JP6214577B2

JP6214577B2 - バランス機能を持つフロート充電用の電源システム

Info

Publication number: JP6214577B2
Application number: JP2015004935A
Authority: JP
Inventors: 和之石川; 山下　茂治; 茂治山下; 和臣渡辺
Original assignee: FDK Corp
Current assignee: FDK Corp
Priority date: 2015-01-14
Filing date: 2015-01-14
Publication date: 2017-10-18
Anticipated expiration: 2035-01-14
Also published as: JP2016131458A

Description

本発明は、負荷と二次電池が並列に接続されたシステムに電源を供給するフロート充電用の電源システムに関する。

通信機器や基地局装置などの負荷には通常、バックアップ用の二次電池が接続される。負荷と二次電池が並列に接続された状態で充電することをフロート充電（浮動充電）という。フロート充電用の電源装置は定電圧・定電流を出力し、その出力電流は、負荷に流れる負荷電流と二次電池に流れる充電電流に分岐される。負荷電流と充電電流の和は出力電流に一致する（キルヒホッフの電流則）。近年の負荷容量の増加に対して、複数の電源装置を並列接続することにより電源容量の増加が図られている。

二次電池に過電流が流れると劣化が促進されるため、適正な範囲の電流で二次電池を充電する必要がある。フロート充電では負荷の状態変化により負荷電流が変化すると、充電電流も変化する。従って負荷が軽くなると充電電流が増加し、二次電池の推奨電流の範囲を超えてしまう可能性がある。

特開２０１４−１９３０７７号公報特開平０８−３２９９９０号公報

これに対して、トリクル充電用の電源装置を追加することが考えられるが、コストが高くなり、電源装置を収納する筐体も大きくなる。

本発明はこうした状況に鑑みてなされたものであり、その目的は、フロート充電において低コストで、二次電池の充電電流を適正な範囲に保つ技術を提供することにある。

上記課題を解決するために、本発明のある態様のフロート充電用の電源システムは、負荷と二次電池が並列に接続された並列システムに、電源を供給するフロート充電用の電源システムであって、並列接続された複数のスイッチング電源装置と、前記二次電池の充電電流を検出する充電電流検出部と、を備える。前記複数のスイッチング電源装置は、各スイッチング電源装置の出力電流を均等化するための電流バランス機能を有する。前記充電電流検出部により検出された充電電流が前記二次電池の推奨上限電流を超えているとき、前記複数のスイッチング電源装置の出力電圧は、前記二次電池の充電電流の増加に応じて低下するよう制御される。

本発明によれば、フロート充電において低コストで、二次電池の充電電流を適正な範囲に保つことができる。

フロート充電の基本回路を示す図である。並列運転されるフロート充電用の電源システムの構成を示す図である。図２の電源システムの電流電圧特性を示す図である。トリクル充電方式を採用した電源システムを説明するための図である。本発明の実施の形態に係る電源システムの構成例を示す図である。図５の電源システムの負荷電圧、充電電流、負荷電流の関係を示す図である。図５の電源ユニットの内部構成例を示す図である。

図１は、フロート充電の基本回路を示す図である。蓄電池２０は負荷３０に並列に接続される。電源ユニットＰＯ１は、負荷３０と蓄電池２０が並列接続された並列システムに電源を供給する。本実施の形態では、蓄電池２０として鉛蓄電池を使用することを想定する。電源ユニットＰＯ１はスイッチング電源装置であり、商用電源から入力される交流電圧を直流電圧に変換する。電源ユニットＰＯ１は定電圧（ＣＶ）・定電流（ＣＣ）制御され、設定された出力電圧Ｖｏで設定された出力電流Ｉｏを並列システムに供給する。

