JP6211369B2 - 電力線通信方式 - Google Patents

Description

本発明は、負荷へ電力を供給する電力線を利用して、負荷を制御するための制御信号を送信する通信方式に関する。

電力線を利用して負荷へ制御信号を送信することにより、信号線の省略を可能とした通信方式が、従来から知られている。例えば特許文献１では、交流電源から負荷に印加される電圧波形を制御親機で加工することにより、負荷を制御する制御端末へ制御信号を送信する。制御端末は、加工された電圧波形から制御信号を抽出し、抽出した制御信号に基づいて負荷を制御する。具体的には、制御親機は、交流電圧波形の一部の位相を反転させる加工を行い、制御端末は、電圧波形を１周期毎に読み取り、直前の波形に対して異なる波形である場合を"１"として、制御信号を抽出する。あるいは制御端末は、加工されていない交流電圧波形と異なる波形である場合を"１"として、制御信号を抽出する。

特許文献２の通信方式では、直流電源から負荷に印加される電圧の高さをスイッチング手段で２段階に切り換えることにより、負荷を制御する制御回路へ制御信号を送信する。スイッチング手段は、並列に接続された電圧降下量の異なる２種の半導体素子からなり、電圧降下量が少ない方の半導体素子は、オンオフ制御可能なＭＯＳＦＥＴで構成され、電圧降下量が多い方の半導体素子はダイオードで構成されている。ＭＯＳＦＥＴがオン状態のときは、電源電圧からＭＯＳＦＥＴの電圧降下量を引いた直流電圧が負荷に印加され、ＭＯＳＦＥＴがオフ状態のときは、電源電圧からダイオードの電圧降下量を引いた直流電圧が負荷に印加される。つまり、ＭＯＳＦＥＴをオンオフ制御することにより、負荷に印加される電圧の高さを２段階に切り換えて、制御信号を制御回路へ送信できる。

制御回路においては、電源電圧からＭＯＳＦＥＴの電圧降下量を引いた電圧値よりも低く、電源電圧からダイオードの電圧降下量を引いた電圧値よりも高い基準電圧が設定されている。制御回路は、負荷に印加される直流電圧を基準電圧と比較し、当該直流電圧の方が高い場合を"０"、低い場合を"１"として、制御信号を抽出する。

特許第３６４４１４１号公報（段落番号０００８〜００１２、図２） 実開平０５−４８４８８号公報（段落番号００１３〜００１６、図２）

特許文献１に係る通信方式では、交流電圧波形の位相を反転させるために、比較的大掛かりな変調回路が必要になる。これに対し、特許文献２の通信方式では、スイッチング手段での電圧降下量を切り換えるだけで制御信号を送信できるので、特許文献１に比べて変調回路の構成を簡素化できる。

しかし、特許文献２に係る通信方式は、基準電圧との比較によって制御信号を復調する点に改良の余地がある。基準電圧は電源電圧に応じて設定されるため、電源電圧が変わると、それに合わせて基準電圧も変更する必要がある。つまり、電源電圧ごとに基準電圧を個別に設定する必要がある。

さらに、特許文献２の通信方式は、電源電圧が変動するような場合に、制御信号を正しく復調できない。すなわち、通信を行っている過程で、電源電圧が変動によって大きく上昇すると、負荷に印加される２段階の直流電圧のうち、低い方の直流電圧も基準電圧を上回って、制御信号が常に"０"と誤認識されてしまう。逆に、電源電圧が大きく下降すると、高い方の直流電圧も基準電圧を下回って、信号が常に"１"と誤認識されてしまう。つまり、特許文献２に係る通信方式は、電源電圧が一定に保持されている状況下でしか、通信を適切に行うことができない。

本発明の目的は、変調回路の構成が簡素であり、電源電圧ごとに回路構成を変更する必要がなく、しかも、商用電源のような電圧変動を伴う交流電源にも問題無く適用できる電力線通信方式を提供することにある。

本発明は、交流電源Ｅから負荷１へ電力を供給する電力線３を利用して、負荷１を制御するための制御信号を送信する電力線通信方式を対象とする。この通信方式は、交流電源Ｅの電圧波形を加工することにより制御信号を送信する信号送信部２と、信号送信部２で加工された電圧波形から制御信号を抽出する信号受信部４とを備えている。信号送信部２は、電力線３上に配置されて電源電圧を変調する変調回路５と、送信する制御信号に従って変調回路５を制御する送信制御回路６とを備えている。変調回路５が、交流電圧の正電圧と負電圧の間に一定の電圧差が生じるように、正電圧と負電圧のうち少なくとも一方を降下させ、信号受信部４の復調回路１０が、交流電圧における正負の電圧差に基づいて制御信号を復調するように構成されている。復調回路１０は、交流電圧を整流し、当該電圧の正電圧に対応する第１電圧Ｖ１と、負電圧に対応する第２電圧Ｖ２とを個別に出力する整流回路部３２と、整流回路部３２から出力される第１電圧Ｖ１と第２電圧Ｖ２の電圧差に基づいて制御信号を復調する比較回路部３３とを備えている。比較回路部３３が、第１電圧Ｖ１の電圧値が第２電圧Ｖ２の電圧値よりも高いことを検知する第１検知素子４３・６５と、第２電圧Ｖ２の電圧値が第１電圧Ｖ１の電圧値よりも高いことを検知する第２検知素子４４・６６とを備えていることを特徴とする。

比較回路部３３において、電源電圧が変調回路５で変調された場合に生じる第１電圧Ｖ１と第２電圧Ｖ２の電圧差よりも小さい閾値を設定し、両電圧Ｖ１・Ｖ２の電圧差を閾値と比較することによって制御信号を復調する。

整流回路部３２は、交流電源Ｅからの交流電圧が印加される交流回路部５５と、交流電源Ｅよりも電圧値の低い直流電源で駆動する直流回路部５６とを備えている。交流回路部５５と直流回路部５６はフォトカプラ５１〜５３で接続されて、電気的に絶縁される。交流電源Ｅから交流回路部５５に交流電圧が印加されると、当該電圧に応じた第１電圧Ｖ１と第２電圧Ｖ２が直流回路部５６で発生するように、各回路部５５・５６を構成する。交流電圧を整流して得られる脈流を平滑化するための平滑コンデンサ６０を、直流回路部５６に設ける。

変調回路５は、電圧を降下させるための電圧降下部１３と、電圧降下部１３をバイパスするバイパス路１４とを備えている。バイパス路１４には、送信制御回路６によって開閉制御されるリレー１５の接点１６を設ける。送信制御回路６は、信号受信部４へ制御信号を送信する場合に接点１６を開閉制御し、制御信号を送信するとき以外は、接点１６を閉状態に保持する。

リレー１５はノーマルクローズ型である。

電圧降下部１３を、互いに並列接続された第１経路２７および第２経路２８と、各経路２７・２８に配置されたダイオード２９とで構成する。正方向の電流のみが第１経路２７を通過でき、負方向の電流のみが第２経路２８を通過できるように、ダイオード２９の向きを設定する。第１経路２７を流れる電流が通過するダイオード２９の順方向電圧の和と、第２経路２８を流れる電流が通過するダイオード２９の順方向電圧の和とが異なるようにする。

第１経路２７と第２経路２８のそれぞれにおいて、ダイオード２９を並列接続する。

電圧降下部１３は、ループ状に接続された複数個のダイオードブリッジ７０Ａ〜７０Ｅを備えている。ループにおいて隣り合うダイオードブリッジ７０Ａ〜７０Ｅの＋端子と−端子を互いに接続する。ループの基点となる第１ダイオードブリッジ７０Ａの＋端子を電圧降下部１３の第１端部１３ａに接続し、第１ダイオードブリッジ７０Ａの２個の交流入力端子を電圧降下部１３の第２端部１３ｂに接続する。第１端部１３ａから、第１ダイオードブリッジ７０Ａの＋端子と交流入力端子を順に経由して、第２端部１３ｂに至る経路が、第１経路２７と第２経路２８のうち一方を構成する。第２端部１３ｂから、第１ダイオードブリッジ７０Ａの交流入力端子と−端子を順に経由し、次いで、第１ダイオードブリッジ７０Ａ以外のダイオードブリッジ７０Ｂ〜７０Ｅを＋端子から−端子へ向かって通過し、最後に通過したダイオードブリッジ７０Ｅの−端子から第１端部１３ａに至る経路が、第１経路２７と第２経路２８のうち他方を構成する。

