JP5995978B2 - デジタルダウンコンバージョン及び復調 - Google Patents

Description

本発明は、無線通信に関し、特に、無線周波数（ＲＦ）の信号のデジタルダウンコンバージョン及び復調に関する。

無線受信器において、その受信器のアンテナによって得られたＲＦ信号は、その信号の中の情報が抽出され、アプリケーションで使用されうるより前に、ベースバンドに変換されなければならない。多くの無線通信規格は、情報をＲＦ搬送波に乗せるために直交変調を用いている。このような信号を復調するには、受信器は、通常は、ヘテロダイン受信器、スーパーヘテロダイン受信器、ホモダイン受信器、単一変換低中間周波数（ＩＦ）受信器、及び二重変換広帯域ＩＦ受信器を含む、様々な受信器のタイプの１つにより実現される、様々なアナログ処理方法の１つを使用する。

アナログ受信器の設計は、通常、変形及び調整するのが難しく、動作する特定の周波数帯域のためにカスタマイズされなければならない。ロングタームエボリューション（ＬＴＥ）規格のような、より新しい規格は、多くの異なる動作帯域を指定している。様々な周波数上での動作のためにアナログ設計を用いることの不利点は、各周波数帯域そして全ての周波数帯域に対する受信器の再設計に関連する、再現することのないエンジニアリングコストである。

米国特許出願公開第２０１２／０１５５５７５号明細書

さらに、アナログ処理に依存する設計は、電子雑音、温度変化、電圧変化、製造時の不具合、及び部品の経年劣化に起因する性能劣化が生じる。したがって、アナログ処理への依存を最小限にする受信器設計が望まれる。

本発明は、無線周波数（ＲＦ）信号のデジタルダウンコンバージョン及び復調のための方法及びシステムを有利に提供する。１つの態様によれば、本発明は、デジタルＲＦ受信器におけるサンプリング周波数を決定する方法を提供する。第１のサンプリング周波数がアナログ信号をサンプリングするために選択される。その選択は、所定の帯域幅及び安全マージンとに少なくとも部分的に基づく。その信号の帯域幅が実質的に所定の周波数の区間に含まれない場合、その信号をサンプリングするために、第１のサンプリング周波数より高い第２のサンプリング周波数が選択される。アナログ信号は、デジタル処理によってダウンコンバートされた信号を形成するために、選択されたサンプリング周波数によってサンプリングされる。サンプリングされた信号は、また、アナログ信号の搬送波周波数に少なくとも部分的に基づく復調周波数で復調される。

別の態様によれば、本発明は、信号をサンプリングして復調するためのシグナルプロセッサを含む調整可能なＲＦ受信器を提供する。シグナルプロセッサは、サンプリング周波数決定モジュールを含む。サンプリング周波数決定モジュールは、所定の帯域幅と安全マージンとに基づいて、信号のサンプリング周波数を決定する。サンプリング周波数は、サンプリング周波数に関連する所定の周波数の区間に信号の帯域幅が実質的に含まれるように選択される。シグナルプロセッサは、また、アナログ−デジタル変換器を含む。アナログ−デジタル変換器は、決定されたサンプリング周波数で信号をサンプリングする。デジタル復調器は、サンプリングされた信号を、その信号の搬送波周波数のベースバンドエイリアスに実質的に等しくなるように調整可能な復調周波数で、デジタル処理によって復調する。

別の態様によれば、本発明は、信号を処理する方法を提供する。その信号の帯域幅に基づいて、サンプリング周波数が決定される。サンプリング周波数は、概ねそのサンプリング周波数の１／４に中心がある周波数区間内に信号帯域幅が含まれるように、選択される。信号は、復調周波数が実質的に搬送波周波数のベースバンドエイリアスに等しくなるように、サンプリング周波数とその信号の搬送波周波数とに基づいて調整可能な復調周波数において復調される。

