁界強度のノードが共振周波数で対称平面
４内に存在する。こうして考案された構造は、先行技術で公知の１極バンドパス
（1-pole bandpass）を表し、これは、周波数ｆ0で最大Ｐ2／Ｐin＝１（減衰ゼ
ロ）を有する電力伝送係数５の周波数応答によって特徴付けられる。線路セグメ
ントの境界となる切れ目は、技術的に線路の中断の形をとることも、または、例
えば金属カバーとして設計されることも可能であり、また伝送曲線の周波数帯域
幅Δｆが、線路と、共振器として働く線路セグメントの端との間の結合の強度に
よって変えることが可能であることも先行技術で公知である。FIG. 1b gives a schematic view of a modified structure with respect to FIG. 1a, in which two cuts 3 are introduced symmetrically in the line train. These breaks define a line segment with a finite length a, on which electromagnetic natural vibrations occur, where length a is 1 of the line wavelength.
Occurring at frequencies corresponding to integer multiples of / 2, such natural vibrations are characterized by standing waves with nodes and antinodes of the strength of the electric and magnetic fields along their line, A node of strength or magnetic field strength lies in the plane of symmetry 4 at the resonance frequency. The structure thus devised represents a 1-pole bandpass known in the prior art, which has a power transfer coefficient of 5 with a maximum P 2 / P in = 1 (zero attenuation) at frequency f 0. Is characterized by the frequency response of The breaks bounding the line segments can technically take the form of line breaks or can be designed, for example, as metal covers, and the frequency bandwidth Δf of the transmission curve can be It is also known in the prior art that it can be varied by the strength of the coupling between the ends of the line segments acting as resonators.
【００２２】
図１ｃは、図１ａに対して変更された構造を示し、この図では、共振回路６（
「阻止共振器」）が線路に結合され、従って電力伝送係数７の周波数応答が周波
数ｆsで伝送ゼロ点を有する。この場合、この構造は、先行技術から公知である
１極帯域消去フィルタ(one-pole band-stop filter）（「ノッチフィルタ」）の
構造を表す。FIG. 1 c shows a modified structure with respect to FIG. 1 a, in which the resonant circuit 6 (
A "blocking resonator") is coupled to the line, so that the frequency response of the power transfer coefficient 7 has a transmission zero at frequency f s . In this case, this structure represents the structure of a one-pole band-stop filter (“notch filter”) known from the prior art.
【００２３】
図１ｄは、図１ｃに対して変更された構造を示し、この図では、種々の共振周
波数を有する２つの阻止共振器８が１つの阻止共振器の代わりに結合されており
、ｆs1およびｆs2で２つの伝送ゼロ点をもたらす。FIG. 1d shows a modified structure with respect to FIG. 1c, in which two blocking resonators 8 with different resonance frequencies are coupled instead of one blocking resonator, f We give two transmission zeros at s1 and f s2 .
【００２４】
本明細書において、本発明に対する１つの重要な側面は、図１ｂの構造と図１
ｄの阻止共振器対との組合せから図１ｅによる構造を形成することを含む。有限
な長さの線路セグメントが、本明細書では主共振器と呼ぶ共振器を形成し、この
主共振器は中央に電界または磁界のノードを有する。本発明の重要な一側面は、
その結合が周波数ｆ0で消滅する阻止共振器と主共振器との間の結合の選択を含
み、これは、例えば、電界のノードが存在すると仮定する場合には主共振器と阻
止共振器との間の電気的結合を選択することによって実現され、また磁界のノー
ドが存在がすると仮定する場合には磁気的結合を選択することによって実現され
る。この処置の結果として、一方では、主共振器の共振が周波数ｆ0で阻止共振
器対によって妨害されることがなく、また他方では、阻止共振器対と主共振器と
の間の結合が、ｆ0とは異なる周波数に対して２つの追加の固有振動を生じさせ
る。したがって、本発明によるこの構造では、２つの阻止共振器が、一方では、
図１ｄによる構造の場合のように２つの伝送ゼロ点を実現させ、他方では、線路
セグメントと共に合計３つの固有振動（３極）を生じさせるということにおいて
、二重の機能を果たす。したがって、共振周波数と結合の強度との適切な選択を
仮定すれば、図１ｅによる構造の周波数応答１０は、ｆ1とｆ2とｆ3での３つの
伝送最大（減衰ゼロ点）と同様に、ｆs1とｆs2での２つの伝送ゼロ点とによって
特徴付けられる。３つの極と２つの伝送ゼロ点とを実現するためのこのフィルタ
要素では、伝送ゼロ点の周波数位置は阻止共振器の共振周波数によって決定され
、また中央の伝送最大の周波数位置は主共振器の長さによって決定される。２つ
の外側の伝送最大の位置は、主共振器と阻止共振器との間の結合の強度によって
変えられることが可能であり、これらの周波数は、結合の増加の場合は、中心周
波数の方にシフトする。One important aspect of the invention herein is that the structure of FIG.
forming a structure according to FIG. 1e from the combination of d with a blocking resonator pair. A line segment of finite length forms a resonator, referred to herein as a main resonator, which has a central electric or magnetic field node. An important aspect of the present invention is that
The selection of the coupling between the blocking resonator and the main resonator, the coupling of which disappears at frequency f 0 , includes, for example, the main resonator and the blocking resonator if a node of the electric field is assumed to be present. This is achieved by choosing the electrical coupling between the two, and also by choosing the magnetic coupling if the presence of a magnetic field node is assumed. As a result of this measure, on the one hand, the resonance of the main resonator is not disturbed by the blocking resonator pair at the frequency f 0 , and on the other hand, the coupling between the blocking resonator pair and the main resonator is It causes two additional natural vibrations for frequencies different from f 0 . Therefore, in this structure according to the invention, two blocking resonators, on the one hand,
It serves a dual function in that it realizes two transmission zeros as in the case of the structure according to FIG. Therefore, given the proper choice of resonant frequency and strength of coupling, the frequency response 10 of the structure according to FIG. 1e is similar to the three transmission maxima (damped zero) at f 1 , f 2 and f 3. , F s1 and two transmission zeros at f s2 . In this filter element for realizing three poles and two transmission zeros, the frequency position of the transmission zero is determined by the resonance frequency of the blocking resonator, and the central transmission maximum frequency position is that of the main resonator. Determined by length. The positions of the two outer transmission maxima can be changed by the strength of the coupling between the main and blocking resonators, these frequencies being towards the center frequency in the case of increased coupling. shift.
【００２５】
本発明の別の本質的な側面は、Ｍ＝２ｍの伝送ゼロ点とＮ＝Ｍ＋１＝２ｍ＋１
の極とを有するフィルタ要素を実現するための、図２ａから図２ｃに示されてい
るような、図１ｅによる一般化された原理である。図２ａはまた図１ｅによるｍ
＝１の場合を示す。線路セグメントが、中心周波数での波長（「中心周波数線路
波長（middle frequency line wavelength）」）の半分である場合には、阻止共
振器と主共振器の間の結合のタイプは、電界または磁界の最大量が線路セグメン
トの端に位置しているかどうかに依存する。電界の最大がその端に位置している
場合には、電界は周波数ｆ0での対称平面内にノードを有し、したがって、２つ
の阻止共振器は上述の設計規則にしたがって電気的に結合されなければならず、
一方、上記の端での磁界最大は磁界のノードのために磁気結合が存在することを
要求する。磁界最大が上記の端にある場合に阻止共振器と主共振器の間の磁気結
合を使用することが依然として可能であるためには、線路セグメントの長さが、
中心周波数線路波長の半分である代わりに全波長に相当しなければならない。Another essential aspect of the present invention is the transmission zero of M = 2m and N = M + 1 = 2m + 1.