電源ユニットＰＯ１の出力電流Ｉｏは、負荷３０に流れる負荷電流Ｉ_Ｌと蓄電池２０に流れる充電電流Ｉｃに分岐される。負荷電流Ｉ_Ｌと充電電流Ｉｃの和は、電源ユニットＰＯ１の出力電流Ｉｏに常に一致する（キルヒホッフの電流則）。フロート充電では蓄電池２０の電流経路に、充放電を制御するためのスイッチが設けられず基本的に蓄電池２０と負荷３０が直接接続される。このようにフロート充電は簡素で低コストな充電方式である。

図２は、並列運転されるフロート充電用の電源システム１００の構成を示す図である。負荷の容量増加に伴い、電源ユニットの並列運転にて電源容量の増加が図られている。図２に示す例では、電源ユニットＰＯ１、電源ユニットＰＯ２及び電源ユニットＰＯ３の３つの電源ユニットの並列システムにより電源システム１００が構成されている。なお並列数は３に限るものでなく、負荷３０の容量に応じて任意の数の電源ユニットを並列接続できる。

図２に示す例では、負荷電流Ｉ_Ｌと充電電流Ｉｃの和は、電源ユニットＰＯ１の出力電流Ｉｏ１と電源ユニットＰＯ２の出力電流Ｉｏ２と電源ユニットＰＯ３の出力電流Ｉｏ３の和に常に一致する（キルヒホッフの電流則）。電源システム１００の電流供給能力が高くなると蓄電池２０に、推奨上限電流を超える過電流が流れて蓄電池２０を劣化させてしまう可能性がある。フロート充電では、負荷電流Ｉ_Ｌが増えると充電電流Ｉｃが減り、負荷電流Ｉ_Ｌが減ると充電電流Ｉｃが増える関係にあるため、負荷３０が軽くなると推奨上限電流を超える過電流が蓄電池２０に流れる可能性がある。

図３は、図２の電源システム１００の電流電圧特性を示す図である。電源システム１００の出力電圧Ｖｏは、蓄電池２０の設定充電電圧より高い電圧に設定される。各電源ユニットＰＯ１〜ＰＯ３の左上がり斜め点線は、蓄電池２０の電圧上昇に伴い、蓄電池２０への充電電流Ｉｃが減少していくことを示している。蓄電池２０の設定充電電圧に到達した後も蓄電池２０への充電電流Ｉｃが減少していき、充電が完了すると蓄電池２０への充電電流Ｉｃがゼロになる。電源システム１００の出力電流Ｉｏは定電流に制御されるため、負荷変動（負荷電流Ｉ_Ｌの変化）に応じて充電電流Ｉｃが変化する。なお図３の例では、各電源ユニットＰＯ１〜ＰＯ３の出力電圧Ｖｏ１〜Ｖｏ３の設定値は、電源ユニットＰＯ１＞電源ユニットＰＯ２＞電源ユニットＰＯ３に設定されている。

鉛蓄電池の推奨充電レートは一般に、０．１〜０．３Ｃである。以下、蓄電池２０の容量が３８．０Ａｈ、各電源ユニットＰＯ１〜ＰＯ３の出力電流が１０．０Ａの例を考える。蓄電池２０の推奨電流の範囲は３．８（＝３８．０×０．１）〜１１．４（＝３８．０×０．３）Ａとなる。電源ユニットの並列数は３であるため、電源システム１００の出力電流は３０．０Ａとなる。負荷電流Ｉ_Ｌの範囲を１．０〜２４．０Ａとすると、充電電流Ｉｃの範囲は２９．０〜６．０Ａとなる。この状態で電源システム１００から蓄電池２０に充電すると、負荷電流Ｉ_Ｌが１８．６Ａを超えていれば、充電電流Ｉｃが１１．４Ａ以下となり蓄電池２０の推奨電流の範囲を満たすが、負荷電流Ｉ_Ｌが１８．６Ａ以下になると充電電流Ｉｃが蓄電池２０の推奨上限電流を超えてしまう。この対策として、充電専用の電源ユニットを追加して当該充電専用の電源ユニットからトリクル充電することが考えられる。

