JP6051534B2 - 容量検出回路、光学モジュール、及び電子機器 - Google Patents
容量検出回路、光学モジュール、及び電子機器 Download PDFInfo
- Publication number
- JP6051534B2 JP6051534B2 JP2012024888A JP2012024888A JP6051534B2 JP 6051534 B2 JP6051534 B2 JP 6051534B2 JP 2012024888 A JP2012024888 A JP 2012024888A JP 2012024888 A JP2012024888 A JP 2012024888A JP 6051534 B2 JP6051534 B2 JP 6051534B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- output
- circuit
- timing
- timing signal
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Active
Links
Images
Landscapes
- Measurement Of Resistance Or Impedance (AREA)
Description
本発明は、キャパシターの静電容量を検出する容量検出回路、及び容量検出回路を備えた光学モジュール、及び電子機器に関する。
従来、キャパシターの容量を検出するための容量検出回路が知られている（例えば、特許文献１参照）。
図１９に、従来の容量検出回路を示す。
図１９に示すように、従来の容量検出回路は、検出用電圧の入力端子にスイッチＳ１が接続され、このスイッチＳ１の出力端に、容量検出対象であるキャパシターＣｘ１と、スイッチＳ２とが接続される。キャパシターＣｘ１は、スイッチＳ１が接続されない他方側の端子が、グランド（ＧＮＤ）に接続される。スイッチＳ２は、スイッチＳ１が接続されない他方側の端子が、オペアンプＯＰの反転入力端子に接続される。オペアンプＯＰの非反転入力端子は、ＧＮＤに接続される。また、オペアンプＯＰの出力端子と、オペアンプＯＰの反転入力端子との間には、帰還回路が設けられる。この帰還回路には、フィードバックキャパシターＣｆとスイッチＳ３とが並列に接続されている。そして、オペアンプＯＰの出力端子は、スイッチＳ４を介してサンプルアンドホールド回路に接続される。
図１９に、従来の容量検出回路を示す。
図１９に示すように、従来の容量検出回路は、検出用電圧の入力端子にスイッチＳ１が接続され、このスイッチＳ１の出力端に、容量検出対象であるキャパシターＣｘ１と、スイッチＳ２とが接続される。キャパシターＣｘ１は、スイッチＳ１が接続されない他方側の端子が、グランド（ＧＮＤ）に接続される。スイッチＳ２は、スイッチＳ１が接続されない他方側の端子が、オペアンプＯＰの反転入力端子に接続される。オペアンプＯＰの非反転入力端子は、ＧＮＤに接続される。また、オペアンプＯＰの出力端子と、オペアンプＯＰの反転入力端子との間には、帰還回路が設けられる。この帰還回路には、フィードバックキャパシターＣｆとスイッチＳ３とが並列に接続されている。そして、オペアンプＯＰの出力端子は、スイッチＳ４を介してサンプルアンドホールド回路に接続される。
図１９に示すような従来の容量検出回路では、次の手順により、キャパシターＣｘ１の容量が検出される。
まず、第１のタイミングで、検出用電圧の入力端子に電圧Ｖａを印加すると同時に、スイッチＳ１,Ｓ３を接続（ＯＮ状態）し、スイッチＳ２,Ｓ４を切断（ＯＦＦ状態）する。これにより、帰還回路がショートし、フィードバックキャパシターＣｆの電荷が放電される。また、キャパシターＣｘ１が充電される。
次に、第２のタイミングで、スイッチＳ１，Ｓ３をＯＮ状態、スイッチＳ２をＯＮ状態に切り替え、スイッチＳ４をＯＦＦ状態のまま維持する。これにより、キャパシターＣｘ１の放電電流がオペアンプＯＰに流れ、これと等しい電流がフィードバックキャパシターＣｆにも流れるため、フィードバックキャパシターＣｆにおける電圧が上昇する。なお、フィードバックキャパシターＣｆは、容量固定であり、既知であるとする。
この後、第３のタイミングで、スイッチＳ４をＯＮ状態に切り替え、フィードバックキャパシターＣｆの電圧をサンプルアンドホールド回路に取り込む。
以上により、キャパシターＣｘ１の容量に応じた電圧をフィードバックキャパシターＣｆに生じさせ、その電圧を測定することで、キャパシターＣｘ１の容量を検出することが可能となる。
まず、第１のタイミングで、検出用電圧の入力端子に電圧Ｖａを印加すると同時に、スイッチＳ１,Ｓ３を接続（ＯＮ状態）し、スイッチＳ２,Ｓ４を切断（ＯＦＦ状態）する。これにより、帰還回路がショートし、フィードバックキャパシターＣｆの電荷が放電される。また、キャパシターＣｘ１が充電される。
次に、第２のタイミングで、スイッチＳ１，Ｓ３をＯＮ状態、スイッチＳ２をＯＮ状態に切り替え、スイッチＳ４をＯＦＦ状態のまま維持する。これにより、キャパシターＣｘ１の放電電流がオペアンプＯＰに流れ、これと等しい電流がフィードバックキャパシターＣｆにも流れるため、フィードバックキャパシターＣｆにおける電圧が上昇する。なお、フィードバックキャパシターＣｆは、容量固定であり、既知であるとする。
この後、第３のタイミングで、スイッチＳ４をＯＮ状態に切り替え、フィードバックキャパシターＣｆの電圧をサンプルアンドホールド回路に取り込む。
以上により、キャパシターＣｘ１の容量に応じた電圧をフィードバックキャパシターＣｆに生じさせ、その電圧を測定することで、キャパシターＣｘ１の容量を検出することが可能となる。
ところで、上述したような従来の容量検出回路では、寄生容量が発生した場合に、サンプルアンドホールド回路に出力される電圧も変化し、検出精度が低下してしまうという課題がある。
図２０及び図２１は、図１９の容量検出回路において寄生容量が発生した場合にオペアンプＯＰに流れる電流を説明する図である。ここで、キャパシターＣｘ１の入力側及び出力側において、それぞれ対地（ＧＮＤ）間で寄生容量Ｃａ，Ｃｂが発生したとする。
従来の容量検出回路では、第１のタイミングでスイッチＳ１がＯＮ状態に切り替わり、スイッチＳ２がＯＦＦ状態に切り替わると、図２０に示すように、キャパシターＣｘ１に電流Ｉｓが流れる。この時、キャパシターＣｘ１の出力端側に発生する寄生容量ＣｂはＧＮＤに接続されているため電流は流れないが、キャパシターＣｘ１の入力端側に発生する寄生容量Ｃａには電流Ｉｐが流れる。
次に、第２のタイミングでスイッチＳ１がＯＦＦ状態に切り替えられ、スイッチＳ２がＯＮ状態に切り替えられると、図２１に示すように、キャパシターＣｘ１に蓄えられた電荷が電流ＩｓとしてオペアンプＯＰの反転入力端子に流れる。この時、寄生容量Ｃａに蓄えられた電荷も電流ＩｐとしてオペアンプＯＰに流れる。したがって、フィードバックキャパシターＣｆには、Ｉｓ＋Ｉｐの電流が流れることになり、オペアンプＯＰの出力電圧は、電流Ｉｐの分だけ増加してしまい、上述のように、正確なキャパシターＣｘ１の容量検出ができなくなる。
図２０及び図２１は、図１９の容量検出回路において寄生容量が発生した場合にオペアンプＯＰに流れる電流を説明する図である。ここで、キャパシターＣｘ１の入力側及び出力側において、それぞれ対地（ＧＮＤ）間で寄生容量Ｃａ，Ｃｂが発生したとする。
従来の容量検出回路では、第１のタイミングでスイッチＳ１がＯＮ状態に切り替わり、スイッチＳ２がＯＦＦ状態に切り替わると、図２０に示すように、キャパシターＣｘ１に電流Ｉｓが流れる。この時、キャパシターＣｘ１の出力端側に発生する寄生容量ＣｂはＧＮＤに接続されているため電流は流れないが、キャパシターＣｘ１の入力端側に発生する寄生容量Ｃａには電流Ｉｐが流れる。
次に、第２のタイミングでスイッチＳ１がＯＦＦ状態に切り替えられ、スイッチＳ２がＯＮ状態に切り替えられると、図２１に示すように、キャパシターＣｘ１に蓄えられた電荷が電流ＩｓとしてオペアンプＯＰの反転入力端子に流れる。この時、寄生容量Ｃａに蓄えられた電荷も電流ＩｐとしてオペアンプＯＰに流れる。したがって、フィードバックキャパシターＣｆには、Ｉｓ＋Ｉｐの電流が流れることになり、オペアンプＯＰの出力電圧は、電流Ｉｐの分だけ増加してしまい、上述のように、正確なキャパシターＣｘ１の容量検出ができなくなる。
本発明は、寄生容量の影響を低減でき、高精度にキャパシターの容量を検出可能な容量検出回路、光学モジュール、及び電子機器を提供することを目的とする。
本発明の一態様の容量検出回路は、正弦波信号を出力する正弦波生成回路と、反転入力端子、非反転入力端子、及び出力端子を有し、前記反転入力端子に前記検出対象キャパシターの出力端子が接続され、前記非反転入力端子がグランドに接続されるオペアンプと、前記オペアンプの前記出力端子と前記反転入力端子との間に接続され、インピーダンス素子が設けられる帰還回路と、前記正弦波生成回路から出力される前記正弦波信号に同期したタイミング信号を生成するタイミング信号生成回路と、前記オペアンプの前記出力端子に接続され、前記タイミング信号に基づいたタイミングで前記オペアンプからの出力信号を取得するサンプルアンドホールド回路と、を具備し、前記タイミング信号生成回路は、前記正弦波信号に同期した第一タイミング信号を出力する第一ワンショット回路と、前記第一タイミング信号に基づいて、前記出力信号のピーク電圧が出力されるタイミングに同期した第二タイミング信号を出力する第二ワンショット回路と、
を備え、前記サンプルアンドホールド回路は、前記第二タイミング信号が出力されたタイミングで出力信号を取得することを特徴とする。
また、上記の本発明に係る容量検出回路は、容量の検出対象である検出対象キャパシターと、前記検出対象キャパシターの入力端子に正弦波信号を出力する正弦波生成回路と、反転入力端子、非反転入力端子、及び出力端子を有し、前記反転入力端子に前記検出対象キャパシターの出力端子が接続され、前記非反転入力端子がグランドに接続されるオペアンプと、前記オペアンプの前記出力端子及び前記反転入力端子間に接続され、インピーダンス素子が設けられる帰還回路と、前記正弦波生成回路から出力される前記正弦波信号に同期したタイミング信号を生成するタイミング信号生成回路と、前記オペアンプの前記出力端子に接続され、前記タイミング信号に基づいたタイミングで前記オペアンプからの出力信号を取得するサンプルアンドホールド回路と、ことを特徴とする。
を備え、前記サンプルアンドホールド回路は、前記第二タイミング信号が出力されたタイミングで出力信号を取得することを特徴とする。
また、上記の本発明に係る容量検出回路は、容量の検出対象である検出対象キャパシターと、前記検出対象キャパシターの入力端子に正弦波信号を出力する正弦波生成回路と、反転入力端子、非反転入力端子、及び出力端子を有し、前記反転入力端子に前記検出対象キャパシターの出力端子が接続され、前記非反転入力端子がグランドに接続されるオペアンプと、前記オペアンプの前記出力端子及び前記反転入力端子間に接続され、インピーダンス素子が設けられる帰還回路と、前記正弦波生成回路から出力される前記正弦波信号に同期したタイミング信号を生成するタイミング信号生成回路と、前記オペアンプの前記出力端子に接続され、前記タイミング信号に基づいたタイミングで前記オペアンプからの出力信号を取得するサンプルアンドホールド回路と、ことを特徴とする。
本発明によれば、検出対象キャパシターの出力端がオペアンプの反転入力端子に接続されており、オペアンプの非反転入力端子はグランド（ＧＮＤ）に接続されている。したがって、正弦波生成回路から出力された正弦波信号が検出対象キャパシターに入力されると、オペアンプの出力は、検出対象キャパシターのインピーダンスと、帰還回路のインピーダンス素子のインピーダンスとの比に応じた電圧となる。
一方、オペアンプから出力される出力信号は、正弦波信号に対して位相が反転する。したがって、正弦波信号においてピーク電圧が出力されるタイミングから、正弦波信号の半周期だけずらしたタイミングで出力信号を検出することで、出力信号のピーク電圧を検出することが可能となる。つまり、タイミング信号生成回路により、正弦波信号に同期したタイミング信号を生成することで、サンプルアンドホールド回路は、このタイミング信号に基づいて、出力信号のピーク電圧を検出（取得）することが可能となる。
そして、インピーダンス素子のインピーダンスは固定値となるため、サンプルアンドホールド回路により取得される出力信号の信号値、及び正弦波信号の信号値に基づいて、検出対象キャパシターのインピーダンス、及び静電容量を算出することができる。
一方、オペアンプから出力される出力信号は、正弦波信号に対して位相が反転する。したがって、正弦波信号においてピーク電圧が出力されるタイミングから、正弦波信号の半周期だけずらしたタイミングで出力信号を検出することで、出力信号のピーク電圧を検出することが可能となる。つまり、タイミング信号生成回路により、正弦波信号に同期したタイミング信号を生成することで、サンプルアンドホールド回路は、このタイミング信号に基づいて、出力信号のピーク電圧を検出（取得）することが可能となる。
そして、インピーダンス素子のインピーダンスは固定値となるため、サンプルアンドホールド回路により取得される出力信号の信号値、及び正弦波信号の信号値に基づいて、検出対象キャパシターのインピーダンス、及び静電容量を算出することができる。
ここで、検出対象キャパシターの入力端子及び出力端子に、それぞれ、対地（ＧＮＤ）間に寄生容量がある場合について説明する。本発明では、検出対象キャパシターの入力端子側に対地間に寄生容量がある場合、正弦波生成回路から出力される正弦波信号の電圧により、寄生容量に電流が流れるが、この電流はＧＮＤに流れるため、オペアンプに電流は流れない。
また、オペアンプの非反転入力端子は、ＧＮＤに接続されているので、オペアンプのイマジナリーショートの作用により、反転入力端子の電位もＧＮＤレベル（基準電位）となる。したがって、検出対象キャパシターの出力端子側に対地間に寄生容量がある場合でも、寄生容量の両端側の電位がＧＮＤレベルであり、電流が流れない。
以上により、本発明では、寄生容量の影響を低減させることができ、検出対象キャパシターの容量検出を精度よく実施することができる。
また、オペアンプの非反転入力端子は、ＧＮＤに接続されているので、オペアンプのイマジナリーショートの作用により、反転入力端子の電位もＧＮＤレベル（基準電位）となる。したがって、検出対象キャパシターの出力端子側に対地間に寄生容量がある場合でも、寄生容量の両端側の電位がＧＮＤレベルであり、電流が流れない。
以上により、本発明では、寄生容量の影響を低減させることができ、検出対象キャパシターの容量検出を精度よく実施することができる。
また、図１９に示すような従来の容量検出回路では、４つのスイッチを設けている。このため、これらのスイッチを制御するための信号が、他の信号に影響を与えないようにクロストークの管理を行う必要があり、回路基板の設計が困難になる。これに対して、本発明では、容量検出を実施するためにスイッチが不要で、基板構成を簡略化でき、クロストークを防止できる。
本発明の容量検出回路において、前記タイミング信号生成回路は、前記正弦波信号に同期した第一タイミング信号を出力する第一ワンショット回路と、前記第一タイミング信号に基づいて、前記出力信号のピーク電圧が出力されるタイミングに同期した第二タイミング信号を出力する第二ワンショット回路と、を備え、前記サンプルアンドホールド回路は、前記第二タイミング信号が出力されたタイミングで出力信号を取得することが好ましい。
本発明では、タイミング信号生成回路は、第一ワンショット回路により、正弦波信号に同期した第一タイミング信号を生成し、第二ワンショット回路により、この第一タイミング信号に基づいて、出力信号のピーク電圧が出力されるタイミングに合わせた第二タイミング信号を出力する。
このように、２つのワンショット回路を設けることにより、正弦波生成回路から出力される正弦波信号と、オペアンプから出力される出力信号とにおいて位相差が存在する場合であっても、最適な出力信号の取得タイミングを設定することができる。
このように、２つのワンショット回路を設けることにより、正弦波生成回路から出力される正弦波信号と、オペアンプから出力される出力信号とにおいて位相差が存在する場合であっても、最適な出力信号の取得タイミングを設定することができる。
