JP6074800B2 - 無線通信装置 - Google Patents

Description

本発明は、コードレス電話機、ＰＨＳ（Personal Handy-phone System）、ＷＬＡＮ（Wireless Local Area Network）、無線送受信機能を有する携帯情報端末等の無線通信装置に関するものである。

従来、例えば親機と子機との間で、双方向に音声信号やデータを送受信するコードレス電話機が知られている。このような無線通信装置のフロントエンドモジュールとして、パワーアンプ（ＰＡ）に接続された送信回路および低雑音増幅器（ＬＮＡ）に接続された受信回路を備え、アンテナとこれらの送信／受信回路との接続をアンテナスイッチモジュール（ＡＳＭ）で時分割に切り替えるようにした構成が知られている（特許文献１）。従来の無線通信装置では、アンテナスイッチモジュールを高速に切り替えることで、送信および受信を実質的に同時に行うことができる。

しかし、このアンテナスイッチモジュールは使用時に数１０％の電力を消費するため消費電力低減の観点や、部品点数の削減によるコストダウンの観点から、アンテナスイッチモジュールを用いることなく送受信を可能とする試みが行われている。例えばパワーアンプの出力を、受信時には電源ライン及びグラウンドの双方から切り離して、パワーアンプの出力端をハイインピーダンス状態にする技術（特許文献２）や、パワーアンプとアンテナとの間に第１の位相線路、およびアンテナと低雑音増幅器との間に第２の位相線路を設けることで、パワーアンプの電源が遮断された際に、アンテナからみたパワーアンプのインピーダンスをほぼ開放状態に、また低雑音増幅器の電源が遮断された際に、アンテナからみた低雑音増幅器のインピーダンスをほぼ開放状態にする技術（特許文献３）や、ローパスフィルタで構成される位相回路によって、停止時の増幅器のインピーダンスの位相を変換し、短絡状態から開放状態に調整する技術（特許文献４）について開示されている。

特開２００２−２９０２５７号公報 特開２００７−０２８４５９号公報 特開２００４−３４３５１７号公報 特開２０１０−０５７２０４号公報

しかしながら、特許文献２に開示された構成では、アンテナスイッチモジュール自体は除去されているが、アンテナスイッチモジュールの代わりにパワーアンプの出力端を電源ラインおよびグラウンドの双方から切り離すスイッチが導入されており、そもそも送信回路および受信回路のＯＮとＯＦＦを排他的に制御する時分割駆動を行っているにもかかわらず、結果としてスイッチが残存する構成となっている。

特許文献２では、パワーアンプの出力端をハイインピーダンス状態にしているものの、アンテナとパワーアンプとの間には送信用インピーダンス変換回路が設けられており、受信時にアンテナで受信した信号が送信用インピーダンス変換回路にも流入する構成となっている。即ち、特許文献２で開示された構成は、パワーアンプの出力端をハイインピーダンス状態にするものにすぎず、アンテナからみたときの送信回路（ここでは送信用インピーダンス変換回路）のインピーダンスをハイインピーダンス状態にするものではない。

このため、残存するスイッチを動作させることによる消費電力の増大、何らかのスイッチング回路の存在による部品点数又は回路規模の増大、そして受信時の特性劣化といった課題がある。

また、特許文献３では位相線路の付加によって、パワーアンプや低雑音増幅器を活性化／非活性化した際に、インピーダンスをマッチング状態とハイインピーダンス状態とに遷移させることが可能だとしている。しかしながら、特許文献３によれば、このような効果を発現するためには特定の前提条件を満たす必要がある。即ち、非活性化したときにパワーアンプは送信帯域においてほぼ純粋なリアクタンス成分のみとなり、反射係数が０．８以上の値となっていること等を必要としている。このように特許文献３に開示された技術は、適用可能なパワーアンプや低雑音増幅器を限定してしまう点で汎用性に課題がある。

また、特許文献４では、位相回路によって停止時の増幅器のインピーダンスの位相を変換し、短絡状態から開放状態に遷移させることが可能だとしている。しかしながら、特許文献３と同様に、位相をシフトするだけでハイインピーダンス状態に遷移するパワーアンプや低雑音増幅器は限定的であり、汎用性に課題がある。

本発明は、このような従来技術の課題を解決するべく案出されたものであり、その主な目的は、無線通信装置からアンテナスイッチモジュールを除去して消費電力低減およびコスト低減を達成し、しかもアンテナスイッチモジュールを除去しても送信特性及び受信特性が劣化せず、更にこれらをパワーアンプや低雑音増幅器の特性に依存することなく実現することが可能な無線通信装置を提供することにある。

本発明の無線通信装置は、送信信号を増幅する第１アンプと、前記第１アンプによって増幅された送信信号を処理する送信回路と、前記送信回路で処理された送信信号を送信するアンテナと、前記第１アンプの活性化と非活性化とを交互に繰り返す制御部と、を備え、前記制御部が前記第１アンプを活性化しているときの前記アンテナから前記送信回路を見たインピーダンスをＺｏｎＴ、前記制御部が前記第１アンプを非活性化しているときの前記アンテナから前記送信回路を見たインピーダンスをＺｏｆｆＴ、とするとき、前記送信回路は、前記ＺｏｎＴを、電圧反射係数Γが０である点を通過する等レジスタンス線または等コンダクタンス線の近傍に遷移させる第１インピーダンス移動回路と、前記ＺｏｎＴの電圧反射係数Γが０近傍になるように、かつ前記ＺｏｆｆＴの電圧反射係数Γの絶対値が大きくなるように、前記ＺｏｎＴと前記ＺｏｆｆＴとを遷移させる第１インピーダンス整合回路と、を備えるようにしたものである。

本発明によれば、上述の構成によって、パワーアンプや低雑音増幅器の特性に依存せず、かつ送信特性及び受信特性を劣化させることなく、非常に簡易な構成で無線通信装置の構成要素からアンテナスイッチモジュールを排除して消費電力低減およびコスト低減を達成することができる。

（ａ）は、第１実施形態の無線通信装置の親機の全体斜視図、（ｂ）は、無線通信装置の子機の全体斜視図 無線通信装置の親機の概略を示すブロック構成図 無線通信装置の子機の概略を示すブロック構成図 信号処理部に設けられたアンプモジュール、及び無線部の概略を示すブロック構成図 送信回路および受信回路の具体的な構成を示す構成図 送信回路および受信回路が形成される多層基板の構成を示す構成図 （ａ）は、第１位相調整回路の変形例を示す構成図、（ｂ）は、その等価回路の説明図 （ａ）は、インピーダンスチャートの説明図、（ｂ）は、アドミタンスチャートの説明図、（ｃ）は、イミタンスチャートの説明図 （ａ），（ｄ）は、高周波回路を構成する要素のパラメータを変化させた場合のイミタンスチャート上におけるインピーダンス（アドミタンス）の軌跡を示す説明図 （ａ）〜（ｃ）は、高周波回路を構成する要素のパラメータを変化させた場合のイミタンスチャート上におけるインピーダンス（アドミタンス）の軌跡を示す説明図 インピーダンスのマッチングおよび分離の目標範囲を説明する説明図 ＰＡが活性化（ＯＮ）及び不活性化（ＯＦＦ）しているときの、ＰＡの出力（図５のＴＸ１）における実測インピーダンスを示す説明図 ＰＡが活性化（ＯＮ）及び不活性化（ＯＦＦ）しているときの、伝送線路ＬＮ１（図５のＴＸ２）によるインピーダンス変化を説明する説明図 ＰＡが活性化（ＯＮ）及び不活性化（ＯＦＦ）しているときの、第１インピーダンス整合回路の出力（図５のＴＸ３）のインピーダンス変化を示す説明図 ＰＡが活性化（ＯＮ）及び不活性化（ＯＦＦ）しているときの、第１位相調整回路の出力（図５のＴＸ４）のインピーダンス変化を示す説明図 ＬＮＡが活性化（ＯＮ）及び不活性化（ＯＦＦ）しているときの、ＬＮＡの入力（図５のＲＸ１）における実測インピーダンスを示す説明図 ＬＮＡが活性化（ＯＮ）及び不活性化（ＯＦＦ）しているときの、コンデンサＣ１１（図５のＲＸ２）によるインピーダンス変化を説明する説明図 ＬＮＡが活性化（ＯＮ）及び不活性化（ＯＦＦ）しているときの、第２インピーダンス整合回路の入力（図５のＲＸ３）のインピーダンス変化を示す説明図 ＬＮＡが活性化（ＯＮ）及び不活性化（ＯＦＦ）しているときの、第２位相調整回路の入力（図５のＲＸ４）のインピーダンス変化を示す説明図 （ａ）は、ＰＡが活性化しているときのアンテナからみたインピーダンスの状態を示す説明図、（ｂ）は、ＬＮＡが活性化しているときのアンテナからみたインピーダンスの状態を示す説明図 （ａ）は、ハイインピーダンス状態における電流フローを示す説明図、（ｂ）は、図２１（ａ）の等価回路 ＰＡを活性化、ＬＮＡを不活性化したときの受信回路の入力インピーダンスと全損失との関係を示すグラフ 第２実施形態に係る送信回路の構成を示すブロック構成図 ＰＡが活性化（ＯＮ）及び不活性化（ＯＦＦ）しているときの、ＰＡの出力（図２３のＣＸ１）における実測インピーダンスを示す説明図 ＰＡが活性化（ＯＮ）及び不活性化（ＯＦＦ）しているときの、伝送線路ＬＮ１０（図２３のＣＸ２）によるインピーダンス変化を説明する説明図 ＰＡが活性化（ＯＮ）及び不活性化（ＯＦＦ）しているときの、第１インピーダンス移動回路の出力（図２３のＣＸ３）のインピーダンス変化を示す説明図 ＰＡが活性化（ＯＮ）及び不活性化（ＯＦＦ）しているときの、第１インピーダンス整合回路の出力（図２３のＣＸ４）のインピーダンス変化を示す説明図

前記課題を解決するためになされた本発明は、送信信号を増幅する第１アンプと、前記第１アンプによって増幅された送信信号を処理する送信回路と、前記送信回路で処理された送信信号を送信するアンテナと、前記第１アンプの活性化と非活性化とを交互に繰り返す制御部と、を備え、前記制御部が前記第１アンプを活性化しているときの前記アンテナから前記送信回路を見たインピーダンスをＺｏｎＴ、前記制御部が前記第１アンプを非活性化しているときの前記アンテナから前記送信回路を見たインピーダンスをＺｏｆｆＴ、とするとき、前記送信回路は、前記ＺｏｎＴを、電圧反射係数Γが０である点を通過する等レジスタンス線または等コンダクタンス線の近傍に遷移させる第１インピーダンス移動回路と、前記ＺｏｎＴの電圧反射係数Γが０近傍になるように、かつ前記ＺｏｆｆＴの電圧反射係数Γの絶対値が大きくなるように、前記ＺｏｎＴと前記ＺｏｆｆＴとを遷移させる第１インピーダンス整合回路と、を備えるようにしたものである。

これによって、パワーアンプや低雑音増幅器の特性に依存せず、かつ送信特性及び受信特性を劣化させることなく、無線通信装置の構成要素からアンテナスイッチモジュールを排除して消費電力低減およびコスト低減を達成することができる。

また、本発明は、前記第１インピーダンス移動回路は、複素平面上において、前記ＺｏｎＴと前記ＺｏｆｆＴとを虚数部の符号が互いに異なる複素平面座標に遷移させるようにしたものである。

これによって、第１インピーダンス移動回路によるインピーダンス操作の後に、第１インピーダンス整合回路がＺｏｎＴをインピーダンスマッチング状態に遷移させると、同時にＺｏｆｆＴを電圧反射係数Γが大きくなるように遷移させることができる。

また、本発明は、前記第１インピーダンス移動回路は、前記インピーダンス整合回路の前段に設けられ、前記インピーダンス移動回路は、前記インピーダンス整合回路によるインピーダンス遷移が行われることでＺｏｎＴの電圧反射係数Γが０近傍になるように、予めＺｏｎＴを電圧反射係数Γが０の点を通過する等レジスタンス線あるいは等コンダクタンス線の近傍に遷移させるよう構成したものである。

これによって、パワーアンプや低雑音増幅器の特性に依存することなく、回路にコンデンサまたはインダクタを直列または並列に接続することで、ＺｏｎＴをインピーダンスマッチング状態に遷移させることができる。

また、本発明は、前記送信回路は、更に、前記第１インピーダンス整合回路と前記アンテナとの間に、前記ＺｏｆｆＴをハイインピーダンス状態に遷移させる第１位相調整回路を設けたものである。

これによって、パワーアンプや低雑音増幅器の特性に依存せず、ＺｏｆｆＴをハイインピーダンス状態に遷移させることができる。

また、本発明は、前記第１アンプを、シングルエンド出力型としたものである。

これによって、回路構成をより簡素化することが可能となる。

また、本発明は、前記第１インピーダンス移動回路、前記第１インピーダンス整合回路を構成する電気部品を、配線パターンを引き回して形成したものである。

これによって、第１インピーダンス移動回路および第１インピーダンス整合回路にはディスクリート部品が含まれなくなり、低コスト化が実現できる。

また、本発明は、前記第１位相調整回路を構成する電気部品を、配線パターンを引き回して形成したものである。

これによって、第１位相調整回路にはディスクリート部品が含まれなくなり、低コスト化が実現できる。

また、本発明は、前記配線パターンが形成された第１基板と、グラウンドパターンが形成された第２，第３基板と、を備え、前記グラウンドパターンが前記配線パターンと重畳するように、前記第１基板の表裏面に前記第２基板と前記第３基板とを設けたものである。