Fig. 1e is a generalized principle according to Fig. 1e, as shown in Figs. 2a to 2c, for realizing a filter element with poles of FIG. 2a also shows m according to FIG. 1e.
= 1 is shown. If the line segment is half the wavelength at the center frequency (“middle frequency line wavelength”), the type of coupling between the blocking resonator and the main resonator depends on the electric or magnetic field. It depends on whether the maximum amount is located at the end of the line segment. When the maximum of the electric field is located at its end, the electric field has a node in the plane of symmetry at frequency f 0 , so that the two blocking resonators are electrically coupled according to the design rules given above. Must be
On the other hand, the magnetic field maximum at the above edge requires that magnetic coupling exists due to the nodes of the magnetic field. In order to still be able to use the magnetic coupling between the blocking resonator and the main resonator when the magnetic field maximum is at the above edge, the length of the line segment is
It must correspond to the full wavelength instead of being half the center frequency line wavelength.
【００２６】
図２ｂは、ｍ＝２、すなわち、Ｎ＝５の極とＭ＝４の伝送ゼロ点との場合に対
する、本発明による一般化を示し、ここで線路波長のほぼ半分の距離だけ互いに
間隔を置いた２対の阻止共振器が使用される。FIG. 2b shows a generalization according to the invention for the case of m = 2, ie with N = 5 poles and M = 4 transmission zeros, where the distance from each other is approximately half the line wavelength. Two pairs of spaced stop resonators are used.
【００２７】
図２ｃは、Ｎ＝７の極とＭ＝Ｎ−１＝６の伝送ゼロ点とを有するフィルタ要素
への本発明による拡張を示す。FIG. 2 c shows an extension according to the invention to a filter element with N = 7 poles and M = N−1 = 6 transmission zeros.
【００２８】
図２ａから図２ｃに示されている原理によるフィルタ要素の極数Ｎの増加は、
主共振器のより高い不要な固有振動の周波数位置（frequency position）によっ
て制限され、極数を増加させるための主共振器の延長が、該当する周波数範囲内
の主共振器の固有共振をますます収束させる。この制限にも係わらずより多くの
極数を有するフィルタを実現することが可能であるようにするために、本発明の
別の実施形態が、２つの代案のアプローチ、すなわち、図２ａから図２ｃによる
インピーダンス対称フィルタ要素をカスケードにすることと、フィルタ要素当た
り２つの極と２つの伝送ゼロ点とを有するインピーダンス非対称フィルタ要素を
導入することとを提案する。An increase in the number of poles N of the filter element according to the principle shown in FIGS. 2a to 2c is
Limited by the frequency position of the higher unwanted natural vibrations of the main resonator, the extension of the main resonator to increase the number of poles increases the natural resonance of the main resonator within the relevant frequency range. To converge. In order to be able to realize a filter with a higher number of poles despite this limitation, another embodiment of the invention proposes two alternative approaches, namely FIGS. 2a to 2c. It is proposed to cascade the impedance-symmetric filter elements according to cf. and to introduce an impedance asymmetric filter element with two poles and two transmission zeros per filter element.
【００２９】
図３は、極数Ｎ＝ＮgｘＱとＭ＝Ｎ−Ｑの伝送ゼロ点とを有するフィルタが、
Ｎg個の極とＭg＝Ｎ−１の伝送ゼロ点とを各々が有するＱ個のフィルタ要素のカ
スケードからどのように形成されるかを示す。例として、Ｎｇ＝３を有する３つ
のフィルタ要素から構成されている６つの伝送ゼロ点を有する９極（９ループ）
フィルタと、Ｎｇ＝５を有する３つのフィルタ要素から構成される８つの伝送ゼ
ロ点を有する１０極フィルタの場合が示されている。FIG. 3 shows that a filter having a number of poles N = N g xQ and a transmission zero of M = N−Q
Figure 6 shows how it is formed from a cascade of Q filter elements, each having N g poles and M g = N-1 transmission zeros. By way of example, 9 poles (9 loops) with 6 transmission zeros made up of 3 filter elements with Ng = 3
The case of a filter and a 10-pole filter with 8 transmission zeros consisting of 3 filter elements with Ng = 5 is shown.
【００３０】
インピーダンス非対称フィルタ要素は、図１ｅによる阻止共振器対を有するイ
ンピーダンス対称フィルタ要素を変更することによって、本発明にしたがって実
現され、この場合に、２つの切れ目の一方が、阻止共振器対が結合されている箇
所の付近に配置される。このことが、中心周波数線路波長の約１／４の長さだけ
阻止共振器の結合箇所から離して間隔をあけられている切れ目２（「高抵抗端」
）と、阻止共振器対の結合箇所の付近に配置されている第２の切れ目（「低抵抗
端」３）とを有する、図４ａに示されたＴ字形構造をもたらす。An impedance asymmetric filter element is realized according to the invention by modifying an impedance symmetric filter element with a blocking resonator pair according to FIG. 1e, where one of the two cuts is a blocking resonator pair. Are placed near the point where they are joined. This results in a break 2 (“high resistance end”) spaced about a quarter of the center frequency line wavelength away from the coupling point of the blocking resonator.
) And a second cut (“low resistance end” 3) located near the coupling point of the blocking resonator pair, resulting in the T-shaped structure shown in FIG. 4a.
【００３１】
インピーダンスの非対称性を補償するために、少なくとも１つのインピーダン
ス対称要素が、インピーダンス非対称フィルタ要素から構成されているカスケー
ドの中に追加される。図４ｂに示すように、インピーダンス対称要素５は、ここ
ではカスケードの一方の端に配置されるか、あるいは中央に挿入される（図４ｃ
参照）ことが可能である。To compensate for the impedance asymmetry, at least one impedance symmetry element is added in a cascade composed of impedance asymmetry filter elements. As shown in FIG. 4b, the impedance symmetry element 5 is here arranged at one end of the cascade or inserted centrally (FIG. 4c).
See) is possible.
【００３２】
図１ｅ、図２ａから図２ｃ、図３、および図４に概略的に示されている本発明
によるフィルタ構造に関しては、非常に多くの可能性のある技術的構成が生じ、
これらの構成は特に次の点で互いに区別される。すなわち、
ａ）主共振器を構成するために使用される線路のタイプ、
ｂ）阻止共振器の設計、
ｃ）阻止共振器と主共振器との間の結合のタイプ、および、
ｄ）カスケード内の主共振器間と主共振器とポートの間の切れ目（結合）の構
成。With respect to the filter structure according to the invention, which is schematically shown in FIGS. 1e, 2a to 2c, 3 and 4, a great many possible technical configurations result,
These configurations are distinguished from each other in particular in the following points. A) the type of line used to construct the main resonator, b) the design of the blocking resonator, c) the type of coupling between the blocking resonator and the main resonator, and d) in a cascade. The configuration of the break (coupling) between the main resonator and between the main resonator and the port.