本発明及びその付随する利点及び特徴の、より完全な理解が、添付の図面と併せて考慮されるときに、以下の詳細な説明を参照することにより、より早く理解されるだろう。

本発明の原理に従って構成される、例示のデジタルダウンコンバータのブロック図。 本発明の原理に従って構成される、ロングタームエボリューション（ＬＴＥ）の信号を処理する、例示のマルチチャネルデジタルダウンコンバータのブロック図。 本発明で使用される例示のエイリアシング処理を説明するスペクトル図。 本発明の原理に従って構成される、デジタル直交復調器のブロック図。 本発明の原理に従ってサンプリング周波数を選択するための、例示の処理のフローチャート。 本発明の原理に従ってＲＦ信号をダウンコンバートするための、例示の処理のフローチャート。

本発明に従う例示の実施形態を詳細に説明する前に、実施形態は、そもそも、無線通信システムにおける無線周波数（ＲＦ）信号のデジタルダウンコンバージョン及び復調に関連する装置の要素と処理のステップとの組み合わせに属することに留意されたい。したがって、必要に応じて、システム及び方法の要素が図面において従来のシンボルによって表されており、ここでの説明の利益を有する当業者にすでに明らかであろう詳細を伴う開示を分かりにくくしないように、本発明の実施形態を理解するのに適当な、その特定の詳細のみを示している。

ここで用いられるように、「第１の」及び「第２の」、「上の」及び「下の」などのような相対的な用語は、１つのエンティティまたは要素を他のエンティティまたは要素と区別するためにのみ使用されうるのであり、必ずしも、そのようなエンティティまたは要素の間の、任意の物理的または論理的な関係又は順序を要求するものでも、暗示するものでもない。

ここで、同様の参照指定子が同様の要素を表す図面を参照すると、本発明の原理に従って構成される、例示のデジタルダウンコンバータの図である図１が示されており、一般的にダウンコンバータ「１０」として表されている。ダウンコンバータ１０は、受信アナログ信号をサンプリングする際のサンプリング周波数を決定するためのサンプリング周波数決定モジュール１４を含みうる。サンプリング周波数は、図５を参照して後述される例示の処理のような処理に従って決定される。より具体的には、サンプリング周波数は、帯域幅と安全マージンとに基づいて、信号の帯域幅がサンプリング周波数に関連する所定の周波数区間に含まれるように、選択されうる。

受信アナログ信号は、アナログ−デジタル変換器１６において、決定されたサンプリング周波数でサンプリングされる。アナログ−デジタル変換器１６は、受信アナログ信号をデジタル信号に変換する。これは、望ましくないＤＣコンポーネントを信号に引き起こしうる。ＤＣコンポーネントは、ＤＣオフセットキャンセルモジュール１８によってキャンセルされうる。ＤＣオフセットは、例えば、信号から、信号の移動平均を減じることにより、取り除かれうる。受信アナログ信号のサンプリング処理は、反転された周波数スペクトラムを引き起こすかもしれず、スペクトル反転部２０によって反転される。デジタル信号は、デジタル復調器２２により復調される。復調器２２の出力は、ベースバンドから少量だけ離れうる。したがって、復調されたデジタル信号をベースバンドへシフトするために、周波数調整器２４が用いられてもよい。

図２は、例示のマルチチャネルデジタルダウンコンバータ２６のブロック図である。マルチチャネルデジタルダウンコンバータ２６は、ロングタームエボリューション（ＬＴＥ）の信号を処理するのに使用されうる。各チャネルの要素は、チャネル１に対して「ａ」、チャネルＮに対して「ｂ」で表されている。しかしながら、ここでは、要素は、アルファベットの文字を含まない参照番号によって、まとめて参照される。図２の各チャネルは、異なるキャリア、例えばＬＴＥキャリア、及び異なる周波数帯域に対応する。図２に示すように、ＬＴＥ信号は、それぞれのキャリア周波数のための複数の帯域通過フィルタ２８に結ばれる。注目すべきは、実施形態はＬＴＥ通信システムを参照して説明されるが、本発明はＬＴＥのみに限定されないことである。本発明が他のマルチキャリア技術を用いて実現されうることが意図されている。

