JP5937373B2

JP5937373B2 - Power converter

Info

Publication number: JP5937373B2
Application number: JP2012022959A
Authority: JP
Inventors: 禎宏吉田
Original assignee: Toshiba Mitsubishi Electric Industrial Systems Corp
Current assignee: Toshiba Mitsubishi Electric Industrial Systems Corp
Priority date: 2012-02-06
Filing date: 2012-02-06
Publication date: 2016-06-22
Anticipated expiration: 2032-02-06
Also published as: JP2013162643A

Description

本発明は、電力変換装置に関し、特に、電力変換装置のデッドタイムの設定に関する。 The present invention relates to a power conversion device, and more particularly to setting a dead time of the power conversion device.

インバータに代表される電力変換装置は、一般に、直流電源の正極と負極との間に直列に接続された２つのスイッチング素子を有する。２つのスイッチング素子は相補的に動作する。しかしながらスイッチング素子の特性に起因して、そのスイッチング素子がオフするタイミングが遅れることがある。 A power converter represented by an inverter generally has two switching elements connected in series between a positive electrode and a negative electrode of a DC power supply. The two switching elements operate in a complementary manner. However, due to the characteristics of the switching element, the timing at which the switching element is turned off may be delayed.

２つのスイッチング素子がともにオン状態である場合、直流電源の正極と負極とが短絡される。このような問題を回避するために、両方のスイッチング素子がオフ状態である期間が設けられる。一般に、この期間はデッドタイムと呼ばれる。 When both of the two switching elements are in the on state, the positive electrode and the negative electrode of the DC power supply are short-circuited. In order to avoid such a problem, a period in which both switching elements are in the OFF state is provided. In general, this period is called dead time.

たとえば、特開２００５−１２８５７号公報（特許文献１）は、電圧型インバータの制御において、デッドタイムが設定されることを開示する。たとえば特開平８−２０５５４８号公報（特許文献２）は、電力変換装置の制御方法を開示する。電力変換装置はＰＷＭ（パルス幅変調）制御に従って直流を交流に変換する。電流がブリッジから流れ出る場合には、ＰＷＭ信号の立上がり時間が短絡防止時間分早められる。一方、電流がブリッジに流入する場合には、ＰＷＭ信号の立下がり時間が短絡防止時間分早められる。 For example, Japanese Patent Laying-Open No. 2005-12857 (Patent Document 1) discloses that a dead time is set in control of a voltage type inverter. For example, Japanese Patent Laid-Open No. 8-205548 (Patent Document 2) discloses a method for controlling a power converter. The power converter converts direct current into alternating current according to PWM (pulse width modulation) control. When current flows out of the bridge, the rise time of the PWM signal is advanced by the short-circuit prevention time. On the other hand, when the current flows into the bridge, the fall time of the PWM signal is advanced by the short-circuit prevention time.

特開２００５−１２８５７号公報JP 2005-12857 A 特開平８−２０５５４８号公報JP-A-8-205548

ＰＷＭ制御では、一般に、搬送波（一般に三角波）と基本波（正弦波）との比較によってＰＷＭ信号が生成される。ＰＷＭ信号の時間幅を変化させることによって、スイッチング素子がオン状態である期間が変化する。スイッチング周期は一定であるので、スイッチング素子のオン期間を変化することによって、スイッチング素子のオフ期間も変化する。 In PWM control, a PWM signal is generally generated by comparing a carrier wave (generally a triangular wave) and a fundamental wave (sine wave). By changing the time width of the PWM signal, the period during which the switching element is on changes. Since the switching period is constant, changing the ON period of the switching element also changes the OFF period of the switching element.

デッドタイムの長さが固定された場合、ＰＷＭ信号によって指定されたスイッチング素子のオフ期間が設定されたデッドタイムよりも短くなる可能性がある。この場合、スイッチング素子の実際のオフ期間の長さが、ＰＷＭ信号によって指定されたオフ期間の長さよりも長くなる可能性がある。したがって、たとえばインバータの出力電圧の精度が低下することが起こりうる。 When the length of the dead time is fixed, there is a possibility that the OFF period of the switching element designated by the PWM signal is shorter than the set dead time. In this case, the actual length of the off period of the switching element may be longer than the length of the off period specified by the PWM signal. Therefore, for example, the accuracy of the output voltage of the inverter may be reduced.

なお、このような問題はインバータに限定されるものでない。直流電源の正極および負極間に直列に接続された２つのスイッチング素子を備えた電力変換回路を、ＰＷＭ制御によって動作させる際に同様の問題が起こりうる。このような電力変換回路の他の例としては、交流を直流に変換するＡＣ／ＤＣコンバータ、直流を直流に変換するＤＣ／ＤＣコンバータなどが挙げられる。 Such a problem is not limited to the inverter. A similar problem may occur when a power conversion circuit including two switching elements connected in series between a positive electrode and a negative electrode of a DC power supply is operated by PWM control. Other examples of such a power conversion circuit include an AC / DC converter that converts alternating current into direct current, and a DC / DC converter that converts direct current into direct current.

本発明の目的は、直流電源の正極および負極間に直列に接続された２つのスイッチング素子を備えた電力変換装置をＰＷＭ制御により動作させる際に、その電力変換装置の出力電圧の精度を向上させることである。 An object of the present invention is to improve the accuracy of the output voltage of a power conversion device that is operated by PWM control including two switching elements connected in series between a positive electrode and a negative electrode of a DC power supply. That is.