本発明の容量検出回路において、前記正弦波生成回路は、正弦波信号を矩形波に変換した矩形入力信号を前記タイミング信号生成回路に出力し、前記第一ワンショット回路は、前記矩形入力信号に基づいて、前記出力信号が立ち上がるタイミングに同期して立ち上がる前記第一タイミング信号を生成し、前記第二ワンショット回路は、前記第一タイミング信号の立下りタイミングに同期して立ち上がる第二タイミング信号を生成し、前記第一タイミング信号及び前記第二タイミング信号の出力時間は、前記正弦波信号の１／４周期より小さく、前記第一タイミング信号の出力時間及び前記第二タイミング信号の出力時間の和は、前記正弦波信号の１／４周期よりも大きいことが好ましい。
なお、本発明における出力時間とは、矩形波（方形波）状のタイミング信号がハイレベルに維持される時間を指す。
なお、本発明における出力時間とは、矩形波（方形波）状のタイミング信号がハイレベルに維持される時間を指す。
本発明では、正弦波生成回路は、正弦波信号から矩形波（方形波）状の矩形入力信号を生成し、タイミング信号生成回路に対して出力する。例えば、正弦波生成回路から出力される正弦波信号を、シュミットトリガーのインバーターを用いて矩形入力信号を生成する場合、所定電圧を閾値として正弦波信号をハイレベル又はローレベルに設定する矩形入力信号を生成する。この時、インバーターでは、入力レベルを反転したレベルの信号が出力される。したがって、インバーターは、入力される正弦波信号が閾値以下に低下したタイミングで立ち上がる矩形入力信号を出力する。このため、閾値を正弦波信号のピーク電圧及びボトム電圧の中間値に設定することで、矩形入力信号の立ち上がりタイミングを、オペアンプから出力される出力信号の立ち上がりタイミングに合わせることが可能となる。
第一ワンショット回路は、矩形入力信号が入力されると、矩形入力信号の立ち上がりタイミング又は立下りタイミングに基づいて、矩形波の第一タイミング信号を出力する。上記のように、オペアンプからの出力される出力信号の立ち上がりタイミングと、矩形入力信号の立ち上がりタイミングとが一致する場合では、矩形入力信号の立ち上がりタイミングで第一タイミング信号を出力する。
また、第二ワンショット回路は、この第一タイミング信号の立下りタイミングをトリガーとして立ち上がる第二タイミング信号を出力する。
第一ワンショット回路は、矩形入力信号が入力されると、矩形入力信号の立ち上がりタイミング又は立下りタイミングに基づいて、矩形波の第一タイミング信号を出力する。上記のように、オペアンプからの出力される出力信号の立ち上がりタイミングと、矩形入力信号の立ち上がりタイミングとが一致する場合では、矩形入力信号の立ち上がりタイミングで第一タイミング信号を出力する。
また、第二ワンショット回路は、この第一タイミング信号の立下りタイミングをトリガーとして立ち上がる第二タイミング信号を出力する。
ここで、本発明では、第一タイミング信号の出力期間、すなわち、第一タイミング信号が出力される時間は、正弦波信号の１／４周期未満であり、第一タイミング信号が出力される時間と、第二タイミング信号が出力される時間との和は正弦波信号の１／４以上となるように、各タイミング信号の出力時間が設定されている。このように、各タイミング信号の時間を設定すると、第二タイミング信号の出力時間内において、オペアンプからピーク電圧の出力信号が出力されることとなる。したがって、サンプルアンドホールド回路は、第二タイミング信号の出力時間内の出力信号を検出することで、適切な出力信号の信号値を取得することができる。
本発明の容量検出回路において、前記第二タイミング信号の出力時間は、前記出力信号の電圧がピーク電圧の９９％以上である時間に設定されることが好ましい。
本発明では、第二タイミング信号の出力時間は、出力信号の電圧がピーク電圧の９９％以上である時間に設定されているため、検出した信号値の誤差を１％未満に抑えることができ、検出精度を向上させることができる。
本発明では、第二タイミング信号の出力時間は、出力信号の電圧がピーク電圧の９９％以上である時間に設定されているため、検出した信号値の誤差を１％未満に抑えることができ、検出精度を向上させることができる。
本発明の容量検出回路において、前記正弦波生成回路は、水晶振動子を用いた発振回路であることが好ましい。
水晶振動子を用いた発振回路は、精度の高い信号値で、かつ、精度の高い周波数の正弦波信号を出力することができる。したがって、オペアンプから安定した周波数や信号値の出力信号を出力することができ、容量検出精度を向上させることができる。
水晶振動子を用いた発振回路は、精度の高い信号値で、かつ、精度の高い周波数の正弦波信号を出力することができる。したがって、オペアンプから安定した周波数や信号値の出力信号を出力することができ、容量検出精度を向上させることができる。
本発明の容量検出回路において、前記インピーダンス素子は、抵抗であることが好ましい。
本発明では、インピーダンス素子として抵抗のみにより構成される素子を用いるため、容量検出回路のコストを低減させることができる。
本発明では、インピーダンス素子として抵抗のみにより構成される素子を用いるため、容量検出回路のコストを低減させることができる。
本発明の容量検出回路において、前記インピーダンス素子は、抵抗及びキャパシターを直接に接続した素子であることが好ましい。
本発明では、インピーダンス素子として、抵抗とキャパシターとを組み合わせた素子により構成される。このような構成では、抵抗のみによりインピーダンス素子を構成する場合に比べて、インピーダンス素子におけるインピーダンス調整を容易に実施できる。これにより、検出対象キャパシターの容量検出精度を向上させることができる。
本発明では、インピーダンス素子として、抵抗とキャパシターとを組み合わせた素子により構成される。このような構成では、抵抗のみによりインピーダンス素子を構成する場合に比べて、インピーダンス素子におけるインピーダンス調整を容易に実施できる。これにより、検出対象キャパシターの容量検出精度を向上させることができる。
本発明の光学モジュールは、第一基板と、前記第一基板に対向して配置される第二基板と、前記第一基板に設けられる導電性の第一反射膜と、前記第二基板に設けられ、反射膜間ギャップを介して前記第一反射膜に対向して設けられる導電性の第二反射膜と、前記反射膜間ギャップのギャップ量を変更するギャップ変更部と、前記反射膜間ギャップの前記ギャップ量を検出する容量検出回路と、を備え、前記容量検出回路による前記ギャップ量の検出において前記容量検出回路に発生する寄生容量が除去されることを特徴とする。
本発明では、光学モジュールにおける反射膜間ギャップのギャップ量を容量検出回路で検出する際に、容量検出回路に発生する寄生容量が除去されている。このため、ギャップ量を精度よく検出でき、所望の波長の光を精度よく取り出すことができる。
本発明の光学モジュールは、第一基板と、前記第一基板に対向して配置される第二基板と、前記第一基板に設けられる導電性の第一反射膜と、前記第二基板に設けられ、反射膜間ギャップを介して前記第一反射膜に対向して設けられる導電性の第二反射膜と、前記反射膜間ギャップのギャップ量を変更するギャップ変更部と、前記第一反射膜に正弦波信号を出力する正弦波生成回路と、反転入力端子、非反転入力端子、及び出力端子を有し、前記反転入力端子に前記検出対象キャパシターの出力端子が接続され、前記非反転入力端子がグランドに接続されるオペアンプと、前記オペアンプの前記出力端子及び前記反転入力端子間に接続され、インピーダンス素子が設けられる帰還回路と、前記正弦波生成回路から出力される前記正弦波信号に同期したタイミング信号を生成するタイミング信号生成回路と、前記オペアンプの前記出力端子に接続され、前記タイミング信号に基づいたタイミングで前記オペアンプからの出力信号を取得するサンプルアンドホールド回路と、具備したことを特徴とする。
本発明では、第一反射膜及び第二反射膜により、波長可変干渉フィルター（ファブリーペロー干渉計）を構成することができ、ギャップ変更部により反射膜間ギャップのギャップ量を変更することで、入射光から所望の波長の光を取り出すことができる。この際、本発明では、第一反射膜及び第二反射膜を検出対象キャパシターとして、上記発明と同様に、第一反射膜及び第二反射膜間の静電容量を精度よく検出することができ、検出された静電容量に基づいて、反射膜間ギャップのギャップ量を正確に測定することができる。したがって、本発明の光学モジュールでは、測定した反射膜間ギャップのギャップ量に基づいて、ギャップ変更部を駆動させることで、所望の波長の光を精度よく取り出すことができる。
本発明の光学モジュールは、第一基板と、前記第一基板に対向して配置される第二基板と、前記第一基板に設けられる第一反射膜と、前記第二基板に設けられ、反射膜間ギャップを介して前記第一反射膜に対向して設けられる第二反射膜と、前記反射膜間ギャップのギャップ量を変更するギャップ変更部と、前記第一基板に設けられる第一測定電極と、前記第二基板に設けられ、所定のギャップを介して前記第一測定電極に対向して設けられる第二測定電極と、前記第一測定電極に正弦波信号を出力する正弦波生成回路と、反転入力端子、非反転入力端子、及び出力端子を有し、前記反転入力端子に前記検出対象キャパシターの出力端子が接続され、前記非反転入力端子がグランドに接続されるオペアンプと、前記オペアンプの前記出力端子及び前記反転入力端子間に接続され、インピーダンス素子が設けられる帰還回路と、前記正弦波生成回路から出力される前記正弦波信号に同期したタイミング信号を生成するタイミング信号生成回路と、前記オペアンプの前記出力端子に接続され、前記タイミング信号に基づいたタイミングで前記オペアンプからの出力信号を取得するサンプルアンドホールド回路と、を具備したことを特徴とする。
本発明では、上記発明と同様に、第一反射膜及び第二反射膜により、波長可変干渉フィルターを構成することができ、ギャップ変更部により反射膜間ギャップのギャップ量を変更することで、入射光から所望の波長の光を取り出すことができる。また、第一反射膜及び第二反射膜として、例えば誘電体多層膜を用いる場合等、各反射膜が導電性を有さない場合であっても、第一測定電極及び第二測定電極の静電容量を検出することで、反射膜間ギャップのギャップ量を測定することができる。
本発明の電子機器は、第一基板と、前記第一基板に対向して配置される第二基板と、前記第一基板に設けられる第一反射膜と、前記第二基板に設けられ、反射膜間ギャップを介して前記第一反射膜に対向して設けられる第二反射膜と、前記反射膜間ギャップのギャップ量を変更するギャップ変更部と、前記第一反射膜に正弦波信号を出力する正弦波生成回路と、反転入力端子、非反転入力端子、及び出力端子を有し、前記反転入力端子に前記検出対象キャパシターの出力端子が接続され、前記非反転入力端子がグランドに接続されるオペアンプと、前記オペアンプの前記出力端子及び前記反転入力端子間に接続され、インピーダンス素子が設けられる帰還回路と、前記正弦波生成回路から出力される前記正弦波信号に同期したタイミング信号を生成するタイミング信号生成回路と、前記オペアンプの前記出力端子に接続され、前記タイミング信号に基づいたタイミングで前記オペアンプからの出力信号を取得するサンプルアンドホールド回路と、を具備したことを特徴とする。
このような電子機器としては、例えば、第一反射膜及び第二反射膜により所望の波長の光を取り出し、取り出した光の光量を測定する分光測定装置や、分光された画像光を撮像する分光カメラ、分光された光に基づいて測定対象の成分分析を実施する成分分析装置などを例示することができる。
本発明では、第一反射膜及び第二反射膜間の静電容量を精度よく検出することができ、検出された容量に基づいて、反射膜間ギャップのギャップ量を設定することで、所望の波長の光を精度よく取り出すことができる。したがって、取り出された高精度な光に基づいて、分光測定処理や分光画像の撮像処理、成分分析処理等の各種処理を正確に実施することができ、電子機器における性能向上を図ることができる。
本発明では、第一反射膜及び第二反射膜間の静電容量を精度よく検出することができ、検出された容量に基づいて、反射膜間ギャップのギャップ量を設定することで、所望の波長の光を精度よく取り出すことができる。したがって、取り出された高精度な光に基づいて、分光測定処理や分光画像の撮像処理、成分分析処理等の各種処理を正確に実施することができ、電子機器における性能向上を図ることができる。
本発明の電子機器は、第一基板と、前記第一基板に対向して配置される第二基板と、前記第一基板に設けられる第一反射膜と、前記第二基板に設けられ、反射膜間ギャップを介して前記第一反射膜に対向して設けられる第二反射膜と、前記反射膜間ギャップのギャップ量を変更するギャップ変更部と、前記第一基板に設けられる第一測定電極と、前記第二基板に設けられ、所定のギャップを介して前記第一測定電極に対向して設けられる第二測定電極と、前記第一測定電極に正弦波信号を出力する正弦波生成回路と、反転入力端子、非反転入力端子、及び出力端子を有し、前記反転入力端子に前記検出対象キャパシターの出力端子が接続され、前記非反転入力端子がグランドに接続されるオペアンプと、前記オペアンプの前記出力端子及び前記反転入力端子間に接続され、インピーダンス素子が設けられる帰還回路と、前記正弦波生成回路から出力される前記正弦波信号に同期したタイミング信号を生成するタイミング信号生成回路と、前記オペアンプの前記出力端子に接続され、前記タイミング信号に基づいたタイミングで前記オペアンプからの出力信号を取得するサンプルアンドホールド回路と、を具備したことを特徴とする。
本発明は、上記発明と同様、分光測定装置、分光カメラ、成分分析装置などに適用することができる。また、第一測定電極及び第二測定電極の静電容量を精度よく検出することができるため、検出された容量に基づいて、反射膜間ギャップのギャップ量を設定することができ、所望の波長の光を精度よく取り出すことができる。したがって、取り出された高精度な光に基づいて、分光測定処理や分光画像の撮像処理、成分分析処理等の各種処理を正確に実施することができ、電子機器における性能向上を図ることができる。
［第一実施形態］
以下、本発明の第一実施形態に係る容量検出回路について、図面に基づいて説明する。
図１は、第一実施形態の容量検出回路の回路構成を示す図である。
以下、本発明の第一実施形態に係る容量検出回路について、図面に基づいて説明する。
図１は、第一実施形態の容量検出回路の回路構成を示す図である。
［容量検出回路の全体構成］
容量検出回路１０は、図１に示すように、検出対象キャパシターＣｘの入力端子に対して、入力信号ＶＩ（正弦波信号）を出力する正弦波生成回路１１と、検出対象キャパシターＣｘの出力端子に接続されるオペアンプ１２と、オペアンプ１２の出力端子及び反転入力端子の間に設けられる帰還回路１３と、オペアンプ１２の出力端子に接続されるサンプルアンドホールド回路１４と、正弦波生成回路１１及びサンプルアンドホールド回路１４に接続されるタイミング信号生成回路１５と、測定処理部１６と、を備えている。
この容量検出回路１０は、検出対象キャパシターＣｘの静電容量を検出するための回路であり、測定処理部１６は、サンプルアンドホールド回路１４から出力された信号値に基づいて、検出対象キャパシターＣｘの静電容量を測定する。なお、測定処理部１６による静電容量の測定については後述する。
容量検出回路１０は、図１に示すように、検出対象キャパシターＣｘの入力端子に対して、入力信号ＶＩ（正弦波信号）を出力する正弦波生成回路１１と、検出対象キャパシターＣｘの出力端子に接続されるオペアンプ１２と、オペアンプ１２の出力端子及び反転入力端子の間に設けられる帰還回路１３と、オペアンプ１２の出力端子に接続されるサンプルアンドホールド回路１４と、正弦波生成回路１１及びサンプルアンドホールド回路１４に接続されるタイミング信号生成回路１５と、測定処理部１６と、を備えている。
この容量検出回路１０は、検出対象キャパシターＣｘの静電容量を検出するための回路であり、測定処理部１６は、サンプルアンドホールド回路１４から出力された信号値に基づいて、検出対象キャパシターＣｘの静電容量を測定する。なお、測定処理部１６による静電容量の測定については後述する。
［正弦波生成回路の構成］
図２は、正弦波生成回路１１の回路構成を示す図である。
本実施形態では、正弦波生成回路１１として、図２に示すように、水晶振動体の圧電効果を用いて所定の入力信号ＶＩを出力する水晶発振回路を用いる。
