JP5943868B2 - Semiconductor switching element gate drive circuit - Google Patents
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Description
本発明は、半導体スイッチング素子のゲート駆動回路に関するものである。 The present invention relates to a gate drive circuit for a semiconductor switching element.
従来の半導体スイッチング素子のゲート駆動回路として、主電流の入出力に係る第1,第2端子と絶縁ゲート構造を有するゲート端子とを備えた電圧駆動形素子の第2端子とゲート端子間に、第1のスイッチ手段及び第1の抵抗手段を介してゲート電圧を除去する回路と、外部制御電源より第2のスイッチ手段及び第2の抵抗手段を介してゲート電圧を印加する回路とを有する電圧駆動形素子の駆動回路において、第1,第2端子間の電圧を検出する電圧検出手段と、第1または第2の抵抗手段の少なくともいずれかは電圧検出手段からの電圧検出信号に基いて抵抗値を変化させる抵抗可変手段とを備え、ターンオフ時のゲート電圧を減少させる速度を遅くすることにより、ターンオフ時に生じるサージ電圧やノイズを抑制するものがある(例えば、特許文献1参照)。 As a gate drive circuit of a conventional semiconductor switching element, between a second terminal and a gate terminal of a voltage-driven element including first and second terminals related to input / output of a main current and a gate terminal having an insulated gate structure, A voltage having a circuit for removing the gate voltage via the first switch means and the first resistance means, and a circuit for applying the gate voltage from the external control power source via the second switch means and the second resistance means In the drive circuit of the drive element, at least one of the voltage detection means for detecting the voltage between the first and second terminals and the first or second resistance means is a resistor based on the voltage detection signal from the voltage detection means. There is a variable resistance means for changing the value, and the surge voltage and noise generated at turn-off are suppressed by slowing down the speed at which the gate voltage at turn-off is reduced ( In example, see Patent Document 1).
従来の半導体スイッチング素子のゲート駆動回路は、以上のように構成され、半導体スイッチング素子としての電圧駆動形素子のゲート電圧を減少させる速度を遅くする場合、第2端子とゲート端子間に第1のスイッチ手段及び第1の抵抗手段を介してゲート電圧を除去する回路と、電圧検出手段からの電圧検出信号に基づいて抵抗値を変化させる抵抗可変手段とを備えなければならず、回路が複雑となるという問題点があった。 The conventional gate driving circuit of the semiconductor switching element is configured as described above, and when the speed of decreasing the gate voltage of the voltage driving type element as the semiconductor switching element is decreased, the first switching circuit is connected between the second terminal and the gate terminal. The circuit must be provided with a circuit for removing the gate voltage via the switch means and the first resistance means, and a resistance variable means for changing the resistance value based on the voltage detection signal from the voltage detection means. There was a problem of becoming.
この発明は前記のような問題点を解決するためになされたものであり、簡易な構成で主端子間の異常電圧の発生を抑制できる半導体スイッチング素子のゲート駆動回路を得ることを目的とする。 The present invention has been made to solve the above-described problems, and an object of the present invention is to provide a gate driving circuit for a semiconductor switching element that can suppress the occurrence of abnormal voltage between main terminals with a simple configuration.
この発明に係る半導体スイッチング素子のゲート駆動回路においては、
電圧検出回路とゲートオン回路とゲートオフ回路と制御回路とを備えた半導体スイッチング素子のゲート駆動回路であって、
前記電圧検出回路は、前記半導体スイッチング素子の主端子間の電圧を検出するものであり、
前記ゲートオン回路は、前記半導体スイッチング素子のゲートに電流を供給して前記半導体スイッチング素子をターンオン動作させるものであり、
前記ゲートオフ回路は、前記半導体スイッチング素子の前記ゲートに接続され前記ゲートの容量に蓄積された電荷を放電させることにより前記主端子間をターンオフさせるものであり、
前記制御回路は、前記半導体スイッチング素子がターンオフするとき前記ゲートオン回路から前記ゲートオフ回路に電流を供給して前記電荷を放電させる速度を遅くすることにより前記主端子間に発生する電圧を抑制するものである。
In the gate driving circuit of the semiconductor switching element according to the present invention,
A gate driving circuit of a semiconductor switching element comprising a voltage detection circuit, a gate-on circuit, a gate- off circuit, and a control circuit,
The voltage detection circuit detects a voltage between main terminals of the semiconductor switching element,
The gate-on circuit is to turn on the semiconductor switching element by supplying current to the gate of the semiconductor switching element,
The gate-off circuit is for turning off between the main terminals by discharging the semiconductor connected to said gate charge stored in the capacitor of the gate of the switching element,
The control circuit suppresses a voltage generated between the main terminals by slowing a rate at which the charge is discharged by supplying a current from the gate-on circuit to the gate- off circuit when the semiconductor switching element is turned off. is there.