本発明では、信号送信部２の変調回路５において、交流電圧の正電圧と負電圧のうち少なくとも一方を降下させることによって、制御信号を信号受信部４へ送信する。このように、電圧降下によって制御信号を送信すると、交流電圧波形の位相を反転させる場合に比べて、変調回路５の構成を簡素化できる。
また本発明では、変調回路５において、交流電圧の正電圧と負電圧の間に一定の電圧差を発生させ、変調回路５で電源電圧が変調された場合に復調回路１０で検出される正負の電圧差が、交流電源Ｅの電圧値にかかわらず常に一定になるようにした。本発明では、この電圧差に基づいて制御信号を復調するので、交流電源Ｅの電圧値に関係なく、同じ構成の変調回路５および復調回路１０によって制御信号を送受信できる。換言すれば、例えば、１００Ｖの商用電源を交流電源Ｅとする電力線通信方式や２００Ｖの商用電源を交流電源Ｅとする電力線通信方式など、交流電源Ｅの電圧値が異なる複数種の電力線通信方式において、変調回路５および復調回路１０を共通部品化できる。
さらに本発明によれば、通信を行っている過程で交流電源Ｅの電圧値が大きく変動しても、電源電圧の変調によって生じる正負の電圧差はほぼ一定であるから、電圧変動の影響を受けることなく制御信号を復調できる。従って、本発明に係る通信方式は、交流電源Ｅが商用電源のような電圧変動を伴うものである場合でも、問題無く適用することができる。

復調回路１０の整流回路部３２において交流電圧を整流し、当該電圧の正電圧と負電圧にそれぞれ対応する第１電圧Ｖ１と第２電圧Ｖ２を個別に出力すると、比較回路部３３において両電圧Ｖ１・Ｖ２を容易に比較して、制御信号を復調することができる。

電源電圧が変調回路５で変調された場合に生じる第１電圧Ｖ１と第２電圧Ｖ２の電圧差よりも小さい閾値を設定し、両電圧Ｖ１・Ｖ２の電圧差を閾値と比較することによって制御信号を復調する。これによれば、交流電源Ｅが商用電源などの電圧変動を伴うものであって、その電圧変動によって両電圧Ｖ１・Ｖ２の間に小さな電圧差が生じた場合に、その影響を抑えることができる。つまり、閾値を設定しない場合には、電源電圧の変動による両電圧Ｖ１・Ｖ２の小さな電圧差が、変調回路５における電圧変調によるものと誤認識されて、制御信号が誤って復調されるおそれがある。これに対し、本発明のように閾値を設定しておくと、電源電圧の変動による小さな電圧差を、電圧変調による電圧差と区別できるので、制御信号を正確に復調できる。

比較回路部３３において、第１電圧Ｖ１が第２電圧Ｖ２よりも高いことを第１検知素子４３・６５で検知し、第２電圧Ｖ２が第１電圧Ｖ１よりも高いことを第２検知素子４４・６６で検知する。これによれば、変調回路５が、正電圧よりも負電圧が低くなるように電源電圧を変調するものである場合は、電圧変調を第１検知素子４３・６５で検知でき、負電圧よりも正電圧が低くなるように電源電圧を変調するものである場合は、電圧変調を第２検知素子４４・６６で検知できる。従って、電力線３に対して変調回路５を接続する際に、その接続方向や接続側（電力線３の接地側と非接地側）に配慮しなくて済むので、その分だけ変調回路５の接続作業を簡素化できる。

交流電源Ｅよりも電圧値の低い直流電源で駆動する直流回路部５６に平滑コンデンサ６０を設けると、平滑コンデンサ６０を交流回路部５５に設ける場合に比べて、平滑コンデンサ６０の耐圧を低く、かつ、容量を小さくできる。従って、比較的低耐圧・小容量であるが経年劣化し難いフィルムコンデンサなどを、平滑コンデンサ６０として使用することが可能となり、復調回路１０の長期安定性を確保することができる。

電圧降下部１３をバイパスするバイパス路１４を設け、信号受信部４へ制御信号を送信するとき以外は、バイパス路１４に設けた接点１６を閉状態に保持する。これによれば、制御信号を送信しないときは、電力線３を流れる電流をバイパス路１４へ導いて、電圧降下部１３で電圧降下が生じるのを解消できるので、交流電源Ｅの電圧を降下させることなく負荷１へ供給でき、しかも変調回路５におけるジュール熱の発生を抑制できる。因みに、特許文献２においては、制御信号を送信しないときも、電流がスイッチング手段のＭＯＳＦＥＴを流れるので、制御信号の送信の有無にかかわらず常に電圧降下が発生し、さらにＭＯＳＦＥＴにおいてジュール熱が発生する。

リレー１５をノーマルクローズ型にすると、接点１６と対になるコイル１９に電流を流さなくても、接点１６を閉状態に保持できる。従って、信号受信部４へ制御信号を送信するとき以外は、リレー１５で電力を消費することが無い。

電圧降下部１３において、正方向の電流のみが第１経路２７を通過でき、負方向の電流のみが第２経路２８を通過できるように、各経路２７・２８にダイオード２９を配置し、さらに各経路２７・２８のダイオード２９の順方向電圧の和を異ならせる。これによれば、電流がダイオード２９を流れることで生じる順方向電圧降下によって、交流電源Ｅの正電圧と負電圧がそれぞれ異なる量だけ降下されて、各負荷１に印加される。
ダイオード２９は、それを流れる電流の大きさによって、順方向電圧が大きく左右されない特性を持つ。電圧降下部１３を流れる電流の大きさは、交流電源Ｅの電圧値および負荷１の抵抗値によって変化するが、電圧降下部１３における電圧降下要素をダイオード２９とすると、それを流れる電流の大きさにかかわらず、電圧降下部１３における電圧降下量を一定化できる。従って、変調後の交流電圧における正負の電圧差を一定化して、この電圧差に基づく制御信号の復調を、負荷１の種類にかかわらず常に正確に行うことができる。さらに、電圧降下部１３における電圧降下要素をダイオード２９とすると、電圧降下部１３をトランスなどで構成する場合に比べて、電圧降下部１３を小型で簡素なものとすることができる。

第１経路２７と第２経路２８のそれぞれにおいてダイオード２９を並列接続すると、仮に１個のダイオード２９が故障しても、当該ダイオード２９に並列接続されたダイオードを電流が流れることで、電圧降下部１３が正常に機能する。つまり本発明によれば、変調回路５の故障耐性を向上することができる。

電圧降下部１３を複数個のダイオードブリッジ７０Ａ〜７０Ｅで構成することができる。ダイオードブリッジ７０Ａ〜７０Ｅは、４個のダイオード２９がブリッジ接続してモジュール化した市販品であるから、これを利用することにより、単体のダイオードを１個ずつ接続する場合に比べて、素子の接続作業に要する時間を短縮することができる。

第１実施形態に係る復調回路の入出力電圧を示す図である。 第１実施形態に係る電力線通信方式の全体構成を示すブロック図である。 第１実施形態に係る信号送信部の回路構成図である。 復調回路に対する入力電圧を示す図である。 第１実施形態に係る復調回路の構成図である。 第１実施形態に係る整流回路部からの出力電圧を示す図である。 第２実施形態に係る復調回路の構成図である。 第２実施形態に係る整流回路部における電圧波形を示す図である。 第３実施形態に係る信号送信部の回路構成図である。 第４実施形態に係る信号送信部の回路構成図である。 別の実施形態に係る復調回路の入出力電圧を示す図である。 さらに別の実施形態に係る復調回路の入出力電圧を示す図である。

（第１実施形態） 本発明に係る電力線通信方式を、冷蔵ショーケースの照明装置の調光システムに適用した第１実施形態を、図１ないし図６を用いて説明する。図２に示すように冷蔵ショーケースは、陳列室や前面パネルなどを照明する複数の照明装置（負荷）１と、各照明装置１に対して調光信号（制御信号）を送信する調光指示部（信号送信部）２とを備えている。各照明装置１は、電力線３を介して２００Ｖ／５０Ｈｚの商用電源（交流電源）Ｅに並列接続されており、各照明装置１と商用電源Ｅの間に調光指示部２が配置されている。

調光指示部２は、外部からの指示などを受けて調光信号を生成し、生成した調光信号に従って商用電源Ｅの電圧波形を加工することにより、照明装置１毎に設けた信号受信部４へ調光信号を送信する。調光指示部２は、電圧波形を変調する変調回路５と、送信する調光信号に従って変調回路５を制御する送信制御回路６とで構成される。