具体的には、正弦波生成回路１１は、インバーター１１Ａと、インバーター１１Ａの入出力間に接続される水晶振動子１１Ｂとを備える。このような正弦波生成回路１１では、インバーター１１Ａの入力端子側の第一出力端１１Ｃから、正弦波の入力信号ＶＩが出力され、インバーター１１Ａの出力端子側の第二出力端１１Ｄから、矩形波（方形波）の入力信号（矩形入力信号ＶＩＲ）が出力される。第一出力端１１Ｃから出力された入力信号ＶＩ（正弦波）は、検出対象キャパシターＣｘに入力され、第二出力端１１Ｄから出力された矩形入力信号ＶＩＲは、タイミング信号生成回路１５に入力される。
図２は、正弦波生成回路１１の回路構成を示す図である。
本実施形態では、正弦波生成回路１１として、図２に示すように、水晶振動体の圧電効果を用いて所定の入力信号ＶＩを出力する水晶発振回路を用いる。
具体的には、正弦波生成回路１１は、インバーター１１Ａと、インバーター１１Ａの入出力間に接続される水晶振動子１１Ｂとを備える。このような正弦波生成回路１１では、インバーター１１Ａの入力端子側の第一出力端１１Ｃから、正弦波の入力信号ＶＩが出力され、インバーター１１Ａの出力端子側の第二出力端１１Ｄから、矩形波（方形波）の入力信号（矩形入力信号ＶＩＲ）が出力される。第一出力端１１Ｃから出力された入力信号ＶＩ（正弦波）は、検出対象キャパシターＣｘに入力され、第二出力端１１Ｄから出力された矩形入力信号ＶＩＲは、タイミング信号生成回路１５に入力される。
また、インバーター１１Ａは、入力信号ＶＩを所定に閾値に基づいて、ハイレベル及びローレベルに振り分ける、所謂シュミットトリガー型インバーターが用いられる。この閾値としては、入力信号ＶＩ（正弦波）のピーク電圧ＶＩｍａｘ及びボトム電圧ＶＩｍｉｎの中間値ＶＩＣ（（ＶＩｍａｘ＋ＶＩｍｉｎ）／２）を用いる。また、インバーターに入力信号ＶＩを通すと、レベル値が反転して出力される。したがって、本実施形態では、入力信号ＶＩがボトム電圧ＶＩｍｉｎ〜中間値ＶＩｃである場合、矩形入力信号ＶＩＲがハイレベルとなり、入力信号ＶＩが中間値ＶＩｃ〜ピーク電圧ＶＩｍａｘである場合に、ローレベルとなる。言い換えれば、矩形入力信号ＶＩＲは、正弦波状の入力信号ＶＩがピーク電圧ＶＩｍａｘからボトム電圧ＶＩｍｉｎに変化する際、中間値ＶＩｃにおいて、ローレベルからハイレベルに立ち上がる。そして、Ｔ／４周期経過後（Ｔは、入力信号ＶＩの周期）、入力信号ＶＩがボトム電圧ＶＩｍｉｎからピーク電圧ＶＩｍａｘに変化する際、中間値ＶＩｃにおいて、ハイレベルからローレベルに立ち上がる。
［オペアンプ及び帰還回路の構成］
オペアンプ１２は、図１に示すように、反転入力端子が検出対象キャパシターＣｘの出力端子が接続され、非反転入力端子がＧＮＤに接続される。オペアンプ１２の出力端子には、サンプルアンドホールド回路１４が接続されるとともに、反転入力端子との間に帰還回路１３が設けられる。
オペアンプ１２は、図１に示すように、反転入力端子が検出対象キャパシターＣｘの出力端子が接続され、非反転入力端子がＧＮＤに接続される。オペアンプ１２の出力端子には、サンプルアンドホールド回路１４が接続されるとともに、反転入力端子との間に帰還回路１３が設けられる。
帰還回路１３は、図１に示すように、インピーダンス素子１３Ａを備える。このインピーダンス素子１３Ａは、抵抗及び静電容量が既知であるキャパシターを接続した素子を用いる。このように、抵抗及びキャパシターを用いたインピーダンス素子１３Ａでは、インピーダンスを所望の値に精度よく設定することができる。
なお、インピーダンス素子１３Ａとしては、抵抗のみにより構成されるものであってもよい。このような抵抗のみで構成されるインピーダンス素子１３Ａを用いる場合、帰還回路１３の回路構成を簡略化でき、コストの低減を図ることができる。
なお、インピーダンス素子１３Ａとしては、抵抗のみにより構成されるものであってもよい。このような抵抗のみで構成されるインピーダンス素子１３Ａを用いる場合、帰還回路１３の回路構成を簡略化でき、コストの低減を図ることができる。
ここで、検出対象キャパシターＣｘのインピーダンスをＺｆとし、インピーダンス素子１３ＡのインピーダンスをＺｉ（固定値）とすると、オペアンプ１２に入力される入力信号ＶＩ及び、オペアンプ１２から出力される出力信号ＶＯ（電圧）は、下記式（１）の関係を満たす。
［数１］
ＶＯ＝−Ｚｆ／Ｚｉ・ＶＩ …（１）
ＶＯ＝−Ｚｆ／Ｚｉ・ＶＩ …（１）
図３は、正弦波生成回路１１から出力される入力信号ＶＩ、オペアンプ１２から出力される出力信号ＶＯ、タイミング信号生成回路１５から出力される後述する第二タイミング信号Ｖｈ１、及びサンプルアンドホールド回路１４により取得される検出信号の波形を示す図である。
図３及び（１）式に示されるように、オペアンプ１２は、入力信号ＶＩの位相を反転させて、出力信号ＶＯを出力する。また、オペアンプ１２の出力信号ＶＯは、（１）式に示すように、インピーダンス素子１３ＡのインピーダンスＺｉ及び検出対象キャパシターＣｘのインピーダンスＺｆの比に応じて変化する。
図３及び（１）式に示されるように、オペアンプ１２は、入力信号ＶＩの位相を反転させて、出力信号ＶＯを出力する。また、オペアンプ１２の出力信号ＶＯは、（１）式に示すように、インピーダンス素子１３ＡのインピーダンスＺｉ及び検出対象キャパシターＣｘのインピーダンスＺｆの比に応じて変化する。
［タイミング信号生成回路の構成］
図４は、タイミング信号生成回路１５の構成を示す図である。また、図５は、各信号のタイミングチャートである。
図４に示すように、タイミング信号生成回路１５は、第一ワンショット回路１５Ａ及び第二ワンショット回路１５Ｂを備える。
図４は、タイミング信号生成回路１５の構成を示す図である。また、図５は、各信号のタイミングチャートである。
図４に示すように、タイミング信号生成回路１５は、第一ワンショット回路１５Ａ及び第二ワンショット回路１５Ｂを備える。
第一ワンショット回路１５Ａは、正弦波生成回路１１から入力された矩形入力信号ＶＩＲに基づいて、第一タイミング信号Ｖｈ０を出力する。
上述したように、矩形入力信号ＶＩＲは、入力信号ＶＩがピーク電圧ＶＩｍａｘからボトム電圧ＶＩｍｉｎに変化する際、中間値ＶＩｃにおいて、ローレベルからハイレベルに立ち上がる。ここで、オペアンプ１２から出力される出力信号ＶＯは、入力信号ＶＩに対して位相は反転する。したがって、図５に示すように、矩形入力信号ＶＩＲは、オペアンプ１２の出力信号ＶＯがボトム電圧ＶＯｍｉｎからピーク電圧ＶＯｍａｘに変化する際、中間値ＶＯＣ（（ＶＯｍａｘ＋ＶＯｍｉｎ）／２）において、ローレベルからハイレベルに立ち上がることになる。
そして、第一ワンショット回路１５Ａは、矩形入力信号ＶＩＲの立ち上がりタイミングと同タイミングで立ち上がる第一タイミング信号Ｖｈｏを生成する。すなわち、第一タイミング信号Ｖｈｏは、出力信号ＶＯの立ち上がりタイミングに同期して、ローレベルからハイレベルに立ち上がる。また、第一ワンショット回路１５Ａは、第一タイミング信号Ｖｈｏの立ち上がりタイミングから所定の時間Ｔ１だけ、ハイレベルを維持した後、第一タイミング信号Ｖｈｏをローレベルに下げる。
上述したように、矩形入力信号ＶＩＲは、入力信号ＶＩがピーク電圧ＶＩｍａｘからボトム電圧ＶＩｍｉｎに変化する際、中間値ＶＩｃにおいて、ローレベルからハイレベルに立ち上がる。ここで、オペアンプ１２から出力される出力信号ＶＯは、入力信号ＶＩに対して位相は反転する。したがって、図５に示すように、矩形入力信号ＶＩＲは、オペアンプ１２の出力信号ＶＯがボトム電圧ＶＯｍｉｎからピーク電圧ＶＯｍａｘに変化する際、中間値ＶＯＣ（（ＶＯｍａｘ＋ＶＯｍｉｎ）／２）において、ローレベルからハイレベルに立ち上がることになる。
そして、第一ワンショット回路１５Ａは、矩形入力信号ＶＩＲの立ち上がりタイミングと同タイミングで立ち上がる第一タイミング信号Ｖｈｏを生成する。すなわち、第一タイミング信号Ｖｈｏは、出力信号ＶＯの立ち上がりタイミングに同期して、ローレベルからハイレベルに立ち上がる。また、第一ワンショット回路１５Ａは、第一タイミング信号Ｖｈｏの立ち上がりタイミングから所定の時間Ｔ１だけ、ハイレベルを維持した後、第一タイミング信号Ｖｈｏをローレベルに下げる。
第二ワンショット回路１５Ｂは、図５に示すように、第一ワンショット回路１５Ａから出力された第一タイミング信号Ｖｈｏの立下りタイミングで、ローレベルからハイレベルに立ち上がる第二タイミング信号Ｖｈ１を生成する。また、第二ワンショット回路１５Ｂは、第二タイミング信号Ｖｈ１の立ち上がりタイミングから所定の時間Ｔ２だけハイレベルを維持した後、第二タイミング信号Ｖｈ１をローレベルに下げる。
ここで、第一ワンショット回路１５Ａ及び第二ワンショット回路１５Ｂは、第一タイミング信号Ｖｈ０がハイレベルに設定される時間Ｔ１（本発明で述べる第一タイミング信号Ｖｈ０の出力時間）及び第二タイミング信号Ｖｈ１がハイレベルに設定される時間Ｔ２（本発明で述べる第二タイミング信号Ｖｈ１の出力時間）を以下の式（２）〜（４）を満たす値に設定する。
［数１］
Ｔ１＜Ｔ／４ …（２）
Ｔ２＜Ｔ／４ …（３）
Ｔ１＋Ｔ２＞Ｔ／４ …（４）
Ｔ１＜Ｔ／４ …（２）
Ｔ２＜Ｔ／４ …（３）
Ｔ１＋Ｔ２＞Ｔ／４ …（４）
上記式（２）〜（４）において、Ｔは、入力信号ＶＩの周期である。上記条件を満たすように各時間Ｔ１，Ｔ２が設定されていれば、第二タイミング信号Ｖｈ１がハイレベルに設定される時間内において、オペアンプ１２から出力される出力信号ＶＯにピーク電圧が現れる。したがって、サンプルアンドホールド回路１４は、第二タイミング信号Ｖｈ１がハイレベルに設定される時間（第二タイミング信号Ｖｈ１の出力時間）において、出力信号ＶＯを取得することで、ピーク電圧との誤差が小さい信号値を取得することが可能となる。
また、第二タイミング信号Ｖｈ１がハイレベルに維持される時間Ｔ２としては、オペアンプ１２からの出力信号ＶＯがピーク電圧ＶＯｍａｘの９９％以上となる時間に設定されることが好ましい。
また、第二タイミング信号Ｖｈ１がハイレベルに維持される時間Ｔ２としては、オペアンプ１２からの出力信号ＶＯがピーク電圧ＶＯｍａｘの９９％以上となる時間に設定されることが好ましい。
［サンプルアンドホールド回路の構成］
図６は、サンプルアンドホールド回路１４の回路構成の一例を示す図である。
サンプルアンドホールド回路１４は、図６に示すように、オペアンプ１２に接続されるスイッチＳと、スイッチＳに接続されるオペアンプ１４Ａと、スイッチＳ及びオペアンプ１４Ａの間に接続されるホールド用キャパシター１４Ｂとを備える。また、オペアンプ１４Ａの非反転入力端子には、スイッチＳの出力端子が接続され、オペアンプ１４Ａの出力端子及びオペアンプ１４Ａの反転入力端子間には、帰還回路が形成される。
スイッチＳは、タイミング信号生成回路１５から出力される第二タイミング信号Ｖｈ１に基づいて、接続状態が切り替えられる。つまり、スイッチＳは、タイミング信号生成回路１５からの第二タイミング信号Ｖｈ１がハイレベルである場合、ＯＮ状態に切り替わり、オペアンプ１２及びオペアンプ１４Ａを接続する。また、第二タイミング信号Ｖｈ１がローレベルである場合、ＯＦＦ状態に切り替わり、オペアンプ１２及びオペアンプ１４Ａを切断する。
図６は、サンプルアンドホールド回路１４の回路構成の一例を示す図である。
サンプルアンドホールド回路１４は、図６に示すように、オペアンプ１２に接続されるスイッチＳと、スイッチＳに接続されるオペアンプ１４Ａと、スイッチＳ及びオペアンプ１４Ａの間に接続されるホールド用キャパシター１４Ｂとを備える。また、オペアンプ１４Ａの非反転入力端子には、スイッチＳの出力端子が接続され、オペアンプ１４Ａの出力端子及びオペアンプ１４Ａの反転入力端子間には、帰還回路が形成される。
スイッチＳは、タイミング信号生成回路１５から出力される第二タイミング信号Ｖｈ１に基づいて、接続状態が切り替えられる。つまり、スイッチＳは、タイミング信号生成回路１５からの第二タイミング信号Ｖｈ１がハイレベルである場合、ＯＮ状態に切り替わり、オペアンプ１２及びオペアンプ１４Ａを接続する。また、第二タイミング信号Ｖｈ１がローレベルである場合、ＯＦＦ状態に切り替わり、オペアンプ１２及びオペアンプ１４Ａを切断する。
このようなサンプルアンドホールド回路１４では、スイッチＳがＯＮ状態になると、オペアンプ１２から出力された出力信号ＶＯがホールド用キャパシター１４Ｂに印加される。したがって、スイッチＳがＯＦＦ状態になっても、ホールド用キャパシター１４Ｂは出力信号ＶＯの電圧を保持し、オペアンプ１４Ａは直流出力ＶＳを行う。したがって、サンプルアンドホールド回路１４により検出（取得）される検出信号ＶＳ（＝ＶＯｍａｘ）は、図３に示すように、一定の直流信号となる。
すなわち、サンプルアンドホールド回路１４は、第二タイミング信号Ｖｈ１としてハイレベル信号値が出力される出力時間において、出力信号ＶＯ（ＶＯｍａｘ）をホールドし、検出信号ＶＳとして出力する。
なお、本実施形態では、オペアンプ１４Ａは、ゲイン１のバッファとして用いられるが、出力を増幅させて電圧範囲が所望の範囲となるように設定されていてもよい。
すなわち、サンプルアンドホールド回路１４は、第二タイミング信号Ｖｈ１としてハイレベル信号値が出力される出力時間において、出力信号ＶＯ（ＶＯｍａｘ）をホールドし、検出信号ＶＳとして出力する。
なお、本実施形態では、オペアンプ１４Ａは、ゲイン１のバッファとして用いられるが、出力を増幅させて電圧範囲が所望の範囲となるように設定されていてもよい。
［寄生容量の影響］
次に、上述したような容量検出回路１０において、検出対象キャパシターＣｘの入出力端側に、それぞれ、対地（ＧＮＤ）間に寄生容量Ｃａ，Ｃｂが発生した場合の影響について説明する。
図７は、容量検出回路１０に寄生容量が発生した場合の電流の流れを示す図である。
図７に示すように、検出対象キャパシターＣｘには、入力信号ＶＩの入力に伴い、電流ＩＳが流れ、オペアンプ１２に入力される。一方、検出対象キャパシターＣｘの入力端子側に寄生容量Ｃａが発生した場合、この寄生容量Ｃａに電流Ｉｐが流れるが、電流ＩｐはＧＮＤに流れるため、オペアンプ１２には流れない。
また、オペアンプ１２の非反転入力端子はＧＮＤに接続されている。したがって、オペアンプ１２のイマジナリーショートの作用により、オペアンプ１２の反転入力端子の電位は、基準電位（ＧＮＤレベル）となる。したがって、検出対象キャパシターＣｘの出力端側に対地間との間に寄生容量Ｃｂが発生したとしても、寄生容量Ｃｂの入出力端は同電位となり、電流が流れない。
以上に示すように、本実施形態の容量検出回路１０では、検出対象キャパシターＣｘの入出力端側に、それぞれ、対地間との間に寄生容量Ｃａ，Ｃｂが発生した場合でも、検出対象キャパシターＣｘに流れる電流ＩＳと、インピーダンス素子１３Ａに流れる電流Ｉｆとは等しく（ＩＳ＝ＩＦ）、上述した（１）式が維持され、寄生容量の影響を受けることがない。
次に、上述したような容量検出回路１０において、検出対象キャパシターＣｘの入出力端側に、それぞれ、対地（ＧＮＤ）間に寄生容量Ｃａ，Ｃｂが発生した場合の影響について説明する。
図７は、容量検出回路１０に寄生容量が発生した場合の電流の流れを示す図である。
図７に示すように、検出対象キャパシターＣｘには、入力信号ＶＩの入力に伴い、電流ＩＳが流れ、オペアンプ１２に入力される。一方、検出対象キャパシターＣｘの入力端子側に寄生容量Ｃａが発生した場合、この寄生容量Ｃａに電流Ｉｐが流れるが、電流ＩｐはＧＮＤに流れるため、オペアンプ１２には流れない。
また、オペアンプ１２の非反転入力端子はＧＮＤに接続されている。したがって、オペアンプ１２のイマジナリーショートの作用により、オペアンプ１２の反転入力端子の電位は、基準電位（ＧＮＤレベル）となる。したがって、検出対象キャパシターＣｘの出力端側に対地間との間に寄生容量Ｃｂが発生したとしても、寄生容量Ｃｂの入出力端は同電位となり、電流が流れない。
以上に示すように、本実施形態の容量検出回路１０では、検出対象キャパシターＣｘの入出力端側に、それぞれ、対地間との間に寄生容量Ｃａ，Ｃｂが発生した場合でも、検出対象キャパシターＣｘに流れる電流ＩＳと、インピーダンス素子１３Ａに流れる電流Ｉｆとは等しく（ＩＳ＝ＩＦ）、上述した（１）式が維持され、寄生容量の影響を受けることがない。
［測定処理部の動作］
