CN111083823A - 点亮装置、照明器具和照明系统 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种点亮装置、照明器具和照明系统，其全部被配置为通过改变供电电压而被控制，并且减少在供电电压的值小的时间段内的电气损耗的增加。根据实施例的点亮装置(2a)包括恒流电路(202)和电压判断单元(201)。恒流电路(202)从一对馈电路径(E21,E22)接收直流的供电电压(V2)，并且生成要供给至光源(2b)的点亮电力。电压判断单元(201)判断供电电压(V2)具有第一值还是小于第一值的第二值。恒流电路(202)在供电电压(V2)被判断为具有第一值的情况下，将点亮电力调节为大于零的值，并且在供电电压(V2)被判断为具有第二值的情况下，将点亮电力调节为零。

Description

点亮装置、照明器具和照明系统

技术领域

本发明通常涉及点亮装置、照明器具和照明系统。

背景技术

在现有技术中，已知有LED控制器作为用于通过馈电线缆向LED照明终端供给DC(直流)电力的装置。例如，JP 2013-48556 A公开了：LED控制器针对连接至LED照明终端的馈电线缆设置开关电路，以控制该开关电路的接通(ON)/断开(OFF)状态。也就是说，LED控制器对施加至馈电线缆的DC电压进行脉冲控制，这改变了施加至馈电线缆的DC电压的值，由此控制DC电压的接通占空比(ON-duty cycle)。在DC电压的接通占空比改变时，要供给至LED照明终端的点亮电力的量改变，由此对LED进行调光控制(light control)。

发明内容

发明要解决的问题

对施加至馈电线缆的DC供电电压进行这样的脉冲控制改变了施加至LED照明终端(点亮装置)的供电电压的值，由此对LED照明终端进行调光控制。在这种情况下，在供电电压的值相对较小的时间段内，经由馈电线缆供给至LED照明终端的负载电流相比供电电压的值相对较大的时间段增大，由此导致由于负载电流引起的电气损耗显著增大。

因此，本发明的目的是提供如下的点亮装置、照明器具和照明系统，所有这些都被配置为通过改变供电电压而被控制，并且减少在供电电压的值小的时间段内的电气损耗的增加。

用于解决问题的方案

根据本发明的方面的一种点亮装置，包括：点亮电路，其被配置为接收施加至一对馈电路径的直流的供电电压，并且生成要供给至光源的点亮电力；以及电压判断单元，其被配置为判断所述供电电压具有第一值还是小于所述第一值的第二值，其中，所述点亮电路被配置为在所述供电电压被判断为具有所述第一值的情况下，将所述点亮电力调节为大于零的值，并且在所述供电电压被判断为具有所述第二值的情况下，将所述点亮电力调节为零。

根据本发明的另一方面的一种照明器具，包括：以上所述的点亮装置；光源，其被配置为从所述点亮装置被供给所述点亮电力；以及壳体，其被配置为至少支撑所述光源。

根据本发明的又一方面的一种照明系统，包括：以上所述的点亮装置；以及电源单元，其被配置为将在所述第一值和所述第二值之间交替的所述供电电压施加至所述一对馈电路径。

发明的效果

本发明实现了通过供电电压的改变而可控制并且减少了在供电电压的值小的时间段内的电气损耗的增加的优点。

附图说明

图1是示出包括根据本发明的典型实施例的点亮装置的照明系统的框图；

图2是示出该照明系统的电源单元的DC电源的电路图；

图3是示出该照明系统的电源单元的信息获取单元的框图；

图4是示出该照明系统的电源单元的信号生成电路的电路图；

图5是示出该照明系统的电源单元如何工作的时序图；

图6是示出该照明系统的点亮装置的框图；

图7是示出该照明系统的电压判断单元的电路图；

图8是示出该照明系统的恒流电路的电路图；

图9是示出该照明系统中的点亮装置的示例性操作的时序图；

图10是示出该照明系统中的点亮装置的另一示例性操作的时序图；

图11是示出该照明系统的第一变形例的电路图；

图12是示出该照明系统的第二变形例的电路图；

图13A是示出包括该点亮装置的照明器具的截面图；以及

图13B是示出包括该点亮装置的另一照明器具的截面图。

附图标记列表

1 电源单元

2,2A,2B 照明器具

2a 点亮装置

2b 光源

202 恒流电路(点亮电路)

201 电压判断单元

43,72 壳体

E21,E22 馈电路径

IL1 点亮电流

V2 供电电压

V21*第一值

V22*第二值

具体实施方式

以下要说明的典型实施例及其变形例通常涉及点亮装置、照明器具和照明系统，并且更特别地涉及所有都被配置为通过DC电压的值改变的传输信号来控制的点亮装置、照明器具和照明系统。

根据典型实施例及其变形例的点亮装置、照明器具和照明系统主要可以用在办公室、工厂、商店和办事机构中。另外，根据典型实施例及其变形例的点亮装置、照明器具和照明系统也可以用在独立住宅或公寓楼的公寓中。

(实施例)

如图1所示，根据典型实施例的照明系统A1包括电源单元1、照明器具2和调光器3。

电源单元1包括DC电源1a、信号生成电路1b、输出单元1c、信息获取单元1d和信号控制电路1e。

DC电源1a被配置为从商用电源9接收AC(交流)电压Va(AC电力)，进行将AC电压Va转换成DC电压V1的电力转换处理(AC/DC转换)，并且将DC电压V1施加至一对电气路径E11和E12。电气路径E11上的电位定义DC电压V1的较高电位，而电气路径E12上的电位定义DC电压V1的较低电位。也就是说，在将DC电压V1施加至一对电气路径E11和E12的情况下，电气路径E11上的电位高于电气路径E12上的电位。DC电源1a将DC电压V1的值调节为预定值。在本实施例中，直流电压V1的值是24V。注意，该数值仅是示例且不应被解释为限制性的。然而，DC电压V1适当地等于或小于50V。商用电源9是频率为50Hz或60Hz的AC电源。

图2示出DC电源1a的示例性结构。DC电源1a包括滤波器101、整流器102、电容器103、107和111、变压器104、开关元件105、二极管106、电阻器108、109和110、分路调节器112、光电耦合器113和电源控制器114。