各照明装置１は、光源としてのＬＥＤ（発光ダイオード）８と、ＬＥＤ８に定電流を供給する定電流回路９と、信号受信部４を構成する復調回路１０とを備える。定電流回路９と復調回路１０は、商用電源Ｅに対して並列接続されている。復調回路１０は、印加される交流電圧の波形から調光信号を復調し、定電流回路９へ送信する。定電流回路９は、復調回路１０から受信した調光信号に従って、ＬＥＤ８に供給する電流の大きさ、すなわちＬＥＤ８の明るさを制御する。

図３に示すように変調回路５は、電流が流れることで電圧降下が生じる電圧降下部１３と、電圧降下部１３をバイパスするバイパス路１４とで構成される。バイパス路１４には、ノーマルクローズ型のリレー１５の接点（スイッチ）１６が設けられており、この接点１６が閉状態のとき電流はバイパス路１４を流れ、接点１６が開状態のとき電流は電圧降下部１３を流れる。

リレー１５の接点１６と対になる電磁石のコイル１９は、２本の電力線３の間に架け渡された送信制御回路６のコイル路２０上に配置される。コイル路２０は、コイル１９と直列に接続したサイリスタ（スイッチング素子）２１によって開閉制御される。サイリスタ２１のゲートには、ゲート電流を制御するゲート制御手段２２が接続されている。符号２３は、コイル１９に並列接続された電解コンデンサである。

サイリスタ２１に順バイアスをかけた状態で、ゲート制御手段２２でサイリスタ２１にゲート電流を流すと、サイリスタ２１のアノード−カソード間が導通する（点弧する）。サイリスタ２１がオン状態になると、電磁石のコイル１９に電流が流れて電磁力が発生し、接点１６の可動片がコイル１９側に引き寄せられて、接点１６が開状態になる。なお、商用電源Ｅは交流であるため、サイリスタ２１には順バイアスと逆バイアスが交互にかかるが、逆バイアスがかかる期間も、電解コンデンサ２３に蓄積された電荷によって、コイル１９に電流が流れる。そのため、サイリスタ２１にゲート電流が流れている間は、コイル１９に電流が流れ続けて、接点１６の開状態が維持される。

一方、アノード−カソード間の導通を遮断するには、サイリスタ２１のゲート電流をゲート制御手段２２によって遮断する。ゲート電流の遮断後、交流である商用電源Ｅの電圧がゼロになった時点で、サイリスタ２１は自然に消弧する。サイリスタ２１がオフ状態になると、電磁石のコイル１９に電流が流れなくなって電磁力が消失し、接点１６の可動片が元の待機位置に戻り、接点１６が閉状態になる。

以上のように、バイパス路１４の接点１６の開閉状態は、サイリスタ２１のオンオフ状態に連動しており、サイリスタ２１がオン状態のとき接点１６は開状態となり、サイリスタ２１がオフ状態のとき接点１６は閉状態となる。つまり、サイリスタ２１のゲート電流をゲート制御手段２２でオンオフ制御することにより、バイパス路１４の接点１６を開閉制御できる。

電圧降下部１３は、互いに並列接続された第１経路２７および第２経路２８と、各経路２７・２８に配置されたダイオード２９とで構成されている。正方向の電流のみが第１経路２７を通過でき、負方向の電流のみが第２経路２８を通過できるように、ダイオード２９の向きが設定されている。本実施形態では、第１経路２７には直列接続した複数個のダイオード２９を配置し、第２経路２８にはダイオード２９を１個だけ配置した。具体的には、第１経路２７に配置するダイオード２９を９個とし、また各ダイオード２９の順方向電圧を０．６Ｖとした。従って、電流が第１経路２７を流れる場合、５．４Ｖの電圧降下が生じる。一方、電流が第２経路２８を流れる場合の電圧降下は僅かである（０．６Ｖ）。

接点１６が閉状態のときは、電流がバイパス路１４を流れるので、電圧降下部１３における電圧降下は発生せず、各照明装置１には、図４（ａ）に示す電源電圧がそのまま印加される。もちろん、当該電圧における正電圧と負電圧の高さは等しい。一方、接点１６が開状態のときは、電流が電圧降下部１３を流れる。具体的には、正方向の電流が第１経路２７を流れ、負方向の電流が第２経路２８を流れる。従って、各照明装置１には、図４（ｂ）に示す交流電圧、すなわち、電源電圧から第１経路２７における電圧降下分（５．４Ｖ）を引いた正電圧と、電源電圧から第２経路２８における電圧降下分（０．６Ｖ）を引いた負電圧とが交互に連続する交流電圧が印加される。つまり、接点１６が開状態のときは、各照明装置１に印加される正電圧と負電圧の間に４．８Ｖの差が生じる。

また図４（ｃ）は、変調回路５を電力線３に対して本実施形態と逆向きに接続した場合に、各照明装置１に印加される交流電圧を示したものであり、正電圧と負電圧の高さが図４（ｂ）とは逆になっている。変調回路５を本実施形態と逆向きに接続すると、電圧降下部１３における第１経路２７と第２経路２８が入れ替わる。すなわち、ダイオード２９が１つだけ配置された経路が、正方向の電流の通過を許す第１経路２７となり、複数個のダイオード２９が配置された経路が、負方向の電流の通過を許す第２経路２８となる。

各照明装置１の復調回路１０は、当該照明装置１に印加される交流電圧の波形から調光信号を復調するものであって、図５に示すように、交流電圧の正電圧と負電圧を個別に整流平滑して出力する整流回路部３２と、整流回路部３２から出力される２つの電圧を比較する比較回路部３３とを備えている。

整流回路部３２は、商用電源Ｅに対して並列接続された第１整流部３５と第２整流部３６を備えている。各整流部３５・３６の両端にはダイオード３７が配置されており、正方向の電流のみが第１整流部３５を通過でき、負方向の電流のみが第２整流部３６を通過できるように、各ダイオード３７の向きが設定されている。各ダイオード３７による電圧降下量は全て同一である。

各整流部３５・３６においては、２個のダイオード３７の間に電圧平滑用の平滑コンデンサ３８が配置され、さらに平滑コンデンサ３８に抵抗３９が並列接続されている。つまり、各整流部３５・３６は、ダイオード３７、平滑コンデンサ３８、ダイオード３７の順に三者を直列接続し、さらに平滑コンデンサ３８に抵抗３９を並列接続して構成されている。本実施形態では、平滑コンデンサ３８として、比較的高耐圧で大容量の電解コンデンサを使用した。

図６に示す上側の曲線は、整流回路部３２に交流電圧を印加した場合に、第１整流部３５の平滑コンデンサ３８の正極側から比較回路部３３へ入力される電圧（以下、第１電圧と記す。）Ｖ１を示したものである。一方、下側の曲線は、第２整流部３６の平滑コンデンサ３８の正極側から比較回路部３３へ入力される電圧（以下、第２電圧と記す。）Ｖ２を反転表示したものである。つまり、第２電圧Ｖ２は、図６の下側の曲線の正負を反転したものとなる。各電圧Ｖ１・Ｖ２は、当該整流部３５・３６に印加される交流電圧がピーク値から下がり始めると、交流電圧よりも緩やかなペースで低下する。これは、交流電圧がピーク値に達するまでに平滑コンデンサ３８に蓄積された電荷が、並列接続された抵抗３９へ放出されるからである。

比較回路部３３は、発光素子としてのＬＥＤ（発光ダイオード）４３ａ・４４ａおよび受光素子としてのＮＰＮ型のＰＴｒ（フォトトランジスタ）４３ｂ・４４ｂの組からなる２個のフォトカプラ（第１検知素子・第２検知素子）４３・４４を備える。第１フォトカプラ４３のＬＥＤ４３ａ（以下、第１ＬＥＤ４３ａと記す。）のアノード側には第１電圧Ｖ１が入力され、カソード側には第２電圧Ｖ２が入力される。また、第２フォトカプラ４４のＬＥＤ４４ａ（以下、第２ＬＥＤ４４ａと記す。）のアノード側には第２電圧Ｖ２が入力され、カソード側には第１電圧Ｖ１が入力される。

第１電圧Ｖ１が第２電圧Ｖ２よりも高く、その電圧差が第１ＬＥＤ４３ａの順方向電圧を上回ると、第１ＬＥＤ４３ａが通電して、対になる第１ＰＴｒ４３ｂにコレクタ電流が流れる。また、第２電圧Ｖ２が第１電圧Ｖ１よりも高く、その電圧差が第２ＬＥＤ４４ａの順方向電圧を上回ると、第２ＬＥＤ４４ａが通電して、対になる第２ＰＴｒ４４ｂにコレクタ電流が流れる。本実施形態では、第１ＬＥＤ４３ａと第２ＬＥＤ４４ａの順方向電圧を共に１．０Ｖとした。