この発明に係る半導体スイッチング素子のゲート駆動回路は、以上のように構成されているので、簡易な構成でターンオフ時の主端子間の異常電圧の発生を抑制できる半導体スイッチング素子のゲート駆動回路を得ることができる。 Since the gate drive circuit for a semiconductor switching element according to the present invention is configured as described above, a gate drive circuit for a semiconductor switching element capable of suppressing the occurrence of abnormal voltage between main terminals at the time of turn-off with a simple configuration is obtained. be able to.
実施の形態1.
図1、図2は、この発明を実施するための実施の形態1を示すものであり、図1は半導体スイッチング素子のゲート駆動回路の構成を示す回路図、図2は動作を説明するための波形図である。本実施の形態では半導体スイッチング素子1が珪素で形成された絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ(IGBT)である場合を例にとり説明するが、MOSゲート構造の電界効果形トランジスタ(MOSFET)等の他の電圧駆動形半導体スイッチング素子であってもよい。図1において、端子6,8間には、図示しない制御電源から半導体スイッチング素子1の駆動電源としてエミッタ側の端子8を基準として電圧Vccが印加される。半導体スイッチング素子1は、主電流が流れる一対の主端子であるエミッタ及びコレクタ(以下、主端子と呼ぶ場合もある)を有し、主端子間が開閉される。半導体スイッチング素子1のエミッタ及びコレクタは、端子8,9にそれぞれ接続されている。
1 and 2 show a first embodiment for carrying out the present invention. FIG. 1 is a circuit diagram showing a configuration of a gate driving circuit of a semiconductor switching element, and FIG. 2 is a diagram for explaining an operation. It is a waveform diagram. In the present embodiment, the case where the
端子8,9には電圧検出回路としての直列に接続された抵抗31,32が接続され、半導体スイッチング素子1のコレクタ−エミッタ間の電圧Vceを分圧して検出する。ゲートオン回路を兼ねる電流供給回路19は、抵抗37、抵抗38、オペアンプ4、MOSFET2にて構成されている。MOSFET2のソース、抵抗37を介して端子6に接続され、ドレインは接続点11を介して半導体スイッチング素子1のゲートに接続されている。また、抵抗37とMOSFET2のソースとの接続点はオペアンプ4の一方の入力端子に接続されている。抵抗38は、一端が端子6に接続され、他端は接続点10を介してオペアンプ4の他方の入力端子に接続されている。また、オペアンプ4の出力端子はMOSFET2のゲートに接続されている。半導体スイッチング素子1のゲートはゲートオフ回路としての抵抗40及びMOSFET3を介して端子8に接続されている。ゲートオフ回路は、半導体スイッチング素子1のゲートに接続され、半導体スイッチング素子1のゲートの容量に蓄積された電荷を放電させることにより主端子間をターンオフさせるものである。なお、ゲートオフ回路に抵抗40を設けなくても、MOSFET3のオン抵抗で代用することもできる。端子17には基準値を設定するために、図示しない電源から端子6に所定の大きさの定電圧が印加される。
端子17と端子8との間に分圧用の抵抗33と抵抗34との直列回路が接続され、オペアンプ5に基準値を与える。抵抗31,32にて検出された半導体スイッチング素子1の主端子間の電圧は、抵抗36を介して制御回路としてのオペアンプ5に入力される。オペアンプ5の入力端子と出力端子との間に抵抗35が接続されている。オペアンプ5の出力端子は、ダイオード13を介して接続点10に接続されている。ダイオード13は、カソード側がオペアンプ5の出力端子側に、アノード側が接続点10側になるようにして接続されている。信号入力端子7は抵抗39を介して電流供給回路19の接続点10に接続されるとともに抵抗41を介してMOSFET3のゲートに接続されている。なお、図1に示す半導体スイッチング素子の駆動回路は、信号入力端子7、端子8間に外部信号S1として電圧Vccと同程度の電圧が入力された場合に半導体スイッチング素子1をターンオフさせ、エミッタ電圧以下の電圧が入力された場合に半導体スイッチング素子1をターンオンさせる回路である。なお、以下の説明において特に断らない限り端子8を基準にした電圧を単に電圧と称することにする。