输入至DC电源1a的AC电压Va经由滤波器101由整流器102进行全波整流。滤波器101包括降噪电感器、降噪电容器和浪涌吸收器，并且使不需要的频率分量(诸如射频噪声分量等)衰减。例如，整流器102可以是被实现为二极管桥的全波整流器。在整流器102的输出端子之间，连接有用作输入电容器的电容器103。在电容器103的两个端子之间，连接有变压器104的初级绕组与开关元件105的串联电路。开关元件105可以被实现为例如增强型N沟道金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)。在图2中，变压器104的初级绕组的一个端子连接至电容器103的正电极，并且变压器104的初级绕组的另一个端子连接至开关元件105的漏极。开关元件105的源极连接至电容器103的负电极。开关元件105的栅极连接至电源控制器114。在本实施例中，开关元件105被实现为增强型N沟道MOSFET。然而，这仅是示例且不应被解释为限制性的。可替代地，开关元件105也可以是任何其它类型的晶体管。

变压器104的次级绕组的一个端子连接至二极管106的阳极，并且二极管106的阴极连接至电容器107的正电极。变压器104的次级绕组的另一端子连接至电容器107的负电极。电容器107是用作平滑电容器的输出电容器，并且例如可以被实现为电解电容器。电容器107的正电极连接至电气路径E11，并且电容器107的负电极连接至电气路径E12。也就是说，电容器107的两个端子之间的电压定义DC电压V1。在电容器107的两个端子之间，连接有用于分压的电阻器109和110的串联电路。电阻器109是针对较高电位侧所设置的，并且电阻器110是针对较低电位侧所设置的。电容器111连接在电阻器110的两个端子之间。此外，电容器107的正电极经由电阻器108、光电耦合器113的光电二极管和分路调节器112连接至电容器111的负电极。光电耦合器113的光电晶体管的集电极和发射极连接至电源控制器114的输入端口。

在该结构中，电阻器109和110之间的连接节点处的电压由电容器111进行平滑，并且电容器111的两个端子之间的电压对应于DC电压V1的平均值。此外，电阻器108、光电耦合器113的输入光电二极管和分路调节器112的串联电路连接在具有DC电压V1的较高电位的节点和电容器111的负电极之间。分路调节器112在自身的内部生成基准电压，并且根据电容器111的两个端子之间的电压与基准电压的差来调节流经分路调节器112自身的电流的量。因而，流经光电耦合器113的光电二极管的电流的量根据电容器111的两个端子之间的电压而增大或减小。光电耦合器113的光电晶体管的集电极和发射极连接至电源控制器114的输入端口。电源控制器114获取流过光电耦合器113的光电晶体管的电流的量作为电压数据，由此监视DC电压V1。

电源控制器114基于电压数据来以高频率使开关元件105变为接通(ON)和断开(OFF)，由此生成通过降低AC电压Va的整流电压所获得的DC电压V1。

在该DC电源1a中，变压器104和光电耦合器113一起用作用于使DC电源1a的输入级(AC电压Va)和输出级(DC电压V1)彼此电气绝缘的绝缘电路。

如图1所示，信号生成电路1b包括第一端子T1和第二端子T2。电气路径E12连接至第一端子T1并且电气路径E13连接至第二端子T2。信号生成电路1b被配置为将DC供电电压V2施加至一对电气路径E11和E13。电气路径E11上的电位定义供电电压V2的较高电位，并且电气路径E13上的电位定义供电电压V2的较低电位。也就是说，在将供电电压V2施加至一对电气路径E11和E13的情况下，电气路径E11上的电位高于电气路径E13上的电位。在第一端子T1和第二端子T2之间的电压(即，如从第一端子T1观看到的第二端子T2处的电压)被称为“调节电压V3”的情况下，信号生成电路1b能够通过对调节电压V3的值进行调节来改变供电电压V2的值。

输出单元1c包括一对输出端子，该一对输出端子分别连接至一对电气路径E11和E13并且被施加供电电压V2。一对馈电路径E21和E22也分别连接至该一对输出端子。具体地，电气路径E11经由输出单元1c连接至馈电路径E21，并且电气路径E13经由输出单元1c连接至馈电路径E22。另外，电容器131(参见图4)适当地连接在该一对输出端子之间。

至少一个照明器具2连接在一对馈电路径E21和E22之间。将供电电压V2从电源单元1通过一对馈电路径E21和E22施加至照明器具2。另外，还将负载电流Io从电源单元1通过一对馈电路径E21和E22供给至照明器具2。也就是说，照明器具2使用电源单元1作为其电源来工作。从电源单元1供给至照明器具2的电力是DC电力，并且从电源单元1向照明器具2的配电的类型是DC配电。照明器具2在通过一对馈电路径E21和E22被供给DC电力时点亮，以对对象空间进行照明。在图1中，仅一个照明器具2连接在一对馈电路径E21和E22之间。然而，这仅是示例且不应被解释为限制性的。可替代地，多个照明器具2也可以连接在一对馈电路径E21和E22之间。

调光器3对从商用电源9供给的AC电压Va进行相位控制以生成相位控制电压Vb，该相位控制电压Vb被输入至信息获取单元1d。也就是说，调光器3调整指示针对相位控制电压Vb的每半波重复出现的通电时间段的导通角。在本实施例中，相位控制电压Vb的导通角对应于指示调光控制水平的命令值的命令信息。信息获取单元1d接收到指示调光控制水平的命令值的命令信息作为相位控制电压Vb的导通角。调光器3包括用户要操作的旋转或滑动开关或拨盘。用户操作开关或拨盘使得他或她能够调整导通角。