第１ＰＴｒ４３ｂと第２ＰＴｒ４４ｂは互いに並列接続されて、コレクタ接地回路を構成している。詳しくは、各ＰＴｒ４３ｂ・４４ｂのコレクタが正電源ＶＣＣに接続されており、各ＰＴｒ４３ｂ・４４ｂのエミッタは、ノイズ除去用のローパスフィルタ４５を介して、接地されたエミッタ抵抗４６に接続されている。本実施形態では、正電源ＶＣＣの電圧値を５Ｖとした。

両ＬＥＤ４３ａ・４４ａが非通電状態、すなわち両フォトカプラ４３・４４がオフ状態のときは、正電源ＶＣＣからの電圧がエミッタ抵抗４６にかかることはなく、従って出力端子ＯＵＴの電圧値はＧＮＤ（グラウンド）すなわち０となる。これに対し、少なくとも一方のＬＥＤ４３ａ（４４ａ）が通電して、フォトカプラ４３（４４）がオン状態になると、当該フォトカプラ４３（４４）のＰＴｒ４３ｂ（４４ｂ）にコレクタ電流が流れて、正電源ＶＣＣからエミッタ抵抗４６に電圧がかかり、出力端子ＯＵＴの電圧値が正の値になる。

商用電源Ｅの電源電圧が変調回路５で変調されず、復調回路１０の整流回路部３２に対して、図４（ａ）に示す正電圧と負電圧の高さが等しい交流電圧が印加される場合は、両フォトカプラ４３・４４が常にオフ状態となり、従って出力端子ＯＵＴの電圧値は０となる。一方、電源電圧が変調回路５で変調されて、図４（ｂ）に示す正電圧が負電圧よりも低い交流電圧が印加される場合は、第２フォトカプラ４４が常にオン状態となり、出力端子ＯＵＴの電圧値が正の値になる。また、図４（ｃ）に示す負電圧が正電圧よりも低い交流電圧が印加される場合は、第１フォトカプラ４３が常にオン状態となり、出力端子ＯＵＴの電圧値が正の値になる。以上の法則を得るために必要な、整流回路部３２の各整流部３５・３６の平滑コンデンサ３８および抵抗３９の時定数τ（＝ＣＲ）について検討する。

図６に示すように、整流回路部３２に印加される交流電圧が正のピーク値に達するとき、第１電圧Ｖ１が最大値Ｖ１＿ＭＡＸとなり、このとき第２電圧Ｖ２との差も最大になる（Ｖ１＞Ｖ２のときの最大電圧差Ｖ１＿ＭＡＸ−Ｖ２＿ＬＯＷ）。また、交流電圧が負のピーク値に達するとき、第２電圧Ｖ２が最大値Ｖ２＿ＭＡＸとなり、このとき第１電圧Ｖ１との差も最大になる（Ｖ２＞Ｖ１のときの最大電圧差Ｖ２＿ＭＡＸ−Ｖ１＿ＬＯＷ）。

図４（ａ）に示す正電圧と負電圧の高さが等しい交流電圧が復調回路１０に印加される場合に、両フォトカプラ４３・４４を常にオフ状態にするためには、Ｖ１＞Ｖ２のときの最大電圧差Ｖ１＿ＭＡＸ−Ｖ２＿ＬＯＷが第１ＬＥＤ４３ａの順方向電圧よりも小さく、かつ、Ｖ２＞Ｖ１のときの最大電圧差Ｖ２＿ＭＡＸ−Ｖ１＿ＬＯＷが第２ＬＥＤ４４ａの順方向電圧よりも小さくなるようにする必要がある。交流電圧の正負の電圧値が等しいときは、
Ｖ１＿ＭＡＸ＝Ｖ２＿ＭＡＸ、Ｖ１＿ＬＯＷ＝Ｖ２＿ＬＯＷ
となるから、このときのＶ１＿ＭＡＸ（Ｖ２＿ＭＡＸ）の値をＶ＿ＭＡＸ、また電源電圧の半周期をΔｔ１とすると、次の数式１のようになる。

この数式１から、最大電圧差とＬＥＤ４３ａ・４４ａの順方向電圧（１．０Ｖ）に関して、次の数式２に示す条件式（Ａ）を得ることができる。

この式（Ａ）を変形すると、次の数式３に示す条件式（Ｂ）のようになる。

ここで本実施形態では、２００Ｖ／５０Ｈｚの商用電源Ｅを用いたから、
Ｖ＿ＭＡＸ≒２００×１．４１＝２８２Ｖ、Δｔ１＝０．０１秒
である。これらを式（Ｂ）に代入すると、
ＣＲ＞２．８１５
となる。本実施形態では、両整流部３５・３６の平滑コンデンサ３８の容量をそれぞれ１６．５μＦ、抵抗３９をそれぞれ４４０ｋΩとした。このときの時定数τ（＝ＣＲ）は７．２６秒となり、上の条件を満たす。

一方、図４（ｂ）に示す交流電圧が復調回路１０に印加される場合、
Ｖ２＿ＭＩＮ−Ｖ１＿ＭＡＸ＞１．０ （Ｃ）
なる条件式を満たせば、第２電圧Ｖ２と第１電圧Ｖ１との差が常に第２ＬＥＤ４４ａの順方向電圧（１．０Ｖ）を上回り、第２フォトカプラ４４がオン状態に維持される。

ここで、ＣＲ＝７．２６、Δｔ２＜０．０２であるから、
Ｖ２＿ＭＩＮ＞２８０．６Ｖ
となる。これにより、
Ｖ２＿ＭＩＮ−Ｖ１＿ＭＡＸ＞２８０．６−２７６．６＝４．０
となり、式（Ｃ）を満たす。

また、図４（ｃ）に示す交流電圧が復調回路１０に印加される場合、
Ｖ１＿ＭＩＮ−Ｖ２＿ＭＡＸ＞１．０ （Ｄ）
なる条件式を満たせば、第１電圧Ｖ１と第２電圧Ｖ２との差が常に第１ＬＥＤ４３ａの順方向電圧（１．０Ｖ）を上回り、第１フォトカプラ４３がオン状態に維持される。この式（Ｄ）を満たすことも、式（Ｃ）のときと同様の方法で確認することができる。なお、本実施形態に係る時定数τ等の設定によれば、商用電源Ｅの電圧（１００Ｖまたは２００Ｖ）および周波数（５０Ｈｚまたは６０Ｈｚ）に関係無く、先の条件式（Ａ）（Ｃ）および（Ｄ）を満たして、調光信号を確実に復調することができる。

以上のように、復調回路１０に対して、図４（ａ）に示す正電圧と負電圧の高さが等しい交流電圧が印加される場合、すなわち電源電圧が変調回路５で変調されない場合は、出力端子ＯＵＴの電圧値が０となる。換言すれば、復調回路１０が信号"０"を出力する。また、図４（ｂ）に示す正電圧が負電圧よりも低い交流電圧が印加される場合、すなわち電源電圧が変調回路５で変調される場合は、出力端子ＯＵＴの電圧値が正の値になる。換言すれば、復調回路１０が信号"１"を出力する。このように、復調回路１０は、"０"と"１"の２値からなる調光信号を復調して、ＬＥＤ８の明るさを制御する定電流回路９へ送信する。

なお、本実施形態において、復調回路１０が信号"１"を出力するのは、第１電圧Ｖ１と第２電圧Ｖ２の電圧差が、ＬＥＤ４３ａ・４４ａの順方向電圧すなわち１．０Ｖに達した場合である。この電圧差が１．０Ｖに満たないときは、ＬＥＤ４３ａ・４４ａが通電せず、従って復調回路１０からの出力は"０"となる。つまり、ＬＥＤ４３ａ・４４ａの順方向電圧（１．０Ｖ）が、両電圧Ｖ１・Ｖ２の電圧差の閾値となっている。このような閾値を設定しておくと、商用電源Ｅの電圧変動によって、両電圧Ｖ１・Ｖ２の間に小さな電圧差が生じた場合に、その影響を抑えることができる。つまり、閾値を設定しない場合には、電圧変動による小さな電圧差が、変調回路５における電圧変調によるものと誤認識されて、調光信号が誤って復調されるおそれがある。これに対し、本実施形態のように閾値を設定しておくと、先の小さな電圧差を電圧変調による電圧差と区別できるので、調光信号を正確に復調できる。