この発明のある局面に係る電力変換装置は、直流電源の正極および負極間に直列に接続された第１および第２のスイッチング素子と、第１および第２のスイッチング素子の接続点における交流電圧を制御するための電圧指令信号を発生させる電圧指令信号発生部と、基準波信号を発生させる基準波信号発生部と、電圧指令信号と基準波信号との比較により、ＰＷＭ指令信号を発生させるＰＷＭ指令信号発生部と、ＰＷＭ指令信号のエッジを検出するエッジ検出回路と、エッジ検出回路がＰＷＭ指令信号のエッジを検出したことをトリガとして、指定されたデッドタイムをカウントするカウンタと、第１および第２のスイッチング素子の両方を、カウンタが前記指定されたデッドタイムをカウントする間オフに制御するための信号を生成するゲート制御信号生成部と、カウント値設定部とを備える。カウント値設定部は、カウンタが指定されたデッドタイムをカウントしている途中にエッジ検出回路がＰＷＭ指令信号のエッジを検出した場合に、カウンタがカウントすべきカウント値を、指定されたデッドタイムに対応するカウント値よりも小さい値に設定する。 A power conversion device according to an aspect of the present invention provides an AC voltage at a connection point between first and second switching elements connected in series between a positive electrode and a negative electrode of a DC power source, and the first and second switching elements. A voltage command signal generator for generating a voltage command signal for control, a reference wave signal generator for generating a reference wave signal, and a PWM command for generating a PWM command signal by comparing the voltage command signal and the reference wave signal A signal generation unit; an edge detection circuit that detects an edge of the PWM command signal; a counter that counts a designated dead time triggered by the edge detection circuit detecting an edge of the PWM command signal; A signal that generates a signal for controlling both of the two switching elements off while the counter counts the specified dead time. Comprising a preparative control signal generating unit, the count value setting unit. When the edge detection circuit detects the edge of the PWM command signal while the counter is counting the designated dead time, the count value setting unit sets the count value to be counted by the counter to the designated dead time. Set to a value smaller than the corresponding count value.

本発明によれば、直流電源の正極および負極間に直列に接続された２つのスイッチング素子を備えた電力変換装置をＰＷＭ制御により動作させる際に、その電力変換装置の出力電圧の精度を向上させることができる。 ADVANTAGE OF THE INVENTION According to this invention, when operating the power converter device provided with the two switching elements connected in series between the positive electrode and negative electrode of DC power supply by PWM control, the precision of the output voltage of the power converter device is improved. be able to.

本発明の実施の形態に係る電力変換装置の一例であるインバータ装置の概略構成図である。It is a schematic block diagram of the inverter apparatus which is an example of the power converter device which concerns on embodiment of this invention. 発明者によるＵ相制御部１０２Ｕの構成の検討例を示したブロック図である。It is the block diagram which showed the example of examination of the structure of U phase control part 102U by an inventor. 図２に示したＵ相制御部１０２ＵＡおよびＵ相アーム１０１Ｕの動作を説明するための信号波形図である。It is a signal waveform diagram for demonstrating operation | movement of the U-phase control part 102UA and U-phase arm 101U shown in FIG. 実施の形態１に係るＵ相制御部１０２Ｕの構成を示したブロック図である。It is the block diagram which showed the structure of U phase control part 102U which concerns on Embodiment 1. FIG. 図４に示したＵ相制御部１０２ＵおよびＵ相アーム１０１Ｕの動作を説明するための信号波形図である。FIG. 6 is a signal waveform diagram for describing operations of U-phase control unit 102U and U-phase arm 101U shown in FIG. 4. 実施の形態２に係るＵ相制御部１０２ＵＢの構成を示したブロック図である。It is the block diagram which showed the structure of U phase control part 102UB based on Embodiment 2. FIG. 図６に示したＵ相制御部１０２ＵＢおよびＵ相アーム１０１Ｕの動作を説明するための信号波形図である。FIG. 7 is a signal waveform diagram for describing operations of U-phase control unit 102UB and U-phase arm 101U shown in FIG. 6.

以下、本発明の実施の形態について図面を用いて説明する。なお、図中同一または相当部分には同一符号を付してその説明は繰り返さない。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings. In the drawings, the same or corresponding parts are denoted by the same reference numerals and description thereof will not be repeated.

［実施の形態１］
図１は、本発明の実施の形態に係る電力変換装置の一例であるインバータ装置の概略構成図である。図１を参照して、インバータ装置１００は、三相インバータ回路１０１およびインバータ制御装置１０２を備える。 [Embodiment 1]
FIG. 1 is a schematic configuration diagram of an inverter device that is an example of a power conversion device according to an embodiment of the present invention. Referring to FIG. 1, inverter device 100 includes a three-phase inverter circuit 101 and an inverter control device 102.

三相インバータ回路１０１は、Ｕ相アーム１０１Ｕと、Ｖ相アーム１０１Ｖと、Ｗ相アーム１０１Ｗと、正極端子１０３と、負極端子１０４と、コンデンサ１０５と、Ｕ相端子１０６Ｕと、Ｖ相端子１０６Ｖと、Ｗ相端子１０６Ｗとを備える。 The three-phase inverter circuit 101 includes a U-phase arm 101U, a V-phase arm 101V, a W-phase arm 101W, a positive terminal 103, a negative terminal 104, a capacitor 105, a U-phase terminal 106U, and a V-phase terminal 106V. And a W-phase terminal 106W.