图3示出信息获取单元1d的示例性结构。信息获取单元1d包括整流器121、读取器122和光电耦合器123。

整流器121对相位控制电压Vb进行全波整流。读取器122通过将相位控制电压Vb的整流电压与判定基准值进行比较，来与相位控制电压Vb同步地使光电耦合器123的光电晶体管变为接通和断开。读取器122针对相位控制电压Vb的每半波，使光电耦合器123的光电晶体管按与导通角的大小相对应的接通占空比变为接通。例如，随着导通角增大，接通占空比增大。相反，随着导通角减小，接通占空比减小。可替代地，随着导通角增大，接通占空比可以减小。相反，随着导通角减小，接通占空比可以增大。光电耦合器123的光电晶体管的集电极和发射极连接至信号控制电路1e的输入端口。也就是说，将针对相位控制电压Vb的各半波而与导通角同步地启用或停用的调光控制信号Sa输入至信号控制电路1e的输入端口。

信号控制电路1e从信息获取单元1d接收调光控制信号Sa，并将控制信号Sb输出至信号生成电路1b。控制信号Sb是用于控制信号生成电路1b的信号。信号生成电路1b改变供电电压V2的波形，并由此将指示基于调光控制信号Sa的调光控制水平的传输信号发送至照明器具2。

信号控制电路1e包括计算机。换句话说，计算机通过执行程序来部分地或完全地进行信号控制电路1e的功能。计算机包括根据程序工作的处理器作为主要硬件部件。可以使用任何类型的处理器，只要该处理器能够通过执行程序来进行其功能即可。处理器可以由包括半导体集成电路(IC)或大规模集成电路(LSI)的单个或多个电子电路构成。如这里所使用的，诸如IC或LSI等的“集成电路”根据其集成的程度而被称为不同的名称。集成电路的示例包括系统LSI、超大规模集成电路(VLSI)和特大规模集成电路(ULSI)。可选地，也可以采用在制造了LSI之后要编程的现场可编程门阵列(FPGA)或者允许重新配置LSI的内部的连接或电路部分的可重新配置的逻辑器件来实现相同的目的。这些电子电路可以一起集成在单个芯片上或者分布在多个芯片上，无论哪个形式都是适当的。这些多个芯片可以一起集成在单个装置中或者分布在多个装置中，而没有限制。程序可以存储在诸如ROM、光盘或硬盘驱动器等的一些非暂时性存储介质上，其中这些非暂时性存储介质中的任何非暂时性存储介质对于计算机均是可读的。可替代地，程序可以预先存储在存储介质上，或者也可以通过经由诸如因特网等的广域网下载而被提供给存储介质。

图4示出信号生成电路1b的示例性结构。信号生成电路1b包括开关元件Q1和电阻器R1。例如，开关元件Q1可被实现为增强型N沟道MOSFET。开关元件Q1的漏极(即，开关元件Q1的具有较高电位的端子)连接至第二端子T2，而开关元件Q1的源极(即，开关元件Q1的具有较低电位的端子)连接至第一端子T1。在开关元件Q1的漏极和源极之间产生寄生二极管。寄生二极管的正方向是从开关元件Q1的源极向着漏极的方向。电阻器R1连接在开关元件Q1的漏极和源极之间(即，在第一端子T1和第二端子T2之间)。在这种情况下，在第一端子T1和第二端子T2之间，形成了通过开关元件Q1的第一路线Y1和通过电阻器R1的第二路线Y2。信号生成电路1b工作，以使在负载电流Io所用的流路是第一路线Y1时的调节电压V3的值不同于在负载电流Io所用的流路是第二路线Y2时的调节电压V3的值。

信号控制电路1e连接至开关元件Q1的栅极，并且被配置为对开关元件Q1进行脉宽调制(PWM)控制。信号控制电路1e将图5的上部所示的控制信号Sb施加至开关元件Q1的栅极。信号控制电路1e通过将控制信号Sb的电压值(即，开关元件Q1的栅极电压)调节为开关元件Q1的接通状态电压Von*(即，比开关元件Q1的栅极-源极阈值电压大的电压)来使开关元件Q1变为接通。信号控制电路1e也通过将控制信号Sb的电压值调节为0V或负电压值来使开关元件Q1变为断开。另外，信号控制电路1e还对接通占空比进行PWM控制，该接通占空比是控制信号Sb具有接通状态电压Von*的时间段相对于一个PWM周期W1的比率。在图5中，假定一个PWM周期W1是恒定的，并且如果控制信号Sb具有接通(ON)状态电压Von*的接通(ON)时间段是Won，则接通占空比(对应于术语“占空比”的一般含义)是Won/W1。另一方面，如果控制信号Sb的电压为0V的断开(OFF)时间段是Woff，则断开占空比(其是通用术语“占空比”的反义)是Woff/W1。控制信号Sb的PWM频率(其是PWM周期W1的倒数)例如可以是1.2kHz。注意，该数值仅是示例且不应被解释为限制性的。

在开关元件Q1变为接通时，第一端子T1和第二端子T2(即，电气路径E12和E13)变为经由开关元件Q1(即，通过第一路线Y1)彼此电气导通。开关元件Q1的接通(ON)状态电阻远低于电阻器R1的电阻值，并且可被视为基本上等于0Ω。在这种情况下，通过第二端子T2流入的负载电流Io几乎不流经电阻器R1，并且经由开关元件Q1从第一端子T1流出。因而，在第一端子T1和第二端子T2之间产生的调节电压V3的值变得基本上等于0V。结果，在开关元件Q1变为接通时，供电电压V2变为具有第一值V21*，该第一值V21*基本上等于DC电压V1的值(参见图5)。

另一方面，在开关元件Q1变为断开时，第一端子T1和第二端子T2仅经由电阻器R1(即，通过第二路线Y2)电气连接在一起。在这种情况下，通过第二端子T2流入的负载电流Io通过电阻器R1，然后通过第一端子T1流出。因此，在电阻器R1的两个端子之间产生电压降，其中该电压降的大小等于负载电流Io的值与电阻器R1的电阻值的乘积。电阻器R1的该电压降成为在第一端子T1和第二端子T2之间产生的调节电压V3。结果，在开关元件Q1变为断开时，图5的下部所示的供电电压V2的值变得等于V22*，该V22*是通过从DC电压V1的值中减去在开关元件Q1变为断开时的调节电压V3的值V31*所计算出的(参见图5)。