ＬＴＥ信号は、図２の処理チェインが通信の受信器において使用されるか又は電力増幅器の線形化のためのフィードバック受信器において使用されるかに応じて、アンテナ又は電力増幅器からの信号でありうる。信号が通信の受信器におけるアンテナから受信されている場合、信号には、まず、帯域通過フィルタ２８へ入力される前に、低雑音増幅器が適用されうる。信号が電力増幅器からのものである場合、信号は、帯域通過フィルタ２８へ入力される前に、アッテネータによって減衰されうる。

帯域通過フィルタ２８の目的は、搬送波周波数に関連するスペクトルを分離し、帯域外雑音を取り除くことにある。帯域通過フィルタ２８の出力は、デジタルダウンコンバータ２６によって受け取られる前にアナログ信号の時間変動する振幅を補償するために、自動利得制御（ＡＧＣ）３０の対象となる。ＡＧＣ３０の出力は、アナログ−デジタル変換器１６に入力され、アナログ−デジタル変換器１６は、決定されたサンプリング周波数を用いて、信号をデジタル形式に変換する。デジタル−アナログ変換器のサンプリング周波数は、図５を参照して後述する例示の処理のような処理によって、決定される。

アナログ−デジタル変換器１６の出力は、ＤＣオフセットキャンセルモジュール１８へ入力され、ＤＣオフセットキャンセルモジュール１８は、アナログ−デジタル変換器１６によって生じたＤＣオフセットを取り除く。ＤＣオフセットキャンセルモジュール１８の出力は、スペクトルの反転が必要である場合、スペクトル反転モジュール２０へ入力されうる。

その後、信号は、復調器２２へ入力され、復調器２２は、信号から搬送波を取り除き、信号をダウンコンバートする。復調器２２の動作は、図４を参照して、以下でより十分に説明する。低域通過フィルタ３２は、復調によって生じたダウンコンバートされた信号のイメージを除去するために、ダウンコンバートされた信号をフィルタリングする。

周波数調整器２４は、信号のスペクトルをベースバンドにセンタリングするため、少量の周波数オフセット分だけ、信号のスペクトルをオフセットするのに用いられうる。最後に、デジタル化される前のアナログ信号に適用されるアナログ処理チェインに起因する、周波数依存の位相および振幅のひずみを補償するために、等化器３４が信号に適用される。

このように、各搬送波周波数に対して、（１）サンプリング周波数の選択、（２）信号のサンプリング、（３）必要であれば周波数の反転の実行、（４）復調周波数の決定、（５）信号の復調、（６）低域通過フィルタの係数の計算、（７）信号への低域通過フィルタの適用、（８）等化器の係数の計算、（９）計算された等化器の係数を用いた信号に対する等化器の適用、といった処理が実行されうる。

図３は、無線周波数（ＲＦ）信号の周波数分布３６と、ＲＦ信号の周波数分布のイメージ３８及び４０とを有する、ナイキスト区間と呼ばれる、複数の周波数区間（区間１〜１０）の図である。ダウンコンバージョン処理の例を、中心が６８７．５メガヘルツ（ＭＨｚ）で１００ＭＨｚの帯域幅を有する信号を用いて示す。信号の上端及び下端の周波数要素は、
f_upper ＝ f＋B/2 ＝ ６８７．５＋１００／２＝７３７．５ＭＨｚ
f_lower ＝ f−B/2 ＝ ６８７．５−１００／２＝６３７．５ＭＨｚ
によって決定される。ここで、fはスペクトルの中心周波数である。信号が２５０ＭＨｚでサンプリングされる場合、上端及び下端の周波数は、エイリアスが生じ、