また、本実施形態において復調回路１０に印加される交流電圧は、図４（ａ）に示す正電圧と負電圧の高さが等しい交流電圧と、図４（ｂ）に示す正電圧が負電圧よりも低い交流電圧のどちらかである。前者電圧と後者電圧の切り換わりによって、第２フォトカプラ４４のオンオフ状態が変化し、これにより復調回路１０の出力端子ＯＵＴの出力値が変化して、調光信号が復調される。この間、第１フォトカプラ４３は常にオフ状態であり、調光信号の復調には寄与しない。そのため、本実施形態において、第１フォトカプラ４３を省略しても、調光信号を復調することは可能である。

しかし、第１フォトカプラ４３を設けておくと、変調回路５を電力線３に対して本実施形態と逆向きに接続した場合に、調光信号を復調することができる。この場合に復調回路１０に印加される交流電圧は、図４（ａ）に示す正電圧と負電圧の高さが等しい交流電圧と、図４（ｃ）に示す負電圧が正電圧よりも低い交流電圧のどちらかになる。前者電圧と後者電圧の切り換わりによって、第１フォトカプラ４３のオンオフ状態が変化し、これにより復調回路１０の出力端子ＯＵＴの出力値が変化して、調光信号が復調される。

このように、検知素子として２つのフォトカプラ４３・４４を設けておくと、変調回路５で正電圧と負電圧のどちらを大きく降下させた場合にも、そのことを比較回路部３３で検知して、調光信号を復調することができる。従って、電力線３に対して変調回路５を接続する際に、その接続方向に配慮しなくて済むので、その分だけ変調回路５の接続作業を簡素化できる。

調光指示部２と、各照明装置１の定電流回路９とには、表１に示す調光制御テーブルが記憶されている。調光指示部２が各照明装置１に対して調光率を指示する際は、当該調光率に応じた時間Ｔだけ、電源電圧を変調回路５で変調する。この時間Ｔの間だけ、図１に示すように、復調回路１０へ印加される交流電圧の正電圧が負電圧よりも低くなり、復調回路１０の出力値が"１"となる。定電流回路９は、復調回路１０の出力値"１"が継続する時間Ｔを計測するとともに、調光制御テーブルを参照して、当該時間Ｔに応じた調光率になるように、ＬＥＤ８に供給する電流の大きさを制御する。

（第２実施形態） 本発明に係る電力線通信方式の第２実施形態を、図７および図８を用いて説明する。第２実施形態は、調光信号を復調する復調回路１０の整流回路部３２および比較回路部３３の構成が、先の第１実施形態と相違する。

整流回路部３２は、商用電源Ｅから印加される交流電圧を全波整流するダイオードブリッジ（全波整流回路）５０と、第１〜第３のフォトカプラ５１〜５３とを備えている。各フォトカプラ５１〜５３は、発光素子としてのＬＥＤ（発光ダイオード）５１ａ〜５３ａと、受光素子としてのＮＰＮ型のＰＴｒ（フォトトランジスタ）５１ｂ〜５３ｂとの組で構成されており、各フォトカプラ５１〜５３の変換効率は同一である。ダイオードブリッジ５０と各ＬＥＤ５１ａ〜５３ａは、商用電源Ｅからの交流電圧が印加される交流回路部５５に配置されており、各ＰＴｒ５１ｂ〜５３ｂは、直流電源で駆動する直流回路部５６に配置されている。交流回路部５５と直流回路部５６は３個のフォトカプラ５１〜５３のみで接続されており、電気的には互いに絶縁されている。

第１フォトカプラ５１のＬＥＤ５１ａ（以下、第１ＬＥＤ５１ａと記す。第２ＬＥＤ５２ａと第３ＬＥＤ５３ａも同様とする。）は、ダイオードブリッジ５０を介して商用電源Ｅに接続されている。第１ＬＥＤ５１ａの順方向は、ダイオードブリッジ５０で全波整流された直流電流が流れる方向に一致している。そのため、商用電源Ｅからダイオードブリッジ５０に交流電圧が印加される間は、第１ＬＥＤ５１ａに直流電流が流れ続ける。第１ＬＥＤ５１ａには、５１０ｋΩの比較的大きい抵抗が直列接続されている。

一方、第２ＬＥＤ５２ａと第３ＬＥＤ５３ａは、ダイオードブリッジ５０を介することなく、商用電源Ｅに直接接続されている。両ＬＥＤ５２ａ・５３ａは、順方向を互いに逆向きにした状態で、商用電源Ｅに対して並列に接続されている。そのため、商用電源Ｅの正負が変化するのに同期して、一方のＬＥＤ５２ａ（５３ａ）が通電状態から非通電状態に切り換わり、他方のＬＥＤ５３ａ（５２ａ）が非通電状態から通電状態に切り換わる。本実施形態では、商用電源Ｅの電圧が正の期間に第２ＬＥＤ５２ａが通電状態になり、当該電圧が負の期間に第３ＬＥＤ５３ａが通電状態になるようにした。第２ＬＥＤ５２ａおよび第３ＬＥＤ５３ａには、第１ＬＥＤ５１ａに直列接続された抵抗よりも小さい２２０ｋΩの抵抗が直列接続されている。

直流回路部５６において、第１フォトカプラ５１のＰＴｒ５１ｂ（以下、第１ＰＴｒ５１ｂと記す。第２ＰＴｒ５２ｂと第３ＰＴｒ５３ｂも同様とする。）はエミッタ接地回路を構成している。詳しくは、第１ＰＴｒ５１ｂのエミッタが接地され、コレクタが抵抗を介して正電源ＶＣＣ（直流電源）に接続されている。正電源ＶＣＣの電圧値は、例えば５〜２０Ｖの範囲内で選択することができるが、本実施形態では１８Ｖとした。

ＰＴｒ５１ｂのコレクタ側からの出力電圧は、ＰＮＰ型のトランジスタ５９で反転増幅される。このトランジスタ５９のコレクタに、第２ＰＴｒ５２ｂと第３ＰＴｒ５３ｂのコレクタが並列に接続されている。第２ＰＴｒ５２ｂのエミッタは、接地された電圧平滑用の平滑コンデンサ６０および第１リップルフィルタ６１に接続されている。第３ＰＴｒ５３ｂのエミッタも、同様の平滑コンデンサ６０および第２リップルフィルタ６２に接続されている。

正電源ＶＣＣから直流回路部５６に直流電圧が印加された状態で、商用電源Ｅから交流回路部５５に正電圧が入力されると、第１ＬＥＤ５１ａと第２ＬＥＤ５２ａが通電状態になって、トランジスタ５９から第１ＰＴｒ５１ｂへベース電流が流れるとともに、トランジスタ５９から第２ＰＴｒ５２ｂへコレクタ電流Ｉ１が流れる。第３ＰＴｒ５３ｂには電流は流れない。一方、商用電源Ｅから交流回路部５５に負電圧が入力されると、第１ＬＥＤ５１ａと第３ＬＥＤ５３ａが通電状態になって、トランジスタ５９から第１ＰＴｒ５１ｂへベース電流が流れるとともに、トランジスタ５９から第３ＰＴｒ５３ｂへコレクタ電流Ｉ２が流れる。第２ＰＴｒ５２ｂには電流は流れない。第２フォトカプラ５２と第３フォトカプラ５３は、どちらか一方がオン状態になることによって、トランジスタ５９からのコレクタ電流Ｉ１・Ｉ２の向きを交互に切り換えるスイッチとして機能する。従って、第２フォトカプラ５２と第３フォトカプラ５３はそれぞれ、コイルにダイオードを直列接続したリレーなどに置き換えることができる。

第１フォトカプラ５１の第１ＬＥＤ５１ａに直列接続された抵抗が比較的大きい（５１０ｋΩ）ため、第１ＬＥＤ５１ａを流れる電流は比較的小さく、従って、第１ＬＥＤ５１ａが通電したときに第１ＰＴｒ５１ｂを流れるコレクタ電流も比較的小さくなる。そのため、第１ＰＴｒ５１ｂのコレクタ側に生じる電圧は、第１ＬＥＤ５１ａの電流値に応じて連続的に変化する。具体的には、第１ＬＥＤ５１ａの電流値が大きくなるほど、第１ＰＴｒ５１ｂのコレクタ側の電圧は低くなる。この電圧はトランジスタ５９で反転増幅されるから、トランジスタ５９のコレクタ側に生じる電圧は、第１ＬＥＤ５１ａの電流値が大きくなるほど高くなる。また、第１ＬＥＤ５１ａの電流値は、商用電源Ｅから整流回路部３２に印加される電圧の高さに比例する。従って、トランジスタ５９のコレクタ側の電圧は、整流回路部３２に印加される交流電圧を全波整流かつ降圧したものとなり、その波形は図８（ａ）に示すものとなる。電圧が降圧されるのは、直流回路部５６を駆動する正電源ＶＣＣの電圧値（１８Ｖ）が、商用電源Ｅの電圧値（２００Ｖ）に比べて低いからである。このような第１フォトカプラ５１を介した降圧方法によれば、トランスなどを用いる降圧方法に比べて、回路構成を小型で簡素なものとすることができる。