【００３３】
図５は、６つの伝送ゼロ点を有する７極フィルタが、同軸線路技術に基づいた
図２ｃに示される原理にしたがって単一のフィルタ要素の形でどのように実現さ
れることが可能であるかの一例を示す。主共振器１は方形内側および内側線路(s
quare inner and inner line）を有し、また中心周波数波長の１．５倍に等しい
長さを有する。線路セグメントに境界を接する切れ目は静電結合器（capacitive
coupler）の形をとる。阻止共振器２は、線路波長の約１／４の長さを有して端
部で短絡された同軸線路セグメントとして実現され、かつ主共振器に静電的に結
合される。FIG. 5 shows how a 7-pole filter with 6 transmission zeros can be realized in the form of a single filter element according to the principle shown in FIG. 2c based on coaxial line technology. Is an example. The main resonator 1 is a square inner and inner line (s
quare inner and inner line) and has a length equal to 1.5 times the center frequency wavelength. The break that touches the boundary to the line segment is a capacitive coupler (capacitive
coupler) form. The blocking resonator 2 is realized as a coaxial line segment having a length of about 1/4 of the line wavelength and short-circuited at the end, and is electrostatically coupled to the main resonator.
【００３４】
図６は、図５による構造の変型を示し、ここでは、阻止共振器２は主共振器の
内側線路にガルバニ的に結合されているが、その端部では容量性負荷状態に置か
れている。FIG. 6 shows a modification of the structure according to FIG. 5, in which the blocking resonator 2 is galvanically coupled to the inner line of the main resonator, but at its end in a capacitive load condition. Has been.
【００３５】
図７は、２つのインピーダンス非対称フィルタ要素と１つのインピーダンス対
称要素とから構成されている構造を示し、ここでは９つの極と８つの伝送ゼロ点
とが得られる。FIG. 7 shows a structure composed of two impedance asymmetric filter elements and one impedance symmetrical element, where 9 poles and 8 transmission zeros are obtained.
【００３６】
図８は、５つの極と４つの伝送ゼロ点とを有するインピーダンス対称フィルタ
要素から構成されるフィルタを示し、これはＨ１０波タイプ（H10 wave type）
用の方形の中空線路に基づいて実現されている。主共振器１は両端で短絡された
方形の中空線路から成り、これは中心周波数で中空線路波長に相当する長さを有
する。４つの阻止共振器２が、短絡された１／４中空導体セグメントの形で実現
されている。ポートに対する結合は、例えば同軸接続点（coaxial junction）３
を介して生じることが可能である。FIG. 8 shows a filter consisting of an impedance symmetrical filter element with 5 poles and 4 transmission zeros, which is an H10 wave type.
It is realized on the basis of a rectangular hollow line for use. The main resonator 1 consists of a rectangular hollow line short-circuited at both ends, which has a length corresponding to the hollow line wavelength at the center frequency. The four blocking resonators 2 are realized in the form of short-circuited quarter-hollow conductor segments. Coupling to a port is, for example, a coaxial junction 3
Can occur through.
【００３７】
図９は、２つのインピーダンス対称フィルタ要素から構成されるフィルタの場
合の誘電体共振器による実現の一例を示し、ここでは、各フィルタ要素は３つの
極と２つの伝送ゼロ点とを生じさせ、したがって帯域フィルタは合計で６つの極
と４つの伝送ゼロ点とを有する。適切な誘電体材料、すなわち、可能な限り高い
誘電率(dielectric constant）と、低い損失角（loss angle）と低い温度係数と
を有する材料（例えば、チタン酸ジルコン酸バリウム）から作られる主共振器１
と阻止共振器２とが、例えば石英材料から作られるスペーサ３によって、過剰に
高い抵抗損を回避するのに十分な金属ケーシング５の床からの距離を置いて配置
される。主共振器は、ｆ0で図９ｂに示されている界分布を伴う固有共振を有す
るように寸法決めされており、また阻止共振器は、４つの阻止周波数ｆ1からｆ4
で共振するように寸法決めされており、ここでこれらは図９ｃによる界分布を有
する。この主共振器の空間的な界分布（spatial field distribution）のために
、それはｆ0で阻止共振器の共振界（resonance field）に結合されない。しかし
、主共振器と阻止共振器との間の結合がｆ0以外の周波数に対して得られ、その
結果として追加の４つの固有共振が生じる。ポートに対する結合は、例えば、導
体ループ４を使用して生じることが可能である。FIG. 9 shows an example of an implementation with a dielectric resonator in the case of a filter consisting of two impedance-symmetric filter elements, where each filter element has three poles and two transmission zeros. Resulting, so the bandpass filter has a total of 6 poles and 4 transmission zeros. Main resonator made from a suitable dielectric material, ie a material with a dielectric constant as high as possible, a low loss angle and a low temperature coefficient (eg barium zirconate titanate). 1
And the blocking resonator 2 are arranged at a distance from the floor of the metal casing 5 sufficient to avoid excessively high ohmic losses, for example by means of spacers 3 made of quartz material. The main resonator is dimensioned to have a natural resonance at f 0 with the field distribution shown in FIG. 9b, and the blocking resonator is designed to resonate at four blocking frequencies f 1 to f 4. , Where they have a field distribution according to FIG. 9c. Due to the spatial field distribution of this main resonator, it is not coupled to the resonance field of the blocking resonator at f 0 . However, coupling between the main and blocking resonators is obtained for frequencies other than f 0 , resulting in four additional natural resonances. The coupling to the port can occur, for example, using the conductor loop 4.
【００３８】
図１０は、誘電体材料から作られるフィルタ要素のための別の実現可能な設計
の一例である。主共振器５は、長さａを有する誘電体長方形から成り、この長さ
はその誘電体長方形(dielectric square）上の表面波の波長にほぼ相当する。こ
れは図１０ｂに相当する主共振器上の界分布を生じさせる。４つの阻止共振器１
〜４も誘電体長方形から成り、この個々の長さｂ１〜ｂ４は４つの伝送ゼロ点の
周波数位置に影響を与える。誘電体主共振器と４つの誘電体阻止共振器とから構
成されている構造全体が５つの固有振動を実現する。極の周波数位置は、主共振
器と阻止共振器との間の結合の強度によって変更されることが可能である。空気
または比較的低い誘電率を有する誘電体材料で充填されている、幅ｈ1からｈ4を
有する共振器間の「間隙」が、この結合の強度を変えるために使用される。FIG. 10 is an example of another feasible design for a filter element made from a dielectric material. The main resonator 5 consists of a dielectric rectangle with a length a, which corresponds approximately to the wavelength of the surface wave on the dielectric square. This gives rise to a field distribution on the main resonator corresponding to FIG. 10b. 4 blocking resonators 1
˜4 also consist of a dielectric rectangle, whose individual lengths b1 to b4 influence the frequency position of the four transmission zeros. The entire structure consisting of the dielectric main resonator and four dielectric blocking resonators realizes five natural vibrations. The frequency position of the poles can be changed by the strength of the coupling between the main resonator and the blocking resonator. A "gap" between the resonators with widths h 1 to h 4 , filled with air or a dielectric material with a relatively low dielectric constant, is used to change the strength of this coupling.
【００３９】
本発明による原理は、例えばマイクロストリップ・ライン構造のような平面共
振器構造にも適用されることが可能であり、この場合に、高温超伝導体から作ら
れているマイクロストリップ・ライン構造も、非常に高レベルの小型化にも係わ
らず高い無負荷Ｑを有するので関心のある構造である。The principles according to the invention can also be applied to planar resonator structures, eg microstrip line structures, in which case microstrip lines made of high temperature superconductors. The structure is also of interest because it has a high unloaded Q despite a very high level of miniaturization.