となる。ここで、f_sは、サンプリング周波数であり、関数

は、床関数とも呼ばれ、引数より小さい最大の整数を表す。

サンプリング処理は、本例では１２５ＭＨｚであるｆ_s／２の周辺に等距離のイメージを生成するだろう。イメージは、以下の周波数
f_{bb_image_upper} ＝ f_s/2＋(f_upper−f_s/2) ＝ １２．５ＭＨｚ
f_{bb_image_lower} ＝ f_s/2＋(f_lower−f_s/2) ＝ １１２．５ＭＨｚ
において現れるだろう。この例では、f_{bb_image_upper}は、f_{bb_image_lower}より小さい。このように、ベースバンドイメージの周波数が反転している。これは、元のスペクトルが偶数のナイキスト区間（区間６）に位置していたためである。周波数の反転は、元のスペクトルが奇数のナイキスト区間にいる場合には生じない。この例では、スペクトル反転部２０によって実行される周波数反転が、信号に適用される。例えば、ｎがデジタル信号のサンプリングインデックスである（すなわち、ｎ＝１，２，３，４．．．）として信号に系列s(n)＝(−１)ⁿを乗じるなど、周波数反転を実行する様々な方法が知られている。

図４は、本発明の原理に従って構成される例示のデジタル復調器２２のブロック図である。入力信号r(n)が２つのチャネルに分かれ、各チャネルにおける乗算器へ入力される。１つの乗算器４２は、信号r(n)にcos(2πf_demod×n×T_s)を乗じ、他の乗算器４６は、信号r(n)にsin(2πf_demod×n×T_s)を乗じる。ここで、f_demodは復調周波数であり、T_sはサンプリング周期である。これらの乗算の結果は、Ｉチャネル信号とＱチャネル信号であり、それぞれは、非常に近いベースバンドにおけるスペクトルを有する。

図４の復調器２２によって適用される復調周波数f_demodの選択は、上述の周波数反転が実行されたかに依存する。上述の様に、周波数反転は、元の信号が偶数のナイキスト区間に含まれる場合に実行される。周波数反転が行われない場合、復調周波数は、

のように選択されうる。周波数反転が行われる場合、復調周波数は、

のように選択されうる。ここで、f_demodは復調周波数であり、f_carrierは搬送波周波数であり、f_sはサンプリング周波数であり、関数

は、引数より小さい最大の整数を表す。このように、いくつかの実施形態において、復調周波数は、信号の搬送波周波数のベースバンドのエイリアスと実質的に等しくなるように選択される。

代替の実施形態において、復調周波数は、
f_demod ＝ f_s/4
のように選択されうる。

この復調周波数を選択することの利点は、復調器２２の後の低域通過フィルタ３２のハードウェアの複雑性が削減されることである。この復調周波数を使用する最適化された復調器及びフィルタの具体的な例は、２０１０年１２月１６日に出願され、「無線受信器のための統合された復調器、フィルタ及びデシメータ（ＤＦＤ）」と題された特許文献１に提示されており、特許文献１は、参照により、ここにそのすべてが取り込まれる。

なお、復調周波数f_demod＝f_s/4を用いる場合、結果の復調信号は、ベースバンドから少しの周波数オフセット分だけ離れうる。したがって、周波数調整器２４は、復調信号を、小さい周波数シフト分だけ、

のようにシフトする。ここで、H_shift(ω)は信号のシフトされたスペクトルであり、H(ω)は復調信号のスペクトルであり、±f_shiftはそれにより信号のスペクトルがシフトされる周波数シフトである。

図５は、本発明の原理に従ってサンプリング周波数を選択するための例示の処理のフローチャートである。安全マージン（ＳＭ）が選択され（ステップＳ１００）、信号の帯域幅（Ｂ）が判定される（ステップＳ１０２）。サンプリング周波数は、
f_s ＝ 2.0×B×SM
に従って決定される（ステップＳ１０４）。決定は、結果のサンプリングされた信号が、ナイキスト区間のような所定の周波数区間に実質的に含まれるスペクトルを有することとなるかについて行われる（ステップＳ１０６）。例えば、関係