トランジスタ５９から第２ＰＴｒ５２ｂへコレクタ電流Ｉ１が流れると、第２ＰＴｒ５２ｂのエミッタ側に電圧が生じる。コレクタ電流Ｉ１が流れるのは、商用電源Ｅが正の期間のみであるから、第２ＰＴｒ５２ｂのエミッタ側に生じる電圧の波形は、図８（ｂ）に示すように、正弦波を半波整流した形状になる。この電圧が平滑コンデンサ６０で平滑化され、さらに第１リップルフィルタ６１によってリップルが取り除かれて、比較回路部３３へ出力される。第１リップルフィルタ６１を経た出力電圧を、以下では第１電圧Ｖ１と言う。

トランジスタ５９から第３ＰＴｒ５３ｂへコレクタ電流Ｉ２が流れると、第３ＰＴｒ５３ｂのエミッタ側に電圧が生じる。コレクタ電流Ｉ２が流れるのは、商用電源Ｅが負の期間のみであるから、第３ＰＴｒ５３ｂのエミッタ側に生じる電圧の波形は、図８（ｃ）に示すように、正弦波を半波整流した形状になる。図８（ｂ）と図８（ｃ）の電圧波形は、周期は同一であるが、電圧が現れる（正の値になる）期間が真逆になっている。図８（ｃ）に示す電圧は、平滑コンデンサ６０で平滑化され、さらに第２リップルフィルタ６２によってリップルが取り除かれて、比較回路部３３へ出力される。第２リップルフィルタ６２を経た出力電圧を、以下では第２電圧Ｖ２と言う。

本実施形態では、平滑コンデンサ６０としてフィルムコンデンサを使用した。これは、正電源ＶＣＣの電圧値が商用電源Ｅに比べて低く、従って、高耐圧で大容量の電解コンデンサを使用しなくても、フィルムコンデンサで十分に用が足りるからである。電解コンデンサに比べて経年劣化し難いフィルムコンデンサを使用することにより、復調回路１０の長期安定性を確保することができる。

比較回路部３３は、整流回路部３２から入力される第１電圧Ｖ１および第２電圧Ｖ２を分圧する分圧回路６４と、分圧回路６４で分圧された電圧が入力される２個のコンパレータ（第１検知素子・第２検知素子）６５・６６と、両コンパレータ６５・６６からの出力値が入力される論理和回路６７とを備えている。論理和回路６７の出力側が、復調回路１０の出力端子ＯＵＴに接続されている。

第１コンパレータ６５の非反転入力端子（＋）は、分圧回路６４の第１抵抗Ｒ１を介して整流回路部３２の第１リップルフィルタ６１に接続されるとともに、第２抵抗Ｒ２を介してＧＮＤに接続されている。そのため、第１コンパレータ６５の非反転入力端子における入力電圧は、Ｖ１×Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２）となる。第２コンパレータ６６の非反転入力端子（＋）は、分圧回路６４の第３抵抗Ｒ３を介して整流回路部３２の第２リップルフィルタ６２に接続されるとともに、第４抵抗Ｒ４を介してＧＮＤに接続されている。そのため、第２コンパレータ６６の非反転入力端子における入力電圧は、Ｖ２×Ｒ４／（Ｒ３＋Ｒ４）となる。第１〜第４の抵抗Ｒ１〜Ｒ４の抵抗値は、Ｒ２／Ｒ１＝Ｒ４／Ｒ３の関係にある。本実施形態では、Ｒ１＝Ｒ３＝１５０Ω、Ｒ２＝Ｒ４＝１０ｋΩとした。このとき、Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２）＝Ｒ４／（Ｒ３＋Ｒ４）≒０．９８５である。

両コンパレータ６５・６６の反転入力端子（−）は、分圧回路６４の第５抵抗Ｒ５を介して第１リップルフィルタ６１に接続されるとともに、第６抵抗Ｒ６を介して第２リップルフィルタ６２に接続されている。第５抵抗Ｒ５と第６抵抗Ｒ６の抵抗値は等しく設定されている（Ｒ５＝Ｒ６）。そのため、両コンパレータ６５・６６の反転入力端子における入力電圧は、第１電圧Ｖ１と第２電圧Ｖ２の平均値、すなわち（Ｖ１＋Ｖ２）／２となる。本実施形態では、Ｒ５＝Ｒ６＝１２０ｋΩとした。次の表２は、両コンパレータ６５・６６に対する入力電圧をまとめたものである。

各コンパレータ６５・６６は、非反転入力端子（＋）と反転入力端子（−）の入力電圧を比較し、非反転入力端子（＋）の入力電圧の方が高い場合にはＨｉｇｈを、反転入力端子（−）の入力電圧の方が高い場合にはＬｏｗを出力する。各コンパレータ６５・６６の正電源端子は１８Ｖの正電源ＶＣＣに、負電源端子はＧＮＤに接続されている。そのため、各コンパレータ６５・６６が出力するＨｉｇｈの電圧値は、論理和回路６７のダイオードの順方向電圧（０．６Ｖ）に比べて十分高くなり、Ｌｏｗの電圧値は当該順方向電圧よりも低くなる。従って、論理和回路６７に対して、２つのコンパレータ６５・６６のうち少なくとも一方からＨｉｇｈが入力されるときは、復調回路１０の出力端子ＯＵＴの電圧値は正の値となる。換言すれば、復調回路１０が信号"１"を出力する。これに対し、両方のコンパレータ６５・６６からＬｏｗが入力されるときは、出力端子ＯＵＴの電圧値はＧＮＤ（グラウンド）すなわち０となる。換言すれば、復調回路１０が信号"０"を出力する。

商用電源Ｅの電源電圧が変調回路５で変調されず、復調回路１０の整流回路部３２に対して、図４（ａ）に示す正電圧と負電圧の高さが等しい交流電圧が印加される場合は、第１電圧Ｖ１と第２電圧Ｖ２の電圧値が等しくなる（Ｖ１＝Ｖ２）。本実施形態では、商用電源Ｅの電圧値が２００Ｖ、正電源ＶＣＣの電圧値が１８Ｖのとき、Ｖ１＝Ｖ２≒５．１Ｖとなるように、整流回路部３２の各素子のパラメータを設定した。

Ｖ１＝Ｖ２の場合は、表３に示すように、両コンパレータ６５・６６の非反転入力端子（＋）における入力電圧が共に０．９８５Ｖ１、反転入力端子（−）における入力電圧が共にＶ１となる。つまり、両コンパレータ６５・６６において、反転入力端子（−）における入力電圧が、非反転入力端子（＋）における入力電圧よりも高くなり、両コンパレータ６５・６６の出力は共にＬｏｗとなる。従って、復調回路１０の出力端子ＯＵＴの電圧値は０となる。

一方、電源電圧が変調回路５で変調されて、図４（ｂ）に示す正電圧が負電圧よりも低い交流電圧が整流回路部３２に印加される場合は、第１電圧Ｖ１が第２電圧Ｖ２よりも低くなる（Ｖ１＜Ｖ２）。本実施形態では、変調による交流電圧の正負の電圧差（４．８Ｖ）が、第１電圧Ｖ１と第２電圧Ｖ２における約０．２Ｖの電圧差に換算されるように、整流回路部３２の各素子のパラメータを設定した。従って、図４（ｂ）に示す交流電圧が整流回路部３２に印加されると、第１電圧Ｖ１が第２電圧Ｖ２よりも０．２Ｖだけ低くなる（Ｖ１＝Ｖ２−０．２）。

Ｖ１＜Ｖ２（Ｖ１＝Ｖ２−０．２）の場合は、表４に示すように、第１コンパレータ６５の非反転入力端子（＋）における入力電圧が０．９８５Ｖ２−０．１９７、反転入力端子（−）における入力電圧がＶ２−０．１となり、後者の方が高くなるので、第１コンパレータ６５の出力はＬｏｗとなる。一方、第２コンパレータ６６の非反転入力端子（＋）における入力電圧は０．９８５Ｖ２、反転入力端子（−）における入力電圧はＶ２−０．１となる。以下で両電圧の高低を比較する。