【００４０】
図１１は、マイクロストリップ・ライン技術における本発明によるインピーダ
ンス非対称フィルタ要素の実現を説明する。図１１ａは、最初に、マイクロスト
リップ・ライン共振器の先行技術における公知の原理を思い出すものである。こ
の構造では、適切な誘電体基板１が、一方の側に連続導体層２を有し、他方の側
に構造化導体層（structured conductor layer）を有する。図１１ａはマイクロ
ストリップ・ライン共振器３の公知の構造を示し、この端部は給電リード４、５
に静電的に結合されている。電力伝送係数６の周波数応答は周波数ｆ0で最大を
有し、この最大の幅は線路端（切れ目）での結合の強度によって変えられること
が可能である。図１１ｂは、マイクロストリップ・ライン技術においてインピー
ダンス非対称フィルタ要素がどのように実現可能であるかを示す。この目的のた
めにＴ字形導体構造が使用され、そこでは個々のアームの長さは中心周波数での
線路波長のほぼ１／４に相当し、この場合にサイドアーム３の長さまたは幅にお
ける明確な非対称性がその機能にとって必要である。このサイドアームは阻止共
振器の単純な実現を表し、この場合に阻止周波数はこのアームの長さによって影
響される。第３のアームと共に、このサイドアームは、２つの異なる周波数で共
振する構造を形成し、従ってＴ字形構造は二重モード共振器(dual-mode resonat
or）の特殊な形態を示す。出力ポートは、図１１ｂに示されている仕方でＴ字形
構造に静電的に結合されることが可能である。このように形成された二重ポート
(dual port）の周波数応答６は、２つの伝送最大と２つの伝送ゼロ点とによって
特徴付けられ、ここで伝送最大の絶対値は非対称性のために１よりもはるかに下
にあることが可能である。この理由から、単一の非対称フィルタ要素は、インピ
ーダンス対称フィルタ要素とは反対に、使用可能な帯域フィルタには該当しない
。上述の実現例のすべてと同様に、このマイクロストリップ・ライン構造も、例
えば変化する幅を有する不均質な線路セグメントを使用することによって、様々
なやり方で変形されることが可能である。FIG. 11 illustrates the implementation of an impedance asymmetric filter element according to the invention in microstrip line technology. FIG. 11a first recalls the known principle in the prior art of microstrip line resonators. In this structure, a suitable dielectric substrate 1 has a continuous conductor layer 2 on one side and a structured conductor layer on the other side. FIG. 11a shows a known structure of a microstrip line resonator 3, the ends of which are feed leads 4, 5.
Is electrostatically coupled to. The frequency response of the power transfer coefficient 6 has a maximum at frequency f 0 , the maximum width of which can be varied by the strength of the coupling at the line ends (breaks). FIG. 11b shows how an impedance asymmetric filter element can be implemented in microstrip line technology. For this purpose a T-shaped conductor structure is used, in which the length of the individual arms corresponds to approximately 1/4 of the line wavelength at the center frequency, in this case a distinction in the length or width of the side arms 3. Asymmetry is necessary for its function. This side arm represents a simple realization of a blocking resonator, where the blocking frequency is influenced by the length of this arm. Together with the third arm, this side arm forms a structure that resonates at two different frequencies, so that the T-shaped structure is a dual-mode resonator.
or) shows a special form. The output port can be electrostatically coupled to the T-shaped structure in the manner shown in Figure 11b. Dual port formed in this way
The frequency response 6 of the (dual port) is characterized by two transmission maxima and two transmission zeros, where the absolute value of the transmission maxima can be well below 1 due to asymmetry. Is. For this reason, a single asymmetric filter element, as opposed to an impedance symmetric filter element, is not a usable bandpass filter. Like all of the implementations described above, this microstrip line structure can also be modified in various ways, for example by using inhomogeneous line segments with varying widths.
【００４１】
図１２は、８つの伝送ゼロ点を有する９極フィルタがどのように４つのインピ
ーダンス非対称フィルタ要素１と従来通りの半波共振器(half-wave resonator）
２とから形成されることが可能であるかの一例を示す。追加の極を備えているこ
とに加えて、カスケード内の共振器２は、ポート２でのインピーダンス（例えば
、５０Ω）を、Ｔ字形共振器の接続点に対する結合箇所でのより低いインピーダ
ンスレベルに変換する。この場合には、個々のフィルタ要素に対するパラメータ
は、例えば周波数応答に関してカウア(Cauer）特性を実現するように寸法決めさ
れることが可能である。FIG. 12 shows how a 9-pole filter with eight transmission zeros and four impedance asymmetric filter elements 1 and a conventional half-wave resonator.
2 shows an example of how it can be formed from In addition to having an additional pole, the resonator 2 in the cascade transforms the impedance at port 2 (eg, 50Ω) into a lower impedance level at the coupling point to the T-junction junction. To do. In this case, the parameters for the individual filter elements can be dimensioned so as to achieve a Cauer characteristic with respect to the frequency response, for example.
【手続補正書】[Procedure amendment]
【提出日】平成１４年５月１４日（２００２．５．１４）[Submission date] May 14, 2002 (2002.5.14)
【手続補正１】[Procedure Amendment 1]
【補正対象書類名】明細書[Document name to be amended] Statement
【補正対象項目名】請求項１[Name of item to be corrected] Claim 1
【補正方法】変更[Correction method] Change
【補正の内容】[Contents of correction]
【手続補正２】[Procedure Amendment 2]
【補正対象書類名】明細書[Document name to be amended] Statement
【補正対象項目名】００１３[Correction target item name] 0013
【補正方法】変更[Correction method] Change
【補正の内容】[Contents of correction]
【００１３】
従来の技術では、英語文献で「抽出極構造（extracted-pole-structure）」と
呼ばれる構成が、互いに隣接していない共振器の間のオーバカップリングを有す
る共振器構成を使用する代わりに、伝送ゼロ点を実現するために使用され、この
場合には、追加の共振器が、阻止領域内で伝送ゼロ点を実現するように、有限の
周波数において伝送ゼロ点なし（Ｍ＝０）に、帯域フィルタの入力および／また
は出力ポートに対する給電リード(supply lead）に結合される。こうした構成の
１つがDE 42 32 054 A1から公知であり、この特許文献では、少なくとも１つの
同軸共振器から成る帯域消去フイルタ（band-stop filter）が、有限の周波数で
伝送ゼロ点がない（Ｍ＝０）マイクロ波セラミックフィルタに直列に接続されて
いる（Ｍ＝０の帯域フィルタと帯域消去フィルタとによって構成されたカスケー
ド）。この帯域消去フィルタは、通過帯域の外側に位置している干渉周波数を除
去するために使用される。US 3,747,030 Aでは、約１／４波長の長さの線路共振
器（line resonator）が、Ｍ＝０の集中素子から成るフィルタの入力または出力
に並列に接続されている。この結果として、帯域消去フィルタはフィルタの２ポ
ート・ネットワークに直列に接続されている。H.Fechnerの“Cauer Parameter B andpasses in Microstrip Conductor Technology”（マイクロストリップ導体技 術におけるCauerパラメータ・バンドパス）、Frequenz; vol.34 (1980.03), pp. 78-89から、阻止共振器はまた伝送ゼロを達成するために帯域フィルタ構造の内
部に移され得ることが分かる。この刊行物の図６はマイクロストリップ・ライン 技術における５極のバンドパスのレイアウトを示している。４つの伝送ゼロはλ ／４のスパー線路（spur line）の形態での４つの追加の共振器によって実現さ
れている。この刊行物の図８は３つの並列結合されたマイクロストリップ・ライ ン共振器から成る３極フィルタを示している。２つの伝送ゼロはスパー線路の形 態の２つの阻止共振器を有する中間共振器（middle resonator）を備えることに よって実現されている。 帯域フィルタ内に追加の阻止共振器を導入することによって伝送ゼロを実現す るこれらの公知の概念は、通過帯域内にＮ個の減衰ゼロを有するフィルタのため にＮ個より多い共振器を使用しなければならないという上述の「オーバカップリ ング」の概念に関連する不都合を有する。 In the prior art, a configuration referred to as “extracted-pole-structure” in the English literature uses a resonator configuration with overcoupling between resonators that are not adjacent to each other. Used to realize a transmission zero, in which case an additional resonator has no transmission zero (M = 0) at a finite frequency so that the transmission zero is realized in the stop region. And is coupled to a supply lead to the input and / or output port of the bandpass filter. One such arrangement is known from DE 42 32 054 A1, in which a band-stop filter consisting of at least one coaxial resonator has no transmission zero at a finite frequency (M = 0) connected in series with a microwave ceramic filter (cascade constituted by a band filter and a band stop filter with M = 0). This band stop filter is used to remove interference frequencies located outside the pass band. In US 3,747,030 A, a line resonator with a length of approximately 1/4 wavelength is connected in parallel with the input or output of a filter consisting of lumped elements with M = 0. As a result of this, the bandstop filter is connected in series with the two-port network of filters. "Cauer Parameter B andpasses in Microstrip Conductor Technology" of H.Fechner (Cauer parameter bandpass in microstrip conductor technology), Frequenz;. Vol.34 (1980.03 ), from pp 78-89, blocking resonator also transmitted Within the bandpass filter structure to achieve zero
It turns out that it can be transferred to the department. FIG. 6 of this publication shows a five pole bandpass layout in microstrip line technology. The four transmission zeros are realized by four additional resonators in the form of λ / 4 spur lines.