Ｕ相アーム１０１Ｕと、Ｖ相アーム１０１Ｖと、Ｗ相アーム１０１Ｗとは、正極端子１０３と負極端子１０４との間に並列に接続される。コンデンサ１０５は、正極端子１０３と負極端子１０４との間に接続される。正極端子１０３と負極端子１０４との間には直流電力が供給される。 U-phase arm 101U, V-phase arm 101V, and W-phase arm 101W are connected in parallel between positive electrode terminal 103 and negative electrode terminal 104. The capacitor 105 is connected between the positive terminal 103 and the negative terminal 104. DC power is supplied between the positive terminal 103 and the negative terminal 104.

Ｕ相アーム１０１Ｕは、上側素子１０８Ｕと、下側素子１０８Ｌとを備える。上側素子１０８Ｕと下側素子１０８Ｌとは、正極端子１０３と負極端子１０４との間に直列に接続される。Ｕ相端子１０６Ｕは上側素子１０８Ｕと下側素子１０８Ｌとの中点に接続される。 U-phase arm 101U includes upper element 108U and lower element 108L. The upper element 108U and the lower element 108L are connected in series between the positive terminal 103 and the negative terminal 104. U-phase terminal 106U is connected to the midpoint between upper element 108U and lower element 108L.

Ｖ相アーム１０１ＶおよびＷ相アーム１０１Ｗの各々は、Ｕ相アーム１０１Ｕと同じ構成を有する。Ｖ相アーム１０１Ｖは、上側素子１０９Ｕと、下側素子１０９Ｌとを備える。上側素子１０９Ｕと下側素子１０９Ｌとは、正極端子１０３と負極端子１０４との間に直列に接続される。Ｖ相端子１０６Ｖは上側素子１０９Ｕと下側素子１０９Ｌとの中点に接続される。Ｗ相アーム１０１Ｗは、上側素子１１０Ｕと、下側素子１１０Ｌとを備える。上側素子１１０Ｕと下側素子１１０Ｌとは、正極端子１０３と負極端子１０４との間に直列に接続される。Ｖ相端子１０６Ｗは上側素子１１０Ｕと下側素子１１０Ｌとの中点に接続される。 Each of V-phase arm 101V and W-phase arm 101W has the same configuration as U-phase arm 101U. V-phase arm 101V includes an upper element 109U and a lower element 109L. Upper element 109U and lower element 109L are connected in series between positive terminal 103 and negative terminal 104. V-phase terminal 106V is connected to the midpoint between upper element 109U and lower element 109L. W-phase arm 101W includes an upper element 110U and a lower element 110L. The upper element 110U and the lower element 110L are connected in series between the positive terminal 103 and the negative terminal 104. V-phase terminal 106W is connected to the midpoint between upper element 110U and lower element 110L.

上記の上側素子および下側素子は、半導体スイッチング素子により実現可能である。半導体スイッチング素子は、一例ではＩＧＢＴであるが、その種類は特に限定されるものではない。 The upper element and the lower element can be realized by a semiconductor switching element. The semiconductor switching element is an IGBT in one example, but the type is not particularly limited.

インバータ制御装置１０２は、Ｕ相制御部１０２Ｕと、Ｖ相制御部１０２Ｖと、Ｗ相制御部１０２Ｗとを有する。Ｕ相制御部１０２Ｕと、Ｖ相制御部１０２Ｖと、Ｗ相制御部１０２Ｗとは、Ｕ相アーム１０１Ｕと、Ｖ相アーム１０１Ｖと、Ｗ相アーム１０１Ｗとをそれぞれ制御する。 Inverter control apparatus 102 includes U-phase control unit 102U, V-phase control unit 102V, and W-phase control unit 102W. U-phase control unit 102U, V-phase control unit 102V, and W-phase control unit 102W control U-phase arm 101U, V-phase arm 101V, and W-phase arm 101W, respectively.

正極端子１０３と負極端子１０４との間に直流電力が供給される。インバータ制御装置１０２は、Ｕ相アーム１０１Ｕと、Ｖ相アーム１０１Ｖと、Ｗ相アーム１０１ＷとをＰＷＭ制御に従って動作させる。これにより、直流電力が三相交流に変換される。各相の交流電力は、Ｕ相端子１０６Ｕと、Ｖ相端子１０６Ｖと、Ｗ相端子１０６Ｗとのうちの対応する端子から出力される。 DC power is supplied between the positive terminal 103 and the negative terminal 104. Inverter control apparatus 102 operates U-phase arm 101U, V-phase arm 101V, and W-phase arm 101W according to PWM control. Thereby, direct-current power is converted into three-phase alternating current. The AC power of each phase is output from a corresponding terminal among the U-phase terminal 106U, the V-phase terminal 106V, and the W-phase terminal 106W.

Ｕ相制御部１０２Ｕと、Ｖ相制御部１０２Ｖと、Ｗ相制御部１０２Ｗとは互いに同一の構成を有する。以下、代表的にＵ相制御部１０２Ｕの構成について説明し、Ｖ相制御部１０２ＶおよびＷ相制御部１０２Ｗの構成については詳細な説明を繰り返さない。 The U-phase control unit 102U, the V-phase control unit 102V, and the W-phase control unit 102W have the same configuration. Hereinafter, the configuration of U-phase control unit 102U will be typically described, and detailed description of the configurations of V-phase control unit 102V and W-phase control unit 102W will not be repeated.