在开关元件Q1变为断开时的调节电压V3的值V31*大于在开关元件Q1变为接通时的调节电压V3的值(几乎等于0V)。因此，供电电压V2的第二值V22*小于供电电压V2的第一值V21*(参见图5)。例如，供电电压V2的第一值V21*适当地是24V，并且供电电压V2的第二值V22*适当地是20V。然而，供电电压V2的第一值V21*和第二值V22*不限于任何特定值，而是仅需要满足关系V21*>V22*。

可替代地，也可以如下定义供电电压V2的第二值V22*。如果在开关元件Q1断开时的负载的电阻分量(即，在从电源单元1的输出单元1c观看馈电路径E21和E22时的电阻分量)具有值R0*、并且电阻器R1的电阻值是R1*，则通过V21*×{R0*/(R0*+R1*)}给出供电电压V2的第二值V22*。

如从以上说明可以看出，信号控制电路1e对开关元件Q1进行PWM控制，由此将第一端子T1和第二端子T2之间的路线(即，负载电流Io通过的流路)切换为第一路线Y1或第二路线Y2。通过将第一端子T1和第二端子T2之间的路线切换为第一路线Y1或第二路线Y2，信号控制电路1e能够将PWM调制的传输信号叠加在供电电压V2上，并将这样的传输信号通过馈电路径E21和E22发送至到照明器具2。在这种情况下，供电电压V2的值针对各PWM周期变为等于V21*。另外，供电电压V2的值在控制信号Sb的整个接通时间段内保持为V21*。也就是说，供电电压V2的值在第一值V21*和第二值V22*之间交替。因而，作为供电电压V2具有值V21*的时间段相对于一个PWM周期W1的比率的供电电压V2的接通占空比变为等于(或几乎等于)控制信号Sb的接通占空比。

上述的信号生成电路1b包括开关元件Q1和电阻器R1，并且能够通过使开关元件Q1变为接通和断开来将传输信号叠加在供电电压V2上。也就是说，信号生成电路1b能够使用与已知结构相比更简单的结构并进行与已知控制相比更简单的控制来切换供电电压V2的值。这使得电源单元1能够使用与已知结构相比更简单的结构并进行与已知控制相比更简单的控制来供给负载电流Io并发送传输信号。

另外，供电电压V2的第二值V22*小于其第一值V21*，但仍大于0V。此外，供电电压V2的第二值V22*也足够大以使得照明器具2的(后面要说明的)点亮装置2a能够工作。因而，即使供电电压V2的接通占空比小，电源单元1也仍能够向点亮装置2a供给足够的工作电力以使点亮装置2a工作。

如图6所示，照明器具2包括点亮装置2a和光源2b。点亮装置2a包括电压判断单元201和恒流电路202。光源2b包括多个固态发光元件。在本实施例中，多个固态发光元件各自被实现为发光二极管(LED)，并且串联连接在一起。

注意，光源2b不必包括LED作为固态发光元件。可替代地，光源2b也可以包括诸如有机电致发光(OEL)元件或半导体激光二极管(LD)等的任何其它类型的固态发光元件。此外，不必设置多个固态发光元件，而是可以设置仅一个固态发光元件。多个固态发光元件可以串联连接在一起。然而，这仅是示例且不应被解释为限制性的。可替代地，多个固态发光元件之间的电气连接也可以是并联连接、或者甚至是串联连接和并联连接的组合。

电压判断单元201监视施加至一对馈电路径E21和E22的供电电压V2，并且能够基于PWM调制的传输信号来读取传输数据。也就是说，电压判断单元201基于供电电压V2的值的变化来检测供电电压V2的接通时间段Won(即，接通占空比)。电压判断单元201将携带与供电电压V2的接通时间段Won(即，接通占空比)有关的信息的PWM信号Sc输出至恒流电路202。

图7示出电压判断单元201的示例性电路结构。

电压判断单元201连接在一对馈电路径E21和E22之间，以接收供电电压V2并将PWM信号Sc输出至恒流电路202。电压判断单元201包括电容器220、电阻器221、222、224、225、227、228和229、开关元件223和226、以及二极管230。开关元件223和226被实现为增强型N沟道MOSFET。

电容器220以及电阻器221和222从馈电路径E21向着馈电路径E22顺次串联连接在一起。电阻器224和225也从馈电路径E21向着馈电路径E22顺次串联连接在一起。电阻器227、228和229也从馈电路径E21向着馈电路径E22顺次串联连接在一起。二极管230与电阻器228和229的串联电路并联连接。二极管230的阳极连接至馈电路径E22，并且二极管230的阴极连接至电阻器227和228之间的连接节点。开关元件223的漏极连接至电阻器224和225之间的连接节点，开关元件223的源极连接至馈电路径E22，并且开关元件223的栅极连接至电阻器221和222之间的连接节点。开关元件226的漏极连接至电阻器227和228之间的连接节点，开关元件226的源极连接至馈电路径E22，并且开关元件226的栅极连接至电阻器224和225之间的连接节点。将电阻器229的两个端子之间的电压Vc作为PWM信号Sc输出。

电阻器229的两个端子之间的电压Vc的值在供电电压V2具有值V21*时是0V，并且在供电电压V2具有值V22*时是正值(其大于0V并且例如可以是2V)。也就是说，PWM信号Sc是接通时间段Won和断开时间段Woff与供电电压V2的接通时间段Won和断开时间段Woff相比反转的模拟PWM信号。也就是说，供电电压V2的接通时间段Won与PWM信号Sc的断开时间段(即，两个端子之间的电压Vc是0V的时间段)对应，并且供电电压V2的断开时间段Woff与PWM信号Sc的接通时间段(即，两个端子之间的电压Vc具有正值的时间段)对应。

可选地，电压判断单元201可以包括用于将供电电压V2的电压值与阈值进行比较的比较器，并且可以使用该比较器的输出作为PWM信号Sc。在这种情况下，将阈值预设为小于第一值V21*且大于第二值V22*的值。然后，电压判断单元201在发现供电电压V2的值等于或大于阈值时将PWM信号Sc的电压值调节为0V，并且在发现供电电压V2的值小于阈值时将PWM信号Sc的值调节为正值。可替代地，电压判断单元201可以在发现供电电压V2的值等于或大于阈值时将PWM信号Sc的电压值调节为正值，并且在发现供电电压V2的值小于阈值时将PWM信号Sc的值调节为0V。