測定処理部１６は、サンプルアンドホールド回路１４により取得された検出信号ＶＳ（出力信号ＶＯのピーク電圧ＶＯＭＡＸ）が入力されると、上述した（１）式に基づいて、検出対象キャパシターＣｘのインピーダンスＺｉを算出し、さらに、検出対象キャパシターＣｘの静電容量Ｃを算出する。
測定処理部１６は、サンプルアンドホールド回路１４により取得された検出信号ＶＳ（出力信号ＶＯのピーク電圧ＶＯＭＡＸ）が入力されると、上述した（１）式に基づいて、検出対象キャパシターＣｘのインピーダンスＺｉを算出し、さらに、検出対象キャパシターＣｘの静電容量Ｃを算出する。
［本実施形態の作用効果］
上述したように、本実施形態の容量検出回路１０は、検出対象キャパシターＣｘの入力端子に入力信号ＶＩを出力する正弦波生成回路１１と、検出対象キャパシターＣｘの出力端子が反転入力端子に接続され、非反転入力端子がＧＮＤに接続されるオペアンプ１２と、オペアンプ１２の出力端子及び反転入力端子を接続し、インピーダンス素子１３Ａを備える帰還回路１３と、オペアンプ１２から出力される出力信号ＶＯを検出するサンプルアンドホールド回路１４と、を備えている。また、容量検出回路１０は、正弦波生成回路１１の入力信号ＶＩに同期する第二タイミング信号Ｖｈ１を出力するタイミング信号生成回路１５を備え、サンプルアンドホールド回路１４は、第二タイミング信号Ｖｈ１としてハイレベルの信号値が出力される時間において入力された出力信号ＶＯを取得する。
上述したように、本実施形態の容量検出回路１０は、検出対象キャパシターＣｘの入力端子に入力信号ＶＩを出力する正弦波生成回路１１と、検出対象キャパシターＣｘの出力端子が反転入力端子に接続され、非反転入力端子がＧＮＤに接続されるオペアンプ１２と、オペアンプ１２の出力端子及び反転入力端子を接続し、インピーダンス素子１３Ａを備える帰還回路１３と、オペアンプ１２から出力される出力信号ＶＯを検出するサンプルアンドホールド回路１４と、を備えている。また、容量検出回路１０は、正弦波生成回路１１の入力信号ＶＩに同期する第二タイミング信号Ｖｈ１を出力するタイミング信号生成回路１５を備え、サンプルアンドホールド回路１４は、第二タイミング信号Ｖｈ１としてハイレベルの信号値が出力される時間において入力された出力信号ＶＯを取得する。
このような構成の容量検出回路１０では、検出対象キャパシターＣｘの入力端子側に、対地間で寄生容量Ｃａが発生した場合でも、寄生容量Ｃａを流れた電流ＩｐはＧＮＤに流すことができる。また、検出対象キャパシターＣｘの出力端子側に、対地間で寄生容量Ｃｂが発生した場合でも、オペアンプ１２のイマジナリーショートの作用により寄生容量Ｃｂに電流が流れない。したがって、オペアンプ１２に流れる電流は、検出対象キャパシターＣｘからの電流ＩＳとなり、インピーダンス素子１３Ａを流れる電流Ｉｆは、電流Ｉｓと同じになる。このため、サンプルアンドホールド回路１４により検出される検出信号ＶＳには、寄生容量に基づいた誤差成分の信号値が含まれず、検出信号ＶＳに基づいて、検出対象キャパシターＣｘの正確な静電容量を測定することができる。
また、容量検出回路１０に設けられるスイッチは、サンプルアンドホールド回路１４に設けられるスイッチＳのみであり、スイッチＳを制御するための制御信号を少なくできる。したがって、回路設計を行うに当たり、制御信号によるクロストーク等の影響が少なくできるので、回路基板の構成を簡略化できる。
本実施形態では、タイミング信号生成回路１５は、第一ワンショット回路１５Ａ及び第二ワンショット回路１５Ｂを備える。そして、第一ワンショット回路１５Ａは、入力信号ＶＩに同期した第一タイミング信号Ｖｈ０を出力し、第二ワンショット回路１５Ｂは、第一タイミング信号Ｖｈ０に基づいて、オペアンプ１２からピーク電圧ＶＯｍａｘが出力されるタイミングに同期した第二タイミング信号Ｖｈ１を出力する。
これにより、オペアンプ１２により出力される出力信号ＶＯが、正弦波生成回路１１から出力される入力信号ＶＩに対して半周期分位相がずれる場合であっても、ピーク電圧ＶＯｍａｘの出力タイミングに対応した最適なタイミングで第二タイミング信号Ｖｈ１を出力することができ、サンプルアンドホールド回路１４において精度よく検出信号ＶＳを取得することができる。
これにより、オペアンプ１２により出力される出力信号ＶＯが、正弦波生成回路１１から出力される入力信号ＶＩに対して半周期分位相がずれる場合であっても、ピーク電圧ＶＯｍａｘの出力タイミングに対応した最適なタイミングで第二タイミング信号Ｖｈ１を出力することができ、サンプルアンドホールド回路１４において精度よく検出信号ＶＳを取得することができる。
また、正弦波生成回路１１は、インバーター１１Ａにより、正弦波の入力信号ＶＩから矩形入力信号ＶＩＲを生成してタイミング信号生成回路１５に出力する。そして、第一ワンショット回路１５Ａは、この矩形入力信号ＶＩＲの立ち上がりタイミングと同期して立ち上がる第一タイミング信号Ｖｈ０を生成し、第二ワンショット回路１５Ｂは、第一タイミング信号Ｖｈ０の立下りタイミングに同期して立ち上がる第二タイミング信号Ｖｈ１を生成する。また、第一ワンショット回路１５Ａ及び第二ワンショット回路１５Ｂは、式（２）〜（４）に示すように、各タイミング信号Ｖｈ０，Ｖｈ１としてハイレベル信号が出力される出力時間Ｔ１，Ｔ２を、それぞれ、入力信号ＶＩの周期Ｔの１／４未満に設定する。また、第一ワンショット回路１５Ａ及び第二ワンショット回路１５Ｂは、これらの出力時間の和（Ｔ１＋Ｔ２）が、入力信号ＶＩの周期の１／４より大きくなるよう、各時間Ｔ１，Ｔ２を設定する。
このようなタイミング信号を生成することで、出力信号ＶＯとしてピーク電圧ＶＯｍａｘが出力される時間に、第二タイミング信号Ｖｈ１がハイレベルとなる時間Ｔ２を重ねることができる。したがって、サンプルアンドホールド回路１４は、第二タイミング信号Ｖｈ１に基づいて出力信号ＶＯを取得することで、ピーク電圧ＶＯｍａｘを精度よく取得することができる。
また、この第二タイミング信号Ｖｈ１がハイレベルに設定される時間は、出力信号ＶＯの電圧がピーク電圧ＶＯｍａｘの９９％以上である時間に設定されているので、検出信号ＶＳの検出誤差を１％未満に抑えることができ、検出精度をより向上させることができる。
このようなタイミング信号を生成することで、出力信号ＶＯとしてピーク電圧ＶＯｍａｘが出力される時間に、第二タイミング信号Ｖｈ１がハイレベルとなる時間Ｔ２を重ねることができる。したがって、サンプルアンドホールド回路１４は、第二タイミング信号Ｖｈ１に基づいて出力信号ＶＯを取得することで、ピーク電圧ＶＯｍａｘを精度よく取得することができる。
また、この第二タイミング信号Ｖｈ１がハイレベルに設定される時間は、出力信号ＶＯの電圧がピーク電圧ＶＯｍａｘの９９％以上である時間に設定されているので、検出信号ＶＳの検出誤差を１％未満に抑えることができ、検出精度をより向上させることができる。
本実施形態では、正弦波生成回路１１として、水晶振動子１１Ｂを用いた水晶発振回路が用いられる。
このような水晶発振回路は、精度の高い周波数で所望の信号値の入力信号ＶＩを出力することができる。したがって、オペアンプ１２から出力される出力信号ＶＯも安定した信号特性となり、容量検出精度を向上させることができる。
このような水晶発振回路は、精度の高い周波数で所望の信号値の入力信号ＶＩを出力することができる。したがって、オペアンプ１２から出力される出力信号ＶＯも安定した信号特性となり、容量検出精度を向上させることができる。
［第二実施形態］
次に、本発明の第二実施形態について、図面に基づいて説明する。
図８は、第二実施形態の電子機器である分光測定装置の概略構成を示すブロック図である。
図９は、第二実施形態の光学モジュールの概略構成を示す回路図である。
次に、本発明の第二実施形態について、図面に基づいて説明する。
図８は、第二実施形態の電子機器である分光測定装置の概略構成を示すブロック図である。
図９は、第二実施形態の光学モジュールの概略構成を示す回路図である。
図８に示すように、第二実施形態の分光測定装置２０は、測定対象Ｘで反射された測定対象光における各波長の光強度を分析し、分光スペクトルを測定する装置である。
この分光測定装置２０は、図８に示すように、波長可変干渉フィルター５と、ディテクター２１（検出部）と、Ｉ−Ｖ変換器２２と、アンプ２３と、Ａ／Ｄ変換器２４と、電圧制御回路２５と、容量検出回路１０と、制御回路部３０と、を備えている。
この分光測定装置２０は、図８に示すように、波長可変干渉フィルター５と、ディテクター２１（検出部）と、Ｉ−Ｖ変換器２２と、アンプ２３と、Ａ／Ｄ変換器２４と、電圧制御回路２５と、容量検出回路１０と、制御回路部３０と、を備えている。
ディテクター２１は、波長可変干渉フィルター５を透過した光を受光し、受光した光の光強度に応じた検出信号（電流）を出力する。
Ｉ−Ｖ変換器２２は、ディテクター２１から入力された検出信号を電圧値に変換し、アンプ２３に出力する。
アンプ２３は、Ｉ−Ｖ変換器２２から入力された検出信号に応じた電圧（検出電圧）を増幅する。
Ａ／Ｄ変換器２４は、アンプ２３から入力された検出電圧（アナログ信号）をデジタル信号に変換し、制御回路部３０に出力する。
電圧制御回路２５は、制御回路部３０の制御に基づいて、波長可変干渉フィルター５の後述する静電アクチュエーター５６に対して駆動電圧を印加する。
Ｉ−Ｖ変換器２２は、ディテクター２１から入力された検出信号を電圧値に変換し、アンプ２３に出力する。
アンプ２３は、Ｉ−Ｖ変換器２２から入力された検出信号に応じた電圧（検出電圧）を増幅する。
Ａ／Ｄ変換器２４は、アンプ２３から入力された検出電圧（アナログ信号）をデジタル信号に変換し、制御回路部３０に出力する。
電圧制御回路２５は、制御回路部３０の制御に基づいて、波長可変干渉フィルター５の後述する静電アクチュエーター５６に対して駆動電圧を印加する。
［波長可変干渉フィルターの構成］
ここで、分光測定装置２０に組み込まれる波長可変干渉フィルター５について、以下説明する。図１０は、波長可変干渉フィルターの概略構成を示す平面図である。図１１は、図１０のＡ−Ａ´線を断面した断面図である。
波長可変干渉フィルター５は、図１０及び図１１に示すように、本発明の第一基板である固定基板５１および本発明の第二基板である可動基板５２を備えている。これらの固定基板５１及び可動基板５２は、それぞれ例えば、ソーダガラス、結晶性ガラス、石英ガラス、鉛ガラス、カリウムガラス、ホウケイ酸ガラス、無アルカリガラスなどの各種ガラスや、水晶などにより形成されている。そして、これらの固定基板５１及び可動基板５２は、固定基板５１の第一接合部５１３及び可動基板の第二接合部５２３が、例えばシロキサンを主成分とするプラズマ重合膜などにより構成された接合膜５３により接合されることで、一体に構成されている。
ここで、分光測定装置２０に組み込まれる波長可変干渉フィルター５について、以下説明する。図１０は、波長可変干渉フィルターの概略構成を示す平面図である。図１１は、図１０のＡ−Ａ´線を断面した断面図である。
波長可変干渉フィルター５は、図１０及び図１１に示すように、本発明の第一基板である固定基板５１および本発明の第二基板である可動基板５２を備えている。これらの固定基板５１及び可動基板５２は、それぞれ例えば、ソーダガラス、結晶性ガラス、石英ガラス、鉛ガラス、カリウムガラス、ホウケイ酸ガラス、無アルカリガラスなどの各種ガラスや、水晶などにより形成されている。そして、これらの固定基板５１及び可動基板５２は、固定基板５１の第一接合部５１３及び可動基板の第二接合部５２３が、例えばシロキサンを主成分とするプラズマ重合膜などにより構成された接合膜５３により接合されることで、一体に構成されている。
固定基板５１には、本発明の第一反射膜を構成する固定反射膜５４が設けられ、可動基板５２には、本発明の第二反射膜を構成する可動反射膜５５が設けられている。これらの固定反射膜５４および可動反射膜５５は、反射膜間ギャップＧ１を介して対向配置されている。そして、波長可変干渉フィルター５には、この反射膜間ギャップＧ１のギャップ量を調整（変更）するのに用いられる静電アクチュエーター５６が設けられている。この静電アクチュエーター５６は、本発明におけるギャップ変更部に相当する。この静電アクチュエーター５６は、固定基板５１に設けられた固定電極５６１と、可動基板５２に設けられた可動電極５６２とにより構成されている。これらの固定電極５６１，可動電極５６２は、電極間ギャップを介して対向する。ここで、これらの電極５６１，５６２は、それぞれ固定基板５１及び可動基板５２の基板表面に直接設けられる構成であってもよく、他の膜部材を介して設けられる構成であってもよい。ここで、電極間ギャップのギャップ量は、反射膜間ギャップＧ１のギャップ量より大きい。
また、波長可変干渉フィルター５を固定基板５１（可動基板５２）の基板厚み方向から見た図１０に示すような平面視において、固定基板５１及び可動基板５２の平面中心点Ｏは、固定反射膜５４及び可動反射膜５５の中心点と一致し、かつ後述する可動部５２１の中心点と一致する。
なお、以降の説明に当たり、固定基板５１または可動基板５２の基板厚み方向から見た平面視、つまり、固定基板５１、接合膜５３、及び可動基板５２の積層方向から波長可変干渉フィルター５を見た平面視を、フィルター平面視と称する。
また、波長可変干渉フィルター５を固定基板５１（可動基板５２）の基板厚み方向から見た図１０に示すような平面視において、固定基板５１及び可動基板５２の平面中心点Ｏは、固定反射膜５４及び可動反射膜５５の中心点と一致し、かつ後述する可動部５２１の中心点と一致する。
なお、以降の説明に当たり、固定基板５１または可動基板５２の基板厚み方向から見た平面視、つまり、固定基板５１、接合膜５３、及び可動基板５２の積層方向から波長可変干渉フィルター５を見た平面視を、フィルター平面視と称する。
（固定基板の構成）
固定基板５１には、エッチングにより電極配置溝５１１および反射膜設置部５１２が形成されている。この固定基板５１は、可動基板５２に対して厚み寸法が大きく形成されており、固定電極５６１および可動電極５６２間に電圧を印加した際の静電引力や、固定電極５６１の内部応力による固定基板５１の撓みはない。
また、固定基板５１の頂点Ｃ２,Ｃ４には、切欠部５１４が形成されており、波長可変干渉フィルター５を固定基板５１側から見た際に、後述する可動電極パッド５６４Ｐや第二測定用引出電極５６６が露出する。
固定基板５１には、エッチングにより電極配置溝５１１および反射膜設置部５１２が形成されている。この固定基板５１は、可動基板５２に対して厚み寸法が大きく形成されており、固定電極５６１および可動電極５６２間に電圧を印加した際の静電引力や、固定電極５６１の内部応力による固定基板５１の撓みはない。
また、固定基板５１の頂点Ｃ２,Ｃ４には、切欠部５１４が形成されており、波長可変干渉フィルター５を固定基板５１側から見た際に、後述する可動電極パッド５６４Ｐや第二測定用引出電極５６６が露出する。
電極配置溝５１１は、フィルター平面視で、固定基板５１の平面中心点Ｏを中心とした環状に形成されている。反射膜設置部５１２は、前記平面視において、電極配置溝５１１の中心部から可動基板５２側に突出して形成されている。この電極配置溝５１１の溝底面は、固定電極５６１が配置される電極設置面５１１Ａとなる。また、反射膜設置部５１２の突出先端面は、反射膜設置面５１２Ａとなる。
また、固定基板５１には、電極配置溝５１１から、固定基板５１の外周縁の各頂点Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４に向かって延出する電極引出溝５１１Ｂが設けられている。
また、固定基板５１には、電極配置溝５１１から、固定基板５１の外周縁の各頂点Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４に向かって延出する電極引出溝５１１Ｂが設けられている。
電極配置溝５１１の電極設置面５１１Ａには、固定電極５６１が設けられている。より具体的には、固定電極５６１は、電極設置面５１１Ａのうち、後述する可動部５２１の可動電極５６２に対向する領域に設けられている。この固定電極５６１は、頂点Ｃ３に対向する位置が開口するＣ字状に形成される。また、固定電極５６１上に、固定電極５６１及び可動電極５６２の間の絶縁性を確保するための絶縁膜が積層される構成としてもよい。
そして、固定基板５１には、固定電極５６１の外周縁から、頂点Ｃ１方向に延出する固定引出電極５６３が設けられている。この固定引出電極５６３の延出先端部（固定基板５１の頂点Ｃ１に位置する部分）は、電圧制御回路２５に接続される固定電極パッド５６３Ｐを構成する。