第２電圧Ｖ２は、整流回路部３２に対して印加される交流電圧の負電圧に依拠する。図４（ｂ）に示す交流電圧における負電圧は、電源電圧における負電圧よりも、僅かにダイオード２９の１個分の電圧降下量（０．６Ｖ）だけ低い値である。電源電圧が変調回路５で変調されない場合、すなわち図４（ａ）に示す交流電圧が印加される場合の第２電圧Ｖ２は約５．１Ｖであるから、図４（ｂ）に示す交流電圧が印加される場合の第２電圧Ｖ２は、５．１Ｖよりも僅かに低い値となる。Ｖ２＜５．１の範囲では、代入して検証すると、非反転入力端子（＋）における入力電圧（０．９８５Ｖ２）が、反転入力端子（−）における入力電圧（Ｖ２−０．１）よりも高くなる。従って、第２コンパレータ６６はＨｉｇｈを出力し、復調回路１０の出力端子ＯＵＴの電圧値は正の値となる。

本実施形態において復調回路１０に印加される交流電圧は、先の第１実施形態と同様に、図４（ａ）に示す正電圧と負電圧の高さが等しい交流電圧と、図４（ｂ）に示す正電圧が負電圧よりも低い交流電圧のどちらかである。前者電圧と後者電圧の切り換わりによって、第２コンパレータ６６の出力がＨｉｇｈとＬｏｗの間で変化し、これにより復調回路１０の出力端子ＯＵＴの出力値が変化して、"１"と"０"の組み合わせからなる調光信号が復調される。この間、第１コンパレータ６５の出力は常にＬｏｗであり、調光信号の復調には寄与しない。そのため、本実施形態において、第１コンパレータ６５を省略しても、調光信号を復調することは可能であるが、先の第１実施形態で第１フォトカプラ４３を設けたことと同様の理由で、本実施形態でも第１コンパレータ６５を設けている。第１コンパレータ６５は、図４（ｃ）に示す負電圧が正電圧よりも低い交流電圧が整流回路部３２に印加されて、第２電圧Ｖ２が第１電圧Ｖ１よりも０．２Ｖだけ低くなる場合に、Ｈｉｇｈを出力する。Ｖ２＜Ｖ１（Ｖ２＝Ｖ１−０．２）の場合の両コンパレータ６５・６６の入力電圧及び出力電圧を表５に示す。

なお、本実施形態において、第２コンパレータ６６の出力がＨｉｇｈとなり、復調回路１０が信号"１"を出力するのは、表２に示す第２コンパレータ６６の非反転入力端子（＋）の入力電圧が、反転入力端子（−）の入力電圧よりも高くなった場合、すなわち、０．９８５Ｖ２＞（Ｖ１＋Ｖ２）／２となった場合である。この不等式を第１電圧Ｖ１について解くと、Ｖ１＜０．９７Ｖ２となる。つまり、第１電圧Ｖ１が第２電圧Ｖ２の９７％未満になると、第２コンパレータ６６の出力がＨｉｇｈとなる。換言すれば、第２電圧Ｖ２の３％が、第１電圧Ｖ１と第２電圧Ｖ２の電圧差の閾値となっており、両電圧Ｖ１・Ｖ２の差が第２電圧Ｖ２の３％に満たないときは、第２コンパレータ６６の出力はＬｏｗとなる。このような閾値を設定しておくと、商用電源Ｅの電圧変動によって、両電圧Ｖ１・Ｖ２の間に、第２電圧Ｖ２の３％未満の小さな電圧差が生じた場合に、その影響を排除することができる。それ以外の点は、先の第１実施形態と同様であるので、同一の部材には同一の符号を付してその説明を省略する。以下の実施形態においても同様とする。

（第３実施形態） 本発明に係る電力線通信方式の第３実施形態を図９に示す。第３実施形態は、調光信号を送信する調光指示部２の変調回路５および送信制御回路６の構成が、先の第１実施形態と相違する。

変調回路５の電圧降下部１３には、ループ状に接続された５個のダイオードブリッジ７０Ａ〜７０Ｅが設けられており、ループにおいて隣り合うダイオードブリッジ７０Ａ〜７０Ｅの＋端子と−端子が互いに接続されている。ループの基点となる第１ダイオードブリッジ７０Ａの＋端子が、電圧降下部１３の第１端部１３ａに接続され、第１ダイオードブリッジ７０Ａの２個の交流入力端子が、電圧降下部１３の第２端部１３ｂに接続されている。

第１端部１３ａから、第１ダイオードブリッジ７０Ａの＋端子と交流入力端子を順に経由して、第２端部１３ｂに至る経路が、正負一方向の電流のみを通過させる第１経路２７を構成する。第１経路２７には、第１ダイオードブリッジ７０Ａの＋端子と２個の交流入力端子との間に、２個のダイオード２９が配置されている。２個のダイオード２９は互いに並列の関係にあるから、電流が第１経路２７を流れる場合の電圧降下量は、ダイオード２９の１個分の順方向電圧になる。

第２端部１３ｂから、第１ダイオードブリッジ７０Ａの交流入力端子と−端子を順に経由し、次いで、第２〜第５のダイオードブリッジ７０Ｂ〜７０Ｅを＋端子から−端子へ向かって通過し、最後に通過したダイオードブリッジ７０Ｅの−端子から第１端部１３ａに至る経路が、正負他方向の電流のみを通過させる第２経路２８を構成する。第２経路２８には、第１ダイオードブリッジ７０Ａの２個の交流入力端子と−端子との間に２個のダイオード２９が配置され、さらに第２〜第５のダイオードブリッジ７０Ｂ〜７０Ｅにダイオード２９が４個ずつ配置されている。第１ダイオードブリッジ７０Ａの２個のダイオード２９は互いに並列の関係にある。また、第２〜第５のダイオードブリッジ７０Ｂ〜７０Ｅのそれぞれにおいて、＋端子から−端子へ向かう２つの並列の経路に、ダイオード２９が２個ずつ配置されている。従って、電流が第２経路２８を流れる場合の電圧降下量は、ダイオード２９の９個分の順方向電圧になる。

送信制御回路６のコイル路２０には、商用電源Ｅから印加される交流電圧を全波整流するダイオードブリッジ（全波整流回路）７１と、コイル路２０を開閉制御するトライアック（スイッチング素子）７２とが配置されている。トライアック７２は、ゲート電流を制御するゲート制御手段２２によってオンオフ制御される点で、第１実施形態のサイリスタ２１と同一であるが、双方向の電流を流すことができる点でサイリスタ２１と相違する。このように構成したコイル路２０によれば、商用電源Ｅの正負の変化に関係無く、コイル１９に対して常に電流を流すことができる。そのため本実施形態では、第１実施形態において必要であった電解コンデンサ２３を省略している。電解コンデンサ２３は比較的寿命が短いため、電解コンデンサ２３を使わない回路構成とすることにより、調光指示部２の長期安定性を確保することができる。

（第４実施形態） 本発明に係る電力線通信方式の第４実施形態を図１０に示す。第４実施形態は、電圧降下部１３の第１経路２７に、ダイオード２９と抵抗７５を１個ずつ直列に配置した点が、先の第１実施形態と相違する。これによれば、電流が第１経路２７を流れる場合の電圧降下量が、第２経路２８を流れる場合の電圧降下量よりも、抵抗７５における電圧降下量の分だけ大きくなり、従って、各照明装置１に印加される交流電圧の正電圧と負電圧の高さに差が生じる。本実施形態に示すように、本発明において電圧降下を発生させる素子は、ダイオード２９に限られない。

上記各実施形態の変形例として、光信号によって点弧するフォトサイリスタあるいはフォトトライアックでスイッチング素子２１・７２を構成することができる。この場合には、フォトサイリスタあるいはフォトトライアックと対になる発光素子、例えばＬＥＤ（発光ダイオード）を流れる電流を制御することにより、スイッチング素子２１・７２をオンオフ制御してコイル路２０を開閉制御できる。