図４は、トリクル充電方式を採用した電源システム１００を説明するための図である。図４の電源システム１００は、図２の電源システム１００に充電専用の電源ユニットＰＯｃ及びダイオードＤ１を追加した構成である。充電専用の電源ユニットＰＯｃの入力端子および出力端子は、並列接続された３つの電源ユニットＰＯ１〜ＰＯ３の結合点と負荷３０を結ぶ経路に接続される。充電専用の電源ユニットＰＯｃの出力端子と当該経路との間には、充電専用の電源ユニットＰＯｃ側をアノード、当該経路側をカソードとするダイオードＤ１が挿入される。充電専用の電源ユニットＰＯｃの出力端子は蓄電池２０に直接接続される。

充電専用の電源ユニットＰＯｃは、電源ユニットＰＯ１〜ＰＯ３の出力電圧を充電電圧に変換するＤＣ−ＤＣコンバータで構成される。この充電電圧は、負荷３０に印加される電源ユニットＰＯ１〜ＰＯ３の出力電圧より低い値に設定される。従って通常動作時はダイオードＤ１のアノード側の電位がカソード側の電位より低くなり、充電専用の電源ユニットＰＯｃ及び蓄電池２０から負荷３０に電流が流れない。停電時は電源ユニットＰＯ１〜ＰＯ３の出力電圧が低下するため、ダイオードＤ１のアノード側の電位がカソード側の電位より高くなり、蓄電池２０から負荷３０に電流が流れる。なお充電専用の電源ユニットＰＯｃをＡＣ−ＤＣコンバータで構成し、当該ＡＣ−ＤＣコンバータの入力端子を交流電源に接続してもよい。

図４に示す回路では蓄電池２０に推奨上限電流を超える電流が流れることを回避できるが、充電専用の電源ユニットＰＯｃを追加する必要があるためコスト高となり、電源システム１００の筐体も大きくなる。以下に説明する本実施の形態では、低コストで回路規模の増大を抑制しつつ、フロート充電時に蓄電池２０に過大な電流が流れることを防止できる技術を提案する。

図５は、本発明の実施の形態に係る電源システム１００の構成例を示す図である。蓄電池２０の充放電用の経路に抵抗Ｒ１が挿入される。抵抗Ｒ１はシャント抵抗で構成される。抵抗Ｒ１の一端とオペアンプＡＰ１の非反転入力端子が抵抗Ｒ２を介して接続される。オペアンプＡＰ１の非反転入力端子とグラウンドとの間に抵抗Ｒ３が接続され、抵抗Ｒ２と抵抗Ｒ３の分圧点電圧がオペアンプＡＰ１の非反転入力端子に印加される。

抵抗Ｒ１の他端とオペアンプＡＰ１の反転入力端子が抵抗Ｒ４を介して接続される。オペアンプＡＰ１の反転入力端子とオペアンプＡＰ１の出力端子は抵抗Ｒ５を介して接続される。オペアンプＡＰ１と抵抗Ｒ２〜抵抗Ｒ５は反転増幅器を構成し、蓄電池２０の充電電流Ｉｃを検出する充電電流検出部として機能する。

オペアンプＡＰ１の出力端子とオペアンプＡＰ２の反転入力端子が抵抗Ｒ７を介して接続される。オペアンプＡＰ２の非反転入力端子には抵抗Ｒ６を介して基準電圧Ｖｒ１が印加される。オペアンプＡＰ２の反転入力端子とオペアンプＡＰ２の出力端子が、抵抗Ｒ８を介して接続される。オペアンプＡＰ２、抵抗Ｒ６〜抵抗Ｒ８は、オペアンプＡＰ２の非反転入力端子と反転入力端子間の誤差を増幅する誤差増幅器（エラーアンプ）として機能する。当該誤差増幅器は、上記の充電電流検出部で検出された蓄電池２０の充電電流Ｉｃに応じた電圧を出力する。