Has been. Figure 8 shows a three-pole filter consisting of microstrip line resonators of three parallel combination of the publication. Two transmission zeros are possible to thus realizing with an intermediate resonator having two blocking resonators in the form status of the spar line a (middle resonator). These known concept that to achieve a transmission zero by introducing an additional blocking resonator in the bandpass filter uses N more than the resonator for a filter having N zero attenuation in the passband It has the disadvantage associated with the concept of "Obakappuri ring" described above that it is necessary to.
【手続補正３】[Procedure 3]
【補正対象書類名】明細書[Document name to be amended] Statement
【補正対象項目名】００１６[Correction target item name] 0016
【補正方法】変更[Correction method] Change
【補正の内容】[Contents of correction]
【００１６】
この目的は、特許の請求項に記載されている項目によって本発明にしたがって
実現される。本発明は、各阻止共振器が阻止領域内の所望の伝送ゼロ点の１つと
同様に通過帯域内の追加の減衰ゼロ点の両方を残りのフィルタ構造と一緒になっ
て実現するように、阻止共振器が帯域フィルタ構造の中に一体化されている帯域
フィルタ構造を提案する。公知の構造（FechnerのFrequenz 1980参照）に対し、 この阻止共振器の２重機能はＮ極とＭ＝Ｎ−１伝送ゼロ点を有するフィルタの実 現のためにＮ個の共振器しか必要としないのに対し、一方マイクロストリップ・ ラインフィルタ（microstrip line filter）のためのFechnerによって提案され
た構造においてはスパー線路の形態のＭ＋Ｍ＝２Ｎ−１個の共振器が要求される 。
本発明によるこうした帯域フィルタ構造は下記の特徴によって特徴付けられる
。
（ａ）この帯域フィルタは、Ｎ＝２ｍ＋１（ｍ＝自然数）の極（Pole）とＮ−１
の伝送ゼロ点とを有する詳細に後述するインピーダンス対称フィルタ要素(imped
ance-symmetrical filter member）によって、または、Ｎ＝２極とＭ＝２の伝送
ゼロ点とを各々が有する詳細にはさらに後述するインピーダンス対称フィルタ要
素から成るカスケード(cascade）構成によって構成されている。
（ｂ）Ｎ＝３極とＭ＝２の伝送ゼロ点とを有するインピーダンス対称フィルタ要
素は、主共振器と呼ばれる、２つの切れ目によって境界を接した線路セグメント
から成り、この線路セグメントの中央に１対の阻止共振器が結合されており、そ
こでの主共振器上の縦方向の界分布（field distribution）が、主共振器の共振
周波数（中心周波数）では阻止共振器に対する結合が消失するがしかし、この共
振周波数から外れている周波数では有限の値をとるようにさせる。主共振器の長
さは、帯域フィルタの中心周波数で線路波長の半分に等しいように選択される。
一方の阻止共振器に対して選択された阻止周波数は、中心周波数よりも小さく、
かつ、他方の阻止共振器の阻止周波数は中心周波数よりも大きいので、従って、
これら２つの阻止共振器の各々が、伝送ゼロ点、及び主共振器との相互作用によ
る追加のポートとを生じさせる。単一のインピーダンス対称フィルタ要素が帯域
フィルタとして使用される場合には、主共振器の一端はフィルタ入力に電気的に
、ガルバニ的に、または、磁気的に結合され、その他端はフィルタ出力に結合さ
れる。帯域フィルタが幾つかのインピーダンス対称フィルタ要素のカスケードか
ら構成されている場合には、入力または出力ポートに結合されない互いに隣接す
る主共振器の端部は、電気的に、ガルバニ的に、または、磁気的に互いに結合さ
れる。
（ｃ）Ｎ＝２ｍ＋１の極（ｍは１よりも大きい自然数）とＭ＝Ｎ−１＝２ｍの伝
送ゼロ点とを有する１つのインピーダンス対称フィルタ要素は、主共振器と呼ば
れる、２つの切れ目によって境界を接した線路セグメントから成り、それには中
心周波数波長の約半分の距離で互いに間隔をあけられているｍ対の阻止共振器が
、主共振器上の縦方向の界分布が主共振器の共振周波数（中心周波数）では阻止
共振器に対する結合が消失するがしかし、上述の周波数から外れている周波数で
は有限の値をとるようにさせるように、結合される。主共振器の長さは、中心周
波数における線路波長の半分のｍ倍にほぼ相当するように選択され、そして主共
振器の端からの外側の阻止共振器対の距離は線路波長の約１／４の長さになる。
ｍ対の阻止共振器の各々の２つの阻止共振器の阻止周波数が、一方が中心周波数
よりも小さく、他方が中心周波数よりも大きいように選択され、従って、この２
つの阻止共振器の各々が伝送ゼロ点と、主共振器との相互作用によって追加のポ
ートとを生じさせる。単一のインピーダンス対称フィルタ要素が帯域フィルタと
して役立つ場合には、主共振器の一端はフィルタ入力に電気的に、ガルバニ的に
、または、磁気的に結合され、そして主共振器の他端はフィルタ出力に結合され
る。帯域フィルタが幾つかのインピーダンス対称フィルタ要素のカスケードから
構成される場合には、入力または出口ポートに結合されていない互いに隣接する
主共振器の端部は、電気的に、ガルバニ的に、または、磁気的に互いに結合され
る。
（ｄ）インピーダンス対称フィルタ要素に加えて、Ｎ＝２のポートとＭ＝２の伝
送ゼロ点とを有するインピーダンス非対称フィルタ要素(impedance-unsymmetric
al filter member）の各々が、幾つかのフィルタ要素のカスケードから帯域フィ
ルタを構成するために使用されることが可能である。インピーダンス非対称フィ
ルタ要素は主共振器から成り、その長さは帯域フィルタの中心周波数での線路波
長の約１／４に相当し、その一端は、この線路端が高抵抗終端される（最大の電
界強度である）ように隣接フィルタ要素に結合されており、その他端は、その線
路端が低抵抗終端される（線路端で電流最大である）ようにバンドパスの隣接フ
ィルタ要素または入力もしくは出力ポートに結合され、そしてそこで１対の阻止
共振器が主共振器の低抵抗端に電気的またはガルバニ的に結合される。This object is achieved according to the invention by the items stated in the patent claims. The present invention provides such that each blocking resonator achieves both one of the desired transmission zeros in the stop region as well as an additional attenuation zero in the passband, together with the rest of the filter structure. We propose a bandpass filter structure in which the resonator is integrated into the bandpass filter structure. To known structure (see Frequenz 1980 of Fechner), 2 dual function of blocking resonator requires only N number of resonators for realization of a filter having N poles and M = N-1 transmission zero While proposed by Fechner for a microstrip line filter , while not
In such a structure, M + M = 2N-1 resonators in the form of spur lines are required . Such a bandpass filter structure according to the invention is characterized by the following features. (A) This bandpass filter has N = 2m + 1 (m = natural number) poles and N−1.