これによって、送信回路に含まれる第１インピーダンス整合回路、第１位相調整回路を電磁的に外界から遮断し、安定してインピーダンスを遷移させる特性および位相を調整する特性を得ることができる。

また、本発明は、前記第１アンプをその表面に実装した第４基板と、この第４基板と前記第２基板または第３基板とに設けられ、前記第４基板と前記第１基板とを電気的に接続するｖｉａホールを備え、このｖｉａホールを介して、前記第１アンプによって増幅された送信信号を前記送信回路に供給し、前記アンテナで受信した受信信号を前記第２アンプに供給するように構成したものである。

これによって、回路規模が大きく配線パターンの引き回しで構成することができない部品（ディジタル演算処理を実行する部品等）を、簡易に表面実装することができる。

また、本発明は、前記第１位相調整回路は、ＺｏｆｆＴ＞２×ＺｏｎＴとなるように、前記送信信号の位相を変化させるようにしたものである。

これによって、アンテナスイッチモジュールを備えることなく、送信時に送信信号が受信回路に流入することや、受信時に受信信号が送信回路に流入することを防止できる。

また、本発明は、送信信号を増幅する第１アンプと、前記第１アンプによって増幅された送信信号を処理する送信回路と、前記送信回路で処理された送信信号を送信するアンテナと、前記アンテナで受信した受信信号を処理する受信回路と、前記受信回路で処理された受信信号を増幅する第２アンプと、前記第１アンプと前記第２アンプとを交互かつ排他的に活性化する制御部と、を備え、前記制御部が前記第１アンプを活性化しているときの前記アンテナから前記送信回路を見たインピーダンスをＺｏｎＴ、前記制御部が前記第１アンプを非活性化しているときの前記アンテナから前記送信回路を見たインピーダンスをＺｏｆｆＴ、とし、前記制御部が前記第２アンプを活性化しているときの前記アンテナから前記受信回路を見たインピーダンスをＺｏｎＲ、前記制御部が前記第２アンプを非活性化しているときの前記アンテナから前記受信回路を見たインピーダンスをＺｏｆｆＲ、とするとき、前記送信回路は、前記ＺｏｎＴを、電圧反射係数Γが０である点を通過する等レジスタンス線または等コンダクタンス線の近傍に遷移させる第１インピーダンス移動回路と、前記ＺｏｎＴの電圧反射係数Γが０近傍になるように、かつ前記ＺｏｆｆＴの電圧反射係数Γの絶対値が大きくなるように、前記ＺｏｎＴと前記ＺｏｆｆＴとを遷移させる第１インピーダンス整合回路と、を備え、前記受信回路は、前記ＺｏｎＲを、電圧反射係数Γが０である点を通過する等レジスタンス線または等コンダクタンス線の近傍に遷移させる第２インピーダンス移動回路と、前記ＺｏｎＲの電圧反射係数Γが０近傍になるように、かつ前記ＺｏｆｆＲの電圧反射係数Γの絶対値が大きくなるように、前記ＺｏｎＲと前記ＺｏｆｆＲとを遷移させる第２インピーダンス整合回路と、を備える無線通信装置である。

これによって、パワーアンプや低雑音増幅器の特性に依存せず、かつ送信特性及び受信特性を劣化させることなく、無線通信装置の構成要素からアンテナスイッチモジュールを排除して消費電力低減およびコスト低減を達成することができる。

（第１実施形態）
以下、本発明の第１実施形態について図面を参照しながら説明する。
図１（ａ）は、第１実施形態の無線通信装置の親機１００の全体斜視図、（ｂ）は無線通信装置の子機２００の全体斜視図である。以降、図１（ａ）、図１（ｂ）を用いて、第１実施形態に係る無線通信装置の親機１００および子機２００の概要について説明する。

第１実施形態では、主にＤＥＣＴ（Digital Enhanced Cordless Telecommunications）に準拠したディジタルコードレス電話機を例示して説明する。ＤＥＣＴは２０１１年に策定されたディジタルコードレス電話機の標準規格であり、１．９ＧＨｚ帯（１，８９５，６１６Ｈｚ〜１，９０２，５２８ｋＨｚ）の周波数を使用し、通信方式はＴＤＭＡ−ＷＢ（時分割多元接続方式）を採用している。ＤＥＣＴでは他機器との電波干渉による通信障害を低減できることや、使用する周波数帯である１．９ＧＨｚは無線ＬＡＮや電子レンジと干渉しないので、ファクスや電話による通話品質を維持できるとされている。またＤＥＣＴは、広帯域の音声／データを通信できる方式として知られ、周波数チャネルの使用状況を常時モニタリングし、装置自身が最適なチャネルを選択することで効率良く周波数帯域を利用できる。

なお、後述する無線部１２の特徴的な構成は、ＤＥＣＴ方式のみならず、例えば世界的に広く利用されているＧＳＭ（登録商標）（Global System for Mobile Communications）方式の携帯電話機、スマートフォン、ＰＨＳ、ＷＬＡＮ、無線送受信機能を有する携帯情報端末（タブレット）等全般に応用することができ、また、ＤＣＳ（Digital Cellular System）方式を採用した自動車電話、携帯電話にも応用することができる。

図１（ａ）において、ユーザは通常の固定電話と同様に、親機１００の表示部６と操作部７とを使って通話する相手方の電話番号の呼び出しやキー入力を行い、図示しない公衆回線（有線）と接続された他の電話機との間で音声データをやりとりする。親機１００にはマイクロフォン８とスピーカ９とが設けられており、ユーザはいわゆるハンズフリーの状態で相手方と会話をすることができる。

図１（ｂ）において、ユーザは、子機２００を用いて親機１００を経由して音声データを送受信する。子機２００においても、ユーザは表示部１４と操作部１５とを使って通話する相手方の電話番号をキー入力等する。子機２００にも送信すべき音声を取得するマイクロフォン１６と、受信信号を復調した音声を出力する通話用スピーカ１７と、リンガ用スピーカ１８とが設けられている。

親機１００はアンテナ（親機アンテナ）５を有し、子機２００に備えられたアンテナ１３（子機アンテナ）との間で、所定の周波数の搬送波に重畳したディジタル音声データを相互に送受信する。これによって、親機１００と子機２００との間においてワイヤレスで通話をすることができる。

図２は、無線通信装置の親機１００の概略を示すブロック構成図である。親機１００は既に説明したユーザインタフェースとしての表示部６、操作部７、マイクロフォン８、スピーカ９の他に、外部インタフェースとして電話回線インタフェース１を備えており、親機１００は電話回線インタフェース１を介して公衆回線と接続する。また、親機１００にはフラッシュメモリ等で構成された記憶部３が設けられ、例えば、使用頻度の高い接続先の電話番号や、親機１００を留守番電話として使用する際に、相手方から送信された音声データをディジタル化して記憶する。

また、親機１００には信号処理部１０が設けられ、信号処理部１０はアナログマルチプレクサ１０ａ、コーデック１０ｂ、ＣＰＵブロック１０ｆ、符号化／復号化部１０ｄ、ＴＤＤ／ＴＤＭＡプロセッサ１０ｅ、ＣＰＵブロック１０ｆに搭載されたディジタルスピーチプロセッサ（音声処理装置）１０ｃ、アンプモジュール２５で構成される。以降、信号処理部１０の構成要素について説明する。

アナログマルチプレクサ１０ａは、電話回線インタフェース１を介して入力された音声信号、マイクロフォン８で受信した音声信号、スピーカ９へ出力される音声信号（音声信号はいずれもアナログ信号）の入出力チャネルから１つのチャネルを選択する。

コーデック１０ｂは、いわゆるオーディオコーデックであり、具体的にはディジタル信号とアナログ信号とを相互に変換するＤＡ変換器およびＡＤ変換器で構成される。コーデック１０ｂによって、電話回線インタフェース１を介して親機１００に入力されたアナログ音声信号およびマイクロフォン８で取得されたアナログ音声信号は、ＡＤ変換器によってディジタル音声信号に変換される。他方、後に説明するディジタルスピーチプロセッサ１０ｃでディジタル処理を施されたディジタル音声信号は、コーデック１０ｂでＤＡ変換器によってアナログ音声信号に変換され、このアナログ音声信号がスピーカ９から出力される。

ＣＰＵブロック１０ｆは図示しないＣＰＵ（Central Processing Unit）、制御プログラムを格納したＥＥＰＲＯＭ（Electrically Erasable Programmable Read Only Memory）、ワークメモリとしてのＲＡＭ（read only memory）、これらを結合するバス等で構成され、親機１００全体の動作を制御する。そして、ＣＰＵブロック１０ｆには音声信号処理を実行するディジタルスピーチプロセッサ１０ｃが搭載されている。ディジタルスピーチプロセッサ１０ｃはコーデック１０ｂによってＡＤ変換されたディジタル音声信号、または後述の符号化／復号化部１０ｄによって復号されたディジタル音声信号に対して、ノイズやエコーのキャンセルや、特定音声周波数の強調処理、暗号化／復号化等を実行する。なお、これらの音声信号処理は、一般的には畳み込み演算によるフィルタリング処理を基本とすることが多く、これらの信号処理に特化したＤＳＰ（Digital Signal Processor）等で処理を行ってもよく、もちろん図示しないＣＰＵとディジタルスピーチプロセッサ１０ｃとを１つのプロセッサで構成してもよい。また、信号処理部１０全体を１つのＤＳＰで構成しても構わない。

符号化／復号化部１０ｄは、ディジタルスピーチプロセッサ１０ｃの出力のうちアンテナ５を介して無線通信（送信）に供されるディジタル信号を符号化し、他方、アンテナを介して受信した信号（ここでは、既にディジタル化されている）を復号化する。符号化／復号化部１０ｄは、例えばＡＤＰＣＭ（Adaptive Differential Pulse Code Modulation）方式を採用している。

ＴＤＤ／ＴＤＭＡ（Time Division Duplex／Time Division Multiple Access）プロセッサ１０ｅは、伝送に用いる搬送周波数をタイムスロットと呼ばれる単位に分割して、同一周波数において複数の通信を可能にする（時分割多元接続）。このように同一周波数を共有して、ごく短い間にデータ送受信を行うため、実質的に送信と受信とを同時に実行しているかのように見せることができる。更に、ＴＤＭＡでは、周波数帯域を分割するＦＤＭＡ（Frequency Division Multiple Access：周波数分割多元接続）を併用することにより、多数のチャンネルを確保し、かつ周波数の干渉を避けることができる。このようにＴＤＤ／ＴＤＭＡプロセッサ１０ｅは、短時間のうちに送信と受信とを周期的に切り替えている。

以降、図４を併用して説明する。ＴＤＤ／ＴＤＭＡプロセッサ１０ｅは、無線部１２に設けられ送信信号を増幅するパワーアンプ２６（第１アンプ、以降ＰＡと呼称する）および受信信号を増幅するローノイズアンプ３６（第２アンプ、以降ＬＮＡと呼称する）のＯＮ（活性化）とＯＦＦ（不活性化）とを交互かつ排他的に繰り返す制御部として機能する。

この活性化と不活性化とは、例えばＰＡ２６およびＬＮＡ３６への電源供給を制御することで実現してもよいし、各アンプの入出力段のいずれかにゲート回路を設ける等の構成としてもよい。これによって、ＰＡ２６がＯＮのときＬＮＡ３６は必ずＯＦＦに、ＬＮＡ３６がＯＮのときＰＡ２６は必ずＯＦＦになるように制御される。この交互かつ排他的な制御は、例えば１００Ｈｚ程度で周期的に行なわれる。

なお、ＴＤＤ／ＴＤＭＡプロセッサ１０ｅには図示しないＤＡ変換器とＡＤ変換器とが内蔵されている。ＴＤＤ／ＴＤＭＡプロセッサ１０ｅは、ディジタルスピーチプロセッサ１０ｃから符号化／復号化部１０ｄを介して入力されたディジタル信号（送信信号）をＤＡ変換器によってアナログ信号に変換してアンプモジュール２５に出力し、他方、無線部１２のＬＮＡ３６からアンプモジュール２５を介して入力されたアナログ信号（受信信号）をＡＤ変換器によってディジタル信号に変換して符号化／復号化部１０ｄに出力する。このように、ＴＤＤ／ＴＤＭＡプロセッサ１０ｅと無線部１２との間には、アンプモジュール２５を含むアナログ信号のインタフェースが構成されている。

無線部１２では、アンプモジュール２５が出力した送信信号（アナログ信号）を送信回路３７を介してアンテナ５から放出し、他方、アンテナ５によって受信された受信信号（アナログ信号）を受信回路３８を介してＴＤＤ／ＴＤＭＡプロセッサ１０ｅに出力する。なお、アンプモジュール２５および無線部１２に含まれる送信回路３７、受信回路３８の構成は後に詳述する。

図３は、無線通信装置の子機２００の概略を示すブロック構成図である。子機２００は、表示部１４、操作部１５、マイクロフォン１６、通話用スピーカ１７、記憶部１１、リンガ用スピーカ１８、アンテナ１３、信号処理部１０、無線部１２とで構成されている。

子機２００は一般的に可搬性を持たせるため小型に設計されるが、基本的な機能は図２を用いて説明した親機１００と同等である。即ち、子機２００の信号処理部１０及び無線部１２の構成および機能は、親機１００で説明した信号処理部１０と無線部１２とで実質的に同じである（従って、一部同一の符号を付している）。よって、子機２００におけるこれらの詳細な説明は省略する。