恒流电路202是用于接收施加至一对馈电路径E21和E22的供电电压V2并向光源2b供给点亮电力以使光源2b点亮的点亮电路。

图8示出恒定电流电路202的示例性电路结构。

恒流电路202包括电阻器211～215、运算放大器216、晶体管217和调节器218。晶体管217被实现为N沟道增强型MOSFET。晶体管217的漏极连接至光源2b的阴极。光源2b的阳极连接至馈电路径E21。晶体管217的源极连接至电阻器213的一个端子。电阻器213的另一端子连接至馈电路径E22。也就是说，光源2b、晶体管217和电阻器213的串联电路连接在馈电路径E21和E22之间。晶体管217的栅极连接至运算放大器216的输出端子。使用运算放大器216控制晶体管217的电压降(即，晶体管217的漏极-源极电压)使得能够调节流经光源2b的点亮电流IL1的量。

晶体管217的源极经由电阻器214连接至运算放大器216的反相输入端子。电阻器215连接在运算放大器216的反相输入端子和输出端子之间。也就是说，晶体管217的源极与电阻器213之间的连接节点经由电阻器214连接至运算放大器216的反相输入端子。另一方面，将调光控制基准电压Vt2输入至运算放大器216的非反相输入端子。运算放大器216的输出端子连接至晶体管217的栅极。基于调光控制基准电压Vt2来控制晶体管217的栅极电压使得运算放大器216能够调节经由光源2b流经晶体管217和电阻器213的串联电路的点亮电流IL1的量(即，使得运算放大器216能够进行恒流控制)。也就是说，运算放大器216能够通过基于调光基准电压Vt2驱动晶体管217来调节点亮电流IL1的量。

具体地，将调光控制基准电压Vt2输入至运算放大器216的非反相输入端子。另外，运算放大器216调节输出端子处的电压，使得由于所谓的“虚短路”作用，运算放大器216的反相输入端子处的电位也变得等于调光控制基准电压Vt2。也就是说，运算放大器216调节输出端子处的电压(即，晶体管217的栅极电压)，使得晶体管217的源极电压变得等于调光控制基准电压Vt2。

调光控制基准电压Vt2是由调节器218以及电阻器211和212生成的。调节器218例如可被实现为三端子调节器、分路调节器或智能功率器件(IPD)，并且连接在馈电路径E21和E22之间。电阻器211和212的串联电路连接在调节器218的输出端子和馈电路径E22之间。调节器218基于供电电压V2来生成控制电压Vt1，并将控制电压Vt1施加在电阻器211和212的串联电路的两个端子之间。控制电压Vt1由电阻器211和212分压，并且将电阻器212的两个端子之间的电压作为调光控制基准电压Vt2输入至运算放大器216的非反相输入端子。

调光控制基准电压Vt2对应于点亮电流IL1的目标值(以下称为“目标电流值”)，并且恒流电路202进行上述的恒流控制以使点亮电流IL1的值与目标电流值一致。然后，恒流电路202基于PWM信号Sc来设置用于进行恒流控制的工作时间段和用于在不进行恒流控制的情况下使点亮电流减小为零的非工作时间段。

恒流电路202例如可以包括包含电阻器211～215、运算放大器216和晶体管217的控制IC 219。将PWM信号Sc输入至控制IC 219。在发现PWM信号Sc的电压值为H(高)电平时(即，在PWM信号Sc的接通时间段内)，控制IC 219使晶体管217变为断开并且指示恒流电路202停止进行恒流控制。另一方面，在发现PWM信号Sc的电压值为L(低)电平时(即，在PWM信号Sc的断开时间段内)，控制IC 219驱动晶体管217并且指示恒流电路202进行恒流控制。为了停止恒流控制，例如，控制IC 219通过强制地使运算放大器216的输出端子处的电压降低到0V来保持晶体管217断开。可替代地，为了停止恒流控制，控制IC 219还可以通过强制地使调光控制基准电压Vt2降低到0V来保持晶体管217断开。注意，控制IC 219不必以这些方式中的任何方式进行停止恒流控制的操作，而且也可以以任何其它方式进行该操作。

PWM信号Sc的断开占空比等于供电电压V2的接通占空比(即，PWM信号Sc的断开时间段Woff等于供电电压V2的接通时间段Won)。恒流电路202针对各PWM周期W1进入工作时间段以进行恒流控制，并且在整个接通时间段Won(参见图5)内继续进行恒流控制。在接通时间段Won结束并且供电电压V2的断开时间段Woff开始时，恒流电路202进入非工作时间段，并且在整个断开时间段Woff内不进行恒流控制的情况下使点亮电流IL1减小到零。之后，恒流电路202将针对各PWM周期W1重复地进入工作时间段。在这种情况下，工作时间段与一个PWM周期W1的比率变得等于供电电压V2的接通占空比。

图9示出接通占空比为50％的供电电压V2的波形。在这种情况下，与相对于一个PWM周期W1的接通占空比50％相对应的接通时间段Won1是工作时间段，并且恒流电路202在接通时间段Won1内进行恒流控制以将点亮电流IL1供给到光源2b。另一方面，与相对于一个PWM周期W1的断开占空比50％相对应的断开时间段Woff1是非工作时间段，并且恒流电路202在断开时间段Woff1内停止恒流控制以使点亮电流IL1减少到零。

图10示出接通占空比为10％的供电电压V2的波形。在这种情况下，与相对于一个PWM周期W1的接通占空比10％相对应的接通时间段Won2是工作时间段，并且恒流电路202在接通时间段Won2内进行恒流控制以将点亮电流IL1供给至光源2b。另一方面，与相对于一个PWM周期W1的断开占空比90％相对应的断开时间段Woff2是非工作时间段，并且恒流电路202在断开时间段Woff2内停止恒流控制以使点亮电流IL1减少到零。

因此，光源2b在一个PWM周期W1中的接通时间段Won(Won1、Won2)内被供给点亮电流IL1，并且在断开时间段Won(Woff1、Woff2)内不被供给点亮电流IL1。接通时间段Won越长(即，接通占空比越大)，光源2b的调光控制水平变得越高。换句话说，接通时间段Won越短(即，接通占空比越小)，光源2b的调光控制水平变得越低。也就是说，恒流电路202进行PWM调光控制。