当該誤差増幅器の出力端子はダイオードＤ２を介して電源ユニットＰＯ１のリファレンス電圧Ｖｒｅｆ端子に接続される。ダイオードＤ２は当該リファレンス電圧Ｖｒｅｆ端子側がアノード、当該誤差増幅器側がカソードの向きに接続される。同様に、当該誤差増幅器の出力端子はダイオードＤ３を介して電源ユニットＰＯ２のリファレンス電圧Ｖｒｅｆ端子に接続される。ダイオードＤ３は当該リファレンス電圧Ｖｒｅｆ端子側がアノード、当該誤差増幅器側がカソードの向きに接続される。同様に、当該誤差増幅器の出力端子はダイオードＤ４を介して電源ユニットＰＯ３のリファレンス電圧Ｖｒｅｆ端子に接続される。ダイオードＤ４は当該リファレンス電圧Ｖｒｅｆ端子側がアノード、当該誤差増幅器側がカソードの向きに接続される。

電源ユニットＰＯ１の電流バランスＣＢ端子と、電源ユニットＰＯ２の電流バランスＣＢ端子と、電源ユニットＰＯ３の電流バランスＣＢ端子が接続される。電流バランス機能は、並列接続された複数の電源ユニットＰＯ１〜ＰＯ３の出力電流が均等になるよう制御する機能である。本実施の形態ではＤＣ−ＤＣコンバータ等、電圧変動の影響を殆ど受けない負荷３０を想定している。

図６は、図５の電源システム１００の負荷電圧Ｖ_Ｌ、充電電流Ｉｃ、負荷電流Ｉ_Ｌの関係を示す図である。充電電流Ｉｃが蓄電池２０に流れるにつれ蓄電池２０の電圧が上昇し、それと共に負荷電圧Ｖ_Ｌも上昇する。負荷電圧Ｖ_Ｌが上昇しても負荷電流Ｉ_Ｌは同じ値を維持する。図５に示すように電源ユニットが３つ並列接続されている場合、各電源ユニットの出力電流は、充電電流Ｉｃと負荷電流Ｉ_Ｌの和を３で割った値を維持する。

図７は、図５の電源ユニットＰＯ１の内部構成例を示す図である。なお３つの電源ユニットＰＯ１〜ＰＯ３の内部構成は同じであり、ここでは代表として電源ユニットＰＯ１の内部構成を説明する。

電源ユニットＰＯ１の入力端子ＩＮに交流電圧が入力される。整流回路１１は交流入力電圧を整流する。整流回路１１は例えばダイオードブリッジ回路で構成される。ＰＦＣ回路１２は整流された電圧の力率を改善する。ＰＦＣ回路１２は例えば昇圧チョッパで構成される。

電力変換部１３はＤＣ−ＤＣコンバータである。ＰＦＣ回路１２の出力両端はトランスＴ１の一次巻線の両端に接続される。ＰＦＣ回路１２と一次巻線との間にスイッチング素子Ｍ１が挿入される。スイッチング素子Ｍ１は例えばＭＯＳＦＥＴ、ＩＧＢＴ等で構成できる。図６ではスイッチング素子Ｍ１としてＮチャンネル型のＭＯＳＦＥＴを使用している。なお一次側のインバータ部の構成は一例であり、４つのスイッチング素子で構成されるフルブリッジ回路などを使用してもよい。インバータ部に含まれるスイッチング素子は、電源ユニットＰＯ１の出力電圧および出力電流を調整するために使用される。

トランスＴ１の二次巻数には、ダイオードＤ１０及びダイオードＤ１１で構成される整流回路が接続され、当該二次巻数の両端電圧が整流される。整流された電圧は、インダクタＬ１及びコンデンサＣ１で構成される平滑化回路で平滑化される。

電圧検出回路１５は、電源ユニットＰＯ１のプラス出力ＯＵＴ（＋）端子とマイナス出力ＯＵＴ（−）端子との間の電位差を検出して電源ユニットＰＯ１の出力電圧Ｖｏ１を検出する。