A series circuit of a
まず、半導体スイッチング素子1をターンオンさせるときは、信号入力端子7と端子8との間が短絡され、すなわち信号入力端子7にL(ロー)信号が入力され、端子6と信号入力端子7との間に電圧Vccが印加され、当該電圧Vccが抵抗38と抵抗39にて分圧される。分圧された電圧はオペアンプ4に入力され、抵抗37を流れる電流をMOSFET2により制御して抵抗37の両端電圧が抵抗38の両端電圧に等しくなるようにする。これにより、抵抗39の両端電圧と同じ電圧が半導体スイッチング素子1のゲートに印加され、半導体スイッチング素子1がターンオンする。
First, when the
一方、半導体スイッチング素子1をターンオフさせるとき、遮断時のターンオフスピードが速い場合、半導体スイッチング素子1の主端子を流れる電流iの電流変化di/dtと半導体スイッチング素子1が接続されている回路の浮遊のインダクタンスなどにより、前記半導体スイッチング素子1の主端子間の電圧Vceが大きく跳ね上がる現象が生じる。この場合、遮断時のターンオフスピードを遅くし、すなわち半導体スイッチング素子1のゲート電流を抑制し、前記電圧Vceの跳ね上がりを小さくすることが有効である。このため、この実施の形態では、電圧Vceの跳ね上がりを小さくするためにゲート電流供給側のMOSFET2のゲート電圧を制御する。すなわち、半導体スイッチング素子1の電圧Vceを抵抗31と抵抗32の抵抗分圧で検出し、電流供給回路19の接続点10の電圧V10(図2(a)参照、詳細後述)を低く調節する。
On the other hand, when the
動作の詳細説明に先立ち、基本的な考え方を説明する。信号入力端子7に外部信号S1としてターンオフ信号、すなわち端子6の電圧Vccとほぼ同じ電圧が入力されたとする。すると、信号入力端子7が端子6とほぼ同じ電位(電圧Vcc)となり、抵抗38の両端電圧は0となるため、オペアンプ4はMOSFET2をターンオフし、かつMOSFET3はターンオフ信号によりゲートに電圧Vcc相当の電圧が印加されターンオンするため、ゲート電圧である接続点11の電圧V11は、半導体スイッチング素子1を流れる電流の大きさに対応するミラー電圧に維持される。ミラー期間が終わると半導体スイッチング素子1はターンオフするため、半導体スイッチング素子1の電圧Vceは、外部より印加される電源電圧に加え、半導体スイッチング素子1が接続されている配線のインダクタンスや電力を供給していた負荷などのインダクタンスに蓄えられたエネルギー分による電圧が印加される。
Prior to detailed description of the operation, the basic concept will be described. It is assumed that a turn-off signal, that is, a voltage substantially the same as the voltage Vcc of the
このターンオフ時の電圧Vceの跳ね上がりはインダクタンスに蓄えられたエネルギー分が主である。従って、ターンオフ時の主端子を流れる電流iの電流変化di/dtの大きさと、異常電圧として現れる電圧Vceの大きさとは、ほぼ比例した関係となる。よって、ターンオフ時の電流変化率di/dtを抑えることで、すなわち半導体スイッチング素子1のターンオフするまでの時間を長くすることで異常電圧の大きさを抑えることができる。半導体スイッチング素子1のターンオフする時間すなわち遮断時間は、ターンオフ時のゲート電流の大きさにより決まり、ゲート電流の大きさを調節することで異常電圧の大きさを制御することができる。
The jump of the voltage Vce at the time of turn-off is mainly due to the energy stored in the inductance. Therefore, the magnitude of the current change di / dt of the current i flowing through the main terminal at the time of turn-off and the magnitude of the voltage Vce appearing as an abnormal voltage have a substantially proportional relationship. Therefore, the magnitude of the abnormal voltage can be suppressed by suppressing the current change rate di / dt at the time of turn-off, that is, by lengthening the time until the