以下では、発明者によるＵ相制御部１０２Ｕの構成の検討例と、実施の形態１に係るＵ相制御部１０２Ｕの構成とを対比する。この対比によって、実施の形態１に係るＵ相制御部１０２Ｕの特徴が明確化される。 Hereinafter, an example of the configuration of the U-phase control unit 102U by the inventors will be compared with the configuration of the U-phase control unit 102U according to the first embodiment. By this comparison, the characteristics of the U-phase control unit 102U according to Embodiment 1 are clarified.

図２は、発明者によるＵ相制御部１０２Ｕの構成の検討例を示したブロック図である。図２を参照して、Ｕ相制御部１０２ＵＡは、電圧指令信号発生部１１１と、三角波信号発生部１１２と、比較回路１１３と、反転回路１１６と、パルス遅延回路１２２Ａ，１２２Ｂと、ＡＮＤ回路１１７Ａ，１１７Ｂとを備える。 FIG. 2 is a block diagram showing an example of the configuration of the U-phase control unit 102U studied by the inventor. Referring to FIG. 2, U-phase control unit 102UA includes voltage command signal generation unit 111, triangular wave signal generation unit 112, comparison circuit 113, inversion circuit 116, pulse delay circuits 122A and 122B, and AND circuit 117A. , 117B.

電圧指令信号発生部１１１は電圧指令信号を発生させる。電圧指令信号は、Ｕ相端子１０６Ｕ（すなわち上側素子１０８Ｕと下側素子１０８Ｌとの接続点）における交流電圧を制御するための電圧指令値を表わす。電圧指令信号の波形は、Ｕ相端子１０６から出力される交流電圧の波形、すなわち正弦波である。この正弦波は、ＰＷＭ制御において基本波として用いられる。 The voltage command signal generator 111 generates a voltage command signal. The voltage command signal represents a voltage command value for controlling an AC voltage at U-phase terminal 106U (that is, a connection point between upper element 108U and lower element 108L). The waveform of the voltage command signal is a waveform of an AC voltage output from the U-phase terminal 106, that is, a sine wave. This sine wave is used as a fundamental wave in PWM control.

三角波信号発生部１１２は、三角波信号を生成する。三角波はＰＷＭ制御において搬送波として用いられる。 The triangular wave signal generator 112 generates a triangular wave signal. The triangular wave is used as a carrier wave in PWM control.

比較回路１１３は、電圧指令信号と三角波信号とを比較して、ＰＷＭ指令信号を発生させる。反転回路１１６は、ＰＷＭ指令信号を受けて、そのＰＷＭ指令信号の論理値と反対の論理値を有する信号を出力する。 The comparison circuit 113 compares the voltage command signal with the triangular wave signal and generates a PWM command signal. The inverting circuit 116 receives the PWM command signal and outputs a signal having a logical value opposite to the logical value of the PWM command signal.

パルス遅延回路１２２Ａは、比較回路１１３から出力されたＰＷＭ指令信号を遅延させて、イネーブル信号を出力する。同様に、パルス遅延回路１２２Ｂは、反転回路１１６から出力された信号を遅延させて、イネーブル信号を出力する。 The pulse delay circuit 122A delays the PWM command signal output from the comparison circuit 113 and outputs an enable signal. Similarly, the pulse delay circuit 122B delays the signal output from the inverting circuit 116 and outputs an enable signal.

ＡＮＤ回路１１７Ａは、ＰＷＭ指令信号と、パルス遅延回路１２２Ａから出力されたイネーブル信号との間の論理積により、ゲート制御信号ＧＵを出力する。ゲート制御信号ＧＵは上側素子１０８Ｕのゲートに与えられる。上側素子１０８Ｕはゲート制御信号ＧＵに応答してオンおよびオフされる。 The AND circuit 117A outputs a gate control signal GU by a logical product between the PWM command signal and the enable signal output from the pulse delay circuit 122A. The gate control signal GU is given to the gate of the upper element 108U. Upper element 108U is turned on and off in response to gate control signal GU.

ＡＮＤ回路１１７Ｂは、反転回路１１６の出力信号と、パルス遅延回路１２２Ｂから出力されたイネーブル信号との間の論理積により、ゲート制御信号ＧＬを出力する。ゲート制御信号ＧＬは下側素子１０８Ｌのゲートに与えられる。下側素子１０８Ｌはゲート制御信号ＧＬに応答してオンおよびオフされる。 The AND circuit 117B outputs a gate control signal GL by a logical product between the output signal of the inverting circuit 116 and the enable signal output from the pulse delay circuit 122B. The gate control signal GL is given to the gate of the lower element 108L. Lower element 108L is turned on and off in response to gate control signal GL.