二次巻数の一端と、電源ユニットＰＯ１のマイナス出力ＯＵＴ（−）端子との間の経路に抵抗Ｒ１０が挿入される。なお抵抗Ｒ１０は二次巻数の一端と、電源ユニットＰＯ１のプラス出力ＯＵＴ（＋）端子との間の経路に挿入されてもよい。電流検出回路１４は、抵抗Ｒ１０の両端電圧を検出して、電源ユニットＰＯ１の出力電流に応じた電圧を出力する。抵抗Ｒ１１は電流検出回路１４の出力経路に挿入され、電流検出回路１４の出力端子は抵抗Ｒ１１を介して電流バランスＣＢ端子に接続される。即ち複数の電源ユニットＰＯ１〜ＰＯ３の各電流検出回路１４の出力経路の先端が結合される。

オペアンプＡＰ３の非反転入力端子と抵抗Ｒ１１の一端が抵抗Ｒ１２を介して接続される。オペアンプＡＰ３の反転入力端子と抵抗Ｒ１１の他端が抵抗Ｒ１３を介して接続される。オペアンプＡＰ３の反転入力端子とオペアンプＡＰ３の出力端子が抵抗Ｒ１４を介して接続される。オペアンプＡＰ３、抵抗Ｒ１２〜抵抗Ｒ１４は、抵抗Ｒ１１の両端電圧を増幅する誤差増幅器（エラーアンプ）として機能する。

並列接続されている複数の電源ユニットＰＯ１〜ＰＯ３の出力電流が全て等しい場合は、抵抗Ｒ１１に電流が流れないが、電流バランスが崩れると出力電流が大きい電源ユニットの電流検出回路１４から、出力電流が小さい電源ユニットの電流検出回路１４に電流が流れる。従って複数の電源ユニットＰＯ１〜ＰＯ３の出力電流をバランスさせるために必要な電流の量および向きに相当する電圧が、オペアンプＡＰ３から出力されることになる。

オペアンプＡＰ３の出力端子と第１ノードＮ１との間にダイオードＤ１２が接続される。ダイオードＤ１２は、オペアンプＡＰ３の出力端子側をアノード、第１ノードＮ１側をカソードとする向きに接続される。第１ノードＮ１には抵抗Ｒ１６を介して基準電圧Ｖｒ２が印加される。また第１ノードＮ１は抵抗Ｒ１５を介してリファレンス電圧Ｖｒｅｆ端子に接続される。

スイッチングコントローラ１６は電圧検出回路１５の出力電圧をもとに、電源ユニットＰＯ１の出力電圧Ｖｏ１を一定に保つようスイッチング素子Ｍ１を制御する。またスイッチングコントローラ１６は、オペアンプＡＰ３の出力端子と抵抗Ｒ１６との間のノード電圧をもとに、電源ユニットＰＯ１の出力電流Ｉｏ１を他の電源ユニットの出力電流とバランスをとりつつ一定に保つようスイッチング素子Ｍ１を制御する。

図６に示す例では、スイッチングコントローラ１６を誤差増幅器と比較器で構成している。誤差増幅器はオペアンプＡＰ４、抵抗Ｒ１７及び抵抗Ｒ１８で構成される。オペアンプＡＰ４の非反転入力端子は、オペアンプＡＰ３の出力端子と抵抗Ｒ１６との間のノードに接続される。オペアンプＡＰ４の反転入力端子は抵抗Ｒ１７を介して電圧検出回路１５の出力端子に接続される。当該誤差増幅器は、出力電圧Ｖｏ１に応じた電圧と出力電流Ｉｏ１に応じた電圧との誤差を増幅して比較器に出力する。

比較器はオペアンプＡＰ５で構成される。当該比較器は当該誤差増幅器の出力電圧と、図示しない発振器により生成されるクロック信号電圧とを比較して、その比較結果により生成されるＰＷＭ信号をスイッチング素子Ｍ１の制御端子（ゲート端子）に供給する。