詳細動作の説明に先立ち、図2の各部波形について概略の説明をする。図2(a)は接続点10の電圧V10であり、V10aは時間T2において制御を行わないときの電圧であり、V10bは制御を行ったときの電圧である。図2(b)は接続点11の電圧(ゲート電圧)V11であり、電圧V11aは時間T2において制御を行わないときの電圧、電圧V11bは制御を行ったときの電圧を示している。図2(c)は同じく端子9の電圧すなわち主端子間の電圧Vceであり、電圧Vceaは時間T2において制御を行わないときの電圧、電圧Vcebは制御を行ったときの電圧を示している。図2(d)は、半導体スイッチング素子1を流れる主電流としての電流iであり、電流iaは時間T2において制御を行わないときの電流、電流ibは制御を行ったときの電流を示している。図2(e)は、制御を行うために電流供給回路19から接続点11へ注入される注入電流J2を示している。図2(f)は、半導体スイッチング素子1のゲートから流出するゲート電流J1を示しており、ゲート電流J1aは電流供給回路19から接続点11へ注入電流J2を注入しない場合の電流を示しており、ゲート電流J1bは電流供給回路19から接続点11へ注入電流J2を注入した場合の電流を示している。
Prior to the description of the detailed operation, the outline of each waveform in FIG. 2 will be described. FIG. 2A shows the voltage V10 at the
次に詳細動作を説明する。半導体スイッチング素子1の主端子間の電圧Vceを抵抗31,32にて分圧した検出電圧Vdを、抵抗36を介してオペアンプ5に入力し、当該検出電圧Vdと抵抗33,34にて設定された基準値Vsとの差電圧ΔVを増幅してダイオード13を介して接続点10の電圧を制御する。つまり、時間T2において、検出電圧Vdが基準値Vsを超えると、両者の差電圧ΔVだけ接続点10の電圧が引き下げられる(図2(a)のV10b)。すると、オペアンプ4により抵抗37の両端の電圧が抵抗38の両端の電圧と一致するよう制御電源からMOSFET2を介して接続点11へ注入電流J2(図2(e)参照)が供給される。
Next, the detailed operation will be described. A detection voltage Vd obtained by dividing the voltage Vce between the main terminals of the
この注入電流J2は、差電圧ΔVが大きいほど大きい値となる。そして、注入電流J2の大きさに応じてゲート電流J1が抑制される。すなわち、前記電流供給回路19からの注入電流J2によりゲート電圧が制限されるため、半導体スイッチング素子1のゲート電流J1の大きさがJ1aからJ1b(図2(f)参照)のように抑制されゲートに蓄積された電荷を放電する速度を遅くすることにより、半導体スイッチング素子1の電流変化が図2(c)の電流iaからibのように緩やかになる。そして、時間T3において電圧Vceが基準値Vs以下になると前記差電圧ΔVもゼロとなり、MOSFET2がターンオフとなり注入電流J2もゼロとなる。なお、接続点11から抵抗40を経由して端子8へ流れる電流J3は、ゲート電流J1と注入電流J2の和となり、時間T1と時間T2との間におけるゲート電流J1と同じ電流となる。以上のように、電圧Vceの大きさにより電流供給回路19から供給する注入電流J2の大きさを制御することにより、簡易な構成で主端子間の電圧Vceの跳ね上がりを抑制し異常電圧の発生を防止することができる。なお、電流供給回路19は上述のように半導体スイッチング素子1をターンオンさせるときのゲートオン回路を兼ねている。
The injection current J2 becomes larger as the difference voltage ΔV is larger. Then, the gate current J1 is suppressed according to the magnitude of the injection current J2. That is, since the gate voltage is limited by the injection current J2 from the
実施の形態2.