なお、本実施形態では、電極設置面５１１Ａに１つの固定電極５６１が設けられる構成を示すが、例えば、平面中心点Ｏを中心とした同心円となる２つの電極が設けられる構成（二重電極構成）などとしてもよい。
そして、固定基板５１には、固定電極５６１の外周縁から、頂点Ｃ１方向に延出する固定引出電極５６３が設けられている。この固定引出電極５６３の延出先端部（固定基板５１の頂点Ｃ１に位置する部分）は、電圧制御回路２５に接続される固定電極パッド５６３Ｐを構成する。
なお、本実施形態では、電極設置面５１１Ａに１つの固定電極５６１が設けられる構成を示すが、例えば、平面中心点Ｏを中心とした同心円となる２つの電極が設けられる構成（二重電極構成）などとしてもよい。
反射膜設置部５１２は、上述したように、電極配置溝５１１と同軸上で、電極配置溝５１１よりも小さい径寸法となる略円柱状に形成され、反射膜設置部５１２の可動基板５２に対向する反射膜設置面５１２Ａを備えている。
この反射膜設置部５１２には、図１１に示すように、導電性の固定反射膜５４が設置されている。この固定反射膜５４としては、例えばＡｇ等の金属膜や、Ａｇ合金等の合金膜を用いることができる。
この反射膜設置部５１２には、図１１に示すように、導電性の固定反射膜５４が設置されている。この固定反射膜５４としては、例えばＡｇ等の金属膜や、Ａｇ合金等の合金膜を用いることができる。
そして、固定基板５１には、固定反射膜５４の外周縁に接続され、頂点Ｃ３の方向に延出する第一測定用引出電極５６５が設けられている。この第一測定用引出電極５６５は、固定電極５６１のＣ字開口部分、電極引出溝５１１Ｂを通り、固定基板５１の頂点Ｃ３まで延出する。また、この第一測定用引出電極５６５の延出先端部（固定基板５１の頂点Ｃ３に位置する部分）は、容量検出回路１０の正弦波生成回路１１に接続される。
また、固定基板５１の光入射面（固定反射膜５４が設けられない面）には、固定反射膜５４に対応する位置に反射防止膜を形成してもよい。この反射防止膜は、低屈折率膜および高屈折率膜を交互に積層することで形成することができ、固定基板５１の表面での可視光の反射率を低下させ、透過率を増大させる。
そして、固定基板５１の可動基板５２に対向する面のうち、エッチングにより、電極配置溝５１１、反射膜設置部５１２、及び電極引出溝５１１Ｂが形成されない面は、第一接合部５１３を構成する。
（可動基板の構成）
可動基板５２は、図１０に示すようなフィルター平面視において、平面中心点Ｏを中心とした円形状の可動部５２１と、可動部５２１と同軸であり可動部５２１を保持する保持部５２２と、保持部５２２の外側に設けられた基板外周部５２５と、を備えている。
また、可動基板５２には、図１０に示すように、頂点Ｃ１、Ｃ３に対応して、切欠部５２４が形成されており、波長可変干渉フィルター５を可動基板５２側から見た際に、固定電極パッド５６３Ｐ及び第一測定用引出電極５６５が露出する。
可動基板５２は、図１０に示すようなフィルター平面視において、平面中心点Ｏを中心とした円形状の可動部５２１と、可動部５２１と同軸であり可動部５２１を保持する保持部５２２と、保持部５２２の外側に設けられた基板外周部５２５と、を備えている。
また、可動基板５２には、図１０に示すように、頂点Ｃ１、Ｃ３に対応して、切欠部５２４が形成されており、波長可変干渉フィルター５を可動基板５２側から見た際に、固定電極パッド５６３Ｐ及び第一測定用引出電極５６５が露出する。
可動部５２１は、保持部５２２よりも厚み寸法が大きく形成され、例えば、本実施形態では、可動基板５２の厚み寸法と同一寸法に形成されている。この可動部５２１は、フィルター平面視において、少なくとも反射膜設置面５１２Ａの外周縁の径寸法よりも大きい径寸法に形成されている。そして、この可動部５２１には、可動電極５６２及び可動反射膜５５が設けられている。
なお、固定基板５１と同様に、可動部５２１の固定基板５１とは反対側の面には、反射防止膜が形成されていてもよい。このような反射防止膜は、低屈折率膜および高屈折率膜を交互に積層することで形成することができ、可動基板５２の表面での可視光の反射率を低下させ、透過率を増大させることができる。
なお、固定基板５１と同様に、可動部５２１の固定基板５１とは反対側の面には、反射防止膜が形成されていてもよい。このような反射防止膜は、低屈折率膜および高屈折率膜を交互に積層することで形成することができ、可動基板５２の表面での可視光の反射率を低下させ、透過率を増大させることができる。
可動電極５６２は、電極間ギャップを介して固定電極５６１に対向して設けられる。この可動電極５６２は、頂点Ｃ４に対向する位置が開口するＣ字状に形成される。また、可動基板５２には、可動電極５６２の外周縁から可動基板５２の頂点Ｃ２に向かって延出する可動引出電極５６４が設けられている。この可動引出電極５６４の延出先端部（可動基板５２の頂点Ｃ２に位置する部分）は、電圧制御回路２５に接続される可動電極パッド５６４Ｐを構成する。
可動反射膜５５は、可動部５２１の可動面５２１Ａの中心部に、固定反射膜５４と反射膜間ギャップＧ１を介して対向して設けられる。この可動反射膜５５としては、上述した固定反射膜５４と同一の構成の反射膜が用いられる。
なお、本実施形態では、上述したように、電極間ギャップのギャップ量が反射膜間ギャップＧ１のギャップ量よりも大きい例を示すがこれに限定されない。例えば、測定対象光として赤外線や遠赤外線を用いる場合等、測定対象光の波長域によっては、反射膜間ギャップＧ１のギャップ量が、電極間ギャップのギャップ量よりも大きくなる構成としてもよい。
なお、本実施形態では、上述したように、電極間ギャップのギャップ量が反射膜間ギャップＧ１のギャップ量よりも大きい例を示すがこれに限定されない。例えば、測定対象光として赤外線や遠赤外線を用いる場合等、測定対象光の波長域によっては、反射膜間ギャップＧ１のギャップ量が、電極間ギャップのギャップ量よりも大きくなる構成としてもよい。
そして、可動基板５２には、可動反射膜５５の外周縁に接続され、頂点Ｃ４の方向に延出する第二測定用引出電極５６６が設けられている。この第二測定用引出電極５６６は、可動電極５６２のＣ字開口部分を通り、可動部５２１の頂点Ｃ４まで延出する。また、この第二測定用引出電極５６６の延出先端部（可動基板５２の頂点Ｃ４に位置する部分）は、容量検出回路１０におけるオペアンプ１２の反転入力端子に接続される。
保持部５２２は、可動部５２１の周囲を囲うダイヤフラムであり、可動部５２１よりも厚み寸法が小さく形成されている。このような保持部５２２は、可動部５２１よりも撓みやすく、僅かな静電引力により、可動部５２１を固定基板５１側に変位させることが可能となる。この際、可動部５２１が保持部５２２よりも厚み寸法が大きく、剛性が大きくなるため、保持部５２２が静電引力により固定基板５１側に引っ張られた場合でも、可動部５２１の形状変化が起こらない。したがって、可動部５２１に設けられた可動反射膜５５の撓みも生じず、固定反射膜５４及び可動反射膜５５を常に平行状態に維持することが可能となる。
なお、本実施形態では、ダイヤフラム状の保持部５２２を例示するが、これに限定されず、例えば、平面中心点Ｏを中心として、等角度間隔で配置された梁状の保持部が設けられる構成などとしてもよい。
なお、本実施形態では、ダイヤフラム状の保持部５２２を例示するが、これに限定されず、例えば、平面中心点Ｏを中心として、等角度間隔で配置された梁状の保持部が設けられる構成などとしてもよい。
基板外周部５２５は、上述したように、フィルター平面視において保持部５２２の外側に設けられている。この基板外周部５２５の固定基板５１に対向する面は、第一接合部５１３に対向する第二接合部５２３を備えている。
［波長可変干渉フィルターの駆動］
以上のような波長可変干渉フィルター５では、固定電極パッド５６３Ｐ及び可動電極パッド５６４Ｐがそれぞれ電圧制御回路２５に接続されている。したがって、電圧制御回路２５により、固定電極５６１及び可動電極５６２間に電圧が印加されることで、静電引力により可動部５２１が固定基板５１側に変位する。これにより、反射膜間ギャップＧ１のギャップ量を所定量に変更することが可能となる。
以上のような波長可変干渉フィルター５では、固定電極パッド５６３Ｐ及び可動電極パッド５６４Ｐがそれぞれ電圧制御回路２５に接続されている。したがって、電圧制御回路２５により、固定電極５６１及び可動電極５６２間に電圧が印加されることで、静電引力により可動部５２１が固定基板５１側に変位する。これにより、反射膜間ギャップＧ１のギャップ量を所定量に変更することが可能となる。
ここで、本実施形態では、図９に示すように、固定反射膜５４が第一測定用引出電極５６５を介して容量検出回路１０の正弦波生成回路１１に接続され、可動反射膜５５が第二測定用引出電極５６６を介して容量検出回路１０のオペアンプ１２に接続される。したがって、固定反射膜５４及び可動反射膜５５を、上記第一実施形態のＣｘと見なすことができ、固定反射膜５４及び可動反射膜５５の静電容量に対応した検出信号ＶＳをサンプルアンドホールド回路１４から出力することができる。
これにより、制御回路部３０は、この検出信号ＶＳに基づいて、固定反射膜５４及び可動反射膜５５における静電容量を精度よく算出することができ、反射膜間ギャップＧ１の正確なギャップ量を算出することができる。
これにより、制御回路部３０は、この検出信号ＶＳに基づいて、固定反射膜５４及び可動反射膜５５における静電容量を精度よく算出することができ、反射膜間ギャップＧ１の正確なギャップ量を算出することができる。
［制御回路部の構成］
図８に戻り、分光測定装置２０の制御回路部３０について、説明する。
制御回路部３０は、本発明の測定制御部に相当し、例えばＣＰＵやメモリー等が組み合わされることで構成され、分光測定装置２０の全体動作を制御する。この制御回路部３０は、図８に示すように、ギャップ測定部３１と、フィルター駆動部３２と、光測定部３３と、を備えている。また、制御回路部３０は、各種データを記憶する記憶部３４を備える。この記憶部３４には、波長可変干渉フィルター５の静電アクチュエーター５６に印加する駆動電圧に対する、波長可変干渉フィルター５を透過する光の波長の関係を示すＶ−λデータが記憶される。また、記憶部３４は、容量検出回路１０により取得された検出信号ＶＳに対する反射膜間ギャップＧ１のギャップ量の関係を示すＶＳ−Ｇデータが記憶される。なお、ＶＳ−Ｇデータとして、更に、反射膜間ギャップＧ１のギャップ量に対して、波長可変干渉フィルター５を透過する光の波長が記憶されていてもよい。
図８に戻り、分光測定装置２０の制御回路部３０について、説明する。
制御回路部３０は、本発明の測定制御部に相当し、例えばＣＰＵやメモリー等が組み合わされることで構成され、分光測定装置２０の全体動作を制御する。この制御回路部３０は、図８に示すように、ギャップ測定部３１と、フィルター駆動部３２と、光測定部３３と、を備えている。また、制御回路部３０は、各種データを記憶する記憶部３４を備える。この記憶部３４には、波長可変干渉フィルター５の静電アクチュエーター５６に印加する駆動電圧に対する、波長可変干渉フィルター５を透過する光の波長の関係を示すＶ−λデータが記憶される。また、記憶部３４は、容量検出回路１０により取得された検出信号ＶＳに対する反射膜間ギャップＧ１のギャップ量の関係を示すＶＳ−Ｇデータが記憶される。なお、ＶＳ−Ｇデータとして、更に、反射膜間ギャップＧ１のギャップ量に対して、波長可変干渉フィルター５を透過する光の波長が記憶されていてもよい。
ギャップ測定部３１は、容量検出回路１０のサンプルアンドホールド回路１４から検出信号ＶＳが入力されると、記憶部３４に記憶されるＶＳ−Ｇデータに基づいて、反射膜間ギャップＧ１のギャップ量を測定する。
なお、本実施形態では、ギャップ測定部３１は、記憶部３４に予め記憶されたＶＳ−Ｇデータに基づいて反射膜間ギャップＧ１のギャップ量を測定する例を示すが、例えば、上記第一実施形態の測定処理部１６のように、（１）式及び検出信号ＶＳから、固定反射膜５４及び可動反射膜５５により構成されるキャパシターのインピーダンス及び静電容量を算出し、静電容量から反射膜間ギャップＧ１のギャップ量を算出してもよい。
なお、本実施形態では、ギャップ測定部３１は、記憶部３４に予め記憶されたＶＳ−Ｇデータに基づいて反射膜間ギャップＧ１のギャップ量を測定する例を示すが、例えば、上記第一実施形態の測定処理部１６のように、（１）式及び検出信号ＶＳから、固定反射膜５４及び可動反射膜５５により構成されるキャパシターのインピーダンス及び静電容量を算出し、静電容量から反射膜間ギャップＧ１のギャップ量を算出してもよい。
フィルター駆動部３２は、波長可変干渉フィルター５により取り出す光の波長を設定するための駆動電圧を設定し、電圧制御回路２５を制御して、駆動電圧を波長可変干渉フィルター５の静電アクチュエーター５６に印加する。
ここで、フィルター駆動部３２は、記憶部３４に記憶されたＶ−λデータから、測定対象である目的波長に対応した駆動電圧を読み出し、読み出した駆動電圧を静電アクチュエーター５６に印加する。
また、フィルター駆動部３２は、ギャップ測定部３１により反射膜間ギャップＧ１のギャップ量が測定されると、設定した電圧に対する反射膜間ギャップＧ１のギャップ量と、測定により得られた反射膜間ギャップＧ１のギャップ量との差分値を算出する。そして、フィルター駆動部３２は、算出した差分値が所定の閾値以上である場合は、ギャップ測定部３１により測定された反射膜間ギャップＧ１のギャップ量に基づいて、所望の波長の光が透過される状態となるよう、静電アクチュエーター５６に印加する電圧を補正する。
ここで、フィルター駆動部３２は、記憶部３４に記憶されたＶ−λデータから、測定対象である目的波長に対応した駆動電圧を読み出し、読み出した駆動電圧を静電アクチュエーター５６に印加する。
また、フィルター駆動部３２は、ギャップ測定部３１により反射膜間ギャップＧ１のギャップ量が測定されると、設定した電圧に対する反射膜間ギャップＧ１のギャップ量と、測定により得られた反射膜間ギャップＧ１のギャップ量との差分値を算出する。そして、フィルター駆動部３２は、算出した差分値が所定の閾値以上である場合は、ギャップ測定部３１により測定された反射膜間ギャップＧ１のギャップ量に基づいて、所望の波長の光が透過される状態となるよう、静電アクチュエーター５６に印加する電圧を補正する。
光測定部３３は、ディテクター２１から受光された光の光量を測定し、測定結果を記憶部３４に記憶する。また、光測定部３３は、記憶部３４に記憶された測定結果に基づいて、測定対象光のスペクトル特性を測定する。
［第二実施形態の作用効果］
本実施形態の分光測定装置２０は、波長可変干渉フィルター５の固定反射膜５４が容量検出回路１０の正弦波生成回路１１に接続され、可動反射膜５５が容量検出回路１０のオペアンプ１２に接続される。したがって、上述した発明と同様に、容量検出回路１０により、固定反射膜５４及び可動反射膜５５を検出対象キャパシターとして、静電容量に対応した正確な検出信号ＶＳを制御回路部３０に出力することができる。
したがって、ギャップ測定部３１は、反射膜間ギャップＧ１のギャップ量を精度よく測定することができ、測定されたギャップ量に基づいて、静電アクチュエーター５６に印加する電圧を補正することで、測定対象光から所望波長の光を精度よく取り出すことができる。
本実施形態の分光測定装置２０は、波長可変干渉フィルター５の固定反射膜５４が容量検出回路１０の正弦波生成回路１１に接続され、可動反射膜５５が容量検出回路１０のオペアンプ１２に接続される。したがって、上述した発明と同様に、容量検出回路１０により、固定反射膜５４及び可動反射膜５５を検出対象キャパシターとして、静電容量に対応した正確な検出信号ＶＳを制御回路部３０に出力することができる。
したがって、ギャップ測定部３１は、反射膜間ギャップＧ１のギャップ量を精度よく測定することができ、測定されたギャップ量に基づいて、静電アクチュエーター５６に印加する電圧を補正することで、測定対象光から所望波長の光を精度よく取り出すことができる。
〔他の実施形態〕
なお、本発明は前述の実施形態に限定されるものではなく、本発明の目的を達成できる範囲での変形、改良等は本発明に含まれるものである。
例えば、上記第二実施形態では、導電性の固定反射膜５４及び可動反射膜５５を検出対象キャパシターＣｘとして、反射膜間ギャップＧ１のギャップ量を測定したが、これに限定されない。