図４は、信号処理部１０に設けられたアンプモジュール２５、及び無線部１２の概略を示すブロック構成図である。無線部１２は送信回路３７と受信回路３８とで構成され、送信回路３７と受信回路３８とは接続点３９で電気的に接続され、この接続点３９がアンテナ１３と接続されている。なお、ここでいう「電気的に接続され」とは「送信回路３７の出力端と受信回路３８の入力端との間に一切の素子が介在しない」ということを意味しない。後に説明するように、送信回路３７の出力と受信回路３８の入力とがコンデンサを介して接続されているような場合も「電気的に接続され」に含まれる。これはＤＥＣＴのように使用帯域が高周波の場合、上述の２端点に設けられたコンデンサはＤＣカットの機能を備える。そして、その一方で高周波の信号を導通させることが可能だからである。

アンプモジュール２５はＰＡ（第１アンプ）２６とＬＮＡ（第２アンプ）３６とで構成される。ＰＡ２６は電力増幅器であり、ＰＡ２６の入力端Ｔｘは信号処理部１０のＴＤＤ／ＴＤＭＡプロセッサ１０ｅに接続されている。そして、入力端ＴｘにはＴＤＤ／ＴＤＭＡプロセッサ１０ｅから出力された送信信号（アナログ信号）が入力される。

ＬＮＡ３６は低雑音増幅器であり、受信回路３８から出力された受信信号（アナログ信号）が入力され、増幅される。ＬＮＡ３６の出力端ＲｘはＴＤＤ／ＴＤＭＡプロセッサ１０ｅに接続されている。そしてＴＤＤ／ＴＤＭＡプロセッサ１０ｅには増幅された受信信号（アナログ信号）が渡される。なお、アンプモジュール２５は主にアナログ回路で構成されており、これを包含する信号処理部１０はいわゆるデジアナ混載チップとして構成されている。

また、ＴＤＤ／ＴＤＭＡプロセッサ１０ｅはアンプモジュール２５に対して図示しないパスを経由して制御信号を出力しており、ＰＡ２６およびＬＮＡ３６の活性化（ＯＮ）、不活性化（ＯＦＦ）を制御する。なお、この不活性化の状態には、ＰＡ２６の全部のみならず一部の電源の遮断、ＰＡ２６内部回路の遮断、入力／出力信号のゲート回路による遮断等が含まれる。

送信回路３７は、第１インピーダンス移動回路３０と第１インピーダンス整合回路３１と第１位相調整回路３２とから構成される。ＰＡ２６が活性化した状態において、これらのうち第１インピーダンス移動回路３０および第１インピーダンス整合回路３１は、送信回路３７の出力とアンテナ１３との間でインピーダンスを整合させ、一方、ＰＡ２６が不活性化した状態において、送信回路３７とアンテナ１３との間でインピーダンスを不整合にする。

そして、ＰＡ２６が活性か不活性かにかかわらず、第１位相調整回路３２は、送信回路３７の接続点３９側で、インピーダンスを一律に回転させ、ＰＡ２６が活性化しているときはインピーダンスの整合状態を保ち、ＰＡ２６が不活性化しているときはハイインピーダンス状態に遷移させる。

受信回路３８は、第２インピーダンス移動回路３５と第２インピーダンス整合回路３４と第２位相調整回路３３とから構成される。これらの構成要素の機能は、基本的に上述した送信回路３７と同じである。即ち、ＬＮＡ３６が活性化した状態において、第２インピーダンス移動回路３５および第２インピーダンス整合回路３４は、アンテナ１３と受信回路３８との間でインピーダンスを整合させ、一方、ＬＮＡ３６が不活性化した状態において、アンテナ１３と受信回路３８との間でインピーダンスを不整合にする。

そして、ＬＮＡ３６が活性か不活性かにかかわらず、第２位相調整回路３３は、受信回路３８の接続点３９側で、インピーダンスを一律に回転させ、ＬＮＡ３６が活性化しているときはインピーダンスの整合状態を保ち、ＬＮＡ３６が不活性化しているときはハイインピーダンス状態に遷移させる。

即ち、複素平面を表すスミスチャート（後に説明するイミタンスチャートを含む）上の円を上下に半分に割った水平線上（この線は純抵抗成分（インピーダンスの実数部）を表しており、以降、実軸と呼称する）に５０Ω点（正規化インピーダンスでは１Ωの点を指す、以下「Ｒ５０点」と呼称する）を設定したとき、ＰＡ２６が活性化した状態において、第１インピーダンス移動回路３０および第１インピーダンス整合回路３１は、送信回路３７の出力のインピーダンスをＲ５０点の近傍に遷移させ、ＰＡ２６が不活性化した状態において、送信回路３７の出力インピーダンスをＲ５０点から大きく離間する位置に遷移させる。

なお、Ｒ５０点はスミスチャートの中心を示す。また、スミスチャートでは、実軸と直交する方向はインピーダンスの虚数部を示しており、虚数部の値はチャート外周の円弧に沿って変化する。そして、実軸から上方において虚数部の符号は正であり、下方において虚数部の符号は負となっている。

そして、第１位相調整回路３２は、送信回路３７の出力端（即ちアンテナ１３との接続点３９）において、インピーダンスを、Ｒ５０点を中心とする円上で回転させる。具体的には、第１位相調整回路３２は送信信号に位相シフトを生じさせることでインピーダンスの軌跡を回転させる。ここで、第１位相調整回路３２はＲ５０点を中心とする円上で、ＰＡ２６の活性化／不活性化のいかんにかかわらず、一律にインピーダンスを回転させるから、ＰＡ２６が活性化したときのインピーダンスは（Ｒ５０点の近傍なので）回転によっても整合状態を保つ。一方のＰＡ２６が不活性化したときのインピーダンスは回転によって大きく変化し、回転角（即ち、後に説明する伝送線路長またはフィルタパラメータに基づく送信信号の位相のシフト量）を調整することで、ハイインピーダンス状態に遷移させることができる。

なお、送信回路３７における第１インピーダンス移動回路３０、第１インピーダンス整合回路３１、第１位相調整回路３２および、受信回路３８における第２インピーダンス移動回路３５、第２インピーダンス整合回路３４、第２位相調整回路３３は第１実施形態において特徴的な構成要素である。

図５は、送信回路３７および受信回路３８の具体的な構成を示す構成図であり、図６は、送信回路３７および受信回路３８が形成される多層基板の構成を示す構成図である。
図５において、右上から左下に向かう斜線部分は伝送線路又はインダクタを表し、左上から右下に向かう斜線部分はコンデンサを表している。また、送信回路３７及び受信回路３８における細線はダミー線であり、構成要素の接続関係のみを示し、長さや幅を持たない。このように、送信回路３７および受信回路３８は、回路要素として少なくとも伝送線路とインダクタとコンデンサとを含んでいる。

図６に示すように、無線通信装置の電気的要素（電気部品）は４層の多層基板に設けられている。多層基板は上層から下層に向けて第４基板５９ｄ、第２基板５９ｂ、第１基板５９ａ、第３基板５９ｃの順に積層され、全体の厚みは約１ｍｍとされている。このうち最上層の第４基板５９ｄ上にはアンプモジュール２５（図示せず）を内蔵した信号処理部１０が実装されている。

第２基板５９ｂおよび第３基板５９ｃには、ほぼ全面にグラウンドパターンが形成されている。そして、第１基板５９ａには、上述してきた送信回路３７、受信回路３８、電源ライン４５等が形成されている。なお、各基板５９ａ〜５９ｄにおいて、配線パターンやグラウンドパターンを構成する銅箔は、例えば基材の上層側のみに形成されている。このように互いのパターンは絶縁体である基材によって分離され、厚み方向の絶縁が維持される。

第１基板５９ａは、第２基板５９ｂおよび第３基板５９ｃに、その主面を両面から挟まれた構成を有している。そして第２基板５９ｂおよび第３基板５９ｃにおいて、第１基板５９ａの送信回路３７および受信回路３８が配置された領域と対応する領域にはグラウンドパターンが形成されており、これによって第１基板５９ａ上に形成された送信回路３７の大部分と受信回路３８とは電磁シールドによって外部の電磁波から遮断される構成となっている。

更に、第１基板５９ａにおいて、送信回路３７を構成する第１インピーダンス移動回路３０、第１インピーダンス整合回路３１、第１位相調整回路３２、および受信回路３８を構成する第２インピーダンス移動回路３５、第２インピーダンス整合回路３４、第２位相調整回路３３の周囲には多数の図示しないｖｉａホールが設けられている。このｖｉａホールは、第１基板５９ａを挟む第２基板５９ｂと第３基板５９ｃとのグラウンドパターン間を相互に接続しており、送信回路３７（第１インピーダンス移動回路３０を構成する伝送線路ＬＮ１を除く）および受信回路３８は、これらが形成された第１基板５９ａの両主面側のみならず、基板内においても電磁シールドによって保護される。

さて、送信回路３７および受信回路３８の構成要素の１つであるコンデンサ（回路に並列に接続されたもの）は、第１基板５９に形成した配線パターン（銅箔）と、第１基板５９ａとともに多層基板を構成する第２基板５９ｂおよび第３基板５９ｃのグラウンドパターンとの間で形成されている。つまり、基板の主たる材料であるガラスエポキシ樹脂がコンデンサにおける絶縁層を構成する。これらのコンデンサの一端は回路に並列に接続され、かつその他端はグラウンドパターンそのものであって、接地されている。なお、コンデンサの容量は第１基板５９ａおよび第２基板５９ｂ、第３基板５９ｃ上のパターン間距離（即ち基板の厚さ）によって調整することができる。

また、回路に直列に接続されたコンデンサ（例えば、第２インピーダンス移動回路３５におけるＣ１１）は、例えば２つの串型電極を向かい合わせて、小さい容量成分を集積して構成できる。これはインターデジタルキャパシタと呼称される。また、回路に並列接続されたコンデンサと同様に多層基板に部分的に設けたパターン（このパターンは接地されていない）とｖｉａホールとを利用して、いわゆるＭＩＭ（Metal Insulator Metal）キャパシタを構成することもできる。

また、伝送線路は配線パターンをＧＮＤと対向して這わせることで実現される。即ち、配線パターンは、物理的な長さを持てば全てインダクタになるが、これを同じライン幅でＧＮＤと並走させる限り、インダクタンスＬと静電容量Ｃとで支え合う状態（電荷の受け渡し）は崩れず（Ｌ／Ｃ＝一定（＝特性インピーダンス））、フラットな周波数特性を備える伝送線路が得られる。この特性インピーダンス（例えば５０Ω，７５Ω）は太い線路では低く、細い線路では高くなる。

また、インダクタは、太さ（パターン幅）の異なる（即ち、特性インピーダンスが異なる）線路を繋げることで実現できる。線路の幅に不連続箇所を設けると電圧および電流の比が変わり、行き場を失った電荷が送り出し側に戻ることで、いわゆる反射波が発生する。この反射波により、電圧波および電流波の分布（Ｚ＝Ｖ／Ｉ）が崩れて、電流波が大きいところは磁界のエネルギーが大きいのでインダクタを構成する。なお、逆に電流波が小さいところは、容量性となりコンデンサを構成する。

送信回路３７を構成する第１インピーダンス整合回路３１、第１位相調整回路３２、および受信回路３８を構成する第２インピーダンス移動回路３５、第２インピーダンス整合回路３４、第２位相調整回路３３は、第１基板５９ａ上に配線パターンを引き回して形成されている。また、第１インピーダンス移動回路３０は、第４基板５９ｄ上に配線パターンを引き回して形成されている。

配線パターンが伝送線路、コンデンサ、インダクタのいずれとして振る舞うかは、配線パターンの材質、幅、厚み、形状およびグラウンドパターンとの位置関係（配線に関するパラメータ）によって一意に決定される。逆に上述したパラメータを知ることができれば、それから実際の回路構成を再現し、電気的特性を把握することができる。

このようにディスクリート部品を一切使用しないことでコストを大幅に低減することができる。なお、送信回路３７、受信回路３８は第１基板５９ａ内においてもグラウンドパターンに取り囲まれている。

以降、送信回路３７を構成する個別要素について、送信信号が通過する経路の順に説明する。図５に示すように、ＰＡ２６は３段の増幅器を備えている。入力端Ｔｘから近い側の２つの段には、電源ライン４５をレギュレータ２９で調整した電力が供給され、主にロジック回路の動作電源として用いられる。送信回路３７の入力側に最も近い第３段目の増幅器（最終段増幅器２６ａ）に電源を供給する構成については後述する。

ここで、既に説明したように、最上層の基板である第４基板５９ｄ上に実装されている（図６参照）信号処理部１０（アンプモジュール２５を内蔵する）において、ＰＡ２６はシングルエンド信号を出力しており、このシングルエンド信号は、第１インピーダンス移動回路３０に入力される。

第１インピーダンス移動回路３０は、第４基板５９ｄ上に配線パターンを引き回して形成された伝送線路ＬＮ１を含む。伝送線路ＬＮ１はＰＡ２６のシングルエンド信号の出力端に直列に接続されている。そして、伝送線路ＬＮ１の他端はｖｉａホール４３ａと接続されている。伝送線路ＬＮ１の出力は、ｖｉａホール４３ａを介して、最上層の第４基板５９ｄから３層目の第１基板５９ａに伝達される。

第１インピーダンス整合回路３１は、第１インピーダンス移動回路３０の出力を受け持つコンデンサＣ１で構成される。コンデンサＣ１は第１基板５９ａに配線パターンを引き回して形成され、その一端は伝送線路ＬＮ１の出力側に接続され、他端は接地されている。

ここで、伝送線路ＬＮ１の長さ及びコンデンサＣ１の容量（これらの要素に印加される信号の周波数、およびこれらが形成された基板上における、配線パターンの長さ、幅（面積）等によって具体的数値が決定される）は、ＰＡ２６を活性化した状態において、送信回路３７とアンテナ１３とのインピーダンスマッチングを図るように決定される。具体的には、例えば図７に示す伝送線路ＬＮ１を幅０．４ｍｍ、長さ７ｍｍとして形成し、コンデンサＣ１の形状（面積）によって、その静電容量を例えば２．４ｐＦに設定することで、ＰＡ２６が活性化している際のインピーダンスが調整される。