図3は、実施の形態2である半導体スイッチング素子のゲート駆動回路を示す回路図である。この実施の形態2では電圧Vceの跳ね上がりを小さくするためにターンオフ時の半導体スイッチング素子1のゲート電圧を直接制御する。図2において、制御回路及び電流供給回路としてのオペアンプ15の出力端子をダイオード23を介して半導体スイッチング素子1のゲートと抵抗40との接続点11に接続する。ダイオード23は、アノード側が抵抗48に、カソード側が接続点11に接続されている。なお、図1における電流供給回路19は、本実施の形態では半導体スイッチング素子1をターンオフさせるときには利用(兼用)していないので、図示を省略している。その他の構成については、図1に示した実施の形態1と同様のものであるので、相当するものに同じ符号を付して説明を省略する。
FIG. 3 is a circuit diagram showing a gate drive circuit of the semiconductor switching element according to the second embodiment. In the second embodiment, the gate voltage of the
信号入力端子7にターンオフ信号として電圧Vccとほぼ同じ電圧が入力されると、MOSFET3のゲート電圧が高くなりMOSFET3がターンオンし、半導体スイッチング素子1のゲートからゲート電流J1が流出し、半導体スイッチング素子1が開路する。このときの半導体スイッチング素子1の主端子間の電圧Vceを抵抗31,抵抗32で分圧した検出電圧Vdを、抵抗36を介してオペアンプ15に入力する。そして、当該検出電圧Vdと抵抗33,34にて設定された基準値Vsとの差電圧ΔVを増幅してダイオード23を介して接続点11に直接供給する。すなわち、オペアンプ15から差電圧ΔVに応じた注入電流J2が接続点11へ供給される。
When a voltage almost the same as the voltage Vcc is input to the
従って、接続点11の電圧(ゲート電圧)は抵抗40に流れる前記注入電流J2と半導体スイッチング素子1のゲートから流出するゲート電流J1とが加算された電流J3(=J1+J2)により決定されるので、半導体スイッチング素子1のゲート電圧が高くなる。これにより、ゲート電流J1の減少速度が抑制され、半導体スイッチング素子1のターンオフスピードが遅くなる。すなわち、ターンオフ時の電流iの電流変化di/dtを低減することで、電圧Vceの跳ね上がりを抑制し、異常電圧の発生を防止することができる。このように電圧Vceの大きさにより接続点11すなわち半導体スイッチング素子1のゲートに与える電圧を直接制御することにより簡易な構成で異常電圧の発生を防止することができる。
Therefore, the voltage at the connection point 11 (gate voltage) is determined by the current J3 (= J1 + J2) obtained by adding the injection current J2 flowing through the
実施の形態3.