図３は、図２に示したＵ相制御部１０２ＵＡおよびＵ相アーム１０１Ｕの動作を説明するための信号波形図である。図２および図３を参照して、電圧指令信号が三角波信号よりも大きいときには、ＰＷＭ指令信号の論理値は「１」である。一方、電圧指令信号が三角波信号よりも小さいときには、ＰＷＭ指令信号の論理値は「０」である。 FIG. 3 is a signal waveform diagram for explaining operations of U-phase control unit 102UA and U-phase arm 101U shown in FIG. 2 and 3, when the voltage command signal is larger than the triangular wave signal, the logical value of the PWM command signal is “1”. On the other hand, when the voltage command signal is smaller than the triangular wave signal, the logical value of the PWM command signal is “0”.

時刻ｔ１において、電圧指令信号が三角波信号より小さくなる。したがって時刻ｔ１においてＰＷＭ指令信号の論理値が「１」から「０」へと切り換わる。さらに、パルス遅延回路１２２Ａから出力されるイネーブル信号（図３において「イネーブル（１）」と示す）も立ち下がる。したがって時刻ｔ１においてゲート制御信号ＧＵの論理値は「１」から「０」に切り換わる。ゲート制御信号ＧＵの変化に応じて、上側素子１０８Ｕの状態はオン（ＯＮ）状態からオフ（ＯＦＦ）状態へと変化する。ただし、上側素子１０８Ｕの特性のため、上側素子１０８Ｕは時刻ｔ１よりも後にオフする。 At time t1, the voltage command signal becomes smaller than the triangular wave signal. Therefore, at time t1, the logical value of the PWM command signal is switched from “1” to “0”. Further, the enable signal (shown as “enable (1)” in FIG. 3) output from the pulse delay circuit 122A also falls. Therefore, at time t1, the logical value of the gate control signal GU switches from “1” to “0”. In response to the change in the gate control signal GU, the state of the upper element 108U changes from the on (ON) state to the off (OFF) state. However, due to the characteristics of the upper element 108U, the upper element 108U is turned off after time t1.

一方、反転回路１１６の出力（図３において「ＰＷＭ指令信号（反転）」と示す）は、時刻ｔ１において「０」から「１」へと切り換わる。これによりパルス遅延回路１２２Ｂから出力されるイネーブル信号（図３において「イネーブル（２）」と示す）が立ち上がる。時刻ｔ２においてイネーブル（２）の論理値が「１」に達する。これにより、ゲート制御信号ＧＬの論理値は「０」から「１」に切り換わる。ゲート制御信号ＧＬの変化に応じて、下側素子１０８Ｌの状態はオフ状態からオン状態へと変化する。 On the other hand, the output of the inverting circuit 116 (shown as “PWM command signal (inverted)” in FIG. 3) switches from “0” to “1” at time t1. As a result, an enable signal (shown as “enable (2)” in FIG. 3) output from the pulse delay circuit 122B rises. The logical value of enable (2) reaches “1” at time t2. As a result, the logical value of the gate control signal GL is switched from “0” to “1”. In response to the change in the gate control signal GL, the state of the lower element 108L changes from the off state to the on state.

時刻ｔ１から時刻ｔ２までの間の期間には、上側素子１０８Ｕおよび下側素子１０８Ｌがともにオフ状態である期間Ｄが含まれる。この期間Ｄは実際のデッドタイムである。 The period from time t1 to time t2 includes a period D in which both the upper element 108U and the lower element 108L are in the off state. This period D is an actual dead time.

続いて時刻ｔ３において電圧指令信号が三角波信号より大きくなる。したがって時刻ｔ３においてＰＷＭ指令信号の論理値が「０」から「１」へと切り換わる。応じてイネーブル（１）が立ち上がる。しかしながら立上がりの時定数のため、イネーブル（１）は時刻ｔ４において論理値「１」に達する。この結果、時刻ｔ４において、ゲート制御信号ＧＵが「０」から「１」へと変化する。 Subsequently, at time t3, the voltage command signal becomes larger than the triangular wave signal. Therefore, at time t3, the logical value of the PWM command signal is switched from “0” to “1”. In response, enable (1) rises. However, because of the rising time constant, enable (1) reaches the logical value “1” at time t4. As a result, at time t4, the gate control signal GU changes from “0” to “1”.

一方、時刻ｔ３において、ＰＷＭ指令信号（反転）の論理値が「１」から「０」へと変化する。さらにイネーブル（２）が立ち下げる。ゲート制御信号ＧＬは時刻ｔ３において「１」から「０」へと変化する。しかしながら下側素子１０８Ｌの特性のため、下側素子１０８Ｌは時刻ｔ３よりも後にオフする。時刻ｔ３から時刻ｔ４までの間の期間には、上側素子１０８Ｕおよび下側素子１０８Ｌがともにオフ状態である期間Ｄ（実際のデッドタイム）が含まれる。 On the other hand, at time t3, the logical value of the PWM command signal (inverted) changes from “1” to “0”. Furthermore, enable (2) falls. The gate control signal GL changes from “1” to “0” at time t3. However, due to the characteristics of the lower element 108L, the lower element 108L is turned off after time t3. The period from time t3 to time t4 includes a period D (actual dead time) in which both the upper element 108U and the lower element 108L are in the off state.

時刻ｔ１から時刻ｔ３までの期間は、ＰＷＭ指令信号の論理値が「０」である期間である。この期間はデッドタイムに比べて十分に大きい。したがって、上側素子１０８Ｕと下側素子１０８Ｌとを相補的に動作させることができるとともに、デッドタイムを設定することができる。 The period from time t1 to time t3 is a period in which the logical value of the PWM command signal is “0”. This period is sufficiently longer than the dead time. Therefore, the upper element 108U and the lower element 108L can be operated complementarily, and the dead time can be set.