第１インピーダンス整合回路３１の出力は、第１位相調整回路３２に入力される。第１位相調整回路３２は、第１基板５９ａ上に配線パターンを引き回して形成された伝送線路ＬＮ２を含む。伝送線路ＬＮ２は、第１インピーダンス整合回路３１の出力端に直列に接続されている。そして、伝送線路ＬＮ２の他端は第１接続点３９ａに接続されている。伝送線路ＬＮ２は、例えば、幅０．４ｍｍ、長さ２４ｍｍとされている。

以上述べてきた信号処理を施された送信信号は、第１接続点３９ａを通過した後にｖｉａホール４３ｅを経由して第１基板５９ａから最上層の第４基板５９ｄへと送られる。そして第４基板５９ｄ上でＤＣカットコンデンサ４６を介して接続されたアンテナ１３から空中に放出される。このＤＣカットコンデンサ４６によって電源ライン４５に印加された電圧（ＤＣバイアス）はアンテナ１３側および受信回路３８に漏れることなく、送信信号のみがアンテナに送られる。

なお、第１インピーダンス移動回路３０を構成する伝送線路ＬＮ１、および第１インピーダンス整合回路３１を構成するコンデンサＣ１、および第１位相調整回路３２を構成する伝送線路ＬＮ２による、送信回路３７のインピーダンス調整過程は、後にスミスチャート（イミタンスチャート）を用いて詳細に説明する。

一般的に、ＰＡ２６の出力端のインピーダンスは、ＰＡ２６を活性化したときと不活性化したときとで異なっており、上述した第１インピーダンス移動回路３０、第１インピーダンス整合回路３１、第１位相調整回路３２によってインピーダンスマッチングが図られるのは、あくまでもＰＡ２６を活性化した状態においてである。

逆に言えば、ＰＡ２６を不活性化した状態では、第１インピーダンス整合回路３１の出力インピーダンスはスミスチャート上のＲ５０点にはない（即ち、アンテナ１３との間でインピーダンスマッチングが図られていないが、ハイインピーダンス状態であるとは限らない）。従って、第１インピーダンス移動回路３０および第１インピーダンス整合回路３１によって、インピーダンス特性をＲ５０点から離間する状態に遷移させておき、第１位相調整回路３２によって送信信号の信号位相を変化させると、ＰＡ２６を不活性化している際の送信回路３７のインピーダンスはＲ５０点を中心として大きく回転（変化）し、信号位相の変化量に応じて、ハイインピーダンス状態に遷移させることができる。

これによって、ＰＡ２６を活性化している状態（送信時）では、送信回路３７の出力端はアンテナ１３からみたときにインピーダンスマッチングが図られ、一方でＰＡ２６を不活性化している状態（受信時）では、送信回路３７の出力端はアンテナ１３からみたときにハイインピーダンス状態となって、送信回路３７側に受信信号が流入することが防止される。

なお、上述した回路に直列接続された伝送線路ＬＮ１（第１インピーダンス移動回路３０）および並列接続されたコンデンサＣ１（第１インピーダンス整合回路３１）は、信号周波数との関係でローパスフィルタとしての特性を示す。これによって、送信回路３７における信号ノイズが低減される。以下、変形例として更に第１位相調整回路３２にローパスフィルタ効果を持たせた例について説明する。

図７（ａ）は、第１位相調整回路３２の変形例を示す構成図、（ｂ）は、その等価回路の説明図である。以降、図７（ａ），（ｂ）を併用して、第１位相調整回路３２の変形例の構成および動作について説明する。

図７（ａ）に示すように、第１位相調整回路３２は入力端の側からインダクタＬ４、Ｌ５を直列に配置し、入力端とインダクタＬ４との間、インダクタＬ４とＬ５との間、インダクタＬ５と出力端との間にそれぞれコンデンサＣ３，Ｃ４，Ｃ５の１端を接続し、他端を接地した構成となっている。このように、第１位相調整回路は少なくともインダクタとコンデンサとを回路要素として含む。

変形例の構成は図７（ｂ）の等価回路に示すように、結果的にΠ型のローパスフィルタを２段直列配置したものとなっており、２つのインダクタＬ４，Ｌ５間のコンデンサＣ４は、ローパスフィルタの第１段と第２段との間で共用する構成としている。ローパスフィルタには信号位相を遅らせる作用があるため、この構成によってもスミスチャート上において、Ｒ５０点を中心としてインピーダンスを回転させることができる。ただし、ローパスフィルタの減衰特性を高めようとすると、結果的に信号位相を大きくシフト（遅延）することになり、このときのスミスチャート上の回転は一周を超えたものとなる。

インダクタＬ４とＬ５との間に配置されたコンデンサＣ４は、これを構成する第１段の出力側と第２段の入力側との容量が同一であれば、実質的に任意の容量値を用いてローパスフィルタを構成することができる。そしてコンデンサＣ４およびインダクタＬ４，Ｌ５の値を調整することで、ローパスフィルタ全体としての減衰量の設定や位相調整を高い自由度で容易に行うことができる。例えば減衰特性を急峻にするのであればＣ４の値を大きくするとともに、通過帯域で共振状態となるようにＬ４，Ｌ５を減じればよい。なお、一般には、１つの既知の回路があればコンデンサＣ４の容量とインダクタＬ４，Ｌ５のインダクタンスとを同じ係数で除算してカットオフ周波数を動かすことが可能である。この具体例として、最初に周波数を正規化した各種ＬＰＦ（バターワース／チェビシェフ等の各種応答特性及び各種段数)の減衰特性、部品定数を予め計算しておき、そのフィルタの周波数を正規化し、計算済みの各種ＬＰＦの減衰特性と比較して仕様を満足するものを抽出し、その部品定数を周波数比から使用周波数用に換算する、といった設計手法が挙げられる。

さて、従来ディスクリート素子でローパスフィルタを構成した場合、素子自体による寄生インダクタンス成分や寄生容量成分が発生し、特に高周波領域の減衰特性が不十分となって位相調整が事実上困難であった。第１位相調整回路の変形例では、配線パターンを引き回して位相調整部としてのローパスフィルタを形成し、これを上述したように多層基板を用いてシールド構造とすることで初めて、実用上十分な高周波特性を得ている。

なお、図７に示すように、第１位相調整回路３２の入力端に設けたコンデンサＣ３はＷ＝２．２ｍｍ，Ｌ＝５．０ｍｍ（面積＝１１ｍｍ^２）とされている。一方の出力端に設けたコンデンサＣ５はＷ＝２．９ｍｍ，Ｌ＝３．８ｍｍ（面積＝１１．０２ｍｍ^２）とされ、コンデンサＣ３とコンデンサＣ５との間で容量を若干異ならせている。このように第１段の入力端と第２段の出力端とのコンデンサの容量値を微小量変化させることで、一般的にローパスフィルタの帯域を拡張することができる。

さて、上述したように、送信回路３７の内部においてＰＡ２６を活性化した状態では、第１インピーダンス整合回路３１の出力インピーダンスは、既にアンテナ１３との間でマッチングしている（即ち、スミスチャート上ではＲ５０点近傍のインピーダンス値となっている）。このような整合が図られた状態で信号位相を変化させた場合、Ｒ５０点を中心とする円上をインピーダンスは遷移する。即ち、もともとインピーダンスが整合した状態においては、インピーダンスは回転中心であるＲ５０点の近傍にあるため、信号位相を変化させても確立した整合が破綻することはない。

理論的にはインピーダンス負荷に直列に接続する伝送線路の長さを調整することで信号位相を変化させることができるが、第１位相調整回路３２をローパスフィルタによって構成することで、配線パターンの占める面積を低減できる場合がある。以下、概略を説明する。

ＤＥＣＴで使用される１．９ＧＨｚ帯において、空間波長λは、
λ＝ｃ／ｆ＝３×１０^８／１．９×１０^−９＝１５８ｍｍ（但しｃは光速）・・・（式１）
と計算される。しかしながら第１基板５９ａは多層基板を構成する１枚であり、中間層として他の基板（誘電体）に包囲されているため、波長が短縮される。第１実施形態では第１基板５９ａ乃至第４基板５９ｄとして、ガラス繊維の布にエポキシ樹脂をしみ込ませ熱硬化処理を施し板状にした、いわゆるガラスエポキシ基板を採用しており、この基板の誘電率ε＝４．２であることから、基板内波長λｇは、
λｇ＝λ／√ε＝１５８ｍｍ／√４．２＝７７ｍｍ・・・（式２）
となる。そしてλｇ／４となる伝送線路長（上の例では７７／４≒１９ｍｍ）が配線パターンを設計する際の基本単位となる。

一般的にローパスフィルタにおいて減衰特性を向上させると位相遅れは大きくなるが、これを伝送線路長のみで実現しようとすると、例えば３／４λｇの位相遅れを達成するには１９ｍｍ×３＝５４ｍｍもの配線長を必要とする。一方、ローパスフィルタであれば２段構成でコンパクトに実現できる。

なお、変形例では、上述したように第１位相調整回路３２はローパスフィルタを構成しているが、バンドパスフィルタ特性を持たせるようにしてもよい。

以降、図５、図６に戻って、受信回路３８を構成する個別要素について、受信信号が通過する経路の順に説明する。

図５に示すように、アンテナ１３で受信された受信信号は、第２接続点３９ｂを通過したのちｖｉａホール４３ｆによって第４基板５９ｄから第１基板５９ａの受信回路３８に送られる。受信信号は、まず第２位相調整回路３３に入力される。第２位相調整回路３３は、第１基板５９ａ上に配線パターンを引き回して形成された伝送線路ＬＮ３を含む。伝送線路ＬＮ３は、第２接続点３９ｂを介してアンテナ１３に直列に接続されている。そして、伝送線路ＬＮ３の他端は第２インピーダンス整合回路３４に接続されている。伝送線路ＬＮ３は、例えば、幅０．４ｍｍ、長さ２６ｍｍとされている。

上述した送信回路３７では、単に信号位相をシフトするのみならず信号ノイズを除去する必要から（後に説明するように、送信回路３７を経由してＤＣ電源の供給を受ける観点からも）、全体としてローパス特性を持たせているが、受信回路３８ではＬＮＡ３６はノイズ源となりにくくフィルタは不要であり、単純にインピーダンス負荷に直列に伝送線路ＬＮ３を接続するのみで、ＬＮＡ３６が不活性の状態における受信回路３８のインピーダンスを回転させてハイインピーダンス状態に遷移できる。

もちろん、これは第１実施形態で採用したＬＮＡ３６の特性に適応した構成であって、他のＬＮＡ３６によっては、線路長がより長くなることもあり得るが、いずれにせよ配線パターン長を調整して容易にハイインピーダンス状態を得ることができる。もちろん、上述した第１位相調整回路３２の変形例のように、積極的に信号位相を回転させるフィルタを設けてもよい。

第２位相調整回路３３の出力は、第２インピーダンス整合回路３４に入力される。第２インピーダンス整合回路３４は、コンデンサＣ１０で構成される。コンデンサＣ１０は第１基板５９ａに配線パターンを引き回して形成され、その一端が第２位相調整回路３３の出力に接続され、他端は接地されている。コンデンサＣ１０は、例えば３．８ｐＦに設定されている。第２インピーダンス整合回路３４の出力は、第２インピーダンス移動回路３５に入力される。

第２インピーダンス移動回路３５は、第１基板５９ａ上に配線パターンを引き回して形成されたコンデンサＣ１１を含む。コンデンサＣ１１の一端は、第２インピーダンス整合回路３４と接続され、他端は、ＬＮＡ３６のシングルエンド信号の入力端に直列に接続されている。即ち、第２インピーダンス移動回路３５は、回路に直列接続されたコンデンサを含む。このコンデンサとしては、例えば上述したインターデジタルキャパシタを用いることができる。

第２インピーダンス移動回路３５の出力はｖｉａホール４３ｂを介して第１基板５９ａから最上層の第４基板５９ｄに送られ、第４基板５９ｄに実装された信号処理部１０に含まれるアンプモジュール２５のＬＮＡ３６に入力される。ＬＮＡ３６は受信信号を増幅してＴＤＤ／ＴＤＭＡプロセッサ１０ｅに送出する。

なお、第２インピーダンス移動回路３５を構成するコンデンサＣ１１、および第２インピーダンス整合回路３４を構成するコンデンサＣ１０、および第２位相調整回路３３を構成する伝送線路ＬＮ３による、受信回路３８のインピーダンス調整過程は、後にイミタンスチャートを用いて詳細に説明する。

一般的に、ＬＮＡ３６の入力端のインピーダンスは、ＬＮＡ３６を活性化したときと不活性化したときで異なっており、上述した第２インピーダンス移動回路３５、第２インピーダンス整合回路３４、第２位相調整回路３３によってインピーダンスマッチングが図られるのは、あくまでもＬＮＡ３６を活性化した状態においてである。

逆に言えば、ＬＮＡ３６を不活性化している状態では、第２インピーダンス整合回路３４の入力インピーダンスはスミスチャート上のＲ５０点にはない（即ち、アンテナ１３との間でインピーダンスマッチングが図られていないが、ハイインピーダンス状態であるとは限らない）。従って、第２インピーダンス移動回路３５および第２インピーダンス整合回路３４によって、インピーダンス特性をＲ５０点から離間する状態に遷移させておき、第２位相調整回路３３によって送信信号の信号位相を変化させると、ＬＮＡ３６を不活性化している際の受信回路３８のインピーダンスはＲ５０点を中心として大きく回転（変化）し、信号位相の変化量に応じて、ハイインピーダンス状態に遷移させることができる。