図4〜図6は実施の形態3を示すものであり、図4は半導体スイッチング素子のゲート駆動回路の構成を示す回路図、図5は記憶回路の構成を示す回路図、図6は記憶回路の動作を説明するための波形図である。電圧Vceの異常電圧の原因となるターンオフ時の電流変化di/dtは電流iの大きさのみならず半導体スイッチング素子1の温度などによっても変化する。また、半導体スイッチング素子1の種類等により許容できる電圧Vceの大きさが異なる。また、電流の遮断が始まってから電圧Vceの跳ね上がりが発生するまでの時間は非常に短く、電圧検出回路や駆動回路の遅れ時間により異常電圧を検出してからの保護動作が難しい場合がある。
4 to 6 show the third embodiment. FIG. 4 is a circuit diagram showing a configuration of a gate driving circuit of a semiconductor switching element, FIG. 5 is a circuit diagram showing a configuration of a memory circuit, and FIG. 6 is a memory circuit. It is a wave form diagram for demonstrating operation | movement. The current change di / dt at turn-off that causes an abnormal voltage of the voltage Vce varies depending not only on the magnitude of the current i but also on the temperature of the
そこで本実施の形態では電圧Vceを記憶する記憶回路を設けて、当該記憶された電圧に基づいて電圧Vceの跳ね上がりを制限すべく注入電流J2の大きさを制御する。また、基準値調整回路26を設けて半導体スイッチング素子1の種類等に応じて制限する電圧Vceのレベルを調整する。図4において、半導体スイッチング素子1の主端子間の電圧Vceが抵抗31と抵抗32とにより分圧されて記憶回路100に入力され、記憶回路100の出力が制御回路としてのオペアンプ25へ出力される。また、抵抗33,34にて設定される基準値Vsが基準値調整回路26に入力され、半導体スイッチング素子1の特性に応じた基準値Vsbに変更されてオペアンプ25に入力される。その他の構成については、図1に示した実施の形態1と同様のものであるので、相当するものに同じ符号を付して説明を省略する。
Therefore, in this embodiment, a storage circuit for storing the voltage Vce is provided, and the magnitude of the injection current J2 is controlled to limit the jump of the voltage Vce based on the stored voltage. Further, a reference
記憶回路100は、例えば図5に示すようにコンデンサ101と抵抗102とが並列に接続され、この並列回路の一方側が出力端子107に接続されるとともに、ダイオード103を介して入力端子106に接続され、他方側が端子8(図4参照)に接続されている。記憶回路100の入力端子106に、抵抗31,32にて電圧Vceが分圧されて入力されると、図6に示すように当該電圧のピーク値がコンデンサ101にピーク電圧Vhのように記憶される。記憶されたピーク電圧Vhは、抵抗102にて所定の時定数で放電される。オペアンプ25にはコンデンサ101に記憶されたピーク電圧Vhが入力される。
In the
また、抵抗33,34にて設定される基準値Vsが基準値調整回路26に入力され、半導体スイッチング素子1の特性に応じた基準値Vsbに変更されてオペアンプ25に入力される。具体的には、半導体スイッチング素子1の定格電圧V1が大きいときは電圧Vceの大きな跳ね上がりを許容できるため、半導体スイッチング素子1のターンオフスピードを速くしてもよいので、基準値Vsbを高く設定し、注入電流J2のレベルを低くする。一方、定格電圧V1が小さいときは、ターンオフ時の電圧Vceの跳ね上がりをそれほど大きくは許容できないため、基準値Vsbを低く設定し、注入電流J2のレベルを高くする。オペアンプ25においては、ピーク電圧Vh及び基準値調整回路26にて設定された基準値Vsbに基づいてオペアンプ25の出力電圧を決定する。
The reference value Vs set by the
ここで、信号入力端子7にターンオフ信号として電圧Vccと同じ程度の電圧が入力されると、MOSFET3が導通し半導体スイッチング素子1からゲート電流J1が流出するとともに電流供給回路19から接続点10の電圧に応じた注入電流J2が接続点11へ注入される。以後の動作は図1に示した実施の形態1と同様であるが、オペアンプ25の出力端子が逆接続されたダイオード13を介して接続点10に接続されているので、オペアンプ25の出力電圧により接続点10の電圧が制御され、この電圧に応じて注入電流J2が制御される。
Here, when a voltage of the same level as the voltage Vcc is input as a turn-off signal to the
従って、半導体スイッチング素子1のターンオフ時のスピードは遅くなり、電圧Vceの跳ね上がりを抑制し、異常電圧の発生を防止することができる。なお、半導体スイッチング素子1の定格電圧V1が大きいときは接続点10の電圧が高く設定されるので、注入電流J2の大きさは小さくなり、ゲート電流J1が抑制される程度が小さくなる。一方、定格電圧V1が小さいときは、接続点10の電圧が低く設定され、注入電流J2が大きくなりゲート電流J1が抑制される程度が大きくなる。
Therefore, the speed at the time of turn-off of the
これにより電圧検出や駆動回路の遅れ時間を解消し、精度良くターンオフ時の電流変化di/dtを制御することでターンオフ時の電圧Vceのピーク値を抑えることができる。また、半導体スイッチング素子1の種類等に応じて基準値Vsbを設定して適切なターンオフ速度を選定することができ、不必要にターンオフ速度を遅くして半導体スイッチング素子1の損失の増加を招くことを防止できる。
As a result, the delay time of the voltage detection and the drive circuit is eliminated, and the peak value of the voltage Vce at turn-off can be suppressed by controlling the current change di / dt at turn-off with high accuracy. In addition, an appropriate turn-off speed can be selected by setting the reference value Vsb in accordance with the type of the
なお、半導体スイッチング素子1のターンオフ時の主端子間の電圧Vceの変化のパターンの複数回分を平均して平均パターンを保持し、当該平均パターンに基づいてオペアンプ25の出力電圧の制御を行ってもよい。また、記憶回路100やオペアンプ25の機能は、マイコン(マイクロコンピュータ)やDSP(Digital Signal Processor)等でも実現可能である。さらに、基準値調整回路26を設ける代わりに抵抗33,34の抵抗値を調整して基準値を調整してもよい。
It should be noted that the average pattern is held by averaging a plurality of patterns of the change in the voltage Vce between the main terminals when the
実施の形態4.