が維持される場合に、スペクトルは所定の周波数区間に含まれうる。ここで、f_lowerは信号のスペクトルの下端の周波数要素であり、f_upperは信号のスペクトルの上端の周波数要素であり、f_sはサンプリング周波数であり、関数

は引数より大きい最小の整数を表す。

信号の帯域幅が所定の周波数区間に実質的に含まれない場合、第１のサンプリング周波数より高い第２のサンプリング周波数が選択される（ステップＳ１０８）。信号のスペクトルが所定の周波数区間に実質的に含まれる場合、サンプリング周波数がクロック回路によって生成されうるものであるかについての判定が行われる（ステップＳ１１０）。サンプリング周波数がクロック回路によって生成されうるものである場合、サンプリング周波数が
f_s ＞ 2.0×B×1.15
を満たすかの判定が行われる（ステップＳ１１２）。この関係が満たされる場合、サンプリング周波数決定処理は終了する。

この関係が満たされない場合は、新しくより高い周波数がサンプリング周波数として選択される。ステップＳ１１０に戻り、現在のサンプリング周波数がクロック回路により生成されうるものでない場合、クロック回路によって生成されうる現在のサンプリング周波数に最も近い周波数が選択される（ステップＳ１１４）。なお、図５では、１．１５の安全マージンが使用された。しかしながら、本発明はこのようなものに限定されない。例えば、１．２０のような別の安全マージンが使用されてもよい。安全マージンは、ただ信号の実質的なエイリアシングを防ぐのに十分な大きさに選択されうる。一般に、選択されたサンプリング周波数は、また、したがって安全マージンは、電力消費を低減させることが可能である限りにおいて低く選択されうる。

このように、１つの実施形態は、アナログＲＦ信号をデジタル化してダウンコンバートするためのサンプリング周波数を決定するための方法である。第１のサンプリング周波数は、所定の帯域幅と安全マージンとに少なくとも部分的に基づいて選択される。方法は、信号の帯域幅が実質的に第１のサンプリング周波数に関連する所定の周波数区間に含まれるかを判定することを含む。帯域幅が所定の周波数区間に含まれない場合、第１のサンプリング周波数より高い第２のサンプリング周波数が選択される。

図６は、本発明の原理に従って、ＲＦ信号をダウンコンバートするための例示の処理のフローチャートである。サンプリング周波数は、図５に示すステップに従って決定されうる（ステップＳ１１６）。アナログ信号は、毛てちされたサンプリング周波数を用いてサンプリングされる（ステップＳ１１８）。周波数の反転が実行されるべきかの判定が行われる（ステップＳ１２０）。

が偶数である場合、周波数の反転が要求される。

が奇数である場合、周波数の反転は要求されない。

周波数の反転が要求される場合、周波数の反転が実行される（ステップＳ１２２）。信号は、復調され（ステップＳ１２４）、低域通過フィルタを施される（ステップＳ１２６）。低域通過フィルタリングされた信号は、その後、必要に応じて、ベースバンドにシフトされる（ステップＳ１２８）。

本発明の利点は、所望の搬送波周波数及び帯域幅に容易に調整可能な信号処理を提供することを含みうる。このような調整は、シグナルプロセッサを再プログラミングすることにより実現されることができ、それにより、再現することのないエンジニアリングコストを低減することができる。さらに、ここで説明した方法によれば、アナログダウンコンバージョンのために要求される要素の量と比較して、削減された量の個別の要素が要求される。

本発明は、ハードウェアにおいて、又はハードウェアとソフトウェアとの組み合わせにおいて実現されうる。ここで説明した方法を実行するために適合された任意の種類のコンピューティングシステム、又は他の装置は、ここで説明した機能を実行するのに適合されている。ハードウェア及びソフトウェアの典型的な組み合わせは、１つ以上の処理要素と、ロードされ実行されるときに、コンピュータシステムがここで説明した方法を実行するようにコンピュータシステムを制御する、記録媒体に格納されたコンピュータプログラムとを有する、特殊コンピュータシステムでありえよう。本発明は、ここで説明した方法の実行を可能とする全ての特徴を含むと共に、コンピューティングシステムにおいてロードされたときにこれらの方法を実行することができるコンピュータプログラム製品に組み込まれてもよい。記録媒体は、任意の揮発性又は非揮発性の記録装置を参照する。