将说明比较例，其中在该比较例中，点亮电路被配置为利用根据PWM信号Sc而改变的目标电流值来调节点亮电流IL1的量，并由此控制从光源2b发出的光的振幅。在该比较例中，点亮电流IL1在PWM信号Sc的接通时间段和断开时间段内都继续流动。结果，在供电电压V2具有第二值V22*的情况下，与在供电电压V2具有第一值V21*的情况下相比，负载电流Io增大。因而，与在供电电压V2具有第一值V21*的情况下相比，在供电电压V2具有第二值V22*的情况下由负载电流Io对点亮装置造成的电气损耗增加。

相反，本实施例的点亮装置2a通过根据要依照供电电压V2的接通占空比而选择性地启用的PWM信号Sc间歇地对恒流电路202进行恒流控制，来对光源2b进行PWM调光控制。因而，通过改变供电电压V2的值来控制点亮装置2a(即，对点亮装置2a进行调光控制)。另外，在该点亮装置2a中，在供电电压V2的值小的时间段内(即，在供电电压V2具有第二值V22*的断开时间段Woff内)，恒流电路202停止进行恒流控制。这使得点亮装置2a能够减少在供电电压V2的值小的时间段内的电气损耗的增加。

另外，电压判断单元201生成依照供电电压V2的接通占空比的PWM信号Sc。恒流电路202将供电电压V2的接通时间段Won设置为其工作时间段。也就是说，与PWM信号Sc同步地设置恒流电路202的工作时间段使工作时间段与供电电压V2的接通时间段Won同步。这简化了电压判断单元201和恒流电路202所要进行的信号处理，因此电压判断单元201和恒流电路202的各个信号处理器可被实现为分立部件、逻辑IC(集成电路)或控制IC(仅举几个例子)。也就是说，点亮装置2a不必包括通过执行程序工作的任何处理器，因此可以简化其结构。

可选地，电压判断单元201可以生成具有与供电电压V2的接通占空比相同的接通占空比的PWM信号Sc(即，供电电压V2的接通时间段Won可以与PWM信号Sc的接通时间段相同)。在这种情况下，在发现PWM信号Sc的电压值为H(高)电平时(即，在PWM信号Sc的接通时间段内)，控制IC 219指示恒流电路202进行恒流控制。另一方面，在发现PWM信号Sc的电压值为L(低)电平时(即，在PWM信号Sc的断开时间段内)，控制IC 219指示恒流电路202停止进行恒流控制。

另外，在信号生成电路1b的开关元件Q1处于断开状态时、停止对照明器具2的恒定电流控制以使得负载电流Io减少，这也使得能够减少电阻器R1的电力消耗(＝Io*×R1*)(其中，Io*是负载电流Io的值)。然而，为了防止人眼感测到从光源2b发出的光的闪烁，控制信号Sb的PWM频率适当地为500Hz以上。

可选地，点亮装置2a可以包括恒压电路来代替恒流电路202，并且可以对施加至光源2b的电压(点亮电压)进行PWM控制。

在上述的实施例中，开关元件Q1被实现为增强型N沟道MOSFET。然而，这仅是示例且不应被解释为限制性的。可替代地，开关元件Q1也可被实现为任何其它类型的开关元件，诸如增强型P沟道MOSFET、耗尽型MOSFET、结型FET、双极晶体管或晶闸管等。

此外，在上述的实施例中，信号控制电路1e在其内部包括用于开关元件Q1的驱动电路。然而，这仅是示例且不应被解释为限制性的。可替代地，也可以在信号控制电路1e的外部设置用于开关元件Q1的驱动电路。

此外，在上述的实施例中，信息获取单元1d接收相位控制电压Vb的导通角作为命令信息。然而，这仅是示例且不应被解释为限制性的。可替代地，信息获取单元1d还可以从外部控制器接收通过预定调制方法调制的数字或模拟信号，并且可以对所接收到的数字或模拟信号进行解调以获取命令信息。该信号可以从外部控制器经由线缆或无线地(无论哪个方式都是适当的)发送至信息获取单元1d。在前者情况下，该信号例如可以通过双绞线线缆、专用通信线或局域网(LAN)线缆来发送。在后者情况下，该信号例如可以通过无线LAN、小功率无线电网络或红外通信网络无线地发送。

此外，在上述的实施例中，用以接收施加至一对馈电路径E21和E22的供电电压V2并向光源2b供给点亮电力的点亮电路被实现为恒流电路202。然而，这仅是示例且不应被解释为限制性的。可替代地，点亮电路例如也可以包括升压转换器或降压转换器。

(第一变形例)

图11示出信号生成电路1b的第一变形例。

根据第一变形例的信号生成电路1b包括开关元件Q1、控制电源K1、电容器C1和二极管D2。控制电源K1和电容器C1的串联电路连接在电气路径E11和E12之间。控制电源K1例如包括降压斩波电路、串联调节器或三端子调节器，并且接收DC电压V1并输出DC控制电压Vd。控制电压Vd被施加在电容器C1的两个端子之间。二极管D2的阳极连接至开关元件Q1的漏极，并且二极管D2的阴极连接至电容器C1的(具有控制电压Vd的较高电位的)正电极。也就是说，电容器C1和二极管D2的串联电路连接在第一端子T1和第二端子T2之间。在这种情况下，在第一端子T1和第二端子T2之间形成了通过开关元件Q1的第一路线Y1以及通过电容器C1和二极管D2的串联电路的第二路线Y2。

在开关元件Q1变为接通时，第一端子T1和第二端子T2经由开关元件Q1(即，通过第一路线Y1)变得彼此电气导通。即使在通过第二端子T2流入的负载电流Io经由开关元件Q1从第一端子T1流出时，由开关元件Q1的接通状态电阻引起的开关元件Q1的两个端子之间的电压(即，漏极-源极电压)仍小于控制电压Vd和二极管D2的正向电压的总和。因此，负载电流Io几乎不流经二极管D2和电容器C1，并且在第一端子T1和第二端子T2之间产生的调节电压V3的值变得几乎等于零。因而，在开关元件Q1变为接通时，供电电压V2的值变为大致等于DC电压V1的值的V21*(参见图5)。