時刻ｔ５から時刻ｔ６までの期間は、ＰＷＭ指令信号の論理値が「０」である期間である。この期間はデッドタイムに比べて著しく短い。時刻ｔ１における動作と同じく、パルス遅延回路１２２Ａ，１２２Ｂは、時刻ｔ５において、イネーブル信号（１）およびイネーブル信号（２）をそれぞれ変化させる。しかしながらイネーブル信号（１）およびイネーブル信号（２）の時定数のため、時刻ｔ６以後のイネーブル信号（１）の立ち上がりおよび時刻ｔ５以後のイネーブル信号（２）の立ち上がりが不十分となる。 A period from time t5 to time t6 is a period in which the logical value of the PWM command signal is “0”. This period is significantly shorter than the dead time. Similar to the operation at time t1, pulse delay circuits 122A and 122B change enable signal (1) and enable signal (2), respectively, at time t5. However, due to the time constants of enable signal (1) and enable signal (2), the rise of enable signal (1) after time t6 and the rise of enable signal (2) after time t5 are insufficient.

このため、ゲート制御信号ＧＵは、時刻ｔ５において「１」から「０」に変化するが、時刻ｔ６においては、変化せずに「０」のままである。時刻ｔ７においてイネーブル信号（１）が論理値「１」に達すると、それによりゲート制御信号ＧＵが「０」から「１」へと変化する。また、時刻ｔ５から時刻ｔ６までの間の期間にはイネーブル信号（２）の立ち上がりが不十分であるので、ゲート制御信号ＧＬは、時刻ｔ５から時刻ｔ６の間の期間において「０」のままである。 Therefore, the gate control signal GU changes from “1” to “0” at time t5, but remains “0” without changing at time t6. When the enable signal (1) reaches the logical value “1” at time t7, the gate control signal GU changes from “0” to “1”. Further, since the rise of the enable signal (2) is insufficient during the period from time t5 to time t6, the gate control signal GL remains “0” during the period from time t5 to time t6. is there.

時刻ｔ５から時刻ｔ７までの間の期間には、上側素子１０８Ｕの実際のオフ期間がＰＷＭ指令信号に従って決定されたオフ期間よりも長くなる。このためにインバータ回路の出力電圧の精度が低下することが起こりうる。実施の形態１によれば、このような課題を解決することができる。 In the period from time t5 to time t7, the actual off period of the upper element 108U is longer than the off period determined according to the PWM command signal. For this reason, the accuracy of the output voltage of the inverter circuit may be lowered. According to the first embodiment, such a problem can be solved.

図４は、実施の形態１に係るＵ相制御部１０２Ｕの構成を示したブロック図である。図２および図４を参照して、Ｕ相制御部１０２Ｕは、パルス遅延回路１２２Ａ，１２２Ｂに代えて、エッジ検出回路１１４およびカウンタ１１５Ａを備える点においてＵ相制御部１０２ＵＡと異なる。また、Ｕ相制御部１０２Ｕは、リセット回路１１８をさらに備える点においてＵ相制御部１０２ＵＡと異なる。Ｕ相制御部１０２Ｕの他の部分の構成は、Ｕ相制御部１０２ＵＡの対応する部分の構成と同じであるので以後の説明は繰り返さない。 FIG. 4 is a block diagram showing a configuration of U-phase control unit 102U according to the first embodiment. 2 and 4, U-phase control unit 102U differs from U-phase control unit 102UA in that it includes edge detection circuit 114 and counter 115A instead of pulse delay circuits 122A and 122B. U-phase control unit 102U is different from U-phase control unit 102UA in that it further includes a reset circuit 118. Since the configuration of the other part of U-phase control unit 102U is the same as the configuration of the corresponding part of U-phase control unit 102UA, the following description will not be repeated.

エッジ検出回路１１４は、ＰＷＭ指令信号のエッジを検出して、ロード信号Ｌｏａｄを発生させる。カウンタ１１５は、ロード信号Ｌｏａｄを受けると、デッドタイム指令値Ｔｄをロードして、そのデッドタイム指令値Ｔｄをカウントする。カウンタ１１５がデッドタイム指令値Ｔｄをカウントする間、カウンタ１１５は「０」のイネーブル信号を出力する。カウンタ１１５からのイネーブル信号は、ＡＮＤ回路１１７Ａ，１１７Ｂに入力される。一方、カウンタ１１５がデッドタイム指令値Ｔｄをカウントしない間には、イネーブル信号の論理値は「１」である。 The edge detection circuit 114 detects the edge of the PWM command signal and generates a load signal Load. When the counter 115 receives the load signal Load, the counter 115 loads the dead time command value Td and counts the dead time command value Td. While the counter 115 counts the dead time command value Td, the counter 115 outputs an enable signal of “0”. The enable signal from the counter 115 is input to the AND circuits 117A and 117B. On the other hand, while the counter 115 does not count the dead time command value Td, the logical value of the enable signal is “1”.