このようにスイッチングコントローラ１６は、電源ユニットＰＯ１の出力電圧Ｖｏ１及び／又は出力電流Ｉｏ１に応じてスイッチング素子Ｍ１のデューティ比を適応的に変化させ、電源ユニットＰＯ１の出力電圧Ｖｏ１及び出力電流Ｉｏ１を一定に保つよう制御している。

以上の回路構成においてオペアンプＡＰ４は、電源ユニットＰＯ１の出力電流Ｉｏ１を反映した電圧を参照電圧として、電源ユニットＰＯ１の出力電圧Ｖｏ１と比較している。当該参照電圧は、蓄電池２０の充電電流Ｉｃが蓄電池２０の推奨上限電流を超えているとき、充電電流Ｉｃの増加に応じて低下するよう制御される。蓄電池２０の充電電流Ｉｃが蓄電池２０の推奨上限電流以下のときは、充電電流Ｉｃに応じた電圧低下は発生しない。即ちオペアンプＡＰ３の出力電圧のみを反映した電圧が、オペアンプＡＰ４の非反転入力端子（参照電圧入力端子）に入力される。

具体的には図５の基準電圧Ｖｒ１を、蓄電池２０の推奨上限電流に対応する電圧に設定する。蓄電池２０の充電電流Ｉｃが蓄電池２０の推奨上限電流を超える電圧まで低下すると、抵抗Ｒ１５およびダイオードＤ２が導通するように設計する。即ち蓄電池２０の充電電流Ｉｃが蓄電池２０の推奨上限電流を超えるとき、オペアンプＡＰ２の出力電圧が、ダイオードＤ２が導通するカソード電圧以下に低下するように設定する。

この設計では蓄電池２０の充電電流Ｉｃが蓄電池２０の推奨上限電流を超えているときは、オペアンプＡＰ３の出力電圧から、蓄電池２０の充電電流Ｉｃに応じた電圧分低下された電圧が、オペアンプＡＰ４の非反転入力端子に印加されることになる。これによりオペアンプＡＰ４の参照電圧が下がり、電源ユニットＰＯ１の出力電圧Ｖｏ１が低下する。まとめるとオペアンプＡＰ４の参照電圧は、蓄電池２０の充電電流Ｉｃが蓄電池２０の推奨上限電流を超えているときは、オペアンプＡＰ３の出力電圧から充電電流Ｉｃに応じた成分が除かれた電圧により決定され、蓄電池２０の充電電流Ｉｃが蓄電池２０の推奨上限電流のときは、オペアンプＡＰ３の出力電圧により決定される。

複数の電源ユニットＰＯ１〜ＰＯ３間には電流バランス機能が働いているため、複数の電源ユニットＰＯ１〜ＰＯ３の出力電圧Ｖｏ１〜Ｖｏ３は基本的に一致する。蓄電池２０の充電電流Ｉｃが蓄電池２０の推奨上限電流を超えているとき、複数の電源ユニットＰＯ１〜ＰＯ３の出力電圧Ｖｏ１〜Ｖｏ３（＝電源システム１００の出力電圧Ｖｏ）は蓄電池２０の充電電流Ｉｃの増加に応じて低下する。これにより電源システム１００から蓄電池２０に供給される電流が減り、充電電流Ｉｃが蓄電池２０の推奨上限電流以下に収まるように制御される。電源システム１００の出力電圧Ｖｏの低下に伴い、負荷３０に印加される電圧も低下するが、負荷３０が例えばＤＣ−ＤＣコンバータである場合、負荷は負荷電圧の変動の影響を殆ど受けない。