これによって、ＬＮＡ３６が活性化されている状態（受信時）では、受信回路３８の入力端はアンテナ１３からみたときにインピーダンスマッチングが図られ、一方でＬＮＡ３６が不活性化されている状態（送信時）では、受信回路３８の入力端はアンテナ１３からみたときにハイインピーダンス状態となって、受信回路３８側に送信信号が流入することが防止される。

以降、図５を用いて第１実施形態の電源ライン４５の構成（電源供給のための構成）について説明する。

図５に示すように、電源ライン（電源）４５はコンデンサＣ２１とインダクタＬ２１とを備え、インダクタＬ２１の一端は第１接続点３９ａで送信回路３７の出力端と接続されている。電源ライン４５に接続されたコンデンサＣ２１は回路上ではオープンスタブ５６を形成している。ここで、スタブ（Stub）とは高周波回路において伝送線路に並列に接続される分布定数線路であり、特に終端負荷の種類により、先端が開放しているものはオープンスタブ（Open stub）と呼称される。第１実施形態ではオープンスタブ５６の長さを１９ｍｍに設定している。また、オープンスタブ５６とインダクタＬ２１との接続点をＰ１とするとき、第１接続点３９ａと点Ｐ１との間に配置された（即ち、電源ライン４５に直列に挿入された）インダクタＬ２１の長さも１９ｍｍとされている。この１９ｍｍは上述したようにλｇ／４に相当する。

従って、このように構成すると、電源ライン４５のインピーダンスを０とするとき、電源ライン４５から見たオープンスタブ５６の終端及び送信回路３７の出力端（即ち、第１接続点３９ａ）においては、インピーダンスが∞であることを意味する。ここで、回路がインピーダンス＝∞として振る舞うのは、あくまでも搬送波である１．９ＧＨｚに対してであるから、１．９ＧＨｚに変調された送信回路３７の出力は電源ライン４５に流入することはできない。同様に、アンテナ１３で受信された１．９ＧＨｚの受信信号が電源ライン４５に流入することもできない。従って、この構成によって、送信回路３７やアンテナ１３から電源にノイズが混入することを確実に防止することができる。

その一方で、電源ライン４５からは、第１接続点３９ａと送信回路３７とを経由して、ＰＡ２６の最終段増幅器２６ａにＤＣ電源が供給される。ＤＥＣＴ規格における送信電力（空中線電力）は平均で10ｍＷ程度であるが、この最終段増幅器２６ａは比較的大きな電力を消費し、かつ数百Ｈｚで活性化（ＯＮ）と不活性化（ＯＦＦ）とを繰り返すためラッシュ電流等によるノイズ源となりやすい。従来の構成では、電源ライン４５をアンプモジュール２５に直接接続して電源を供給していた。このため最終段増幅器２６ａで発生したノイズが電源ラインを介して無線通信装置を構成する様々な電気的要素に伝搬する可能性があり、最終段増幅器２６ａのノイズ対策が課題となっていた。つまり、最終段増幅器２６ａに直接給電すると、基本波ｆ０の高調波成分（２×ｆ０，３×ｆ０．．．）の全てを遮断する給電回路が必要となって複雑化してしまうのである。

しかしながら第１実施形態によれば、仮に最終段増幅器２６ａで発生したノイズが送信信号に重畳したとしても、このノイズは送信回路３７を通過することになり、送信回路３７のローパス特性（直列接続された伝送線路ＬＮ１の持つリアクタンスと並列接続されたコンデンサＣ１とによるもの、または変形例で説明したローパスフィルタによるもの）によって減衰される。即ち、ＤＥＣＴであれば基本波ｆ０である１．９ＧＨｚのみ遮断すれば済む。更に、電源ライン４５を介して他のノイズ成分が混入しても、このローパスフィルタによってこのノイズ成分を減衰することができる。即ち、回路要素が構成する単一のローパスフィルタによって、送信信号上のノイズと電源側からのノイズとのいずれをも抑制することができる。

また、第１接続点３９ａで接続された電源ライン４５は、既に説明したλｇ／４の長さに相当する線路を持つオープンスタブ５６とインダクタＬ２１とによって遮断される。従って、搬送波に起因するノイズが電源ライン４５に混入することがなくなる。これによって最終段増幅器２６ａで発生したノイズが電源ライン４５を介して、装置全体に伝搬することが防止される。

一方、受信回路３８の出力が接続されたＬＮＡ３６は一般に低消費電力であり、高周波ノイズは発生しないため、電源ライン４５から直接的に（信号処理部１０を介して）電源供給を受けている（図示せず）。

なお、理論上、第１インピーダンス移動回路３０等は、例えば回路にコンデンサを直列接続しても（インピーダンスを整合させるという点において）成立し得る。しかし、第１実施形態では、ＰＡ２６の最終段増幅器２６ａは送信回路３７を経由してＤＣ電源の供給を受けることから、送信回路３７は原則的にローパス特性を備えるべきである。これに対してハイパス特性を備える構成（例えば、送信回路３７においてコンデンサを直列接続する構成）を採用すると、別途電源回路が必要となり、また、インダクタを並列接続（他端は接地）すると別途ＤＣカットフィルタ等が必要となって回路構成が複雑化する。

一方、受信回路３８には、上述した制約はない。このため、例えば第２インピーダンス移動回路３５を直列接続したコンデンサで構成し、第２インピーダンス整合回路３４を並列接続したコイルやコンデンサで構成することができる。これによって、受信回路３８としてハイパスフィルタ特性が得られ、静電気等の混入を防止することが可能となる。

さて、図５によれば、第１実施形態の構成は、送信回路３７の出力と電源ライン４５とを接続する第１接続点３９ａと、アンテナ１３と受信回路３８の入力とを接続する第２接続点３９ｂを有し、第１接続点３９ａと第２接続点３９ｂとをコンデンサ（ＤＣカットコンデンサ４６）を介して接続している。

より具体的には、電源ライン４５と送信回路３７の出力端の接続は第１基板５９ａの第１接続点３９ａで行われる。この第１接続点３９ａはｖｉａホール４３ｅを介して第４基板５９ｄに導かれる。一方、受信回路３８の入力端はｖｉａホール４３ｆを介して第１基板５９ａから第４基板５９ｄに導かれ、第４基板５９ｄ上でアンテナ１３と接続されて第２接続点３９ｂを構成する。そして、第１接続点３９ａと第２接続点３９ｂとは、第４基板５９ｄに表面実装されたＤＣカットコンデンサ４６を介して接続される。

このように、第１接続点３９ａと第２接続点３９ｂとは直接接続されているわけではない。しかしながら、上述したように本発明の無線通信装置がとりあつかう、例えば１．９ＧＨｚといった高周波帯では、コンデンサは事実上の導通状態であるから、第１接続点３９ａと第２接続点３９ｂとは電気的に接続された単一の接続点３９を構成していると考えてよい。

以降、第１実施形態の無線通信装置のインピーダンスを調整する過程を詳細に説明するが、まず、以降の説明に使用するチャートについて概略を述べる。

図８（ａ）は、インピーダンスチャートの説明図、（ｂ）は、アドミタンスチャートの説明図、（ｃ）は、イミタンスチャートの説明図である。一般には、図８（ａ）に示すインピーダンスチャートをスミスチャートと呼称する。図８（ｂ）に示すチャートは、インピーダンスチャートを鉛直軸方向に対して対称にしたものでアドミタンスチャートと呼ばれている。回路に直列にインダクタやコンデンサを接続するときにはインピーダンスチャートを、回路に並列にＬやＣを接続するときにはアドミタンスチャートを参照して、簡易に回路特性を把握することができる。

通常、高周波回路はＬＣを直並列に接続するので、インピーダンスチャートにアドミタンスチャートを重ね合わせたイミタンスチャートが使用される。以降の説明も、主にイミタンスチャートに基づいて行う。イミタンスチャートにおいても、チャートを構成する円を上下に半分に割った水平線上が純抵抗成分（実数部）になり、左端が０Ω（短絡）、右端が∞Ω（開放）で中心が５０Ωとなり（Ｒ５０点）、チャートの上下方向が虚数部に対応する。

ここで、「Ｒ５０点を通過する等レジスタンス線（円）」とは、複素数で表現されるインピーダンスの実数部が５０Ωで虚数部の絶対値を変化させた点の集合であり、「Ｒ５０点を通過する等コンダクタンス線（円）」とは、上記等レジスタンス線の逆数を示す点の集合である。なお、以降の説明において、Ｒ５０点およびインピーダンス＝∞の点の両方を通過する円は、「Ｒ５０点を通過する等レジスタンス線」に他ならず、Ｒ５０点およびインピーダンス＝０の点の両方を通過する円は、「Ｒ５０点を通過する等コンダクタンス線」に他ならない。また、Ｒ５０点では、後述する電圧反射係数Γ＝０であるから、「Ｒ５０点を通過する」は「Γ＝０の点を通過する」と同じ意味である。

図９（ａ），（ｂ）および図１０（ａ）〜（ｃ）は、高周波回路を構成する要素のパラメータを変化させた場合のイミタンスチャート上におけるインピーダンス（アドミタンス）の軌跡を示す説明図である。

図９（ａ）は、５０Ωの負荷に直列にコンデンサを付加した場合のイミタンスチャート上におけるインピーダンスの軌跡を示している。このときインピーダンスは、イミタンスチャートの実軸においてＲ５０点およびインピーダンス＝∞の点（実軸∞Ω点、以降「Ｒ∞点」と呼称する）を通過する円上を反時計回りに遷移する。

図９（ｂ）は、５０Ωの負荷に直列にインダクタを付加した場合のイミタンスチャート上におけるインピーダンスの軌跡を示している。このときインピーダンスは、イミタンスチャートの実軸においてＲ５０点およびＲ∞点を通過する円上を時計回りに遷移する。

図１０（ａ）は、５０Ωの負荷に並列（一端は接地）にコンデンサを付加した場合のイミタンスチャート上におけるインピーダンスの軌跡を示している。このときインピーダンスは、イミタンスチャートの実軸においてＲ５０点およびインピーダンス＝０の点（実軸０Ω点、以降「Ｒ０点」と呼称する）を通過する円上を時計回りに遷移する。

図１０（ｂ）は、５０Ωの負荷に並列（一端は接地）にインダクタを付加した場合のイミタンスチャート上におけるインピーダンスの軌跡を示している。このときインピーダンスは、イミタンスチャートの実軸においてＲ５０点およびＲ０点を通過する円上を反時計回りに遷移する。

図１０（ｃ）は、あるインピーダンス負荷に直列に伝送線路を接続した場合のイミタンスチャート上におけるインピーダンスの軌跡を示している。このときインピーダンスはＲ５０点を中心とする円上を時計回りに遷移する。このイミタンスチャート上における軌跡の回転は、伝送線路中の信号位相の変化によって発生する。信号の波長をλとするとき、信号位相が１／４λシフトする毎にインピーダンスはイミタンスチャート上を半回転する。即ち、信号位相がλだけシフトする過程で、インピーダンスはイミタンスチャート上を２回転することになる。通常、高周波回路において信号位相をシフトしようとする場合、回路に直列に伝送線路を付加するが、ローパスフィルタを直列に挿入することで、信号位相をシフトさせ（遅らせる）、伝送線路の付加と同じ作用を得ることができる。

図１１は、インピーダンスのマッチングおよび分離（ハイインピーダンス状態）の目標範囲を説明する説明図である。図１１に示すように、第１実施形態においてはイミタンスチャートの実軸４Ω（ただし、図１１の実軸数値は、正規化インピーダンスを示しており、一般的には５０Ω×４倍＝２００Ωの点をいう）よりも外周、即ち実軸上で２００Ω以上の高抵抗となる範囲をハイインピーダンス状態としている。一方、実軸０．５〜２Ωの範囲、即ち５０×０．５倍〜５０×２倍＝２５〜１００Ωの範囲をマッチング状態としている。

なお、Ｒ５０点を中心として実軸と交差する円を描くと、実軸と円との右交点が直接ＶＳＷＲ（Voltage Standing Wave Ratio：電圧定在波比）の値を示す。ＰＡ２６あるいはＬＮＡ３６をＯＮとしたときのインピーダンスをＺｏｎ、ＰＡ２６あるいはＬＮＡ３６をＯＦＦとしたときのインピーダンスをＺｏｆｆとするとき、このＶＳＷＲを用いると、
ＺｏｎのＶＳＷＲ≦２．０
ＺｏｆｆのＶＳＷＲ≧４．０
と表すことができる。ＺｏｎにおいてＶＳＷＲ≦２．０とすることで、回路全体の反射損を０．５ｄＢ以下とすることができ、ＺｏｆｆにおいてＶＳＷＲ≧４．０とすることで、結合時の損失を１ｄＢ以下に抑えることができる。

なお、以下の説明で用いる電圧反射係数Γの絶対値は、
ａｂｓ（Γ）＝（ＶＳＷＲ−１）／（ＶＳＷＲ＋１）・・・・（式３）
と定義されている（ａｖｓ（）は絶対値を返す関数を意味する）。

また、これまでの説明および以降の説明において、「Ｒ５０点の近傍」のごとき表現は、Ｒ５０点を中心としてＶＳＷＲ≦２．０であることを意味する。また、「Ｒ５０点を通過する等コンダクタンス線」の近傍、「Ｒ５０点を通過する等レジスタンス線」の近傍、のごとき表現は、最終的にＺｏｎをコンダクタンス線や等レジスタンス線に沿って回転させた結果、インピーダンスが「Ｒ５０点の近傍」に遷移される状況にあることを意味する。