例えば、固定反射膜５４及び可動反射膜５５として、例えば高屈折層をＴｉＯ２、低屈折層をＳｉＯ２とした誘電体多層膜を用いる構成とする場合では、図１２に示すように、別途静電容量測定用の電極を備える構成としてもよい。
図１２は、他の実施形態における波長可変干渉フィルターの平面図である。
図１２に示すように、固定基板５１は、反射膜設置部５１２上で、固定反射膜５４の外周側に、例えば円環状の第一測定電極５６７が設けられる。この第一測定電極５６７は、頂点Ｃ３に向かって延出する第一測定用引出電極５６７Ｐを備え、第一測定用引出電極５６７Ｐの延出先端部が容量検出回路１０の正弦波生成回路１１に接続される。
また、可動基板５２は、可動反射膜５５及び可動電極５６２の間に、第一測定電極５６７に対向する第二測定電極５６８を備える。この第二測定電極５６８は、頂点Ｃ４に向かって延出する第二測定用引出電極５６８Ｐを備え、第二測定用引出電極５６８Ｐの延出先端部が容量検出回路１０のオペアンプ１２に接続される。
このような構成であっても、上記第二実施形態と同様に、第一測定電極５６７及び第二測定電極５６８を検出対象キャパシターＣｘとして、静電容量に応じた正確な検出信号ＶＳを検出することができ、反射膜間ギャップＧ１の正確なギャップ量を測定することができる。
なお、本発明は前述の実施形態に限定されるものではなく、本発明の目的を達成できる範囲での変形、改良等は本発明に含まれるものである。
例えば、上記第二実施形態では、導電性の固定反射膜５４及び可動反射膜５５を検出対象キャパシターＣｘとして、反射膜間ギャップＧ１のギャップ量を測定したが、これに限定されない。
例えば、固定反射膜５４及び可動反射膜５５として、例えば高屈折層をＴｉＯ２、低屈折層をＳｉＯ２とした誘電体多層膜を用いる構成とする場合では、図１２に示すように、別途静電容量測定用の電極を備える構成としてもよい。
図１２は、他の実施形態における波長可変干渉フィルターの平面図である。
図１２に示すように、固定基板５１は、反射膜設置部５１２上で、固定反射膜５４の外周側に、例えば円環状の第一測定電極５６７が設けられる。この第一測定電極５６７は、頂点Ｃ３に向かって延出する第一測定用引出電極５６７Ｐを備え、第一測定用引出電極５６７Ｐの延出先端部が容量検出回路１０の正弦波生成回路１１に接続される。
また、可動基板５２は、可動反射膜５５及び可動電極５６２の間に、第一測定電極５６７に対向する第二測定電極５６８を備える。この第二測定電極５６８は、頂点Ｃ４に向かって延出する第二測定用引出電極５６８Ｐを備え、第二測定用引出電極５６８Ｐの延出先端部が容量検出回路１０のオペアンプ１２に接続される。
このような構成であっても、上記第二実施形態と同様に、第一測定電極５６７及び第二測定電極５６８を検出対象キャパシターＣｘとして、静電容量に応じた正確な検出信号ＶＳを検出することができ、反射膜間ギャップＧ１の正確なギャップ量を測定することができる。
また、上記第二実施形態において、第一測定用引出電極５６５が正弦波生成回路１１に接続され、第二測定用引出電極５６６がオペアンプ１２に接続される例を示したが、これに限定されない。例えば、第一測定用引出電極５６５がオペアンプ１２に接続され、第二測定用引出電極５６６が正弦波生成回路１１に接続される構成としてもよい。図１２に示す波長可変干渉フィルター５も同様であり、第一測定用引出電極５６７Ｐが正弦波生成回路１１に接続され、第二測定用引出電極５６８Ｐがオペアンプ１２に接続されていてもよい。
上記実施形態において、正弦波発生回路１１として水晶発振回路を例示したがこれに限定されない。例えば水晶振動子１１Ｂの代わりに、セラミック振動子を用いたセラミック発振回路を用いてもよい。
また、図１３及び図１４に示すような他の発振回路を用いてもよい。
図１３に示す例は、ＲＣ発振を用いたウィーンブリッジ発振回路である。また、図１４に示す例は、マイコン等により所望の周期とデューティー比の矩形波（矩形入力信号ＶＩＲ）を生成し、ローパスフィルターによって高調波成分をカットすることで正弦波の入力信号ＶＩを生成する例である。
また、図１３及び図１４に示すような他の発振回路を用いてもよい。
図１３に示す例は、ＲＣ発振を用いたウィーンブリッジ発振回路である。また、図１４に示す例は、マイコン等により所望の周期とデューティー比の矩形波（矩形入力信号ＶＩＲ）を生成し、ローパスフィルターによって高調波成分をカットすることで正弦波の入力信号ＶＩを生成する例である。
また、上記実施形態では、正弦波発生回路１１としてインバーター１１Ａを有する水晶発振回路を用いることで、入力信号ＶＩの立下りタイミングで、ローレベルからハイレベルに立ち上がる矩形入力信号ＶＩＲが出力される例を示したが、これに限定されない。例えば、生成された入力信号ＶＩを、Ａ／Ｄ変換回路等により矩形入力信号ＶＩＲに変換する場合では、入力信号ＶＩの立ち上がりタイミングでローレベルからハイレベルに立ち上がる矩形入力信号ＶＩＲが形成される。
この場合、第一ワンショット回路１５Ａは、矩形入力信号ＶＩＲの立下りタイミングに同期して、ローレベルからハイレベルに立ち上がる第一タイミング信号Ｖｈ０を生成すればよい。
この場合、第一ワンショット回路１５Ａは、矩形入力信号ＶＩＲの立下りタイミングに同期して、ローレベルからハイレベルに立ち上がる第一タイミング信号Ｖｈ０を生成すればよい。
上記実施形態では、タイミング信号生成回路１５が、第一ワンショット回路１５Ａ及び第二ワンショット回路１５Ｂにより構成される例を示したが、これに限定されない。例えば、３つ以上のワンショット回路により出力信号Ｖ０を取得するためのタイミング信号を生成してもよい。
第二実施形態において、波長可変干渉フィルター５のギャップ量変更部として、電圧印加により反射膜間ギャップＧ１のギャップ量を変動させる静電アクチュエーター５６を例示したが、これに限定されない。
例えば、固定電極５６１の代わりに、第一誘電コイルを配置し、可動電極５６２の代わりに第二誘電コイルまたは永久磁石を配置した誘電アクチュエーターを用いる構成としてもよい。
更に、静電アクチュエーター５６の代わりに圧電アクチュエーターを用いる構成としてもよい。この場合、例えば保持部５２２に下部電極層、圧電膜、及び上部電極層を積層配置させ、下部電極層及び上部電極層の間に印加する電圧を入力値として可変させることで、圧電膜を伸縮させて保持部５２２を撓ませることができる。
例えば、固定電極５６１の代わりに、第一誘電コイルを配置し、可動電極５６２の代わりに第二誘電コイルまたは永久磁石を配置した誘電アクチュエーターを用いる構成としてもよい。
更に、静電アクチュエーター５６の代わりに圧電アクチュエーターを用いる構成としてもよい。この場合、例えば保持部５２２に下部電極層、圧電膜、及び上部電極層を積層配置させ、下部電極層及び上部電極層の間に印加する電圧を入力値として可変させることで、圧電膜を伸縮させて保持部５２２を撓ませることができる。
また、本発明の電子機器として、第二実施形態において分光測定装置２０を例示したが、その他、様々な分野により本発明の光学モジュール、電子機器を用いることができる。
例えば、特定物質の存在を検出するための光ベースのシステムとして用いることができる。このようなシステムとしては、例えば、本発明の波長可変干渉フィルターを用いた分光計測方式を採用して特定ガスを高感度検出する車載用ガス漏れ検出器や、呼気検査用の光音響希ガス検出器等のガス検出装置を例示できる。
このようなガス検出装置の一例を以下に図面に基づいて説明する。
例えば、特定物質の存在を検出するための光ベースのシステムとして用いることができる。このようなシステムとしては、例えば、本発明の波長可変干渉フィルターを用いた分光計測方式を採用して特定ガスを高感度検出する車載用ガス漏れ検出器や、呼気検査用の光音響希ガス検出器等のガス検出装置を例示できる。
このようなガス検出装置の一例を以下に図面に基づいて説明する。
図１５は、光学モジュールを備えたガス検出装置の一例を示す概略図である。
図１６は、図１５のガス検出装置の制御系の構成を示すブロック図である。
このガス検出装置１００は、図１５に示すように、センサーチップ１１０と、吸引口１２０Ａ、吸引流路１２０Ｂ、排出流路１２０Ｃ、及び排出口１２０Ｄを備えた流路１２０と、本体部１３０と、を備えて構成されている。
本体部１３０は、流路１２０を着脱可能な開口を有するセンサー部カバー１３１、排出手段１３３、筐体１３４、光学部１３５、フィルター１３６、波長可変干渉フィルター５、及び受光素子１３７等を含む検出装置と、検出された信号を処理し、検出部を制御する制御部１３８、電力を供給する電力供給部１３９等から構成されている。なお、波長可変干渉フィルター５としては、図１２に示すようなフィルターを用いてもよい。また、光学部１３５は、光を射出する光源１３５Ａと、光源１３５Ａから入射された光をセンサーチップ１１０側に反射し、センサーチップ側から入射された光を受光素子１３７側に透過するビームスプリッター１３５Ｂと、レンズ１３５Ｃ，１３５Ｄ，１３５Ｅと、により構成されている。
また、図１６に示すように、ガス検出装置１００の表面には、操作パネル１４０、表示部１４１、外部とのインターフェイスのための接続部１４２、電力供給部１３９が設けられている。電力供給部１３９が二次電池の場合には、充電のための接続部１４３を備えてもよい。
更に、ガス検出装置１００の制御部１３８は、図１６に示すように、ＣＰＵ等により構成された信号処理部１４４、光源１３５Ａを制御するための光源ドライバー回路１４５、波長可変干渉フィルター５を制御するための電圧制御部１４６、受光素子１３７からの信号を受信する受光回路１４７、センサーチップ１１０のコードを読み取り、センサーチップ１１０の有無を検出するセンサーチップ検出器１４８からの信号を受信するセンサーチップ検出回路１４９、及び排出手段１３３を制御する排出ドライバー回路１５０、波長可変干渉フィルター５の固定反射膜５４及び可動反射膜５５（図１２に示す波長可変干渉フィルター５を用いる場合は、第一測定電極５６７及び第二測定電極５６８）の静電容量を検出する容量検出回路１０などを備えている。
図１６は、図１５のガス検出装置の制御系の構成を示すブロック図である。
このガス検出装置１００は、図１５に示すように、センサーチップ１１０と、吸引口１２０Ａ、吸引流路１２０Ｂ、排出流路１２０Ｃ、及び排出口１２０Ｄを備えた流路１２０と、本体部１３０と、を備えて構成されている。
本体部１３０は、流路１２０を着脱可能な開口を有するセンサー部カバー１３１、排出手段１３３、筐体１３４、光学部１３５、フィルター１３６、波長可変干渉フィルター５、及び受光素子１３７等を含む検出装置と、検出された信号を処理し、検出部を制御する制御部１３８、電力を供給する電力供給部１３９等から構成されている。なお、波長可変干渉フィルター５としては、図１２に示すようなフィルターを用いてもよい。また、光学部１３５は、光を射出する光源１３５Ａと、光源１３５Ａから入射された光をセンサーチップ１１０側に反射し、センサーチップ側から入射された光を受光素子１３７側に透過するビームスプリッター１３５Ｂと、レンズ１３５Ｃ，１３５Ｄ，１３５Ｅと、により構成されている。
また、図１６に示すように、ガス検出装置１００の表面には、操作パネル１４０、表示部１４１、外部とのインターフェイスのための接続部１４２、電力供給部１３９が設けられている。電力供給部１３９が二次電池の場合には、充電のための接続部１４３を備えてもよい。
更に、ガス検出装置１００の制御部１３８は、図１６に示すように、ＣＰＵ等により構成された信号処理部１４４、光源１３５Ａを制御するための光源ドライバー回路１４５、波長可変干渉フィルター５を制御するための電圧制御部１４６、受光素子１３７からの信号を受信する受光回路１４７、センサーチップ１１０のコードを読み取り、センサーチップ１１０の有無を検出するセンサーチップ検出器１４８からの信号を受信するセンサーチップ検出回路１４９、及び排出手段１３３を制御する排出ドライバー回路１５０、波長可変干渉フィルター５の固定反射膜５４及び可動反射膜５５（図１２に示す波長可変干渉フィルター５を用いる場合は、第一測定電極５６７及び第二測定電極５６８）の静電容量を検出する容量検出回路１０などを備えている。
次に、上記のようなガス検出装置１００の動作について、以下に説明する。
本体部１３０の上部のセンサー部カバー１３１の内部には、センサーチップ検出器１４８が設けられており、このセンサーチップ検出器１４８でセンサーチップ１１０の有無が検出される。信号処理部１４４は、センサーチップ検出器１４８からの検出信号を検出すると、センサーチップ１１０が装着された状態であると判断し、表示部１４１へ検出動作を実施可能な旨を表示させる表示信号を出す。
本体部１３０の上部のセンサー部カバー１３１の内部には、センサーチップ検出器１４８が設けられており、このセンサーチップ検出器１４８でセンサーチップ１１０の有無が検出される。信号処理部１４４は、センサーチップ検出器１４８からの検出信号を検出すると、センサーチップ１１０が装着された状態であると判断し、表示部１４１へ検出動作を実施可能な旨を表示させる表示信号を出す。
そして、例えば利用者により操作パネル１４０が操作され、操作パネル１４０から検出処理を開始する旨の指示信号が信号処理部１４４へ出力されると、まず、信号処理部１４４は、光源ドライバー回路１４５に光源作動の信号を出力して光源１３５Ａを作動させる。光源１３５Ａが駆動されると、光源１３５Ａから単一波長で直線偏光の安定したレーザー光が射出される。また、光源１３５Ａには、温度センサーや光量センサーが内蔵されており、その情報が信号処理部１４４へ出力される。そして、信号処理部１４４は、光源１３５Ａから入力された温度や光量に基づいて、光源１３５Ａが安定動作していると判断すると、排出ドライバー回路１５０を制御して排出手段１３３を作動させる。これにより、検出すべき標的物質（ガス分子）を含んだ気体試料が、吸引口１２０Ａから、吸引流路１２０Ｂ、センサーチップ１１０内、排出流路１２０Ｃ、排出口１２０Ｄへと誘導される。なお、吸引口１２０Ａには、除塵フィルター１２０Ａ１が設けられ、比較的大きい粉塵や一部の水蒸気などが除去される。
また、センサーチップ１１０は、金属ナノ構造体が複数組み込まれ、局在表面プラズモン共鳴を利用したセンサーである。このようなセンサーチップ１１０では、レーザー光により金属ナノ構造体間で増強電場が形成され、この増強電場内にガス分子が入り込むと、分子振動の情報を含んだラマン散乱光、及びレイリー散乱光が発生する。
これらのレイリー散乱光やラマン散乱光は、光学部１３５を通ってフィルター１３６に入射し、フィルター１３６によりレイリー散乱光が分離され、ラマン散乱光が波長可変干渉フィルター５に入射する。そして、信号処理部１４４は、電圧制御部１４６を制御し、波長可変干渉フィルター５に印加する電圧を調整し、検出対象となるガス分子に対応したラマン散乱光を波長可変干渉フィルター５で分光させる。この時、信号処理部１４４は、容量検出回路１０で検出された検出信号ＶＳに基づいて、反射膜間ギャップＧ１のギャップ量を測定し、電圧制御部１４６は、静電アクチュエーター５６に印加する電圧を適正な値に補正する。そして、分光した光が受光素子１３７で受光されると、受光量に応じた受光信号が受光回路１４７を介して信号処理部１４４に出力される。
信号処理部１４４は、上記のようにして得られた検出対象となるガス分子に対応したラマン散乱光のスペクトルデータと、ＲＯＭに格納されているデータとを比較し、目的のガス分子か否かを判定し、物質の特定をする。また、信号処理部１４４は、表示部１４１にその結果情報を表示させたり、接続部１４２から外部へ出力したりする。
これらのレイリー散乱光やラマン散乱光は、光学部１３５を通ってフィルター１３６に入射し、フィルター１３６によりレイリー散乱光が分離され、ラマン散乱光が波長可変干渉フィルター５に入射する。そして、信号処理部１４４は、電圧制御部１４６を制御し、波長可変干渉フィルター５に印加する電圧を調整し、検出対象となるガス分子に対応したラマン散乱光を波長可変干渉フィルター５で分光させる。この時、信号処理部１４４は、容量検出回路１０で検出された検出信号ＶＳに基づいて、反射膜間ギャップＧ１のギャップ量を測定し、電圧制御部１４６は、静電アクチュエーター５６に印加する電圧を適正な値に補正する。そして、分光した光が受光素子１３７で受光されると、受光量に応じた受光信号が受光回路１４７を介して信号処理部１４４に出力される。