本文脈において、コンピュータプログラムまたはアプリケーションは、情報処理能力を有するシステムに、直接、又は、ａ）他の言語、コード又は表記法への変換とｂ）異なる構成要素の形式への再構成とのいずれか若しくは両方の後に、特定の機能を実行させることを意図した命令の集合の、任意の言語、コード又は表記法における任意の表現を意味する。

当業者であれば、本発明はここにおいて上で具体的に示して説明したものに限定されないことを理解するだろう。さらに、それとは反対に、上で言及がされない限り、添付の図面の全てが原寸に比例するわけでないことに留意すべきである。様々な変更及び変形が、以下の特許請求の範囲によってのみ限定される本発明の範囲及び精神から離れることなく、上述の教示に照らして可能である。

Claims (15)

1. 無線周波数（ＲＦ）受信器における信号のデジタルダウンコンバージョンの方法であって、
   所定の帯域幅と安全マージンとに少なくとも部分的に基づいて、アナログ信号をサンプリングするための第１のサンプリング周波数を選択する工程と、
   前記信号のスペクトルが前記第１のサンプリング周波数に関連する所定の周波数区間に実質的に含まれるかを判定する工程と、
   前記信号の前記スペクトルが前記所定の周波数区間に実質的に含まれない場合に、前記信号をサンプリングするために前記第１のサンプリング周波数より高い第２のサンプリング周波数を選択する工程と、
   前記ＲＦ受信器のクロック回路が前記選択されたサンプリング周波数を生成可能であるかを判定する工程と、
   デジタル処理によってダウンコンバートされた信号を形成するために、前記選択されたサンプリング周波数で前記アナログ信号をサンプリングする工程と、
   前記サンプリングされた信号を、前記アナログ信号の搬送波周波数に少なくとも部分的に基づき、調整可能な復調周波数でデジタル処理によって復調する工程と、
   を有し、
   f_demodを前記復調周波数、f_carrierを前記搬送波周波数、f_sを前記サンプリング周波数とし、関数
   

   

   が引数より小さい最大の整数を表すときに、前記信号のエイリアスにおいて周波数の反転が実行されない場合は、前記復調周波数は、
   

   

   の関係を満たすように選択され、前記信号のエイリアスにおいて周波数の反転が実行される場合は、前記復調周波数は、
   

   

   の関係を満たすように選択される、
   ことを特徴とする方法。
2. 前記クロック回路が前記選択されたサンプリング周波数を生成可能でない場合に、前記クロック回路により生成可能な第３のサンプリング周波数であって、前記信号をサンプリングするために選択された、前記第１のサンプリング周波数と前記第２のサンプリング周波数とのいずれかに周波数において最も近い前記クロック回路の周波数である前記第３のサンプリング周波数を、選択する工程をさらに有する、
   ことを特徴とする請求項１に記載の方法。
3. 前記第１のサンプリング周波数は、f_sを選択されるサンプリング周波数、Bを前記信号の帯域幅、SMを前記安全マージンとしたときに、
   f_s ＞ 2.0×B×SM
   の関係が満たされるように選択される、
   ことを特徴とする請求項１に記載の方法。
4. 前記安全マージンは、少なくとも１．１５である、
   ことを特徴とする請求項３に記載の方法。
5. 前記所定の周波数区間はナイキスト周波数区間である、
   ことを特徴とする請求項１に記載の方法。
6. 前記信号が偶数のナイキスト区間に含まれる場合に、前記信号において周波数の反転を実行する工程をさらに有する、
   ことを特徴とする請求項５に記載の方法。
7. 信号をサンプリング及び復調するシグナルプロセッサを有する調整可能な無線周波数（ＲＦ）受信器であって、
   前記シグナルプロセッサは、
   前記信号の搬送波周波数、所定の帯域幅及び安全マージンに基づいて、前記信号のスペクトルがサンプリング周波数に関連する所定の周波数区間に含まれるように、前記信号の前記サンプリング周波数を決定するように調整可能なサンプリング周波数決定モジュールと、
   前記ＲＦ受信器のクロック回路が決定された前記サンプリング周波数を生成可能であるかを判定する判定モジュールと、
   決定された前記サンプリング周波数で前記信号をサンプリングするアナログ−デジタル変換器と、
   前記信号の搬送波周波数のベースバンドエイリアスと実質的に等しくなるように調整可能な復調周波数で、サンプリングされた前記信号をデジタル処理により復調するデジタル復調器と、
   を有し、
   f_demodを前記復調周波数、f_carrierを前記搬送波周波数、f_sを前記サンプリング周波数とし、関数
   