図１２は、ＰＡ２６が活性化（ＯＮ）及び不活性化（ＯＦＦ）しているときの、ＰＡ２６の出力（図５のＴＸ１）における実測インピーダンスを示す説明図、図１３は、ＰＡ２６が活性化（ＯＮ）及び不活性化（ＯＦＦ）しているときの、伝送線路ＬＮ１（図５のＴＸ２）によるインピーダンス変化を説明する説明図、図１４は、ＰＡ２６が活性化（ＯＮ）及び不活性化（ＯＦＦ）しているときの、第１インピーダンス整合回路３１の出力（図５のＴＸ３）のインピーダンス変化を示す説明図、図１５は、ＰＡ２６が活性化（ＯＮ）及び不活性化（ＯＦＦ）しているときの、第１位相調整回路３２の出力（図５のＴＸ４）のインピーダンス変化を示す説明図である。

以降、図１２〜図１５を用いて、第１実施形態の送信回路３７のＴＸ１〜ＴＸ４（図
５参照）におけるインピーダンスの状態について詳細に説明する。

なお、以降の説明において、ＰＡ２６が活性化（ＯＮ）しているときのアンテナ１３から送信回路３７を見たインピーダンスをＺｏｎＴ、ＰＡ２６が非活性化（ＯＦＦ）しているときのアンテナ１３から送信回路３７を見たインピーダンスをＺｏｆｆＴと呼称する（第２実施形態において同じ）。

図１２は、ＰＡ２６の出力（図５のＴＸ１）においてＰＡ２６が活性化（ＯＮ）している場合のインピーダンスＺｏｎＴと、ＰＡ２６が不活性化（ＯＦＦ）している場合のインピーダンスＺｏｆｆＴとを例示するものである。内部を点でハッチングした丸印はＰＡ２６が活性化している状況を、内部を斜線でハッチングした丸印はＰＡ２６が不活性化している状況を示している。

図１２では、これらの２つの丸印は、いずれもＲ５０点からの距離に大きな違いはなく、Ｒ５０点（電圧反射係数Γ＝０）からイミタンスチャートの外周に向かうほど大きくなる電圧反射係数Γに関しては大きな差異はみられない。以降説明するように、第１実施形態の無線通信装置は、初期的な電圧反射係数Γが活性化（ＯＮ）時と不活性化（ＯＦＦ）時とで略同一な増幅器を用いても、活性化時のインピーダンスをマッチング状態に遷移させ、不活性化時のインピーダンスをハイインピーダンス状態にするという従来技術にはない特徴を備える。

図１３は、第１インピーダンス移動回路３０を構成する伝送線路ＬＮ１（図５のＴＸ２）によるインピーダンス変化を示している。回路に直列に伝送線路ＬＮ１を付加することで線路内の信号位相がシフトし、図１０（ｃ）で説明したようにインピーダンスはＲ５０点を中心とする円上を時計回りに回転する。伝送線路ＬＮ１によるインピーダンスの回転はＲ５０点を中心とするものであるから、回転の前後でＺｏｎＴおよびＺｏｆｆＴの電圧反射係数Γの値が変わることはない。

第１インピーダンス移動回路３０において、伝送線路ＬＮ１の線路長については、ＺｏｎＴが「Ｒ５を通過する等コンダクタンス線」上（あるいはその近傍位置）に遷移するように決定される。そして、なおかつ、第１インピーダンス移動回路３０は、複素平面上を構成するイミタンスチャートにおいて、ＺｏｎＴとＺｏｆｆＴとを虚数部の符号が互いに異なる複素平面座標に遷移させる。即ち、図１３では、ＺｏｎＴの虚数部の符号は正であり、ＺｏｆｆＴの虚数部の符号は負となっている。即ち、ＺｏｎＴとＺｏｆｆＴとは実軸を挟んで対向する位置に遷移される。表現を変えると、上述の操作は、送信回路３７のＺｏｎＴとＺｏｆｆＴとを、イミタンスチャートの軸対称（即ち、Ｌ／Ｃ性）の関係となるように遷移している、ということができる。

なお、図１３〜図１５では、点でハッチングした実線丸印はＰＡ２６がＯＮのときのインピーダンス（遷移後）を、点でハッチングした破線丸印はＰＡ２６がＯＮのときのインピーダンス（遷移前）を、斜線でハッチングした実線丸印はＰＡ２６がＯＦＦのときのインピーダンス（遷移後）を、斜線でハッチングした破線丸印はＰＡ２６がＯＦＦのとのインピーダンス（遷移前）をそれぞれ表している（第２実施形態で説明する図２５、図２６、図２７も同じ）。

図１４は、第１インピーダンス整合回路３１の出力（図５のＴＸ３）におけるインピーダンスの変化を示している。即ち、図１４は、回路に並列に接続されたコンデンサＣ１によるインピーダンス変化の前後を示すものである。図１０（ａ）で説明したように、並列接続されたコンデンサによってインピーダンスはイミタンスチャート上のＲ０点に接する円上を時計回りに回転する。ここで、第１インピーダンス移動回路３０によって、ＺｏｎＴは「Ｒ５０点を通過する等コンダクタンス線」上に遷移されているから、第１インピーダンス整合回路３１のコンデンサＣ１の容量を適宜選定することで、ＺｏｎＴを必ずＲ５０点、即ちインピーダンスマッチング状態（電圧反射係数Γが小さくなるよう）に遷移させることができる。

一方、第１インピーダンス移動回路３０によって、ＺｏｆｆＴはＺｏｎＴと虚数部の符号が異なるように遷移されているから、等コンダクタンス線上（一般には、この等コンダクタンス線はＲ５０点を通過しないが、通過しても構わない）を時計回りに回転することで、電圧反射係数Γが大きくなるように遷移する。

なお、この操作によって、虚数部が正の領域にあるＺｏｎＴでは、虚数部が負（逆符号）の電気的要素（ここでは並列接続のコンデンサ）が付加され、正と負とを足すことでリアクタンスが最小化される。そしてこのとき、虚数部が負の領域にあるＺｏｆｆＴでは、負と負とが足されることでリアクタンスが大きくなる（電圧反射係数Γが大きくなる）。

また、第１実施形態では、第１インピーダンス整合回路３１を、回路に並列に接続されたコンデンサで構成したが、これを回路に並列に接続されたインダクタで構成してもよい。コンデンサとインダクタとを取り換えたとしても、「Ｒ５０点を通過する等コンダクタンス線」上をＺｏｎＴが時計回りに回転するか、反時計回りに回転するかの違い（図１０（ａ）と（ｂ）とを参照）でしかないからである。ただし、第１実施形態では、ＰＡ２６は送信回路３７を経由してＤＣ電源を供給されているから、第１インピーダンス整合回路３１を回路に並列に接続されたインダクタで構成した場合は、電流が接地側に流出しないようにＤＣカットを行う必要がある。

図１５は、第１位相調整回路３２の出力（即ち、送信回路３７の出力。図５のＴＸ４）におけるインピーダンスの変化を示している。第１実施形態における第１位相調整回路３２は、上述したように伝送線路ＬＮ２（または変形例で説明した２段のローパスフィルタ）を備え、これによって送信信号の信号位相をシフトし、Ｒ５０点を中心とする円上を時計回りにインピーダンスが回転する。これらによるインピーダンスの回転量は、ＺｏｆｆＴをＲ∞点に近づけるように（即ち、ハイインピーダンス状態となるよう）設定される。即ち、伝送線路ＬＮ２の線路長、またはローパスフィルタのパラメータが決定される。

このように第１位相調整回路３２は、ＺｏｆｆＴの電圧反射係数Γを維持したまま、インピーダンスを大きくする。一方、ＺｏｎＴについては、もともと第１インピーダンス整合回路３１によって回転中心であるＲ５０点近傍に遷移されているため、第１位相調整回路３２によって回転されても、インピーダンスマッチング状態から外れることはない。

なお、第１位相調整回路３２としてローパスフィルタを用いる場合、イミタンスチャート上でインピーダンスが１周を超えて回転するように、信号位相のシフト量を決定するとよい。より具体的には、第１位相調整回路３２は上述した第１基板５９ａ内を伝搬する送信信号（基板内波長λｇ）に対して信号位相を３／４λｇ弱シフトし、その結果イミタンスチャート上でインピーダンスが約１．５周するようにしている。単に位相調整機能のみを持たせる場合、第１位相調整回路３２において１／２λｇを超える位相シフトは不要であるが、減衰特性を向上させて、第１位相調整回路３２の持つローパスフィルタ機能（送信信号に対するノイズ除去及び電源ライン４５からのノイズ混入防止）を強化するには、このように信号位相を大きくシフトすることが望ましい。一方で、位相調整の側面では、第１位相調整回路３２は、信号位相を１／４λｇ弱シフトするのと等価であり、これによって、ＰＡ２６を不活性化としたときの送信回路３７のインピーダンスは、遷移前のＲ０点近傍から遷移後はＲ∞点近傍に移動し、ハイインピーダンス状態となる。

なお、上述した例では、初期的なＰＡ２６のインピーダンスの状態を図１２として説明したが、第１インピーダンス移動回路３０は、様々な状態にあるＰＡ２６のインピーダンスを、一旦図１２の状態を経由して、図１３の状態に遷移させる構成要素を含んでいてもよい。即ち、第１インピーダンス移動回路３０を、複数の電気的要素で構成してもよい（具体的な構成は第２実施形態を参照）。そして、その電気的要素によってＺｏｎＴを遷移した結果が、上述したように、「Ｒ５０点を通過する等コンダクタンス線」の近傍となるように構成されていればよい。

なお、以上の説明では、第１インピーダンス移動回路３０は、ＺｏｎＴを「Ｒ５０点を通過する等コンダクタンス線」上、あるいはその近傍に遷移させるものとして説明したが、第１インピーダンス移動回路３０は、ＺｏｎＴを「Ｒ５０点を通過する等レジスタンス線」上、あるいはその近傍に遷移させるものであってもよい。この場合は、第１インピーダンス整合回路３１は、ＺｏｎＴを等レジスタンス軸に沿って（時計回り／反時計回りのいずれでもよい）回転させる操作を行う（図９（ａ），（ｂ）を参照）。

図１６は、ＬＮＡ３６が活性化（ＯＮ）及び不活性化（ＯＦＦ）しているときの、ＬＮＡ３６の入力（図５のＲＸ１）における実測インピーダンスを示す説明図、図１７は、ＬＮＡ３６が活性化（ＯＮ）及び不活性化（ＯＦＦ）しているときの、コンデンサＣ１１（図５のＲＸ２）によるインピーダンス変化を説明する説明図、図１８は、ＬＮＡ３６が活性化（ＯＮ）及び不活性化（ＯＦＦ）しているときの、第２インピーダンス整合回路３４の入力（図５のＲＸ３）のインピーダンス変化を示す説明図、図１９は、ＬＮＡ３６が活性化（ＯＮ）及び不活性化（ＯＦＦ）しているときの、第２位相調整回路３３の入力（図５のＲＸ４）のインピーダンス変化を示す説明図である。

以降、図１６〜図１９を用いて、第１実施形態の受信回路３８のＲＸ１〜ＲＸ４（図５参照）におけるインピーダンスの状態について詳細に説明する。

なお、以降の説明において、ＬＮＡ３６が活性化（ＯＮ）しているときのアンテナ１３から受信回路３８を見たインピーダンスをＺｏｎＲ、ＬＮＡ３６が非活性化（ＯＦＦ）しているときのアンテナ１３から受信回路３８を見たインピーダンスをＺｏｆｆＲと呼称する。

図１６は、ＬＮＡ３６の入力（図５のＲＸ１）においてＬＮＡ３６が活性化している場合およびＬＮＡ３６が不活性化している場合のインピーダンスを例示するものである。内部を点でハッチングした丸印はＬＮＡ３６が活性化している状況を、内部を斜線でハッチングした丸印はＬＮＡ３６が不活性化している状況を示している。

図１６では、これらの二つの丸印は、いずれもＲ５０点から殆ど等距離にあって、電圧反射係数Γに関しては殆ど同じである。

図１７は、第２インピーダンス移動回路３５を構成するコンデンサＣ１１（図５のＲＸ２）によるインピーダンス変化を示している。回路に直列にコンデンサＣ１１を付加することで、図９（ａ）で説明したように、インピーダンスはＲ∞点に接する円上（等レジスタンス円）を反時計回りに回転する。

第２インピーダンス移動回路３５において、コンデンサＣ１１の容量については、ＺｏｎＲが「Ｒ５を通過する等コンダクタンス線」上（あるいはその近傍位置）に遷移するように決定される。図１７に示す例では、ＺｏｎＲとＺｏｆｆＲとは当初から虚数部の符号が互いに異なっているが、これが同じ符号であれば、第２インピーダンス移動回路３５は、（上述した、第１インピーダンス移動回路３０による操作と同様に）これらの符号を異ならせるように、ＺｏｎＲとＺｏｆｆＲとを遷移させる。

なお、図１７〜図１９では、点でハッチングした実線丸印はＬＮＡ３６がＯＮのときのインピーダンス（遷移後）を、点でハッチングした破線丸印はＬＮＡ３６がＯＮのときのインピーダンス（遷移前）を、斜線でハッチングした実線丸印はＬＮＡ３６がＯＦＦのときのインピーダンス（遷移後）を、斜線でハッチングした破線丸印はＬＮＡ３６がＯＦＦのとのインピーダンス（遷移前）をそれぞれ表している。