The impedance symmetric filter element (imped
ance-symmetrical filter members) or by a cascade configuration of impedance symmetric filter elements, each having N = 2 poles and M = 2 transmission zeros, which will be described in more detail below. (B) An impedance symmetric filter element with N = 3 poles and a transmission zero of M = 2 consists of a line segment bounded by two cuts, called the main resonator, with a 1 in the center of this line segment. A pair of blocking resonators are coupled, where the longitudinal field distribution on the main resonator loses its coupling to the blocking resonator at the resonance frequency (center frequency) of the main resonator. , It is made to take a finite value at a frequency deviating from this resonance frequency. The length of the main resonator is chosen to be equal to half the line wavelength at the center frequency of the bandpass filter.
The stop frequency chosen for one of the stop resonators is less than the center frequency,
And since the blocking frequency of the other blocking resonator is greater than the center frequency, therefore,
Each of these two blocking resonators creates a transmission zero and an additional port due to its interaction with the main resonator. When a single impedance symmetrical filter element is used as a bandpass filter, one end of the main resonator is electrically, galvanically or magnetically coupled to the filter input and the other end is coupled to the filter output. To be done. If the bandpass filter is composed of a cascade of several impedance-symmetric filter elements, the ends of the main resonators adjacent to each other that are not coupled to the input or output ports are electrically, galvanically or magnetically connected. Are combined with each other. (C) One impedance symmetric filter element with N = 2m + 1 poles (m is a natural number greater than 1) and M = N-1 = 2m transmission zeros is defined by two breaks called the main resonator. There are m pairs of blocking resonators consisting of bounding line segments spaced at a distance of about half the center frequency wavelength, and the longitudinal field distribution on the main resonator is that of the main resonator. At the resonance frequency (center frequency), the coupling to the blocking resonator disappears, but at frequencies deviating from the above-mentioned frequencies, the coupling is made to have a finite value. The length of the main resonator is selected to correspond approximately to m times the line wavelength at the center frequency, and the distance of the outer blocking resonator pair from the end of the main resonator is about 1 / of the line wavelength. 4 lengths.
The blocking frequencies of the two blocking resonators of each of the m pairs of blocking resonators are chosen such that one is below the center frequency and the other is above the center frequency.
Each of the three blocking resonators creates a transmission zero and an additional port by interaction with the main resonator. If a single impedance symmetrical filter element serves as a bandpass filter, one end of the main resonator is electrically, galvanically or magnetically coupled to the filter input and the other end of the main resonator is the filter. Coupled to the output. If the bandpass filter is composed of a cascade of several impedance symmetric filter elements, the ends of the main resonators adjacent to each other that are not coupled to the input or exit ports are electrically, galvanically, or Magnetically coupled to each other. (D) Impedance-unsymmetrical filter elements with N = 2 ports and M = 2 transmission zeros in addition to impedance symmetric filter elements.
Each of the al filter members) can be used to construct a bandpass filter from a cascade of several filter elements. The impedance asymmetric filter element consists of a main resonator, the length of which corresponds to about 1/4 of the line wavelength at the center frequency of the bandpass filter, and one end of which is highly resistively terminated at this line end (maximum electric field). (Adjacent) to the adjacent filter element and the other end is a bandpass adjacent filter element or input or output port so that the line end is low resistance terminated (current maximum at the line end). , Where a pair of blocking resonators are electrically or galvanically coupled to the low resistance end of the main resonator.
【手続補正４】[Procedure amendment 4]
【補正対象書類名】明細書[Document name to be amended] Statement
【補正対象項目名】００２０[Correction target item name] 0020
【補正方法】変更[Correction method] Change
【補正の内容】[Contents of correction]
【００２０】
図１ａは均一な高周波線路１を象徴的に示し、この図では、この線路が、例え
ば同軸線路のような金属ＴＥＭ線路、例えばマイクロストリップ・ラインもしく
はストリップ・ライン（strip line）もしくは共平面線路(coplanar line）のよ
うな平面線路、または、中空導体もしくは誘電体線路(dielectric line）として
設計されることが可能である。散逸を無視すれば、電力伝送係数２の周波数応答
、すなわち、無反射終端ポート(reflection-free terminated port）２に存在す
る電力Ｐ2とポート１に到達する電力Ｐinに対するその間の比の周波数依存性は
、その線路の調べられた動作周波数範囲内では周波数に係わらず１に等しい。FIG. 1 a symbolically shows a uniform high-frequency line 1, in which this line is a metal TEM line, for example a coaxial line, for example a microstrip line or a strip line or a common line. It can be designed as a plane line, such as a coplanar line, or as a hollow conductor or a dielectric line. Ignoring dissipation, the frequency response of the power transmission coefficients 2, i.e., the reflection-free termination port (reflectio n -free terminated port) therebetween ratio power P in reaching the power P 2 and port 1 present 2 Frequency The dependence is equal to 1 regardless of frequency within the investigated operating frequency range of the line.