リセット回路１１８は、反転回路１１９Ａと、ＡＮＤ回路１１９Ｂとを備える。反転回路１１９Ａはイネーブル信号を受けて、そのイネーブル信号の論理値と反対の論理値を有する信号を出力する。ＡＮＤ回路１１９Ｂは、ロード信号Ｌｏａｄと反転回路１１９Ａの出力信号との論理積により、リセット信号Ｒｅｓｅｔを出力する。カウンタ１１５Ａがリセット信号Ｒｅｓｅｔを受けると、カウンタ１１５は残りのカウント値を０に設定する。すなわち、リセット回路１１８は、カウンタ１１５がデッドタイムをカウントしている途中にエッジ検出回路１１４がＰＷＭ指令信号のエッジを検出した場合に、カウンタ１１５がカウントすべき残りのカウント値を、指定されたデッドタイムに対応するカウント値（デッドタイム指令値Ｔｄ）よりも小さい値に設定する。残りのカウント値が０になることにより、カウンタ１１５がデッドタイムのカウントを終了する。したがってイネーブル信号の論理値が「０」から「１」へと変化する。 The reset circuit 118 includes an inverting circuit 119A and an AND circuit 119B. The inverting circuit 119A receives the enable signal and outputs a signal having a logic value opposite to the logic value of the enable signal. The AND circuit 119B outputs a reset signal Reset by a logical product of the load signal Load and the output signal of the inverting circuit 119A. When the counter 115A receives the reset signal Reset, the counter 115 sets the remaining count value to zero. That is, when the edge detection circuit 114 detects the edge of the PWM command signal while the counter 115 is counting the dead time, the reset circuit 118 is designated with the remaining count value that the counter 115 should count. It is set to a value smaller than the count value corresponding to the dead time (dead time command value Td). When the remaining count value becomes 0, the counter 115 finishes counting the dead time. Therefore, the logical value of the enable signal changes from “0” to “1”.

図５は、図４に示したＵ相制御部１０２ＵおよびＵ相アーム１０１Ｕの動作を説明するための信号波形図である。図５に示された時刻ｔ１〜ｔ６は、図３に示された時刻ｔ１〜ｔ６にそれぞれ対応する。 FIG. 5 is a signal waveform diagram for explaining operations of U-phase control unit 102U and U-phase arm 101U shown in FIG. Times t1 to t6 shown in FIG. 5 correspond to times t1 to t6 shown in FIG. 3, respectively.

時刻ｔ１においてＰＷＭ指令信号の論理値が「１」から「０」へと切り換わる。これによりエッジ検出回路１１４はロード信号Ｌｏａｄを出力する。ロード信号Ｌｏａｄに応じて、カウンタ１１５は、デッドタイムのカウントを開始する。具体的には、カウンタ１１５は、一定の割合でカウント値をＴｄから０へと減少させる。時刻ｔ２においてカウント値が０に到達する。したがって、時刻ｔ１から時刻ｔ２までの間の期間の長さがデッドタイム指令値Ｔｄによって指定された長さに等しい。 At time t1, the logical value of the PWM command signal is switched from “1” to “0”. As a result, the edge detection circuit 114 outputs the load signal Load. In response to the load signal Load, the counter 115 starts counting the dead time. Specifically, the counter 115 decreases the count value from Td to 0 at a constant rate. The count value reaches 0 at time t2. Therefore, the length of the period from time t1 to time t2 is equal to the length specified by the dead time command value Td.

時刻ｔ１から時刻ｔ２までの間、カウンタ１１５が動作しているため、イネーブル信号の論理値は「０」である。したがって時刻ｔ１から時刻ｔ２までの間、ゲート制御信号ＧＵ，ＧＬの各々の論理値は「０」である。 Since the counter 115 operates from time t1 to time t2, the logical value of the enable signal is “0”. Therefore, the logical values of the gate control signals GU and GL are “0” from time t1 to time t2.

時刻ｔ２においてイネーブル信号の論理値が「０」から「１」へと変化する。時刻ｔ２においてＰＷＭ指令信号の論理値は「０」である。したがって、時刻ｔ２において反転回路１１６の出力信号の論理値は「１」である。反転回路１１６の出力信号の論理値とイネーブル信号の論理値とがともに「１」であるので、ゲート制御信号ＧＬの論理値は「１」である。 At time t2, the logical value of the enable signal changes from “0” to “1”. At time t2, the logical value of the PWM command signal is “0”. Therefore, the logical value of the output signal of the inverting circuit 116 is “1” at time t2. Since the logical value of the output signal of the inverting circuit 116 and the logical value of the enable signal are both “1”, the logical value of the gate control signal GL is “1”.

時刻ｔ３においてＰＷＭ指令信号の論理値が「０」から「１」へと切り換わる。応じてエッジ検出回路１１４は信号Ｌｏａｄを出力する。信号Ｌｏａｄに応じて、カウンタ１１５は、時刻ｔ３からデッドタイム指令値Ｔｄのカウントを開始する。時刻ｔ４においてカウント値が０に到達する。時刻ｔ３から時刻ｔ４までの間の期間はデッドタイム指令値Ｔｄに等しい。 At time t3, the logical value of the PWM command signal is switched from “0” to “1”. In response, the edge detection circuit 114 outputs a signal Load. In response to the signal Load, the counter 115 starts counting the dead time command value Td from time t3. The count value reaches 0 at time t4. The period between time t3 and time t4 is equal to the dead time command value Td.