以上説明したように本実施の形態によれば、蓄電池２０の充電電流Ｉｃが蓄電池２０の推奨上限電流を超えると、電源システム１００の出力電圧Ｖｏを低下させて充電電流Ｉｃに制限をかける。これによりフロート充電において、蓄電池２０の充電電流Ｉｃを適正な範囲に保つことができる。しかも図４に示したような充電専用の電源ユニットＰＯｃが不要であり、アナログ素子の追加だけで実現できる。従って低コストかつ回路規模の増大を抑制しつつ、充電電流Ｉｃを適正な範囲に保つことができる。

また充電電流Ｉｃが蓄電池２０の推奨上限電流を超えたとき、複数の電源ユニットＰＯ１〜ＰＯ３の一部の電流供給を停止させるのではなく、均等に電流を絞ることにより複数の電源ユニットＰＯ１〜ＰＯ３の負担を均一化できる。従って複数の電源ユニットＰＯ１〜ＰＯ３の寿命を平準化でき、電源ユニットの交換のタイミングを平準化できる。

以上、本発明を実施の形態をもとに説明した。この実施の形態は例示であり、それらの各構成要素や各処理プロセスの組合せにいろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本発明の範囲にあることは当業者に理解されるところである。

上述の説明では、電源システム１００に商用電源から交流電圧が入力される例を説明したが、発電装置などから直流電圧が入力される構成であってもよい。その場合、電源ユニット内の整流回路１１及びＰＦＣ回路１２が不要になる。また上述の説明では蓄電池２０として鉛蓄電池を例として挙げたが、定電圧充電に対応した蓄電池であればよく、リチウムイオン蓄電池に本実施の形態に係る技術を適用することも可能である。

１００電源システム、ＰＯ１，ＰＯ２，ＰＯ３電源ユニット、２０蓄電池、３０負荷、ＰＯｃ電源ユニット、Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４，Ｄ１０，Ｄ１１ダイオード、Ｃ１コンデンサ、Ｌ１インダクタ、ＡＰ１，ＡＰ２，ＡＰ３，ＡＰ４，ＡＰ５オペアンプ、Ｖｒ１，Ｖｒ２基準電圧、Ｍ１スイッチング素子、Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４，Ｒ５，Ｒ６，Ｒ７，Ｒ８，Ｒ１０，Ｒ１１，Ｒ１２，Ｒ１３，Ｒ１４，Ｒ１５，Ｒ１６，Ｒ１７，Ｒ１８抵抗、１１整流回路、１２ＰＦＣ回路、１３電力変換部、１４電流検出回路、１５電圧検出回路、１６スイッチングコントローラ、Ｔ１トランス。

Claims

負荷と二次電池が並列に接続された並列システムに、電源を供給するフロート充電用の電源システムであって、
並列接続された複数のスイッチング電源装置と、
前記二次電池の充電電流を検出する充電電流検出部と、を備え、
前記複数のスイッチング電源装置は、各スイッチング電源装置の出力電流を均等化するための電流バランス機能を有し、
前記スイッチング電源装置は、
当該スイッチング電源装置の出力電圧および出力電流を調整するためのスイッチング素子を含む電力変換部と、
当該スイッチング電源装置の出力電圧と参照電圧を比較する第１のアンプと、
前記第１のアンプの出力電圧をもとに、当該スイッチング電源装置の出力電圧を一定に保つよう前記スイッチング素子を制御するスイッチング制御回路と、
当該スイッチング電源装置の出力電流を検出する出力電流検出部と、
前記出力電流検出部の出力経路に挿入された抵抗と、
前記抵抗の両端電圧を増幅する第２のアンプと、を有し、
前記複数のスイッチング電源装置の各出力電流検出部の出力経路の先端が結合されており、
前記第１のアンプの参照電圧は、前記充電電流検出部により検出された充電電流が前記二次電池の推奨上限電流を超えているとき、前記第２のアンプの出力電圧から前記充電電流に応じた成分が除かれた電圧により決定され、前記充電電流が前記二次電池の推奨上限電流以下のとき、前記第２のアンプの出力電圧により決定されることを特徴とするフロート充電用の電源システム。