另一方面，在开关元件Q1变为断开时，第一端子T1和第二端子T2仅经由电容器C1和二极管D2的串联电路(即，通过第二路线Y2)电气连接在一起。在这种情况下，通过第二端子T2流入的负载电流Io通过二极管D2和电容器C1从第一端子T1流出。在这种情况下，控制电源K1将控制电压Vd施加在电容器C1的两个端子之间，并且控制电压Vd和二极管D2的正向电压的总和变为等于在第一端子T1和第二端子T2之间产生的调节电压V3。结果，在开关元件Q1变为断开时，供电电压V2的值变为通过从DC电压V1的值中减去调节电压V3的值所计算出的V22*(参见图5)。

因此，通过对开关元件Q1进行PWM控制，信号控制电路1e能够将PWM调制的传输信号叠加在供电电压V2上，并且将该传输信号通过馈电路径E21和E22发送至照明器具2。

上述的信号生成电路1b包括开关元件Q1、控制电源K1、电容器C1和二极管D2，并且能够通过使开关元件Q1接通和断开来将传输信号叠加在供电电压V2上。这使得电源单元1能够使用与已知结构相比更简单的结构并进行与已知控制相比更简单的控制来供给负载电流Io并发送传输信号。

(第二变形例)

可选地，信号生成电路1b可以用二极管单元替代电阻器R1(参见图4)。二极管单元被实现为多个二极管的串联电路。在二极管单元中，相邻的两个二极管中的一个二极管的阴极连接至另一二极管的阳极。另外，位于二极管单元的一端的二极管的阴极连接至第一端子T1，并且位于二极管单元的另一端的二极管的阳极连接至第二端子T2。也就是说，二极管单元以正方向被定义成从第二端子T2向着第一端子T1的方式连接在第一端子T1和第二端子T2之间。在这种情况下，在第一端子T1和第二端子T2之间形成了通过开关元件Q1的第一路线Y1和通过二极管单元的第二路线Y2。

(第三变形例)

可选地，信号生成电路1b可以用齐纳二极管替代电阻器R1(参见图4)。齐纳二极管的阳极连接至第一端子T1并且其阴极连接至第二端子T2。也就是说，齐纳二极管以反方向被定义成从第二端子T2向着第一端子T1的方式连接在第一端子T1和第二端子T2之间。在这种情况下，在第一端子T1和第二端子T2之间形成了通过开关元件Q1的第一路线Y1和通过齐纳二极管的第二路线Y2。

(第四变形例)

在根据第四变形例的电源单元1中，不同于上述的典型实施例以及第一变形例～第三变形例，如图12所示，信号生成电路1b连接至电气路径E11和E12。在第四变形例中，电气路径E11连接至信号生成电路1b的第二端子T2并且电气路径E14连接至其第一端子T1。信号生成电路1b被配置为将DC供电电压V2施加至一对电气路径E14和E12。电气路径E14上的电位是供电电压V2的较高电位，并且电气路径E12上的电位是供电电压V2的较低电位。也就是说，在将供电电压V2施加至一对电气路径E14和E12的情况下，电气路径E14上的电位变得高于电气路径E12上的电位。在第一端子T1和第二端子T2之间的电压(即，如从第一端子T1观看到的第二端子T2处的电压)是调节电压V3的情况下，信号生成电路1b能够通过对调节电压V3的值进行调节来改变供电电压V2的值。

一对电气路径E14和E12分别连接至被施加了供电电压V2的输出单元1c的一对输出端子。一对馈电路径E21和E22分别连接至该一对输出端子。电气路径E14经由输出单元1c连接至馈电路径E21。电气路径E12经由输出单元1c连接至馈电路径E22。

即使采用该结构，也可以通过使信号控制电路1e所控制的信号生成电路1b对调节电压V3的值进行调节来改变供电电压V2的值。

注意，根据第四变形例的信号生成电路1b适当地具有与根据上述的典型实施例以及第一变形例～第三变形例中的任何的信号生成电路1b相同的结构。

(照明器具)

图13A示出被实现为嵌入在天花板5上的筒灯的照明器具2A。照明器具2A包括点亮装置2a、光源2b及其壳体43和44。壳体43被形成为上面用诸如铝等的金属封闭且下面开口的有底的圆筒形状。壳体43支撑光源2b。也就是说，光源2b安装在壳体43的上底上。作为光源2b，在基板上实现多个LED。壳体43的下面的开口用盘状盖45封闭。盖45由诸如玻璃或聚碳酸酯等的透光材料制成。点亮装置2a被容纳在由金属材料制成并被形成为长方体箱状的壳体44中，由壳体44支撑，并且布置在天花板5的上面上。点亮装置2a经由电气线缆41和连接器42电气连接至光源2b。

图13B示出被实现为嵌入在天花板5上的另一筒灯的照明器具2B。照明器具2B包括点亮装置2a、光源2b和壳体72。壳体72被形成为上面用诸如铝等的金属封闭且下面开口的有底的圆筒形状。壳体72的下面的开口用盘状盖73封闭。盖73由诸如玻璃或聚碳酸酯等的透光材料制成。壳体72的内部由盘状分隔板74分成上部和下部。点亮装置2a布置在分隔板74的上方并由壳体72支撑。光源2b布置在分隔板74的下面上。点亮装置2a经由穿过分隔板74的线缆孔75的线缆71电气连接至光源2b。

这些照明器具2A和2B各自包括点亮装置2a，因此是通过改变供电电压V2的值而可控制的，并且能够减少在供电电压V2的值小的时间段内(在断开时间段Woff内)的电气损耗的增加。