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (81)指定国 ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＣＹ， ＤＥ，ＤＫ，ＥＳ，ＦＩ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，Ｉ Ｔ，ＬＵ，ＭＣ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ)，ＯＡ(ＢＦ，ＢＪ ，ＣＦ，ＣＧ，ＣＩ，ＣＭ，ＧＡ，ＧＮ，ＧＷ，ＭＬ， ＭＲ，ＮＥ，ＳＮ，ＴＤ，ＴＧ)，ＡＰ(ＧＨ，ＧＭ，Ｋ Ｅ，ＬＳ，ＭＷ，ＭＺ，ＳＤ，ＳＬ，ＳＺ，ＴＺ，ＵＧ ，ＺＷ)，ＥＡ(ＡＭ，ＡＺ，ＢＹ，ＫＧ，ＫＺ，ＭＤ， ＲＵ，ＴＪ，ＴＭ)，ＡＥ，ＡＧ，ＡＬ，ＡＭ，ＡＴ， ＡＵ，ＡＺ，ＢＡ，ＢＢ，ＢＧ，ＢＲ，ＢＹ，ＣＡ，Ｃ Ｈ，ＣＮ，ＣＲ，ＣＵ，ＣＺ，ＤＥ，ＤＫ，ＤＭ，ＤＺ ，ＥＥ，ＥＳ，ＦＩ，ＧＢ，ＧＤ，ＧＥ，ＧＨ，ＧＭ， ＨＲ，ＨＵ，ＩＤ，ＩＬ，ＩＮ，ＩＳ，ＪＰ，ＫＥ，Ｋ Ｇ，ＫＰ，ＫＲ，ＫＺ，ＬＣ，ＬＫ，ＬＲ，ＬＳ，ＬＴ ，ＬＵ，ＬＶ，ＭＡ，ＭＤ，ＭＧ，ＭＫ，ＭＮ，ＭＷ， ＭＸ，ＮＯ，ＮＺ，ＰＬ，ＰＴ，ＲＯ，ＲＵ，ＳＤ，Ｓ Ｅ，ＳＧ，ＳＩ，ＳＫ，ＳＬ，ＴＪ，ＴＭ，ＴＲ，ＴＴ ，ＴＺ，ＵＡ，ＵＧ，ＵＳ，ＵＺ，ＶＮ，ＹＵ，ＺＡ， ＺＷ─────────────────────────────────────────────────── ─── Continued front page (81) Designated countries EP (AT, BE, CH, CY, DE, DK, ES, FI, FR, GB, GR, IE, I T, LU, MC, NL, PT, SE), OA (BF, BJ , CF, CG, CI, CM, GA, GN, GW, ML, MR, NE, SN, TD, TG), AP (GH, GM, K E, LS, MW, MZ, SD, SL, SZ, TZ, UG , ZW), EA (AM, AZ, BY, KG, KZ, MD, RU, TJ, TM), AE, AG, AL, AM, AT, AU, AZ, BA, BB, BG, BR, BY, CA, C H, CN, CR, CU, CZ, DE, DK, DM, DZ , EE, ES, FI, GB, GD, GE, GH, GM, HR, HU, ID, IL, IN, IS, JP, KE, K G, KP, KR, KZ, LC, LK, LR, LS, LT , LU, LV, MA, MD, MG, MK, MN, MW, MX, NO, NZ, PL, PT, RO, RU, SD, S E, SG, SI, SK, SL, TJ, TM, TR, TT , TZ, UA, UG, US, UZ, VN, YU, ZA, ZW
Claims (17)
主共振器（１）に結合される少なくとも１つの阻止共振器（４、６、８）とから
成り、前記主共振器（１）は、中断部分あるいは金属壁の形の切れ目（図２ａか
ら図２ｃの２と３）によって両側で境を成している線路セグメントによって規定
されており、かつ、中心周波数（ｆ0）で電磁的固有振動を有する高周波帯域フ
ィルタ装置において、前記主共振器に結合される前記阻止共振器（４）は、前記
主共振器（１）の前記線路セグメント上の波に対してその阻止周波数（ｆs）で
１の反射率を実現することと、前記少なくとも１つの阻止共振器は、前記阻止共
振器と前記主共振器との間の周波数依存結合が前記線路に沿った電界および磁界
の空間的変化のために前記帯域フィルタの前記中心周波数で消滅する、前記線路
セグメントに沿ったそれらの位置で前記主共振器と結合されることと、を特徴と
する高周波帯域フィルタ装置。1. A high frequency band filter device comprising a main resonator (1) and at least one blocking resonator (4, 6, 8) coupled to the main resonator (1), The main resonator (1) is defined by a line segment bounded on both sides by an interruption or a cut in the form of a metal wall (2 and 3 in FIGS. 2a to 2c) and at the center frequency ( In a high frequency bandpass filter device having an electromagnetic natural vibration at f 0 ), the blocking resonator (4) coupled to the main resonator has a function for a wave on the line segment of the main resonator (1). Achieving a reflectivity of 1 at its stop frequency (f s ) and said at least one stop resonator is characterized in that the frequency dependent coupling between said stop resonator and said main resonator is an electric field along said line. And due to the spatial variation of the magnetic field A high frequency bandpass filter device which is coupled to the main resonator at those positions along the line segment that disappear at the center frequency of the bandpass filter.
１対の阻止共振器によって構成されることを特徴とする請求項１に記載の高周波
帯域フィルタ装置。2. The high frequency bandpass filter device according to claim 1, wherein the at least one blocking resonator is constituted by a pair of blocking resonators arranged symmetrically to each other.
結合されることを特徴とする請求項１に記載の高周波帯域フィルタ装置。3. The high frequency bandpass filter device according to claim 1, wherein the at least one blocking resonator is electrically coupled to the main resonator.
結合されることを特徴とする請求項１に記載の高周波帯域フィルタ装置。4. The high frequency bandpass filter device of claim 1, wherein the at least one blocking resonator is magnetically coupled to the main resonator.
結合されることを特徴とする請求項１に記載の高周波帯域フィルタ装置。5. The high frequency bandpass filter device according to claim 1, wherein the at least one blocking resonator is galvanically coupled to the main resonator.
波長のほぼ半分に相当する長さを有する線路セグメントによって構成されている
ことと、２つの前記阻止共振器が、前記周波数依存結合が前記中心周波数で消滅
するように前記線路セグメントの中心で前記主共振器に結合されていることと、
前記２つの阻止共振器の一方の阻止周波数が前記帯域フィルタの前記中心周波数
よりも小さく、かつ、他方の前記阻止共振器の阻止周波数が前記帯域フィルタの
前記中心周波数よりも大きいことと、前記２つの阻止共振器の前記阻止周波数は
前記帯域フィルタの伝送ゼロ点が必要とされる阻止領域内で選択されていること
と、通過帯域内の３つの伝送最大が、前記通過帯域内のリターンロスが予め設定
された最小値よりも大きいように、前記阻止共振器と前記主共振器との間の結合
の強度によってシフトされることと、を特徴とする、３つの固有周波数（極）と
２つの伝送ゼロ点とを有する請求項１に記載の帯域フィルタ。6. The main resonator is constituted by a line segment having a length corresponding to approximately half of a line wavelength at the center frequency of the bandpass filter, and two blocking resonators are provided. Coupled to the main resonator at the center of the line segment such that frequency dependent coupling disappears at the center frequency;
One of the two stop resonators has a stop frequency lower than the center frequency of the bandpass filter, and the other stop resonator has a stop frequency higher than the center frequency of the bandpass filter; That the stop frequencies of the one stop resonator are selected in the stop region where the transmission zero of the bandpass filter is required, and that the three transmission maxima in the passband are equal to the return loss in the passband. Shifted by the strength of the coupling between the blocking resonator and the main resonator to be greater than a preset minimum value, three natural frequencies (poles) and two natural frequencies (poles) The bandpass filter according to claim 1, having a transmission zero point.
長さを有する線路セグメントから形成されることと、前記主共振器の前記線路セ
グメントに沿って中心周波数線路波長の約１／２だけ互いに間隔があけられてお
り、かつ外側の阻止共振器対と前記線路セグメントの端との間で前記線路波長の
約１／４だけ間隔があけられている２対の阻止共振器が、前記周波数依存結合が
前記帯域フィルタの前記中心周波数で消滅するように、前記主共振器に結合され
ていることと、を特徴とする、５つの固有周波数（極）と４つの伝送ゼロ点とを
有する請求項１に記載の帯域フィルタ。7. The main resonator is formed of a line segment having a length corresponding to approximately one line wavelength at the center frequency, and a line having a center frequency line wavelength along the line segment of the main resonator. Two pairs of blocking resonances, which are spaced from each other by about 1/2 and are spaced from the outer blocking resonator pair by the end of the line segment by about 1/4 of the line wavelength. Is coupled to the main resonator such that the frequency dependent coupling disappears at the center frequency of the bandpass filter, five natural frequencies (poles) and four transmission zeros. The bandpass filter according to claim 1, having points and.