信号処理部１４４は、上記のようにして得られた検出対象となるガス分子に対応したラマン散乱光のスペクトルデータと、ＲＯＭに格納されているデータとを比較し、目的のガス分子か否かを判定し、物質の特定をする。また、信号処理部１４４は、表示部１４１にその結果情報を表示させたり、接続部１４２から外部へ出力したりする。
なお、上記図１５及び図１６において、ラマン散乱光を波長可変干渉フィルター５により分光して分光されたラマン散乱光からガス検出を行うガス検出装置１００を例示したが、ガス検出装置として、ガス固有の吸光度を検出することでガス種別を特定するガス検出装置として用いてもよい。この場合、センサー内部にガスを流入させ、入射光のうちガスにて吸収された光を検出するガスセンサーを本発明の光学モジュールとして用いる。そして、このようなガスセンサーによりセンサー内に流入されたガスを分析、判別するガス検出装置を本発明の電子機器とする。このような構成でも、波長可変干渉フィルターを用いてガスの成分を検出することができる。
また、特定物質の存在を検出するためのシステムとして、上記のようなガスの検出に限られず、近赤外線分光による糖類の非侵襲的測定装置や、食物や生体、鉱物等の情報の非侵襲的測定装置等の、物質成分分析装置を例示できる。
以下に、上記物質成分分析装置の一例として、食物分析装置を説明する。
以下に、上記物質成分分析装置の一例として、食物分析装置を説明する。
図１７は、波長可変干渉フィルター５が組み込まれた光学モジュールを利用した電子機器の一例である食物分析装置の概略構成を示す図である。
この食物分析装置２００は、図１７に示すように、検出器２１０（光学モジュール）と、制御部２２０と、表示部２３０と、を備えている。検出器２１０は、光を射出する光源２１１と、測定対象物からの光が導入される撮像レンズ２１２と、撮像レンズ２１２から導入された光を分光する波長可変干渉フィルター５と、分光された光を検出する撮像部２１３（検出部）と、容量検出回路１０と、を備えている。なお、波長可変干渉フィルター５としては、図１２に示すようなフィルターを用いてもよい。
また、制御部２２０は、光源２１１の点灯・消灯制御、点灯時の明るさ制御を実施する光源制御部２２１と、波長可変干渉フィルター５を制御する電圧制御部２２２と、撮像部２１３を制御し、撮像部２１３で撮像された分光画像を取得する検出制御部２２３と、信号処理部２２４と、記憶部２２５と、を備えている。
この食物分析装置２００は、図１７に示すように、検出器２１０（光学モジュール）と、制御部２２０と、表示部２３０と、を備えている。検出器２１０は、光を射出する光源２１１と、測定対象物からの光が導入される撮像レンズ２１２と、撮像レンズ２１２から導入された光を分光する波長可変干渉フィルター５と、分光された光を検出する撮像部２１３（検出部）と、容量検出回路１０と、を備えている。なお、波長可変干渉フィルター５としては、図１２に示すようなフィルターを用いてもよい。
また、制御部２２０は、光源２１１の点灯・消灯制御、点灯時の明るさ制御を実施する光源制御部２２１と、波長可変干渉フィルター５を制御する電圧制御部２２２と、撮像部２１３を制御し、撮像部２１３で撮像された分光画像を取得する検出制御部２２３と、信号処理部２２４と、記憶部２２５と、を備えている。
この食物分析装置２００は、システムを駆動させると、光源制御部２２１により光源２１１が制御されて、光源２１１から測定対象物に光が照射される。そして、測定対象物で反射された光は、撮像レンズ２１２を通って波長可変干渉フィルター５に入射する。波長可変干渉フィルター５は電圧制御部２２２の制御により所望の波長を分光可能な電圧が印加されており、分光された光が、例えばＣＣＤカメラ等により構成される撮像部２１３で撮像される。この時、信号処理部２２４は、容量検出回路１０で検出された検出信号ＶＳに基づいて、反射膜間ギャップＧ１のギャップ量を測定し、電圧制御部１４６は、静電アクチュエーター５６に印加する電圧を適正な値に補正する。また、撮像された光は分光画像として、記憶部２２５に蓄積される。また、信号処理部２２４は、電圧制御部２２２を制御して波長可変干渉フィルター５に印加する電圧値を変化させ、各波長に対する分光画像を取得する。
そして、信号処理部２２４は、記憶部２２５に蓄積された各画像における各画素のデータを演算処理し、各画素におけるスペクトルを求める。また、記憶部２２５には、例えばスペクトルに対する食物の成分に関する情報が記憶されており、信号処理部２２４は、求めたスペクトルのデータを、記憶部２２５に記憶された食物に関する情報を基に分析し、検出対象に含まれる食物成分、及びその含有量を求める。また、得られた食物成分及び含有量から、食物カロリーや鮮度等をも算出することができる。更に、画像内のスペクトル分布を分析することで、検査対象の食物の中で鮮度が低下している部分の抽出等をも実施することができ、更には、食物内に含まれる異物等の検出をも実施することができる。
そして、信号処理部２２４は、上述のようにして得られた検査対象の食物の成分や含有量、カロリーや鮮度等の情報を表示部２３０に表示させる処理をする。
そして、信号処理部２２４は、上述のようにして得られた検査対象の食物の成分や含有量、カロリーや鮮度等の情報を表示部２３０に表示させる処理をする。
また、図１７において、食物分析装置２００の例を示すが、略同様の構成により、上述したようなその他の情報の非侵襲的測定装置としても利用することができる。例えば、血液等の体液成分の測定、分析等、生体成分を分析する生体分析装置として用いることができる。このような生体分析装置としては、例えば血液等の体液成分を測定する装置として、エチルアルコールを検知する装置とすれば、運転者の飲酒状態を検出する酒気帯び運転防止装置として用いることができる。また、このような生体分析装置を備えた電子内視鏡システムとしても用いることができる。
更には、鉱物の成分分析を実施する鉱物分析装置としても用いることができる。
更には、鉱物の成分分析を実施する鉱物分析装置としても用いることができる。
更には、本発明の光学モジュール、電子機器としては、以下のような装置に適用することができる。
例えば、各波長の光の強度を経時的に変化させることで、各波長の光でデータを伝送させることも可能であり、この場合、光学モジュールに設けられた波長可変干渉フィルターにより特定波長の光を分光し、受光部で受光させることで、特定波長の光により伝送されるデータを抽出することができ、このようなデータ抽出用光学モジュールを備えた電子機器により、各波長の光のデータを処理することで、光通信を実施することもできる。この時、容量検出回路により反射膜間ギャップのギャップ量を測定し、所望の波長の光が透過されるように補正することで、データ通信エラー等の発生を抑制することができる。
例えば、各波長の光の強度を経時的に変化させることで、各波長の光でデータを伝送させることも可能であり、この場合、光学モジュールに設けられた波長可変干渉フィルターにより特定波長の光を分光し、受光部で受光させることで、特定波長の光により伝送されるデータを抽出することができ、このようなデータ抽出用光学モジュールを備えた電子機器により、各波長の光のデータを処理することで、光通信を実施することもできる。この時、容量検出回路により反射膜間ギャップのギャップ量を測定し、所望の波長の光が透過されるように補正することで、データ通信エラー等の発生を抑制することができる。
また、電子機器としては、本発明の波長可変干渉フィルターにより光を分光することで、分光画像を撮像する分光カメラ、分光分析機などにも適用できる。このような分光カメラの一例として、波長可変干渉フィルターを内蔵した赤外線カメラが挙げられる。
図１８は、分光カメラの概略構成を示す模式図である。分光カメラ３００は、図１８に示すように、カメラ本体３１０と、撮像レンズユニット３２０と、撮像部３３０（検出部）とを備えている。
カメラ本体３１０は、利用者により把持、操作される部分である。
撮像レンズユニット３２０は、カメラ本体３１０に設けられ、入射した画像光を撮像部３３０に導光する。また、この撮像レンズユニット３２０は、図１８に示すように、対物レンズ３２１、結像レンズ３２２、及びこれらのレンズ間に設けられた波長可変干渉フィルター５を備えて構成され、図示略の容量検出回路により反射膜間ギャップＧ１のギャップ量を測定可能に構成されている。なお、波長可変干渉フィルター５としては、図１２に示すようなフィルターを用いてもよい。
撮像部３３０は、受光素子により構成され、撮像レンズユニット３２０により導光された画像光を撮像する。
このような分光カメラ３００では、波長可変干渉フィルター５により撮像対象となる波長の光を透過させることで、所望波長の光の分光画像を撮像することができる。
図１８は、分光カメラの概略構成を示す模式図である。分光カメラ３００は、図１８に示すように、カメラ本体３１０と、撮像レンズユニット３２０と、撮像部３３０（検出部）とを備えている。
カメラ本体３１０は、利用者により把持、操作される部分である。
撮像レンズユニット３２０は、カメラ本体３１０に設けられ、入射した画像光を撮像部３３０に導光する。また、この撮像レンズユニット３２０は、図１８に示すように、対物レンズ３２１、結像レンズ３２２、及びこれらのレンズ間に設けられた波長可変干渉フィルター５を備えて構成され、図示略の容量検出回路により反射膜間ギャップＧ１のギャップ量を測定可能に構成されている。なお、波長可変干渉フィルター５としては、図１２に示すようなフィルターを用いてもよい。
撮像部３３０は、受光素子により構成され、撮像レンズユニット３２０により導光された画像光を撮像する。
このような分光カメラ３００では、波長可変干渉フィルター５により撮像対象となる波長の光を透過させることで、所望波長の光の分光画像を撮像することができる。
更には、本発明の光学モジュールをバンドパスフィルターとして用いてもよく、例えば、発光素子が射出する所定波長域の光のうち、所定の波長を中心とした狭帯域の光のみを波長可変干渉フィルターで分光して透過させる光学式レーザー装置としても用いることができる。
また、本発明の光学モジュールを生体認証装置として用いてもよく、例えば、近赤外領域や可視領域の光を用いた、血管や指紋、網膜、虹彩などの認証装置にも適用できる。
また、本発明の光学モジュールを生体認証装置として用いてもよく、例えば、近赤外領域や可視領域の光を用いた、血管や指紋、網膜、虹彩などの認証装置にも適用できる。
更には、光学モジュール及び電子機器を、濃度検出装置として用いることができる。この場合、波長可変干渉フィルターにより、物質から射出された赤外エネルギー（赤外光）を分光して分析し、サンプル中の被検体濃度を測定する。
上記に示すように、本発明の光学モジュール、及び電子機器は、入射光から所定の光を分光するいかなる装置にも適用することができる。そして、本発明の光学モジュールは、上述のように、１デバイスで複数の波長を分光させることができるため、複数の波長のスペクトルの測定、複数の成分に対する検出を精度よく実施することができる。したがって、複数デバイスにより所望の波長を取り出す従来の装置に比べて、光学モジュールや電子機器の小型化を促進でき、例えば、携帯用や車載用の光学デバイスとして好適に用いることができる。
その他、本発明の実施の際の具体的な構造は、本発明の目的を達成できる範囲で他の構造等に適宜変更できる。
５…波長可変干渉フィルター、１０…容量検出回路、１１…正弦波生成回路、１１Ａ…インバーター、１１Ｂ…水晶振動子、１２…オペアンプ、１３…帰還回路、１３Ａ…インピーダンス素子、１４…サンプルアンドホールド回路、１５…タイミング信号生成回路、１５Ａ…第一ワンショット回路、１５Ｂ…第二ワンショット回路、２０…分光測定装置（電子機器）、２１…ディテクター、２５…電圧制御回路、３０…制御回路部、３１…ギャップ測定部、３２…フィルター駆動部、５１…固定基板（第一基板）、５２…可動基板（第二基板）、５４…固定反射膜（第一反射膜）、５５…可動反射膜（第二反射膜）、５６…静電アクチュエーター（ギャップ変更部）、１００…ガス検出装置（電子機器）、２００…食物分析装置（電子機器）、３００…分光カメラ（電子機器）、５６５…第一測定用引出電極、５６６…第二測定用引出電極、５６７…第一測定電極、５６８…第二測定用電極、Ｃｘ…検出対象キャパシター。
Claims (11)
- 容量の検出対象である検出対象キャパシターと、
前記検出対象キャパシターの入力端子に正弦波信号を出力する正弦波生成回路と、
反転入力端子、非反転入力端子、及び出力端子を有し、前記反転入力端子に前記検出対象キャパシターの出力端子が接続され、前記非反転入力端子がグランドに接続されるオペアンプと、
前記オペアンプの前記出力端子と前記反転入力端子との間に接続され、インピーダンス素子が設けられる帰還回路と、
前記正弦波生成回路から出力される前記正弦波信号に同期したタイミング信号を生成するタイミング信号生成回路と、
前記オペアンプの前記出力端子に接続され、前記タイミング信号に基づいたタイミングで前記オペアンプからの出力信号を取得するサンプルアンドホールド回路と、
を具備し、
前記タイミング信号生成回路は、前記正弦波信号に同期した第一タイミング信号を出力する第一ワンショット回路と、
前記第一タイミング信号に基づいて、前記出力信号のピーク電圧が出力されるタイミングに同期した第二タイミング信号を出力する第二ワンショット回路と、
を備え、
前記サンプルアンドホールド回路は、前記第二タイミング信号が出力されたタイミングで出力信号を取得することを特徴とする容量検出回路。 - 請求項１に記載の容量検出回路において、
前記正弦波生成回路は、正弦波信号を矩形波に変換した矩形入力信号を前記タイミング信号生成回路に出力し、
前記第一ワンショット回路は、前記矩形入力信号に基づいて、前記出力信号が立ち上がるタイミングに同期して立ち上がる前記第一タイミング信号を生成し、
前記第二ワンショット回路は、前記第一タイミング信号の立下りタイミングに同期して立ち上がる第二タイミング信号を生成し、
前記第一タイミング信号及び前記第二タイミング信号の出力時間は、前記正弦波信号の１／４周期より小さく、
前記第一タイミング信号の出力時間及び前記第二タイミング信号の出力時間の和は、前記正弦波信号の１／４周期よりも大きいことを特徴とする容量検出回路。 - 請求項２に記載の容量検出回路において、
前記第二タイミング信号の出力時間は、前記出力信号の電圧がピーク電圧の９９％以上である時間に設定されることを特徴とする容量検出回路。 - 請求項１から請求項３のいずれかに記載の容量検出回路において、
前記正弦波生成回路は、水晶振動子を用いた発振回路であることを特徴とする容量検出回路。 - 請求項１から請求項４のいずれかに記載の容量検出回路において、
前記インピーダンス素子は、抵抗であることを特徴とする容量検出回路。 - 請求項１から請求項４のいずれかに記載の容量検出回路において、
前記インピーダンス素子は、抵抗及びキャパシターを直接に接続した素子であることを特徴とする容量検出回路。 - 第一基板と、
前記第一基板に対向して配置される第二基板と、
前記第一基板に設けられる導電性の第一反射膜と、
前記第二基板に設けられ、反射膜間ギャップを介して前記第一反射膜に対向して設けられる導電性の第二反射膜と、
前記反射膜間ギャップのギャップ量を変更するギャップ変更部と、
前記第一反射膜に正弦波信号を出力する正弦波生成回路と、
反転入力端子、非反転入力端子、及び出力端子を有し、前記反転入力端子に容量の検出対象である検出対象キャパシターの出力端子が接続され、前記非反転入力端子がグランドに接続されるオペアンプと、
前記オペアンプの前記出力端子と前記反転入力端子との間に接続され、インピーダンス素子が設けられる帰還回路と、
前記正弦波生成回路から出力される前記正弦波信号に同期したタイミング信号を生成するタイミング信号生成回路と、
前記オペアンプの前記出力端子に接続され、前記タイミング信号に基づいたタイミングで前記オペアンプからの出力信号を取得するサンプルアンドホールド回路と、
を具備し、
前記タイミング信号生成回路は、前記正弦波信号に同期した第一タイミング信号を出力する第一ワンショット回路と、
前記第一タイミング信号に基づいて、前記出力信号のピーク電圧が出力されるタイミングに同期した第二タイミング信号を出力する第二ワンショット回路と、
を備え、