   

   が引数より小さい最大の整数を表すときに、前記信号のエイリアスにおいて周波数の反転が実行されない場合は、前記復調周波数は、
   

   

   の関係を満たすように選択され、前記信号のエイリアスにおいて周波数の反転が実行される場合は、前記復調周波数は、
   

   

   の関係を満たすように選択される、
   ことを特徴とするＲＦ受信器。
8. f_demodを前記復調周波数、f_sを前記サンプリング周波数としたときに、前記復調周波数は、
   f_demod ＝ f_s/4
   にしたがって選択され、
   サンプリングされた前記信号の復調は、前記信号のスペクトルをほぼベースバンドにシフトすることを含む、
   ことを特徴とする請求項７に記載のＲＦ受信器。
9. H_shift(ω)を前記信号のシフトされたスペクトル、H(ω)を前記信号の前記スペクトル、±f_shiftをそれにより前記信号の前記スペクトルがシフトされる周波数シフトとしたときに、前記スペクトルの前記シフトは、
   

   

   の関係を満たす、
   ことを特徴とする請求項８に記載のＲＦ受信器。
10. f_lowerを前記信号のスペクトルの下端の周波数要素、f_upperを前記信号の当該スペクトルの上端の周波数要素、f_sをサンプリング周波数とし、関数
    

    

    は、引数より大きい最小の整数を表すとしたときに、前記信号のスペクトルが実質的に所定の周波数区間に含まれるようにサンプリング周波数を決定することは、前記サンプリング周波数が
    

    

    の関係を満たすかを判定することを含む、
    ことを特徴とする請求項７に記載のＲＦ受信器。
11. 前記サンプリング周波数を生成するクロック回路をさらに有し、
    前記サンプリング周波数決定モジュールは、f_sを決定されるサンプリング周波数、Bを前記信号の帯域幅、SMを前記安全マージン、f_lowerを前記信号のスペクトルの下端の周波数要素、f_upperを前記信号の当該スペクトルの上端の周波数要素とし、関数
    

    

    は、引数より大きい最小の整数を表すとしたときに、
    f_s ＞ 2.0×B×SM
    及び
    

    

    の２つの関係を満たすサンプリング周波数を決定する、
    ことを特徴とする請求項７に記載のＲＦ受信器。
12. 前記安全マージンは少なくとも１．２である、
    ことを特徴とする請求項１１に記載のＲＦ受信器。
13. 前記信号の周波数の反転を実行する周波数反転器をさらに有する、
    ことを特徴とする請求項７に記載のＲＦ受信器。
14. 複数の信号と、それぞれが前記複数の信号の異なる１つを処理する複数のシグナルプロセッサとをさらに有する、
    ことを特徴とする請求項７に記載のＲＦ受信器。
15. 前記複数の信号はロングタームエボリューション（ＬＴＥ）の信号を含む、
    ことを特徴とする請求項１４に記載のＲＦ受信器。

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