図１８は、第２インピーダンス整合回路３４の入力（図５のＲＸ３）におけるインピーダンスの変化を示している。即ち、図１８は、回路に並列に配置されたコンデンサＣ１０によるインピーダンス変化の前後を示すものである。図１０（ａ）で説明したように、並列接続されたコンデンサによってインピーダンスはイミタンスチャート上のＲ０点に接する円上を時計回りに回転する。ここで、第２インピーダンス移動回路３５によって、ＺｏｎＲは「Ｒ５０点を通過する等コンダクタンス線」上に遷移しているから、第２インピーダンス整合回路３４のコンデンサＣ１０の容量を適宜選定することで、ＺｏｎＲを必ずＲ５０点、即ちインピーダンスマッチング状態（電圧反射係数Γが小さくなるよう）に遷移させることができる。

一方、ＺｏｆｆＲとＺｏｎＲとでは虚数部の符号が異なっているから、ＺｏｆｆＲは等コンダクタンス線上（図１８に示すように、この等コンダクタンス線はＲ５０点を通過しない）を時計回りに回転することで、電圧反射係数Γが大きくなるように遷移する（Ｒ０点に近づくほど、電圧反射係数Γは大きくなる）。

図１９は、第２位相調整回路３３の出力（即ち、受信回路３８の入力。図５のＲＸ４）におけるインピーダンスの変化を示している。第２位相調整回路３３は伝送線路ＬＮ３を備え、これによって受信信号の信号位相をシフトし、ＺｏｆｆＲはＲ５０点を中心とする円上を時計回りに回転する。これらによるインピーダンスの回転量は、ＺｏｆｆＲをＲ∞点に近づけるように（即ち、ハイインピーダンス状態となるよう）設定される。即ち、伝送線路ＬＮ２の線路長が決定される。このとき、ＺｏｎＲは、既にＲ５０点の近傍に遷移されているので、第２位相調整回路３３では、実質的にＺｏｆｆＲのみが遷移することになる。

図２０（ａ）は、ＰＡ２６が活性化しているときのアンテナ１３からみたインピーダンスの状態を示す説明図、（ｂ）は、ＬＮＡ３６が活性化しているときのアンテナ１３からみたインピーダンスの状態を示す説明図である。

図２０（ａ）に示すように、ＰＡ２６がＯＮ（かつＬＮＡ３６がＯＦＦ）のとき、送信回路３７の出力インピーダンスはアンテナ１３とマッチングしており、アンテナ１３から電波が放出される。一方、受信回路３８の入力インピーダンスはハイインピーダンス状態となっており、送信回路３７の出力信号が受信回路３８に流入することが防止される。

他方、図２０（ｂ）に示すように、ＰＡ２６がＯＦＦ（かつＬＮＡ３６がＯＮ）のとき、送信回路３７の出力インピーダンスはハイインピーダンス状態となり、受信回路３８の入力インピーダンスはアンテナ１３とマッチングしており、アンテナ１３で受信された電波は受信回路３８にのみ送られ、送信回路３７は何ら影響を受けない。

図２１（ａ）は、ハイインピーダンス状態における電流フローを示す説明図、（ｂ）は、図２１（ａ）の等価回路である。

以降、図２１（ａ），（ｂ）に、図１１を併用して、送信回路３７および受信回路３８のハイインピーダンス状態について具体的に説明する。

第１実施形態では、既に説明したように、イミタンスチャートの実軸上で２００Ω以上の高抵抗となる範囲をハイインピーダンス状態としている（図１１参照）。図２１（ａ）は、送信回路３７の出力とアンテナ１３とのインピーダンスマッチングが図られ、受信回路３８の入力はハイインピーダンス状態となっている状態を示している。このとき送信回路３７の出力インピーダンスＺｓおよびアンテナ１３のインピーダンスＺＬ１はいずれも５０Ωである。一方、受信回路３８の入力はハイインピーダンス状態であり、その入力インピーダンスＺＬ２＝２００Ωである。このとき、図２１（ａ）に示すように送信回路３７から電流ｉが流出し、これがアンテナ１３に電流ｉ１、受信回路３８に電流ｉ２として分流する。この等価回路を描くと図２１（ｂ）のようになる。

この等価回路について、まず反射損を評価する。ＺＬ１とＺＬ２とから構成される並列回路の全抵抗をＺＬと表すと、電圧反射係数Γは
Γ＝（ＺＬ−Ｚｓ）／（ＺＬ＋Ｚｓ）・・・・（式４）
と表される。ここで全抵抗ＺＬ＝１／（１／２００＋１／５０）＝４０Ωだから、ハイインピーダンス状態を２００Ωとしたときの電圧反射係数Γは、
Γ＝（４０−５０）／（４０＋５０）＝−０．１１となる。

反射損失ＲＬは、
ＲＬ＝１−Γ^２・・・・（式４）
と定義されるから、
ＲＬ＝１−０．１１^２＝０．９８７となり、これは−０．０５ｄＢに相当する。

次に分流に伴う損失を計算する。
アンテナ１３のインピーダンスＺＬ１、受信回路３８のインピーダンスＺＬ２とすると、アンテナ１３側に流入する電流ｉ１は、｛２００／（２００＋５０）｝ｉとなる。ここで、
Ｐ＝ｖ×ｉ１・・・・（式５）より
Ｐ＝｛２００／（２００＋５０）｝ｖ×ｉ１＝０．８ｖ×ｉ１
これは−０．９７ｄＢに相当する。

即ち、全体損失＝反射損失＋分流損失＝−０．０５−０．９７＝−１．０２ｄＢとなることがわかる。

図２２は、ＰＡ２６を活性化、ＬＮＡ３６を不活性化したときの受信回路３８の入力インピーダンスと全損失との関係を示すグラフである。
図２２は、図２１（ｂ）においてＺｓ＝ＺＬ１＝５０Ωに固定して、受信回路３８の入力インピーダンスを変化させたときの損失（上述の反射損失および分流に伴う損失の合計）をグラフにしたものである。従来、アンテナスイッチモジュールとディスクリート部品とを用いてＲＦ回路を構成した場合、経験上、約−１．０ｄＢの損失であれば、同時送受信における音質には問題がないとされている。従って、−１．０ｄＢの損失は、一般的に回路設計の際の設計目標とされる。このように、第１実施形態の構成によっても設計目標は達成されることが分かった。

また、発明者等が行った評価によれば、損失が約−１．５ｄＢより大きくなると無線の飛距離等について劣化が認められることから、この−１．５ｄＢの損失は許容損失と考えられている。図２２によれば、このときの受信回路３８の入力インピーダンスは約１１２Ωである。

即ち、送信回路３７のＰＡ２６または受信回路３８のＬＮＡ３６が不活性化されると、アンテナ１３からみたとき送信回路３７の出力インピーダンスまたは受信回路３８の入力インピーダンスはハイインピーダンス化されるが、ハイインピーダンス化された際の具体的なインピーダンス値Ｚとしては、最低限の値としてＺ≧１１２Ω（５０Ωとの対比ではｒ＝２．２４倍）、望ましくはＺ≧２００Ω（同ｒ＝４倍）とするのが望ましい。

このように、ＺｏｎＴは５０Ωであるから、第１位相調整回路３２はＺｏｆｆＴ＞２×ＺｏｎＴとなるように、送信信号の位相を変化させている。なお、図２２では具体的数値として１１２Ωを挙げているが、ここで重要なのは当該数値そのものではなくＺｏｆｆＴ／ＺｏｎＴの比である。即ち、図２２ではＺｏｎＴ＝５０Ωに調整された例を説明しており、仮にＺｏｎＴ＝１００Ωであれば、ＺｏｆｆＴ＞２×ＺｏｎＴより、ＺｏｆｆＴ＞２００Ωとなるように遷移させるべきである。なお、上述したように、第１実施形態ではインピーダンス遷移のゴールとして、ＺｏｎはＶＳＷＲ≦２．０、ＺｏｆｆはＶＳＷＲ≧４．０に遷移させており、結果的にＺｏｆｆＴ／ＺｏｎＴ＞２となるが、電波の飛距離等の総合性能を考慮するとＺｏｆｆＴ／ＺｏｎＴ＞３とするのが望ましい。

（第２実施形態）
以下、本発明の第２実施形態について図面を参照しながら説明する。
なお、無線通信装置の親機１００および子機２００の構成、動作、機能等、送信回路３７等を構成する電気的要素が形成される多層基板の構造や、電気的要素が配線パターンを引き回して形成される点等は第１実施形態と同様であるので説明を省略する。

図２３は、第２実施形態に係る送信回路３７の構成を示すブロック構成図である。図２３に示すように、第２実施形態における送信回路３７は、第１インピーダンス移動回路３０と第１インピーダンス整合回路３１とで構成されており、第１実施形態と比較して、第１位相調整回路３２（図５参照）が省略された構成となっている。

その一方で、第２実施形態における第１インピーダンス移動回路３０は、ＰＡ２６の出力端に直列に接続された伝送線路ＬＮ１０と、伝送線路ＬＮ１０の他端に一端を接続されて他端が接地されたコンデンサＣ１０とで構成される。即ち、第２実施形態の構成では、イミタンスチャート上において２回の遷移を経て、ＺｏｎＴを「Ｒ５０点を通過する等レジスタンス線」あるいは「Ｒ５０点を通過する等コンダクタンス線」の近傍に遷移させる。

なお、第２実施形態では、伝送線路ＬＮ１０は幅０．４ｍｍ、線路長４．３ｍｍ、コンデンサＣ１０の容量は１．９ｐＦ、インダクタＬ１０のインダクタンスは４ｎＨとしている。

第１インピーダンス移動回路３０の出力は、第１インピーダンス整合回路３１に入力される。第２実施形態において、第１インピーダンス整合回路３１は回路に直列に挿入されたインダクタＬ１０から構成されている。インダクタＬ１０は、ＺｏｎＴをＲ５０点近傍に遷移させ、インピーダンスマッチング状態とする一方で、ＺｏｆｆＴをハイインピーダンス状態に遷移させる。第２実施形態では、第１インピーダンス整合回路３１が第１実施形態で説明した第１位相調整回路３２の機能を併せ持つ。

図２４は、ＰＡ２６が活性化（ＯＮ）及び不活性化（ＯＦＦ）しているときの、ＰＡ２６の出力（ＣＸ１）における実測インピーダンスを示す説明図、図２５は、ＰＡ２６が活性化（ＯＮ）及び不活性化（ＯＦＦ）しているときの、伝送線路ＬＮ１０（ＣＸ２）によるインピーダンス変化を説明する説明図、図２６は、ＰＡ２６が活性化（ＯＮ）及び不活性化（ＯＦＦ）しているときの、第１インピーダンス移動回路３０の出力（ＣＸ３）のインピーダンス変化を示す説明図、図２７は、ＰＡ２６が活性化（ＯＮ）及び不活性化（ＯＦＦ）しているときの、第１インピーダンス整合回路３１の出力（ＣＸ４）のインピーダンス変化を示す説明図である。

以降、図２４〜図２７を用いて、第２実施形態の送信回路３７のＣＸ１〜ＣＸ４（図
２３参照）におけるＺｏｎＴおよびＺｏｆｆＴの変化について詳細に説明する。

図２４は、ＰＡ２６の出力（ＣＸ１）においてＰＡ２６が活性化（ＯＮ）している場合のインピーダンスＺｏｎＴと、ＰＡ２６が不活性化（ＯＦＦ）している場合のインピーダンスＺｏｆｆＴとを例示するものである。内部を点でハッチングした丸印はＰＡ２６が活性化している状況を、内部を斜線でハッチングした丸印はＰＡ２６が不活性化している状況を示している。

図２５は、第１インピーダンス移動回路３０を構成する伝送線路ＬＮ１０（ＣＸ２）によるインピーダンス変化を示している。回路に直列に伝送線路ＬＮ１０を付加することで線路内の信号位相がシフトし、図１０（ｃ）で説明したようにインピーダンスはＲ５０点を中心とする円上を時計回りに回転する。伝送線路ＬＮ１０によるインピーダンスの回転はＲ５０点を中心とするものであるから、回転の前後でＺｏｎＴおよびＺｏｆｆＴの電圧反射係数Γの値が変わることはない。

さて、ここで、ＺｏｎＴに着目する。伝送線路ＬＮ１０の線路長を調整することで、１つの電気的要素によってＺｏｎＴを「Ｒ５０点を通過する等レジスタンス線」上（例えば、△Ｐｘ１や△Ｐｘ２として示す点）に遷移させることが可能であるが、第２実施形態ではそのようにしていない。以下、その理由を説明する。

仮に、ＺｏｎＴを△Ｐｘ１まで遷移させた場合、「Ｒ５０点を通過する等レジスタンス線」上を経由して、ＺｏｎＴをＰｘ１からＲ５０点に遷移させるには、図９（ａ）に示すように、回路にコンデンサを直列に接続する必要がある。しかしながら、第１実施形態で説明したようにＰＡ２６は送信回路３７を経由して外部からＤＣ電源を供給されているから、回路にコンデンサを直列接続すると、電源供給ができなくなって、ＤＣバイパス回路の付与が必要となるのである。

また仮に、ＺｏｎＴを△Ｐｘ２まで一気に遷移させようとすると、伝送線路ＬＮ１０の線路長が長くなってしまい、これを第４基板５９ｄ（図６参照）上に形成することが実質的に困難となる。

そこで、第２実施形態では、第１インピーダンス移動回路３０を２つの電気的要素で構成して、この課題を解決している。

図２６は、第１インピーダンス移動回路３０の出力（ＣＸ３）におけるインピーダンスの変化を示している。即ち、図２６は、回路に並列接続されたコンデンサＣ１０によるインピーダンス変化の前後を示すものである。図１０（ａ）で説明したように、回路に並列接続されたコンデンサによってインピーダンスはイミタンスチャート上のＲ０点に接する円上を時計回りに回転する。このようにすることで、ＺｏｎＴは「Ｒ５０点を通過する等レジスタンス線」上の点Ｐｘ３に遷移する。