図7は実施の形態4である半導体スイッチング素子のゲート駆動回路の構成を示す回路図である。図7において、半導体スイッチング素子1の主端子間の電圧Vceが抵抗31と抵抗32とにより分圧され、記憶回路100に入力される。そして、記憶回路100の出力が制御回路及び電流供給回路としてのオペアンプ45の入力端子に出力される。また、抵抗33,34にて設定される基準値Vsが基準値調整回路26に入力され、半導体スイッチング素子1の特性に応じた基準値Vsbに変更されてオペアンプ45に入力される。その他の構成については、図3に示した実施の形態2と同様のものであるので、相当するものに同じ符号を付して説明を省略する。
FIG. 7 is a circuit diagram showing the configuration of the gate drive circuit of the semiconductor switching element according to the fourth embodiment. In FIG. 7, the voltage Vce between the main terminals of the
動作については、図4に示したものと同様に、オペアンプ45においては、記憶回路100に記憶された電圧Vceのピーク電圧Vhと、基準値調整回路26から入力される基準値Vsbとに基づいてオペアンプ45の出力電圧を決定し、ダイオード23を介して接続点11の電圧を制御する。半導体スイッチング素子1の定格電圧V1が大きいときは電圧Vceの大きな跳ね上がりを許容できるため、半導体スイッチング素子1のターンオフスピードを速くしてもよいので、基準値調整回路26の基準値Vsbを低くして接続点11の電圧を低くし設定し注入電流J2のレベルを低くする。一方、定格電圧V1が小さいときは、ターンオフ時の電圧Vceの跳ね上がりをそれほど大きくは許容できないため、基準値調整回路26の基準値Vsbを高くして接続点11の電圧を高く設定し注入電流J2のレベルを高くする。
As with the operation shown in FIG. 4, in the
なお、前記実施の形態では、半導体スイッチング素子1が珪素によって形成されたものを示したが、珪素に比べてバンドギャップが大きいワイドバンドギャップ半導体によって形成してもよい。ワイドバンドギャップ半導体としては、例えば、炭化珪素、窒化ガリウム系材料又はダイヤモンドがある。
In the above embodiment, the
このようなワイドバンドギャップ半導体によって形成された半導体スイッチング素子1は、耐電圧性が高く、許容電流密度も高いため、半導体スイッチング素子1の小型化が可能であり、これら小型化された半導体スイッチング素子1を用いることにより、これを組み込んだ半導体モジュールの小型化が可能となる。このとき、従来のSi半導体の場合と比べターンオフ時の電流変化di/dtが大きいためターンオフ時に発生する電圧Vceすなわち主端子間の電圧の跳ね上がりが大きくなるので、本発明によりターンオフ時の電圧を抑制することが効果的である。また、オペアンプを構成する半導体部品にワイドバンドギャップ半導体を使用することで、応答性を向上させることができる。
Since the
また耐熱性も高いため、ヒートシンクの放熱フィンの小型化や、水冷部の空冷化が可能であるので、半導体モジュールの一層の小型化が可能になる。 Further, since the heat resistance is high, the heat radiation fins of the heat sink can be downsized and the water cooling part can be air cooled, so that the semiconductor module can be further downsized.