図１１は、調光信号の別の形態を示したものである。そこでは、調光指示部２および照明装置１の定電流回路９に、先の実施形態と同様の調光制御テーブルが記憶されている。調光指示部２から調光率を指示する際は、まず変調回路５で電源電圧を短時間だけ変調し、指示する調光率に対応する時間Ｔ１が経過した後、再び電源電圧を短時間だけ変調する。定電流回路９は、復調回路１０の出力値が"１"から"０"に戻ってから、再び"１"になるまでの時間Ｔ１を計測し、当該時間Ｔ１に応じた調光率になるようにＬＥＤ８の電流を制御する。

図１２は、調光信号のさらに別の形態を示したものである。そこでは調光率を、所定時間Ｔ２内における電源電圧の変調回数に対応させている。調光指示部２は、所定時間Ｔ２の間に、指示する調光率に対応する回数だけ、電源電圧の変調を繰り返す。定電流回路９は、所定時間Ｔ２の間に、復調回路１０の出力値が"０"から"１"に変化した回数（図示例では３回）を計測し、当該回数に応じた調光率になるようにＬＥＤ８の電流を制御する。なお、調光指示部２において所定時間Ｔ２は、電源電圧の１回目の変調と同時に開始し、定電流回路９において所定時間Ｔ２は、"０"から"１"への変化を１回目に検知するのと同時に開始する。

上記以外に調光信号は、例えば"０"と"１"のビット列など、各種の形態を選択することができる。また調光信号には、調光率に加えて、照明装置１毎に設定した識別コードなどを含めることができる。この場合には、各照明装置１の調光率を個別に指示することが可能となる。

上記各実施形態では、照明装置１に信号受信部４を組み込んだが、本発明はこれに限られず、信号受信部４を照明装置１から分離することもできる。要は、信号受信部４が電力線３に接続されて、交流電源Ｅから照明装置１に印加される交流電圧が、信号受信部４にも印加されるようになっていればよい。なお、信号受信部４と照明装置１を分離する場合、信号受信部４と照明装置１の間の通信は、専用の信号線や無線により行う。また、照明装置１と信号受信部４を１対１で対応させる必要は無く、複数の照明装置１に１つの信号受信部４に対応させて、当該信号受信部４から複数の照明装置１へ調光信号を送信する構成であってもよい。

本発明に係る電力線通信方式の適用対象はショーケースに限られず、また送受信する制御信号も調光信号に限られない。例えば、送風ファンのモータの回転数の制御信号や、防露ヒータの温度の制御信号などの送受信に、本発明を適用することができる。

１ 負荷（照明装置）
２ 信号送信部（調光指示部）
３ 電力線
４ 信号受信部
５ 変調回路
６ 送信制御回路
１０ 復調回路
１３ 電圧降下部
１４ バイパス路
１５ リレー
１６ スイッチ（接点）
１９ コイル
２７ 第１経路
２８ 第２経路
２９ ダイオード
３２ 整流回路部
３３ 比較回路部
４３ 第１検知素子（第１フォトカプラ）
４４ 第２検知素子（第２フォトカプラ）
６５ 第１検知素子（第１コンパレータ）
６６ 第２検知素子（第２コンパレータ）
Ｅ 交流電源（商用電源）

Claims (8)

1. 交流電源（Ｅ）から負荷（１）へ電力を供給する電力線（３）を利用して、負荷（１）を制御するための制御信号を送信する通信方式であって、
   交流電源（Ｅ）の電圧波形を加工することにより制御信号を送信する信号送信部（２）と、信号送信部（２）で加工された電圧波形から制御信号を抽出する信号受信部（４）とを備えており、
   信号送信部（２）が、電力線（３）上に配置されて電源電圧を変調する変調回路（５）と、送信する制御信号に従って変調回路（５）を制御する送信制御回路（６）とを備えており、
   変調回路（５）が、交流電圧の正電圧と負電圧の間に一定の電圧差が生じるように、正電圧と負電圧のうち少なくとも一方を降下させ、
   信号受信部（４）の復調回路（１０）が、交流電圧における正負の電圧差に基づいて制御信号を復調するように構成されており、
   復調回路（１０）が、
   交流電圧を整流し、当該電圧の正電圧に対応する第１電圧（Ｖ１）と、負電圧に対応する第２電圧（Ｖ２）とを個別に出力する整流回路部（３２）と、
   整流回路部（３２）から出力される第１電圧（Ｖ１）と第２電圧（Ｖ２）の電圧差に基づいて制御信号を復調する比較回路部（３３）と、
   を備えており、
   比較回路部（３３）が、
   第１電圧（Ｖ１）の電圧値が第２電圧（Ｖ２）の電圧値よりも高いことを検知する第１検知素子（４３・６５）と、
   第２電圧（Ｖ２）の電圧値が第１電圧（Ｖ１）の電圧値よりも高いことを検知する第２検知素子（４４・６６）と、
   を備えていることを特徴とする電力線通信方式。
2. 比較回路部（３３）において、電源電圧が変調回路（５）で変調された場合に生じる第１電圧（Ｖ１）と第２電圧（Ｖ２）の電圧差よりも小さい閾値が設定されており、
   両電圧（Ｖ１・Ｖ２）の電圧差を閾値と比較することによって制御信号を復調する請求項１に記載の電力線通信方式。
3. 整流回路部（３２）が、交流電源（Ｅ）からの交流電圧が印加される交流回路部（５５）と、交流電源（Ｅ）よりも電圧値の低い直流電源で駆動する直流回路部（５６）とを備えており、
   交流回路部（５５）と直流回路部（５６）はフォトカプラ（５１〜５３）で接続されて、電気的に絶縁されており、
   交流電源（Ｅ）から交流回路部（５５）に交流電圧が印加されると、当該電圧に応じた第１電圧（Ｖ１）と第２電圧（Ｖ２）が直流回路部（５６）で発生するように、各回路部（５５・５６）が構成されており、
   交流電圧を整流して得られる脈流を平滑化するための平滑コンデンサ（６０）が、直流回路部（５６）に設けられている請求項１または２に記載の電力線通信方式。
4. 変調回路（５）が、電圧を降下させるための電圧降下部（１３）と、電圧降下部（１３）をバイパスするバイパス路（１４）とを備えており、
   バイパス路（１４）には、送信制御回路（６）によって開閉制御されるリレー（１５）の接点（１６）が設けられており、
   送信制御回路（６）は、信号受信部（４）へ制御信号を送信する場合に接点（１６）を開閉制御し、制御信号を送信するとき以外は、接点（１６）を閉状態に保持する請求項１から３のいずれかひとつに記載の電力線通信方式。
5. リレー（１５）がノーマルクローズ型である請求項４に記載の電力線通信方式。
6. 電圧降下部（１３）が、互いに並列接続された第１経路（２７）および第２経路（２８）と、各経路（２７・２８）に配置されたダイオード（２９）とで構成されており、
   正方向の電流のみが第１経路（２７）を通過でき、負方向の電流のみが第２経路（２８）を通過できるように、ダイオード（２９）の向きが設定されており、
   第１経路（２７）を流れる電流が通過するダイオード（２９）の順方向電圧の和と、第２経路（２８）を流れる電流が通過するダイオード（２９）の順方向電圧の和とが異なる請求項４または５に記載の電力線通信方式。
7. 第１経路（２７）と第２経路（２８）のそれぞれにおいて、ダイオード（２９）が並列接続されている請求項６に記載の電力線通信方式。
8. 電圧降下部（１３）が、ループ状に接続された複数個のダイオードブリッジ（７０Ａ〜７０Ｅ）を備えており、
   ループにおいて隣り合うダイオードブリッジ（７０Ａ〜７０Ｅ）の＋端子と−端子が互いに接続されており、
   ループの基点となる第１ダイオードブリッジ（７０Ａ）の＋端子が電圧降下部（１３）の第１端部（１３ａ）に接続され、第１ダイオードブリッジ（７０Ａ）の２個の交流入力端子が電圧降下部（１３）の第２端部（１３ｂ）に接続されており、
   第１端部（１３ａ）から、第１ダイオードブリッジ（７０Ａ）の＋端子と交流入力端子を順に経由して、第２端部（１３ｂ）に至る経路が、第１経路（２７）と第２経路（２８）のうち一方を構成し、
   第２端部（１３ｂ）から、第１ダイオードブリッジ（７０Ａ）の２個の交流入力端子と−端子を順に経由し、次いで、第１ダイオードブリッジ（７０Ａ）以外のダイオードブリッジ（７０Ｂ〜７０Ｅ）を＋端子から−端子へ向かって通過し、最後に通過したダイオードブリッジ（７０Ｅ）の−端子から第１端部（１３ａ）に至る経路が、第１経路（２７）と第２経路（２８）のうち他方を構成する請求項７に記載の電力線通信方式。

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