そして、ここで注意すべきは、遷移後のＺｏｎＴとＺｏｆｆＴとで虚数部の符号が異なる位置関係となるように、コンデンサＣ１０の容量を選定すべき点である。具体的には、図２６において、ＺｏｎＴの虚数部は負の値、ＺｏｆｆＴの虚数部は正の値となるように遷移される。このようにすることで、図２７を用いて説明する調整過程において、「Ｒ５０点を通過する等レジスタンス線」上において、ＺｏｎＴをＲ５０点に近づくように回転させると、ＺｏｆｆＴは必ず電圧反射係数Γが大きい状態に遷移する。

図２７は、第１インピーダンス整合回路３１の出力（ＣＸ４）におけるインピーダンスの変化を示している。即ち、図２７は、回路に直列接続されたインダクタＬ１０によるインピーダンス変化の前後を示すものである。図９（ｂ）で説明したように、直列接続されたインダクタによってインピーダンスはイミタンスチャート上のＲ∞点に接する円上を時計回りに回転する。ここで、第１インピーダンス移動回路３０によって、ＺｏｎＴは「Ｒ５０点を通過する等レジスタンス線」上に遷移されているから、第１インピーダンス整合回路３１のインダクタＬ１０のインダクタクスを適宜選定することで、ＺｏｎＴを必ずＲ５０点、即ちインピーダンスマッチング状態（電圧反射係数Γが小さくなるよう）に遷移させることができる。

一方、第１インピーダンス移動回路３０によって、ＺｏｆｆＴはＺｏｎＴと虚数部の符号が異なるように遷移されているから、等インダクタンス線上（一般には、この等インダクタンス線はＲ５０点を通過しない）を時計回りに回転することで、ＺｏｆｆＴは電圧反射係数Γが大きくなるように遷移する。そして、第２実施形態では、第１インピーダンス整合回路３１によってＺｏｎＴとＺｏｆｆＴとが等レジスタンス線上を回転するため、ＺｏｎＴがＲ５０点に近づく場合、ＺｏｆｆＴはＲ∞点近傍（即ちハイインピーダンス状態）に遷移することになる。

即ち、第２実施形態で示す構成のように、等レジスタンス線上を回転させてＺｏｎＴのインピーダンスを整合させる構成では、第１位相調整回路３２（図５参照）を省略できる場合がある。もちろん、第１位相調整回路３２を用いてＺｏｆｆＴをハイインピーダンス状態に遷移させても構わない。例えば、図２７の状態において、第１インピーダンス整合回路３１の出力端に直列に伝送線路を付加することで、ＺｏｆｆＴを更にＲ∞点（ハイインピーダンス状態）に近づけることが可能となる。

なお、第２実施形態においても、送信回路３７は全体としていわゆるＴ型のローパスフィルタを構成している。

また、第２実施形態では、第１インピーダンス整合回路３１を、回路に直列に接続されたインダクタで構成したが、これを回路に並列に接続されたコンデンサで構成してもよい。インダクタとコンデンサとを取り換えても、「Ｒ５０点を通過する等レジスタンス線」上をＺｏｎＴが時計回りに回転するか、反時計回りに回転するかの違い（図９（ｂ）と（ａ）とを参照）でしかないからである。ただし、ＰＡ２６が送信回路３７を経由してＤＣ電源を供給される場合、第１インピーダンス整合回路３１を回路に直列に接続されたコンデンサで構成した場合は、電流をＰＡ２６に供給するためのＤＣパス回路が別途必要となる。

なお、第１実施形態、第２実施形態ともに、ＰＡ２６、ＬＮＡ３６をシングルエンド型として説明したが、本発明は差動入出力端子を備えるアンプについても応用することができる。差動入出力型のアンプの場合、例えば第１インピーダンス整合回路３１と第１位相調整回路３２との間で差動信号をシングルエンド信号に変換する。この変換には例えばバランが用いられるが、このバランによって、アンテナ１３からみた送信回路（受信回路）のインピーダンスは１／２となる。

ここで、既に説明した第１インピーダンス移動回路３０によって、「実軸１００Ω点を通過する等コンダクタンス線」あるいは「実軸１００Ω点を通過する等レジスタンス線」上にＺｏｎＴを遷移し、第１インピーダンス整合回路３１によって、ＺｏｎＴを「実軸１００Ω点」に遷移すれば、その後段に設けられたバランによって、ＺｏｎＴについては実軸上のインピーダンスが半減され、最終的にＺｏｎＴはＲ５０点に遷移して、インピーダンスマッチングが図られる。そして、バランの後段に第１位相調整回路３２を配置すれば、ＺｏｆｆＴをハイインピーダンス状態に遷移させることができる。

以上、本発明に係る無線通信装置について特定の実施形態に基づいて詳細に説明したが、これらの実施形態はあくまでも例示であって、本発明はこれらの実施形態によって限定されるものではない。

例えば、各実施形態においては、電気的要素として一端を回路に接続され、他端が接地されたコンデンサ（即ち、回路に並列に接続されたコンデンサ）を利用しているが、これに替えて、例えば並列接続されたスタブ、インダクタを用いてもよい。また、インダクタやコンデンサを回路に直列接続しても、本発明の効果を奏する場合が理論的にあり得る。なお、上記実施形態に示した各構成要素は必ずしも全てが必須ではなく、少なくとも本発明の範囲を逸脱しない限りにおいて適宜取捨選択することが可能である。

本発明に係る無線通信装置は、簡易な構成によって、無線通信装置からアンテナスイッチモジュールを除去して消費電力低減およびコスト低減を達成し、しかもアンテナスイッチモジュールを除去しても送信特性及び受信特性が劣化せず、更にこれらをパワーアンプや低雑音増幅器の特性に依存することなく実現することが可能であることから、コードレス電話機、ＰＨＳ、ＷＬＡＮ、無線送受信機能を有する携帯情報端末等の無線通信装置において好適に利用することができる。

１ 電話回線インタフェース
３ 記憶部（フラッシュメモリ）
４ 無線部（ＲＦパート）
５ アンテナ
６ 表示部
７ 操作部
８ マイクロフォン
９ スピーカ
１０ 信号処理部
１０ａ アナログマルチプレクサ
１０ｂ コーデック
１０ｃ デジタルスピーチプロセッサ
１０ｄ 符号化／復号化部
１０ｅ ＴＤＤ／ＴＤＭＡプロセッサ（制御部）
１０ｆ ＣＰＵブロック
１１ 記憶部
１２ 無線部（ＲＦパート）
１３ アンテナ
１４ 表示部
１５ 操作部
１６ マイクロフォン
１７ 通話用スピーカ
１８ リンガ用スピーカ
２５ アンプモジュール
２６ ＰＡ（パワーアンプ、第１アンプ）
２６ａ 最終段増幅器
２９ レギュレータ
３０ 第１インピーダンス移動回路
３１ 第１インピーダンス整合回路
３２ 第１位相調整回路
３３ 第２位相調整回路
３４ 第２インピーダンス整合回路
３５ 第２インピーダンス移動回路
３６ ＬＮＡ（ローノイズアンプ、第２アンプ）
３７ 送信回路
３８ 受信回路
３９ 接続点
３９ａ 第１接続点
３９ｂ 第２接続点
４３ａ，４３ｂ，４３ｅ，４３ｆ ｖｉａホール
４５ 電源ライン（電源）
４６ ＤＣカットコンデンサ
５０ 接合点２
５５ ｖｉａ
５６ オープンスタブ
５９ａ 第１基板
５９ｂ 第２基板
５９ｃ 第３基板
５９ｄ 第４基板
１００ 親機
２００ 子機
ＬＮ１，ＬＮ２，ＬＮ３，ＬＮ１０ 伝送線路
Ｌ１０，Ｌ２１ インダクタ
Ｃ１，Ｃ３，Ｃ４，Ｃ５，Ｃ１０，Ｃ１１，Ｃ２１ コンデンサ

Claims (11)

1. 送信信号を増幅する第１アンプと、
   前記第１アンプによって増幅された送信信号を処理する送信回路と、
   前記送信回路で処理された送信信号を送信するアンテナと、
   前記第１アンプの活性化と非活性化とを交互に繰り返す制御部と、を備え、
   前記制御部が前記第１アンプを活性化しているときの前記アンテナから前記送信回路を見たインピーダンスをＺｏｎＴ、前記制御部が前記第１アンプを非活性化しているときの前記アンテナから前記送信回路を見たインピーダンスをＺｏｆｆＴ、とするとき、
   前記送信回路は、
   前記ＺｏｎＴを、電圧反射係数Γが０である点を通過する等レジスタンス線または等コンダクタンス線の近傍に遷移させる第１インピーダンス移動回路と、
   前記ＺｏｎＴの電圧反射係数Γが０近傍になるように、かつ前記ＺｏｆｆＴの電圧反射係数Γの絶対値が大きくなるように、前記ＺｏｎＴと前記ＺｏｆｆＴとを遷移させる第１インピーダンス整合回路と、を備えることを特徴とする無線通信装置。
2. 前記第１インピーダンス移動回路は、複素平面上において、前記ＺｏｎＴと前記ＺｏｆｆＴとを虚数部の符号が互いに異なる複素平面座標に遷移させることを特徴とする請求項１に記載の無線通信装置。
3. 前記第１インピーダンス移動回路は、前記インピーダンス整合回路の前段に設けられ、
   前記インピーダンス移動回路は、前記インピーダンス整合回路によるインピーダンス遷移が行われることでＺｏｎＴの電圧反射係数Γが０近傍になるように、予めＺｏｎＴを電圧反射係数Γが０の点を通過する等レジスタンス線あるいは等コンダクタンス線の近傍に遷移させることを特徴とする請求項１または請求項２に記載の無線通信装置。
4. 前記送信回路は、更に、前記第１インピーダンス整合回路と前記アンテナとの間に、前記ＺｏｆｆＴをハイインピーダンス状態に遷移させる第１位相調整回路を備えることを特徴とする請求項１ないし請求項３のいずれか１項に記載の無線通信装置。
5. 前記第１アンプを、シングルエンド出力型としたことを特徴とする請求項１ないし請求項４のいずれか１項に記載の無線通信装置。
6. 前記第１インピーダンス移動回路、前記第１インピーダンス整合回路を構成する電気部品を、配線パターンを引き回して形成したことを特徴とする請求項１ないし請求項５のいずれか１項に記載の無線通信装置。
7. 前記第１位相調整回路を構成する電気部品を、配線パターンを引き回して形成したことを特徴とする請求項４記載の無線通信装置。
8. 前記配線パターンが形成された第１基板と、
   グラウンドパターンが形成された第２，第３基板と、を備え、
   前記グラウンドパターンが前記配線パターンと重畳するように、前記第１基板の表裏面に前記第２基板と前記第３基板とを設けたことを特徴とする請求項６または請求項７に記載の無線通信装置。
9. 前記第１アンプをその表面に実装した第４基板と、
   この第４基板と前記第２基板または第３基板とに設けられ、前記第４基板と前記第１基板とを電気的に接続するｖｉａホールを備え、
   このｖｉａホールを介して、前記第１アンプによって増幅された送信信号を前記送信回路に供給し、前記アンテナで受信した受信信号を第２アンプに供給することを特徴とする請求項８記載の無線通信装置。
10. 前記第１位相調整回路は、ＺｏｆｆＴ＞２×ＺｏｎＴとなるように、前記送信信号の位相を変化させることを特徴とする請求項４記載の無線通信装置。
11. 送信信号を増幅する第１アンプと、
    前記第１アンプによって増幅された送信信号を処理する送信回路と、
    前記送信回路で処理された送信信号を送信するアンテナと、
    前記アンテナで受信した受信信号を処理する受信回路と、
    前記受信回路で処理された受信信号を増幅する第２アンプと、
    前記第１アンプと前記第２アンプとを交互かつ排他的に活性化する制御部と、を備え、
    前記制御部が前記第１アンプを活性化しているときの前記アンテナから前記送信回路を見たインピーダンスをＺｏｎＴ、前記制御部が前記第１アンプを非活性化しているときの前記アンテナから前記送信回路を見たインピーダンスをＺｏｆｆＴ、とし、前記制御部が前記第２アンプを活性化しているときの前記アンテナから前記受信回路を見たインピーダンスをＺｏｎＲ、前記制御部が前記第２アンプを非活性化しているときの前記アンテナから前記受信回路を見たインピーダンスをＺｏｆｆＲ、とするとき、
    前記送信回路は、
    前記ＺｏｎＴを、電圧反射係数Γが０である点を通過する等レジスタンス線または等コンダクタンス線の近傍に遷移させる第１インピーダンス移動回路と、
    前記ＺｏｎＴの電圧反射係数Γが０近傍になるように、かつ前記ＺｏｆｆＴの電圧反射係数Γの絶対値が大きくなるように、前記ＺｏｎＴと前記ＺｏｆｆＴとを遷移させる第１インピーダンス整合回路と、を備え、
    前記受信回路は、
    前記ＺｏｎＲを、電圧反射係数Γが０である点を通過する等レジスタンス線または等コンダクタンス線の近傍に遷移させる第２インピーダンス移動回路と、
    前記ＺｏｎＲの電圧反射係数Γが０近傍になるように、かつ前記ＺｏｆｆＲの電圧反射係数Γの絶対値が大きくなるように、前記ＺｏｎＲと前記ＺｏｆｆＲとを遷移させる第２インピーダンス整合回路と、を備えることを特徴とする無線通信装置。

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