さらに電力損失が低いため、半導体スイッチング素子1の高効率化が可能であり、ひいてはモジュール化した場合半導体モジュールの高効率化が可能になる。
Furthermore, since the power loss is low, it is possible to increase the efficiency of the
なお、本発明は、その発明の範囲内において、上述した各実施の形態を自由に組み合わせたり、各実施の形態を適宜、変更、省略することが可能である。 In the present invention, the above-described embodiments can be freely combined within the scope of the invention, or each embodiment can be appropriately changed or omitted.
1 半導体スイッチング素子、4,5 オペアンプ、10 接続点、11 接続点、
15 オペアンプ、19 電流供給回路、25 オペアンプ、26 基準値調整回路、
31,32 抵抗、45 オペアンプ、100 記憶回路。
1 Semiconductor switching element, 4, 5 operational amplifier, 10 connection point, 11 connection point,
15 operational amplifier, 19 current supply circuit, 25 operational amplifier, 26 reference value adjustment circuit,
31, 32 resistors, 45 operational amplifiers, 100 memory circuits.
Claims (5)
前記電圧検出回路は、前記半導体スイッチング素子の主端子間の電圧を検出するものであり、
前記ゲートオン回路は、前記半導体スイッチング素子のゲートに電流を供給して前記半導体スイッチング素子をターンオン動作させるものであり、
前記ゲートオフ回路は、前記半導体スイッチング素子の前記ゲートに接続され前記ゲートの容量に蓄積された電荷を放電させることにより前記主端子間をターンオフさせるものであり、
前記制御回路は、前記半導体スイッチング素子がターンオフするとき前記ゲートオン回路から前記ゲートオフ回路に電流を供給して前記電荷を放電させる速度を遅くすることにより前記主端子間に発生する電圧を抑制するものである
半導体スイッチング素子のゲート駆動回路。 A gate driving circuit of a semiconductor switching element comprising a voltage detection circuit, a gate-on circuit, a gate- off circuit, and a control circuit,
The voltage detection circuit detects a voltage between main terminals of the semiconductor switching element,
The gate-on circuit is to turn on the semiconductor switching element by supplying current to the gate of the semiconductor switching element,
The gate-off circuit is for turning off between the main terminals by discharging the semiconductor connected to said gate charge stored in the capacitor of the gate of the switching element,
The control circuit suppresses a voltage generated between the main terminals by slowing a rate at which the charge is discharged by supplying a current from the gate-on circuit to the gate- off circuit when the semiconductor switching element is turned off. A gate drive circuit of a semiconductor switching element.
前記記憶された前記主端子間の電圧に基づいて前記ゲートオン回路から前記ゲートオフ回路に供給する電流を制御するものである
請求項1に記載の半導体スイッチング素子のゲート駆動回路。 A storage circuit for storing a voltage between the main terminals when the semiconductor switching element is turned off;
The current supplied from the gate-on circuit to the gate- off circuit is controlled based on the stored voltage between the main terminals.
The gate drive circuit of the semiconductor switching element according to claim 1 .
請求項2に記載の半導体スイッチング素子のゲート駆動回路。 The memory circuit stores a peak value of a voltage between the main terminals when the semiconductor switching element is turned off.
The gate drive circuit of the semiconductor switching element according to claim 2 .
請求項1から請求項3のいずれか1項に記載の半導体スイッチング素子のゲート駆動回路。 4. The gate drive circuit for a semiconductor switching element according to claim 1 , wherein the semiconductor switching element is formed of a wide band gap semiconductor having a larger band gap than silicon. 5.
請求項4に記載の半導体スイッチング素子のゲート駆動回路。 The wide band gap semiconductor is silicon carbide, gallium nitride-based material, or diamond.
The gate drive circuit of the semiconductor switching element according to claim 4 .
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