如从以上说明可以看出，根据典型实施例的第一方面的点亮装置(2a)包括点亮电路(恒流电路202)和电压判断单元(201)。点亮电路(202)接收施加至一对馈电路径(E21,E22)的DC的供电电压(V2)，并且生成要供给至光源(2b)的点亮电力。电压判断单元(201)判断供电电压(V2)具有第一值(V21*)还是小于第一值(V21*)的第二值(V22*)。点亮电路(202)在供电电压(V2)被判断为具有第一值(V21*)的情况下，将点亮电力调节为大于零的值，在供电电压(V2)被判断为具有第二值(V22*)的情况下，将点亮电力调节为零。

通过改变供电电压(V2)来控制该点亮装置(2a)，并且该点亮装置(2a)能够减少在供电电压(V2)的值小的时间段(断开时间段Woff)内的电气损耗的增加。

在可以结合第一方面实现的根据典型实施例的第二方面的点亮装置(2a)中，电压判断单元(201)通过检测供电电压(V2)的值并且将供电电压(V2)的值与阈值进行比较，来适当地判断供电电压(V2)具有第一值(V21*)还是第二值(V22*)。

该结构使得点亮装置(2a)能够容易地判断供电电压(V2)的值。

在可以结合第一方面或第二方面实现的根据典型实施例的第三方面的点亮装置(2a)中，点亮电路(202)适当地包括恒流电路(202)，该恒流电路(202)用于对要供给至光源(2b)的点亮电流(IL1)进行恒流控制。点亮电路(202)在供电电压(V2)具有第一值(V21*)的情况下将点亮电流(IL1)调节为大于零的值，并且在供电电压(V2)具有第二值(V22*)的情况下将点亮电流(IL1)调节为零。

该结构使得点亮装置(2a)能够对光源(2b)进行PWM调光控制。

在可以结合第三方面实现的根据典型实施例的第四方面的点亮装置(2a)中，恒流电路(202)适当地包括针对点亮电流(IL1)流经的流路所设置的晶体管(217)。在供电电压(V2)具有第一值(V21*)的情况下驱动晶体管(217)，并且在供电电压(V2)具有第二值(V22*)的情况下使晶体管(217)断开。

在可以结合第一方面至第四方面中任一方面的根据典型实施例的第五方面的点亮装置(2a)中，供电电压(V2)适当地在第一值(V21*)和第二值(V22*)之间交替。

该结构使得能够通过供电电压(V2)的值的变化来控制点亮装置(2a)。

根据典型实施例的第六方面的照明器具(2A,2B)包括：根据第一方面至第五方面中任一方面的点亮装置(2a)；光源(2b)，其从点亮装置(2a)被供给点亮电力；以及壳体(43,72)，用于至少支撑光源(2b)。

该照明器具(2A,2B)通过改变供电电压(V2)的值而被控制，并且该照明器具(2A,2B)能够减少在供电电压(V2)的值小的时间段(断开时间段Woff)内的电气损耗的增加。

根据典型实施例的第七方面的照明系统(A1)包括：根据第一方面至第五方面中任一方面的点亮装置(2a)；以及电源单元(1)，用于将在第一值(V21*)和第二值(V22*)之间交替的供电电压(V2)施加至一对馈电路径(E21,E22)。

该照明系统(A1)通过改变供电电压(V2)的值而被控制，并且该照明系统(A1)能够减少在供电电压(V2)的值小的时间段(断开时间段Woff)内的电气损耗的增加。

注意，上述的实施例及其变形例仅是本发明的示例且不应被解释为限制性的。相反，在未背离本发明的真实精神和范围的情况下，可以根据设计选择或任何其它因素以各种方式容易地修改这些实施例和变形例。

Claims (9)

1.一种点亮装置，包括：

点亮电路，其被配置为接收施加至一对馈电路径的直流的供电电压，并且生成要供给至光源的点亮电力；以及

电压判断单元，其被配置为判断所述供电电压具有第一值还是小于所述第一值的第二值，

其中，所述点亮电路被配置为在所述供电电压被判断为具有所述第一值的情况下，将所述点亮电力调节为大于零的值，并且在所述供电电压被判断为具有所述第二值的情况下，将所述点亮电力调节为零。

2.根据权利要求1所述的点亮装置，其中，

所述电压判断单元被配置为通过检测所述供电电压的值并将所述供电电压的值与阈值进行比较，来判断所述供电电压具有所述第一值还是所述第二值。

3.根据权利要求1所述的点亮装置，其中，

所述点亮电路包括恒流电路，所述恒流电路被配置为对要供给至所述光源的点亮电流进行恒流控制，以及

所述点亮电路被配置为在所述供电电压被判断为具有所述第一值的情况下，将所述点亮电流调节为大于零的值，并且在所述供电电压被判断为具有所述第二值的情况下，将所述点亮电流调节为零。

4.根据权利要求2所述的点亮装置，其中，

所述点亮电路包括恒流电路，所述恒流电路被配置为对要供给至所述光源的点亮电流进行恒流控制，以及

所述点亮电路被配置为在所述供电电压被判断为具有所述第一值的情况下，将所述点亮电流调节为大于零的值，并且在所述供电电压被判断为具有所述第二值的情况下，将所述点亮电流调节为零。

5.根据权利要求3所述的点亮装置，其中，

所述恒流电路包括针对所述点亮电流流经的流路而设置的晶体管，以及

在所述供电电压被判断为具有所述第一值的情况下，驱动所述晶体管，并且在所述供电电压被判断为具有所述第二值的情况下，使所述晶体管断开。

6.根据权利要求4所述的点亮装置，其中，

所述恒流电路包括针对所述点亮电流流经的流路而设置的晶体管，以及

在所述供电电压被判断为具有所述第一值的情况下，驱动所述晶体管，并且在所述供电电压被判断为具有所述第二值的情况下，使所述晶体管断开。

7.根据权利要求1至6中任一项所述的点亮装置，其中，

所述供电电压在所述第一值和所述第二值之间交替。

8.一种照明器具，包括：

根据权利要求1至7中任一项所述的点亮装置；

光源，其被配置为从所述点亮装置被供给所述点亮电力；以及

壳体，其被配置为至少支撑所述光源。

9.一种照明系统，包括：

根据权利要求1至7中任一项所述的点亮装置；以及

电源单元，其被配置为将在所述第一值和所述第二值之间交替的所述供电电压施加至所述一对馈电路径。

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