前記サンプルアンドホールド回路は、前記第二タイミング信号が出力されたタイミングで出力信号を取得することを特徴とする光学モジュール。 - 第一基板と、
前記第一基板に対向して配置される第二基板と、
前記第一基板に設けられる第一反射膜と、
前記第二基板に設けられ、反射膜間ギャップを介して前記第一反射膜に対向して設けられる第二反射膜と、
前記反射膜間ギャップのギャップ量を変更するギャップ変更部と、
前記第一基板に設けられる第一測定電極と、
前記第二基板に設けられ、所定のギャップを介して前記第一測定電極に対向して設けられる第二測定電極と、
前記第一測定電極に正弦波信号を出力する正弦波生成回路と、
反転入力端子、非反転入力端子、及び出力端子を有し、前記反転入力端子に容量の検出対象である検出対象キャパシターの出力端子が接続され、前記非反転入力端子がグランドに接続されるオペアンプと、
前記オペアンプの前記出力端子と前記反転入力端子との間に接続され、インピーダンス素子が設けられる帰還回路と、
前記正弦波生成回路から出力される前記正弦波信号に同期したタイミング信号を生成するタイミング信号生成回路と、
前記オペアンプの前記出力端子に接続され、前記タイミング信号に基づいたタイミングで前記オペアンプからの出力信号を取得するサンプルアンドホールド回路と、
を具備し、
前記タイミング信号生成回路は、前記正弦波信号に同期した第一タイミング信号を出力する第一ワンショット回路と、
前記第一タイミング信号に基づいて、前記出力信号のピーク電圧が出力されるタイミングに同期した第二タイミング信号を出力する第二ワンショット回路と、
を備え、
前記サンプルアンドホールド回路は、前記第二タイミング信号が出力されたタイミングで出力信号を取得することを特徴とする光学モジュール。 - 第一基板と、
前記第一基板に対向して配置される第二基板と、
前記第一基板に設けられる第一反射膜と、
前記第二基板に設けられ、反射膜間ギャップを介して前記第一反射膜に対向して設けられる第二反射膜と、
前記反射膜間ギャップのギャップ量を変更するギャップ変更部と、
前記第一反射膜に正弦波信号を出力する正弦波生成回路と、
反転入力端子、非反転入力端子、及び出力端子を有し、前記反転入力端子に容量の検出対象である検出対象キャパシターの出力端子が接続され、前記非反転入力端子がグランドに接続されるオペアンプと、
前記オペアンプの前記出力端子と前記反転入力端子との間に接続され、インピーダンス素子が設けられる帰還回路と、
前記正弦波生成回路から出力される前記正弦波信号に同期したタイミング信号を生成するタイミング信号生成回路と、
前記オペアンプの前記出力端子に接続され、前記タイミング信号に基づいたタイミングで前記オペアンプからの出力信号を取得するサンプルアンドホールド回路と、
を具備し、
前記タイミング信号生成回路は、前記正弦波信号に同期した第一タイミング信号を出力する第一ワンショット回路と、
前記第一タイミング信号に基づいて、前記出力信号のピーク電圧が出力されるタイミングに同期した第二タイミング信号を出力する第二ワンショット回路と、
を備え、
前記サンプルアンドホールド回路は、前記第二タイミング信号が出力されたタイミングで出力信号を取得することを特徴とする電子機器。 - 第一基板と、
前記第一基板に対向して配置される第二基板と、
前記第一基板に設けられる第一反射膜と、
前記第二基板に設けられ、反射膜間ギャップを介して前記第一反射膜に対向して設けられる第二反射膜と、
前記反射膜間ギャップのギャップ量を変更するギャップ変更部と、
前記第一基板に設けられる第一測定電極と、
前記第二基板に設けられ、所定のギャップを介して前記第一測定電極に対向して設けられる第二測定電極と、
前記第一測定電極に正弦波信号を出力する正弦波生成回路と、
反転入力端子、非反転入力端子、及び出力端子を有し、前記反転入力端子に容量の検出対象である検出対象キャパシターの出力端子が接続され、前記非反転入力端子がグランドに接続されるオペアンプと、
前記オペアンプの前記出力端子と前記反転入力端子との間に接続され、インピーダンス素子が設けられる帰還回路と、
前記正弦波生成回路から出力される前記正弦波信号に同期したタイミング信号を生成するタイミング信号生成回路と、
前記オペアンプの前記出力端子に接続され、前記タイミング信号に基づいたタイミングで前記オペアンプからの出力信号を取得するサンプルアンドホールド回路と、
を具備し、
前記タイミング信号生成回路は、前記正弦波信号に同期した第一タイミング信号を出力する第一ワンショット回路と、
前記第一タイミング信号に基づいて、前記出力信号のピーク電圧が出力されるタイミングに同期した第二タイミング信号を出力する第二ワンショット回路と、
を備え、
前記サンプルアンドホールド回路は、前記第二タイミング信号が出力されたタイミングで出力信号を取得することを特徴とする電子機器。 - 正弦波信号を出力する正弦波生成回路と、
反転入力端子、非反転入力端子、及び出力端子を有し、前記反転入力端子に容量の検出対象である検出対象キャパシターの出力端子が接続され、前記非反転入力端子がグランドに接続されるオペアンプと、
前記オペアンプの前記出力端子と前記反転入力端子との間に接続され、インピーダンス素子が設けられる帰還回路と、
前記正弦波生成回路から出力される前記正弦波信号に同期したタイミング信号を生成するタイミング信号生成回路と、
前記オペアンプの前記出力端子に接続され、前記タイミング信号に基づいたタイミングで前記オペアンプからの出力信号を取得するサンプルアンドホールド回路と、
を具備し、
前記タイミング信号生成回路は、前記正弦波信号に同期した第一タイミング信号を出力する第一ワンショット回路と、
前記第一タイミング信号に基づいて、前記出力信号のピーク電圧が出力されるタイミングに同期した第二タイミング信号を出力する第二ワンショット回路と、
を備え、
前記サンプルアンドホールド回路は、前記第二タイミング信号が出力されたタイミングで出力信号を取得することを特徴とする容量検出回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2012024888A JP6051534B2 (ja) | 2012-02-08 | 2012-02-08 | 容量検出回路、光学モジュール、及び電子機器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2012024888A JP6051534B2 (ja) | 2012-02-08 | 2012-02-08 | 容量検出回路、光学モジュール、及び電子機器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2013160707A JP2013160707A (ja) | 2013-08-19 |
| JP6051534B2 true JP6051534B2 (ja) | 2016-12-27 |
Family
ID=49173050
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2012024888A Active JP6051534B2 (ja) | 2012-02-08 | 2012-02-08 | 容量検出回路、光学モジュール、及び電子機器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP6051534B2 (ja) |
Families Citing this family (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP5924313B2 (ja) | 2012-08-06 | 2016-05-25 | 株式会社デンソー | ダイオード |
| JP2016118468A (ja) * | 2014-12-22 | 2016-06-30 | セイコーエプソン株式会社 | 測色装置および印刷装置 |
| JP6646808B2 (ja) * | 2015-12-22 | 2020-02-14 | パナソニックＩｐマネジメント株式会社 | センサ |
| JP6958131B2 (ja) * | 2017-08-31 | 2021-11-02 | セイコーエプソン株式会社 | 光学モジュール、電子機器、及び光学モジュールの制御方法 |
| CN108375710A (zh) * | 2018-01-05 | 2018-08-07 | 昂纳信息技术（深圳）有限公司 | 一种光模块的检测系统 |
| EP3779426B1 (en) * | 2018-03-30 | 2023-12-27 | Provigate Inc. | Device for an electrochemical measurement of a solution |
| CN115902356B (zh) * | 2023-03-08 | 2023-05-26 | 华中科技大学 | 一种电力机车受电电压高频分量的非侵入式测量方法 |
Family Cites Families (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5717868A (en) * | 1980-07-04 | 1982-01-29 | Syst Design Kk | Lcr measuring device |
| JPH0194312A (ja) * | 1987-10-06 | 1989-04-13 | Sharp Corp | 可変干渉装置 |
| JPH07229941A (ja) * | 1994-02-17 | 1995-08-29 | Sunx Ltd | 静電容量測定回路及びこれを利用した電子部品のリード検査装置 |
| JP3835525B2 (ja) * | 2001-03-19 | 2006-10-18 | ホーチキ株式会社 | 波長可変フィルタ制御装置 |
-
2012
- 2012-02-08 JP JP2012024888A patent/JP6051534B2/ja active Active
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2013160707A (ja) | 2013-08-19 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP6051534B2 (ja) | 容量検出回路、光学モジュール、及び電子機器 | |
| JP6019863B2 (ja) | 波長可変干渉フィルター、光学フィルターデバイス、光学モジュール、および電子機器、並びに波長可変干渉フィルターの製造方法 | |
| JP6015090B2 (ja) | 波長可変干渉フィルター、光学フィルターデバイス、光学モジュール、及び電子機器 | |
| US9389350B2 (en) | Optical module, electronic device, food analyzer, spectroscopic camera, driving method of wavelength variable interference filter | |
| JP6543884B2 (ja) | アクチュエーター制御装置、光学モジュール、電子機器、及びアクチュエーター制御方法 | |
| JP6413325B2 (ja) | アクチュエーター装置、電子機器、及び制御方法 | |
| JP6136356B2 (ja) | 測定装置 | |
| JP6107186B2 (ja) | 光学モジュール、電子機器、及び分光カメラ | |
| JP6182918B2 (ja) | 干渉フィルター、光学フィルターデバイス、光学モジュール、及び電子機器 | |
| JP6098197B2 (ja) | 光学フィルターデバイス、光学モジュール、及び電子機器 | |
| JP2012168438A (ja) | 波長可変干渉フィルター、光モジュール、及び光分析装置 | |
| JP5888080B2 (ja) | 波長可変干渉フィルター、光学フィルターデバイス、光学モジュール、電子機器、及び波長可変干渉フィルターの駆動方法 | |
| JP2015141209A (ja) | アクチュエーター制御装置、光学モジュール、及び電子機器 | |
| JP5983020B2 (ja) | 波長可変干渉フィルター、光学フィルターデバイス、光学モジュール、及び電子機器 | |
| JP5879893B2 (ja) | 光学フィルターデバイス、光学モジュールおよび電子機器 | |
| JP6115519B2 (ja) | Ｍｅｍｓ駆動装置、電子機器、及びｍｅｍｓ駆動方法 | |
| JP6194673B2 (ja) | 光学モジュール及び電子機器 | |
| JP6064468B2 (ja) | 光学モジュール及び電子機器 | |
| JP2014074754A (ja) | 波長可変干渉フィルター、光学フィルターデバイス、光学モジュール、及び電子機器 | |
| JP2012220912A (ja) | 干渉フィルター、光モジュール、及び電子機器 | |
| JP6566061B2 (ja) | 波長可変干渉フィルターの駆動方法 | |
| JP2015225148A (ja) | 光学モジュール、電子機器、及び波長可変干渉フィルターの制御方法 | |
| JP2019133076A (ja) | 波長可変干渉フィルターおよび電子機器 | |
| JP6296128B2 (ja) | 光学モジュール、電子機器、食物分析装置、分光カメラ、及び波長可変干渉フィルターの駆動方法 | |
| JP2013178392A (ja) | 波長可変干渉フィルター、光学フィルターデバイス、光学モジュール、及び電子機器 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| RD04 | Notification of resignation of power of attorney |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A7424 Effective date: 20150107 |
|
| A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20150202 |
|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20151224 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20160209 |
|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20160401 |
|
| RD04 | Notification of resignation of power of attorney |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A7424 Effective date: 20160609 |
|
| RD03 | Notification of appointment of power of attorney |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A7423 Effective date: 20160617 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20160802 |
|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20160927 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20161101 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20161114 |
|
| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Ref document number: 6051534 Country of ref document: JP Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |