JP6001256B2 - 車輌の電気推進力供給用電気回路のためのコンバータ - Google Patents

Description

本発明は、車輌における電気推進力供給用電気回路のためのコンバータに関する。

図１に示すように、一部又は全部電気で推進する車輌１００は、高出力のコンバータ１０２を備えることが知られており、このコンバータは、バッテリ１０４の電圧を昇圧することにより、電気機械１０６に電力を供給できるようにしており、この供給は，通常インバータ１０８を介して行われる。

このようなコンバータ１０２の動作電力は、通常、２０〜１０００ｋＷと高いため、バッテリ１０４からの電源電流を変換用の複数のセルに分配するマルチセルコンバータを採用することが有益な場合がある。

このようなマルチセルコンバータを使用する場合、セルに用いられるスイッチ１１１，１１３、とりわけこれらを構成するトランジスタ１０３，１０５やパワーダイオード１０７，１０９がシリコンを大量に必要とするため、特にコストの問題が伴う。

電気自動車、特にハイブリッド自動車の場合には、これらのセルの体積及び重量も重要な基準であり、とりわけ誘導素子、この例ではコイル１１０が、通常ではかなり大きくなる点が、問題になる。

また、コンバータの使用においてその効率が別の重要な基準であり、何故なら効率は車輌１００の走行可能距離に直接的に影響するからである。

この効率の向上のために、図２〜図５を参照して、次に説明するように、コンバータの誘導素子１１０を流れる電流の反転サイクルを用いて、ＺＶＳ（Zero Voltage Switching: ゼロ電圧スイッチング）と呼ばれるスイッチング方法を実行することが知られている。

より具体的には、図２はコンバータ１０２のスイッチ１１３のこの開動作を示し、この開動作はキャパシタ２０４により得られる実質的ゼロ電圧下で行われるが、これは下記に示す通り、キャパシタ２０４の放電がこの開動作の間に行われるからである。

トランジスタ１０５の端子の電圧３０４（コレクタ・エミッタ電圧）が増加し始めるときのトランジスタ１０５のコレクタを流れる電流３０２（図３）は完全にゼロにはならないが、この方法により、スイッチ１０５の開動作に伴う損失を極めて小さくすることができる。図３の例では、図中で大きさの程度は誇張して示される。

従って、誘導素子１１０を流れる電流ｉを反転させることによってキャパシタ２０４を放電させることができ、そのため、キャパシタ２０４を放電させることにより、スイッチを再びゼロ電圧下で閉じることができる。

図４には、セルの誘導素子１１０を流れる電流ｉの反転中、すなわちスイッチ１１１の開動作中の、コンバータ１０２が示される。スイッチ１１１及び１１３を流れる電流が遮断されるため、キャパシタ２０４は放電し、次いで、キャパシタ２０４が完全に放電すると、スイッチ１１３のパワーダイオード１０９が導通状態になる。

このケースでは、スイッチ１１３の端子の電圧５０４（図５）は、キャパシタ２０４の放電中に急速に低下し（ステップ５１０）、そして負になるとパワーダイオード１０９がオン状態になる（ステップ５１２）。

その結果、誘導素子１１０を流れる電流５０２は再び正になり（ステップ５１４）、そしてこのサイクルは、上述のスイッチ１１３の開動作によって繰り返される。

固定スイッチング周波数を用いるこのＺＶＳ法は、コンバータが高負荷で動作する場合は満足であるが、低負荷では満足な効率を与えない。

具体的には、電流が負荷にかかわらず大きく変調されることは問題であり、それは、低負荷の場合、すなわち平均電流がゼロに近い場合（図７）と、高負荷の場合、すなわち平均電流が例えば５０Ａに近い場合（図６）のいずれにおいても問題である。この例では、反転が、ピークとピークとの差で約１００Ａとなり、誘導体に大きな鉄損失が発生する。

この問題を軽減するために、臨界伝導モードと呼ばれるモードで上述のＺＶＳ法を用いることが知られる。このモードでは、図８に示されるように、電流の反転が強制される時間は、比較的に短いものの、スイッチの電圧をゼロにするために用いられるキャパシタを放電させるためには十分な長さである。

この場合に、電流は、電流の平均値を調整する第１の閾値と、これとは逆符号で、キャパシタを放電させる第２の閾値とによって制御され、周波数の変化に従って、これら２つの閾値が交互に用いられる。

ここで問題となるのは、臨界伝導モードが誘導素子に電流反転を発生させると思われることであり、これにより誘導素子の設計が困難になる。実際、電流反転の大きさは、高周波範囲（例えば２０〜８０ｋＨｚの範囲）にわたってピーク電流の値の１００％を超過する場合があり、これによって、温度上昇と効率の観点から、誘導素子内での電力損失は許容しがたいものになる。

最後に、誘導素子は通常、フェライト材料またはナノ結晶タイプの材料を基本として製造されることを指摘すべきであり、その理由は、第１に材料の抵抗率が、第２にコアを形成する細片の薄さが挙げられ、また、これらの材料が、渦電流の発生の制限、すなわち損失の制限という一般的に必要な性質を有するからである。

しかしながら、フェライトは、鉄をベースにした他の磁性材料に比べ、比較的弱い磁界にも飽和してしまうような材料である。

その結果、誘導素子を製造するためには非常に大きな体積の磁性体が必要となり、これは、ハイブリッド車輌用途には受け容れられないものであり、また、
、相当の磁性体の体積が必要になるか、またはこの材料の非常に大きな透磁率のために、この材料に蓄えられる電力が制限されてしまう。

実際、電力の蓄積の観点からは、鉄ベースの材料やシリコンベースの材料は、車輌用のコンバータには適しており、何故なら、飽和閾値が２テスラ以上となるようにできるからである。さらに、この材料は、通常、金属シート積層体の形態で、電力伝達や電力変換（変圧器、発電機、モータなど）において非常に広範に用いられる。

ここで問題となるのは、この材料では高周波における損失が大きくなることであり、その理由は、この高周波では磁束変調が発生するからである。このことは、電力伝達で用いられる周波数が、通常５０Ｈｚ〜１ｋＨｚの比較的低い周波数範囲にわたって変化することの理由となっており、スイッチング周波数がおよそ１０ｋＨｚを超えることはほとんどない。

本発明は、上述の問題の少なくとも１つを解決することを目的とする。この目的は、Ｆｅ−Ｓｉ（鉄−シリコン）ベースの材料などの高飽和材料を用いながら、臨界伝導モードにおいてＺＶＳ法を用いることを可能にすることにある。

実際に、車輌用のコンバータを用いて、臨界伝導モードでＺＶＳ法を用いるに十分に高いセル毎の電流変調を得るようにし、一方で、磁気回路中の磁束変調を最小にすることで、電力損失を制限し、高飽和材料、とりわけＦｅベース材料やＳｉベース材料を使用できるようにすることが、可能であることを見出したことに、本発明は基づいる。

これが、本発明が、車輌に搭載され電気推進力を供給するように設計される電気回路に関することの理由であり、この電力は、車輌のバッテリから少なくとも２つのセルに送出される電力から得られ、この電気回路は複数の誘導素子を備え、この誘導素子は誘導素子内を流れる電流を管理するトランジスタに接続されており、これら誘導素子同士が接続されて、以下の２つのモードに交互にしたがい制御される磁気回路を形成する：
− 上記磁気回路の見かけインダクタンスが、各誘導素子の固有インダクタンスの和の大きさの程度であるコモンモードと、
− 上記磁気回路の見かけインダクタンスが、誘導素子間のカップリングのリーケージインダクタンスの大きさの程度であるディファレンシャルモード。

本発明によれば、誘導素子間のカップリングにより、この電気回路を、ＺＶＳ法を用いて臨界伝導モードで動作するマルチセルコンバータとして用いることができ、何故なら、-ディファレンシャルモードにしたがい-全磁気回路中の磁束の反転量を極めて小さくすることができ、他方、-コモンモードにしたがい-各セルにおける電流の反転量を比較的大きく保つことができるからである。

実際には、本発明は、電力を蓄積する主磁気回路を形成する誘導素子のカップリングと、低インダクタンスのリーケージ線を発生する分岐回路とを用いることで、大きな電流反転を得ることを可能にする。

本発明によれば、高周波駆動及び大きな電流反転を伴う、この種のコンバータにおいて、これまで用いることができなかった材料を、許容し得ないレベルの「鉄」損、すなわち磁束の反転または磁束の変調に起因する損失の発生を伴うことなく取り入れることができる。このような材料を用いると、非常に高い誘導を発生させることができるから、したがって、本発明によって、コンバータに用いられる磁性材料の体積を減らすことができる。

上述の主な特徴に加えて、本発明による電気回路は、次の特徴のうち１つ以上を、単独で、または技術的に可能なかぎり任意に組み合わせて、有していてもよい。
− 誘導素子は、電力を供給するバッテリに接続される共通の端子、及び対応するキャパシタの充電及び放電を制御するトランジスタ対に接続される各々の端子を有するようにカップリングされる。
− これらの対応するキャパシタは、第１のセルの第１のトランジスタ対と共有される端子、及び第２のセルの第２のトランジスタ対と共有される端子を有する。
− この電気回路は、キャパシタの充電及び放電のために、５０％と異なるデューティサイクルを用いるための手段を備える。
− 固有インダクタンスの値は、約５００μＨである。
− リーケージインダクタンスの値は、約５０μＨである。
− この電気回路は、この場合には、臨界伝導モードにおけるＺＶＳ法にしたがって、少なくとも１つの誘導素子を流れる電流を反転させるために十分な期間において、放電を制御する手段を備える。
− 誘導素子のうちの少なくとも１つは、鉄ベース材料やシリコンベース材料、特にフェライトを含んでいる。
− この電気回路は、２つの誘導素子間のカップリングを実現するために、４つの同一構造のエアギャップと組み合わされた４つの半装荷コイルによって形成される磁気回路を有する。

本発明は、さらに、本発明にしたがい車輌に電気推進力を供給するように設計される電気回路を製造する方法を提供する。この電気推進力は、車輌のバッテリによって電気回路に送出されて、誘導素子と、誘導素子に流れる電流を管理するために、誘導素子に接続されるトランジスタとを備える少なくとも２つのセルによって、例えばＺＶＳ（Zero Voltage Switching: ゼロ電圧スイッチング）にしたがって変換される電力から得られる。これらの少なくとも２つのセルの各々の誘導素子同士がカップリングされて、上述の電気回路中の磁気回路を形成するように配置される。

全部または一部（ハイブリッド）で電気的に推進される車輌の電気回路の概略的な回路図である。 従来技術のコンバータに用いられる電気回路の動作を示す回路図である。 従来技術のコンバータにおける電流及び電圧の変化を示すグラフである。 従来技術のコンバータに用いられる電気回路の別の動作を示す回路図である。 従来技術のコンバータにおける電流及び電圧の別の変化を示すグラフである。 従来技術のコンバータにおける電流の変化を示すグラフである。 従来技術のコンバータにおける電流の別の変化を示すグラフである。 従来技術のコンバータにおける電流のさらに別の変化を示すグラフである。 本発明を適用することができるコンバータの電気回路の回路図である。 図９の電気回路に用いられるスイッチの状態を示す表である。 図９の電気回路を、ホプキンソンモデルで表わした回路図である。 図９の電気回路における電流の変化を示すグラフである。 図９の電気回路における磁束の変化を示すグラフである。 本発明に適用することができる磁気回路の斜視図である。 図１４の磁気回路の等価回路図である。 図１４の磁気回路の一変形例の断面図である。 図９の電気回路の一変形例の回路図である。 本発明によるコンバータ中の素子の端子電圧の周期的変化を示すグラフである。 本発明によるコンバータ中の素子の端子電圧の別の周期的変化を示すグラフである。

各添付図面を参照して、例示のためであって、本発明を限定するためのものではない、以下の説明を読むことによって、本発明の他の特徴及び利点が明らかになる。

各図に現われる、構造または機能が同等の要素には、別の参照符号の指定のない限り、同一の参照符号が付される。

図９は、本発明による電気回路９００を示し、この回路は、誘導素子９０２を備えるセル９０１と誘導素子９０４を備えるセル９０３との２つのセルを有し、これらの誘導素子は、次の２つのモードに交互にしたがい制御される。

− 電気回路９００の誘導素子９０２及び９０４により形成される磁気回路の見かけインダクタンスが比較的高いコモンモードにしたがった場合であり、この見かけインダクタンスは、例えば、誘導素子９０２及び９０４のそれぞれの固有インダクタンスＬ_A及びＬ_Bの合計程度の大きさである。

このように見かけインダクタンスが高いため、磁気回路中の磁束の反転は制限され−詳細は下記に述べるが−それによって、鉄損は減少する。

− 電気回路９００の誘導素子９０２及び９０４により形成される磁気回路の見かけインダクタンスが比較的低いディファレンシャルモードにしたがった場合であり、この見かけインダクタンスは、例えば、２つの誘導素子間のカップリングのリーケージインダクタンスの大きさの程度である。

このように見かけインダクタンスが低いため、前述の、特に臨界伝導モードにおけるＺＶＳ法の使用を可能にするほどに十分に大きな反転量で、電流を反転させることができる。

本明細書の以下の詳細な説明において、コイルによって表わされる誘導素子９０２
の固有インダクタンスをＬ_Aと、誘導素子９０４の固有インダクタンスをＬ_Bとする。

コモンモードにおける磁気回路の電圧（以下、コモンモード電圧又はＶｍｃと称す）は、誘導素子９０２及び９０４の端子電圧Ｖ_LAとＶ_LBの和より、次のように与えられる。
Ｖｍｃ＝（Ｖ_LA＋Ｖ_LB）／２

同様に、ディファレンシャルモードにおける磁気回路の電圧（以下、ディファレンシャルモード電圧又はＶｍｄと称す）は、誘導素子９０２と９０４の端子電圧Ｖ_LAとＶ_LBの差から、次のように与えられる。
Ｖｍｄ＝（Ｖ_LA−Ｖ_LB）／２

このディファレンシャルモードにおける電圧Ｖｍｄは、２つの誘導素子の端子電圧Ｖ_LAとＶ_LBが異なる場合は、ゼロとならない。図９に示されるセル２つの用途を考えれば、これらの誘導素子を用いるセル９０１及び９０３のスイッチＳＬＡ及びＳＬＢが、図１０の表に示されるように異なる状態のときに、この状況が生じる。

より明瞭にするために、この磁気回路を、ホプキンソン法にしたがって表わすことができる（図１１）。この場合に、誘導素子９０２は、磁気抵抗Rと、電流ｉ_Aのジェネレータｎｉ_Bとによって表わされており、最後に、２つの誘導素子９０２と９０４との間のカップリングは、磁気抵抗ｒによって表わされる誘導素子と等価である。

誘導素子９０２、９０４及びそのカップリングによって発生する磁束φ_A、φ_B、φ_Cは、次の式で与えられる。
φ_A／Ｎ＝Ｌ_Aｉ_A＋Ｍｉ_B
φ_B／Ｎ＝Ｌ_Bｉ_B＋Ｍｉ_A
φ_C＝φ_A−φ_B

提案される本発明においては、誘導素子のカップリングの程度は高く、相互インダクタンスＭの値は正であり約４５０μＨ、固有インダクタンスＬ_A及びＬ_Bの値は約５００μＨである。

通常、この相互インダクタンスＭは、各誘導素子の固有インダクタンスＬ_A、Ｌ_Bに近い値を有する。以下において、固有インダクタンスＬ_AとＬ_Bとの値は同一であり、インダクタンスＬに等しいとする。

したがって、固有インダクタンスと相互インダクタンスとの差に等しいリーケージインダクタンスは比較的低く、以下、リーケージインダクタンスＬｆと称す。したがって、上式は次のようになる。
φ_A／Ｎ＝Ｌ（ｉ_A＋ｉ_B）−Ｌｆｉ_B
φ_B／Ｎ＝Ｌ（ｉ_A＋ｉ_B）−Ｌｆｉ_A
φ_C／Ｎ＝Ｌｆ（ｉ_A−ｉ_B）

これらの式に基づくと、コモンモードにおける電圧Ｖｍｃは、次のようになる。
Ｖｍｃ = Ｎ[(ｄφ_A/ｄｔ)+(ｄφ_B/ｄｔ)]/２=(２Ｌ-Ｌｆ)[(ｄｉ_A/ｄｔ)+(ｄｉ_B/ｄｔ)]/２=(２Ｌ-Ｌｆ)(ｄｉ_MC)/ｄｔ

同様に、同じ上述の式に基づくと、ディファレンシャルモードにおける電圧Ｖｍｄは、次のようになる。
Ｖｍｄ=Ｎ[(ｄφ_A/ｄｔ)-(ｄφ_B/ｄｔ)]/２=（Ｌｆ）[(ｄｉ_A/ｄｔ)-(ｄｉ_B/ｄｔ)]/２=Ｌｆ(ｄｉ_MC)/ｄｔ

上述のように、リーケージインダクタンスＬｆは、各誘導素子の固有インダクタンスＬに比して、事実上、無視することができる。この場合には、コモンモード電圧Ｖｍｃ、ディファレンシャルモード電圧Ｖｍｄは次のようになる。
Ｖｍｃ＝２Ｌ（ｄｉ_MC／ｄｔ）
Ｖｍｄ＝Ｌｆ（ｄｉ_MC／ｄｔ）

したがって、ディファレンシャルモードにおける磁気回路のインダクタンスは、リーケージインダクタンスの程度であり、コモンモードにおける、この同じ磁気回路のインダクタンスは、固有インダクタンスの和の程度である。したがって、次のことが言える。
− ディファレンシャルモードにおいては、磁気回路の見かけインダクタンスが、比較的低いリーケージインダクタンスの程度であるために、電流は急激に変化する、例えば図１２に示されるように、固有インダクタンスが用いられた場合の１０倍を超過する速度で変化することができ、
− コモンモードにおいては、磁気回路の見かけインダクタンスが、比較的高い固有インダクタンスの程度であるために、磁束の反転量を比較的小さくすることができる。実際、磁束は、次の式によって与えられる。
φ_A／Ｎ＝Ｌ（ｉ_A＋ｉ_B）−Ｌ_fｉ_B＝２Ｌｉ_MC−Ｌｆｉ_B
φ_B／Ｎ＝Ｌ（ｉ_A＋ｉ_B）−Ｌ_fｉ_A＝２Ｌｉ_MC−Ｌｆｉ_A
φ_C／Ｎ＝Ｌｆ（ｉ_A−ｉ_B）＝２Ｌｆｉ_MD

リーケージインダクタンスが比較的低いから、上述の式を微分することによって、次の式が導かれる。
Δφ_A／Ｎ＝−ＬｆΔｉ_B
Δφ_B／Ｎ＝ＬｆΔｉ_A
Δφ_C／Ｎ＝２Ｌｆｉ_A

換言すれば、磁束の反転は、リーケージインダクタンスに比例し、このリーケージインダクタンスは、比較的低いため、図１３に示されるように、磁束の反転を等しく下げる。これらの反転は、この例では、２つの誘導素子のコイルがカップリングされていない場合に得られる反転量のおよそ１／１０未満である。

より正確には、電流の反転が臨界伝導モードではピーク電流の大きさにほぼ等しいことを知ることにより、ピーク磁界に対する磁界の反転率を評価することができる。この例においては、この比は、次の式で与えられる。
Δφ_A/φ_A = −ＬｆΔｉ_B/(２Ｌｉ_MC−Ｌｆｉ_B) ? −ＬｆΔｉ_B/２Ｌｉ_MC = −Ｌｆ/Ｌ
Δφ_B/φ_B = ＬｆΔｉ_A/(２Ｌｉ_MC−Ｌｆｉ_A) ? ＬｆΔｉ_A/２Ｌｉ_MC = Ｌｆ/Ｌ
Δφ_C/φ_C = ２ＬｆΔｉ_A/(２Ｌｆｉ_MD) ? ２Ｌ/Ｌｆ

これらの式は、反転率が、リーケージインダクタンスと、誘導素子の固有インダクタンスとの比に実質的に等しいことを示す。したがって、この比を、Ｆｅベース材料やＳｉベース材料を用いることができるほどに十分に小さくすることができる。

図１４には、巻数がＮターンである４つのハーフコイル１４０２、１４０４、１４０６、１４０８を用いた、本発明による磁気回路１４００が示され、これらのそれぞれは、各誘導素子の固有インダクタンスの調整を可能にするエアギャップ１４０３、１４０５、１４０７、１４０９（図１５）、及び中央分岐部１４１０を囲んでいる。

この中央分岐部１４１０は、外枠部における磁束変化の２倍の磁束変化を保持する。したがって、この中央分岐部の体積に比例する磁束変化に起因する鉄損を制限するため、この中央分岐部はできるだけ短くするべきである。

さらに注目すべきは、この中央分岐部１４１０の長さは磁気回路の動作に影響しないということであり、そのインダクタンスは、中央分岐部１４１０及びエアギャップの断面によって決まる。

巻数がＮターンのコイルがエアギャップを囲んで巻かれていることにより、エアギャップで分離される磁束線によって引き起こされる磁気放射を制限し、このエアギャップは、磁力を蓄積するためにＦｅ−Ｓｉフェライト材料で製造することが可能である。

コイルは、導電ストリップや単撚り線や複撚り線などで構成され、各々の巻線の起磁力（アンペア−巻数）が加えられるよう、巻線Ａ及びＢのコイルの巻く方向が選択される。図１４の磁気回路を示す図１５には、エアギャップのまわりにコイルを巻く方向が示される。

本発明では、多くの変形例が可能である。特に、従来技術の問題点及び本発明に関する説明では、主として、バック−ブーストタイプの、ステップアップコンバータとしてもステップダウンコンバータとしても機能する非絶縁双方向コンバータを用いていた。しかし、本発明を、誘導素子をカップリングすることができる少なくとも２つのセルを有する、種々のタイプのコンバータに用いることが可能なことは明らかである。

さらに、本発明を、固定周波数でも可変周波数でも作動させることができることを指摘すべきである。特に、このコンバータは、同期整流において役に立つ。この場合には、最大電流においても誘導素子で電流が反転してＺＶＳ法を用いることができるよう、周波数及びインダクタンスを計算する必要がある。

磁気回路に関しては、コイルの構造、特にエアギャップの位置、中央分岐部１４１０の存在、及び中央分岐部１４１０に用いられる材料を、本発明の実施形態毎に変更してもよいことは明らかである。

したがって、磁力線及びエアギャップによって示される図１６の実施形態では、中央分岐部は存在しておらず、Ｃ字形状のコアが用いられる。

図１７は、図９の電気回路で用いられる容量値Ｃのキャパシタ４つに替えて、容量値２Ｃのキャパシタ１つのみ必要であるよう最適化された電気回路９００’を示す。

このようにキャパシタ１つだけを用いてＺＶＳ法を実行するためには、伝導モードを選択すればよい。各アームの２つのスイッチのうちの１つが常時導通状態にあるため、１つのスイッチが開かれると、誘導素子の電流が、接地かＤＣバスＥかのいずれかに接続されたキャパシタによって吸収される。

スイッチＳＬＡが開いてデューティサイクルが５０％未満（図１８）となった場合、スイッチＳＨＢは導通状態にある。そして、キャパシタＣ_zvsは、負電圧（−Ｅ）にバイアスされる。

スイッチＳＬＡが開かれると、キャパシタＣｚｖｓは完全に自己放電し、図１８に示されるように、スイッチＳＬＡの阻止電圧はＥである。

スイッチＳＬＢが閉じられる前に、誘導素子ＬＢの電流は負であり、スイッチＳＨＢが開かれ、直流バスの電圧に達するまで、この誘導素子ＬＢから放出された電流がキャパシタＣ_zvsを充電する。

同様に、図１９は、デューティサイクルが５０％よりも大きい場合を示している。

１００ 車輌
１０２ コンバータ
１０３、１０５ トランジスタ
１０４ バッテリ
１０６ 電気機械
１０７、１０９ パワーダイオード
１０８ インバータ
１１０ 誘導素子
１１１、１１３ スイッチ
２０２ ローパスフィルタ
２０４、２０６ キャパシタ
３００、５００ 横軸
３０１、５０１ 縦軸
３０２、５０２ 電流
３０４、５０４ 端子電圧
５１０、５１２、５１４ 期間
９００、９００’ 電気回路
９０１、９０３、９０１’、９０３’ セル
９０２、９０４、９０２’、９０４’ 誘導素子
１４００ 磁気回路
１４０２、１４０４、１４０６、１４０８ 半装荷コイル
１４０３、１４０５、１４０７、１４０９ エアギャップ
１４１０ 中央分岐部
Ｃ_ZVS キャパシタ
ｎｉ_A、ｎｉ_B ジェネレータ
ｒ、Ｒ 磁気抵抗
ＳＨＡ、ＳＨＢ、ＳＬＡ、ＳＬＢ スイッチ

Claims (10)

1. 車輌内に取り付けられ、車輌への推進力を生じるための電力である推進電力を供給するように設計されている電気回路（９００、９００’）であって、前記推進電力は、前記車輌のバッテリによって前記電気回路（９００、９００’）に送出される電力であって、少なくとも２つのセル（９０１、９０３、９０１’、９０３’）によって変換される電力から得られ、前記電気回路（９００、９００’）は、前記誘導素子（９０２、９０４、９０２’、９０４’）に流れる電流を管理するトランジスタに接続される前記誘導素子（９０２、９０４、９０２’、９０４’）を備え、前記少なくとも２つのセル（９０１、９０３、９０１’、９０３’）の各々の誘導素子（９０２、９０４、９０２’、９０４’）同士が、磁気回路（１４００）を形成するようにカップリングされており、該磁気回路（１４００）は、
   − 該磁気回路（１４００）の見かけインダクタンスが、各誘導素子の固有インダクタンスの和の大きさの程度であるコモンモードと、
   − 該磁気回路（１４００）の見かけインダクタンスが、前記誘導素子間のカップリングのリーケージインダクタンスの大きさの程度であるディファレンシャルモードとにしたがって、
   交互に制御されることを特徴とする電気回路（９００、９００’）。
2. 前記誘導素子は、前記電力を供給するバッテリに接続される共通の端子、及び対応するキャパシタの充電及び放電を制御するトランジスタ対に接続される各々の端子を有するようにカップリングされることを特徴とする、請求項１に記載の電気回路（９００、９００’）。
3. 前記対応するキャパシタは、第１のセル（９０１、９０１’）の第１のトランジスタ対と共有される端子、及び第２のセル（９０３、９０３’）の第２のトランジスタ対と共有される端子を有することを特徴とする、請求項２に記載の電気回路（９００、９００’）。
4. 前記キャパシタの充電及び放電のために、５０％と異なるデューティサイクルを用いるための手段を備えることを特徴とする、請求項３に記載の電気回路（９００、９００’）。
5. 前記固有インダクタンスの大きさは、約５００μＨであることを特徴とする、請求項１〜４のいずれか１つに記載の電気回路（９００、９００’）。
6. 前記リーケージインダクタンスの大きさは、約５０μＨであることを特徴とする、請求項１〜５のいずれか１つに記載の電気回路（９００、９００’）。
7. 臨界伝導モードにおけるＺＶＳ法にしたがって、少なくとも１つの誘導素子（９０２、９０４、９０２’、９０４’）を流れる電流を反転させるために十分な期間において、前記放電を制御する手段を備えることを特徴とする、請求項２〜６のいずれか１つに記載の電気回路（９００、９００’）。
8. 前記誘導素子のうちの少なくとも１つは、鉄及びシリコンをベースにした材料を含んでいることを特徴とする、請求項１〜７のいずれか１つに記載の電気回路（９００、９００’）。
9. 前記２つの誘導素子間のカップリングを実現するために、４つの同一構造のエアギャップと組み合わされた４つの半装荷コイルによって形成される磁気回路を備えることを特徴とする、請求項１〜８のいずれか１つに記載の電気回路（９００、９００’）。
10. 車輌内に取り付けられ、車輌への推進力を生じるための電力である推進電力を供給するように設計されている電気回路（９００、９００’）を製造する方法であって、前記推進電力は、前記車輌のバッテリによって前記電気回路（９００、９００’）に送出される電力であって、少なくとも２つのセル（９０１、９０３、９０１’、９０３’）によって変換される電力から得られ、前記電気回路（９００、９００’）は、前記誘導素子（９０２、９０４、９０２’、９０４’）に流れる電流を管理するトランジスタに接続される前記誘導素子（９０２、９０４、９０２’、９０４’）を備え、前記少なくとも２つのセル（９０１、９０３、９０１’、９０３’）の各々の誘導素子（９０２、９０４、９０２’、９０４’）同士がカップリングされて、請求項１〜９のいずれか１つに記載の電気回路中の磁気回路を形成するように配置される方法。

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