長さを有する線路セグメントによって形成されていることと、前記線路セグメン
トに沿って前記中心周波数線路波長の１／２の距離と、他の阻止共振器対と前記
線路セグメントの端との間の線路波長の約１／４の距離で互いに間隔があけられ
るｍ対の阻止共振器が、前記周波数依存結合が前記帯域フィルタの前記中心周波
数で消滅するように、前記主共振器に結合されることと、を特徴とする、２ｍ＋
１個（ｍは自然数）の固有周波数（極）と２ｍ個の伝送ゼロ点とを有する請求項
１に記載の帯域フィルタ。8. The main resonator is formed by a line segment having a length of approximately m times ½ of the center frequency line wavelength, and the center frequency line wavelength is arranged along the line segment. M pairs of blocking resonators spaced from each other by a distance of 1/2 and a distance of about 1/4 of a line wavelength between another blocking resonator pair and the end of the line segment, Is coupled to the main resonator so that it disappears at the center frequency of the bandpass filter.
The bandpass filter according to claim 1, wherein the bandpass filter has one natural frequency (pole) (m is a natural number) and 2m transmission zero points.
１）倍の長さを有する線路セグメントによって形成されることと、前記線路セグ
メントに沿って前記中心周波数線路波長の１／２の距離だけ互いに間隔があけら
れており、かつ外側の阻止共振器対と前記線路セグメントの端との間で前記線路
波長の約１／２だけ互いに間隔があけられているｍ対の阻止共振器が、前記周波
数依存結合が前記帯域フィルタの前記中心周波数で消滅するように、前記主共振
器に結合されていることと、を特徴とする、２ｍ＋１個（ｍは自然数）の固有周
波数（極）と２ｍ個の伝送ゼロ点とを有する請求項１に記載の帯域フィルタ。9. The main resonator has approximately one-half the center frequency line wavelength (m +).
1) formed by line segments having a length that is equal to one another, and is spaced along the line segment by a distance of ½ of the center frequency line wavelength, and an outer blocking resonator pair. M pairs of blocking cavities spaced from each other by about 1/2 of the line wavelength such that the frequency dependent couplings disappear at the center frequency of the bandpass filter. 2. The bandpass filter according to claim 1, having 2m + 1 natural frequencies (poles) and 2m transmission zero points, characterized in that it is coupled to the main resonator. .
トの一方の端が、その次のフィルタ要素の前記線路セグメントの隣接する端と電
気的に、または磁気的に、またはガルバニ的に結合されていることと、外側のフ
ィルタ要素の前記線路セグメントの２つの外側端が入力または出力ポートに結合
されていることとを特徴とする、フィルタ要素（Ｑ個）のカスケードを有し、前
記フィルタ要素は請求項２から５のいずれか１項に記載の帯域フィルタから形成
される請求項１に記載の帯域フィルタ。10. One end of the line segment of a filter element acting as the main resonator is electrically, magnetically or galvanically with an adjacent end of the line segment of the next filter element. A cascade of filter elements (Q), characterized in that they are coupled and that the two outer ends of said line segments of the outer filter element are coupled to input or output ports, A bandpass filter according to claim 1, wherein the filter element is formed from the bandpass filter according to any one of claims 2 to 5.
記端で生じるように、前記帯域フィルタの入力ポート（ポート１）と電気的に、
磁気的に、またはガルバニ的に結合されており、その他方の端（３）が、電界強
度の最小が前記中心周波数でこの端において生じるように、前記帯域フィルタの
出力ポートと電気的に、磁気的に、またはガルバニ的に結合されることと、１対
の阻止共振器が第２のポート（図４ａの３）の付近においてガルバニ的に、電気
的に、または磁気的に結合されることと、前記２つの阻止共振器の選択された阻
止周波数が阻止領域内の伝送ゼロ点の予め設定された周波数に等しいことと、通
過帯域内の２つの伝送最大の周波数位置が、前記阻止共振器と前記の約１／４波
長長さの線路セグメントとの間の結合強度を変更することによって変えられるこ
とが可能であることと、を特徴とする、前記帯域フィルタの前記中心周波数での
線路波長の１／４である線路セグメント（図４ａの１）の形の主共振器から成る
、２つの伝送極と２つの伝送ゼロ点（図４ａ）とを有する、請求項１に記載の帯
域フィルタ。11. One end (2) is electrically connected to the input port (port 1) of the bandpass filter such that a maximum field strength occurs at the center frequency at the end.
Magnetically or galvanically coupled, the other end (3) is electrically magnetically coupled to the output port of the bandpass filter such that a minimum field strength occurs at this end at the center frequency. Or galvanically coupled, and a pair of blocking resonators galvanically, electrically, or magnetically coupled near the second port (3 in FIG. 4a). The selected stop frequencies of the two stop resonators are equal to the preset frequency of the transmission zero in the stop region, and the two transmission maximum frequency positions in the passband are Of the line wavelength at the center frequency of the bandpass filter, which can be varied by changing the coupling strength between the line segment having a length of about 1/4 wavelength. In 1/4 That consists of line segments form of the main resonator (1 in Fig. 4a), two transmission poles and two transmission zeros and a (Fig. 4a), the band filter according to claim 1.
セグメントとの間のガルバニ結合を有する帯域フィルタにおいて、該線路セグメ
ントは、前記２つの阻止共振器と共に、２つの異なる固有周波数を有するＴ字形
の共振器（図１１ｂ）を形成することと、前記フィルタ入力は「Ｔ」の垂直部分
の下端と電気的に結合されており、かつ、前記フィルタ出力は前記「Ｔ」の垂直
部分の上端と電気的に結合されていることとを特徴とする請求項１１に記載の帯
域フィルタ。12. A bandpass filter having galvanic coupling between said pair of blocking resonators and said line segment having a line wavelength length of about ¼, said line segment together with said two blocking resonators, Forming a T-shaped resonator (FIG. 11b) having two different natural frequencies, the filter input being electrically coupled to the lower end of the vertical portion of the “T”, and the filter output being The bandpass filter of claim 11, electrically coupled to the upper end of the vertical portion of the "T".
ら９のいずれか１項に記載の帯域通過構造とから成るフィルタ要素のカスケード
から成る帯域フィルタ。13. A bandpass filter comprising a cascade of filter elements consisting of the bandpass structure according to claim 11 or 12 and the bandpass structure according to any one of claims 1 to 9.
る請求項１から１３のいずれか１項に記載の帯域フィルタ。14. The bandpass filter according to claim 1, wherein the resonator is designed as a coaxial resonator.
徴とする請求項１から１３のいずれか１項に記載の帯域フィルタ。15. Bandpass filter according to claim 1, characterized in that the resonator is designed as a hollow spatial resonator.
する請求項１から１３のいずれか１項に記載の帯域フィルタ。16. A bandpass filter according to claim 1, wherein the resonator is designed as a dielectric resonator.
平面マイクロストリップ・ライン共振器または共平面共振器を有する請求項１か
ら１３のいずれか１項に記載の帯域フィルタ。17. A planar resonator comprising a high temperature superconductor,
14. A bandpass filter according to any one of claims 1 to 13 having a planar microstrip line resonator or a coplanar resonator.
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