時刻ｔ３から時刻ｔ４までの間には、イネーブル信号の論理値は「０」である。したがって時刻ｔ３から時刻ｔ４までの間、ゲート制御信号ＧＵ，ＧＬの各々の論理値は「０」である。 Between time t3 and time t4, the logical value of the enable signal is “0”. Therefore, the logical values of the gate control signals GU and GL are “0” from time t3 to time t4.

時刻ｔ１から時刻ｔ４までの間、ゲート制御信号ＧＵの論理値は「０」である。上側素子１０８Ｕは、時刻ｔ１から遅れてオン状態からオフ状態へと変化し、時刻ｔ４においてオフ状態からオン状態へと変化する。一方、ゲート制御信号ＧＬは、時刻ｔ２において「０」から「１」へと変化し、時刻ｔ３において、「１」から「０」へと変化する。下側素子１０８Ｌは、時刻ｔ２においてオフ状態からオン状態へと変化し、時刻ｔ３から遅れてオン状態からオフ状態へと変化する。 From time t1 to time t4, the logical value of the gate control signal GU is “0”. Upper element 108U changes from an on state to an off state with a delay from time t1, and changes from an off state to an on state at time t4. On the other hand, the gate control signal GL changes from “0” to “1” at time t2, and changes from “1” to “0” at time t3. Lower element 108L changes from the off state to the on state at time t2, and changes from the on state to the off state after time t3.

時刻ｔ１から時刻ｔ３までの期間は、ＰＷＭ指令信号の論理値が「０」である期間である。この期間はデッドタイム指令値Ｔｄに対応する期間に比べて十分に大きい。したがって、期間Ｄをデッドタイムとして設けることができる。ここまで説明した動作は、図３に示された動作と同じである。 The period from time t1 to time t3 is a period in which the logical value of the PWM command signal is “0”. This period is sufficiently longer than the period corresponding to the dead time command value Td. Therefore, the period D can be provided as a dead time. The operation described so far is the same as the operation shown in FIG.

時刻ｔ５から時刻ｔ６までの期間は、ＰＷＭ指令信号の論理値が「０」である期間である。時刻ｔ５において、エッジ検出回路１１４は、ロード信号Ｌｏａｄを発生させる。ロード信号Ｌｏａｄに応じて、カウンタ１１５は、デッドタイム指令値Ｔｄをロードするとともに、カウント値をＴｄから一定の割合で減少させる。一方、時刻ｔ６においてＰＷＭ指令信号の論理値が「０」から「１」に変化する。 A period from time t5 to time t6 is a period in which the logical value of the PWM command signal is “0”. At time t5, the edge detection circuit 114 generates a load signal Load. In response to the load signal Load, the counter 115 loads the dead time command value Td and decreases the count value from Td at a constant rate. On the other hand, at time t6, the logical value of the PWM command signal changes from “0” to “1”.

時刻ｔ５から時刻ｔ６までの期間の長さはａである。時刻ｔ６におけるカウント値は（Ｔｄ−ａ）であり、０に達していない。しかしながら、時刻ｔ６においてもロード信号Ｌｏａｄが発生する。時刻ｔ６において、イネーブル信号の論理値は「０」であるので反転回路１１９Ａの出力信号の論理値は「１」である。さらに、時刻ｔ６では、ロード信号Ｌｏａｄの論理値も「１」である。したがって時刻ｔ６においてリセット信号Ｒｅｓｅｔが発生する。カウント値は、リセット信号Ｒｅｓｅｔに応じて、時刻ｔ６において（Ｔｄ−ａ）から０へと変化する。すなわち、カウンタ１１５のカウント動作が強制的に終了する。 The length of the period from time t5 to time t6 is a. The count value at time t6 is (Td−a) and has not reached 0. However, the load signal Load is also generated at time t6. At time t6, since the logical value of the enable signal is “0”, the logical value of the output signal of the inverting circuit 119A is “1”. Further, at time t6, the logical value of the load signal Load is also “1”. Therefore, the reset signal Reset is generated at time t6. The count value changes from (Td−a) to 0 at time t6 in response to the reset signal Reset. That is, the count operation of the counter 115 is forcibly terminated.

カウント値が０になるため、時刻ｔ６においてイネーブル信号の論理値は「１」になる。さらに時刻ｔ６においてＰＷＭ指令信号の論理値も「１」である。このため、ゲート制御信号ＧＵの論理値は「１」となる。ゲート制御信号ＧＵの論理値が「１」になることで、上側素子１０８Ｕの状態はオフ状態からオン状態へと変化する。 Since the count value becomes 0, the logical value of the enable signal becomes “1” at time t6. Further, at time t6, the logical value of the PWM command signal is also “1”. For this reason, the logical value of the gate control signal GU is “1”. When the logical value of the gate control signal GU becomes “1”, the state of the upper element 108U changes from the off state to the on state.

このように実施の形態１によれば、ＰＷＭ指令信号によって設定された上側素子のオフ期間がデッドタイムの設定値よりも短い場合に、上側素子のオフ指令が発生した時点からのデッドタイムの計測を上側素子のオン指令の発生時点で停止する。これにより、上側素子１０８Ｕのオフ状態がＰＷＭ指令信号に従って決定されたオフ期間よりも大幅に長くなることを防止できる。したがって、インバータ回路の出力電圧の精度の低下をできるだけ抑えることが可能となる。 As described above, according to the first embodiment, when the off period of the upper element set by the PWM command signal is shorter than the set value of the dead time, the dead time is measured from the time when the off command of the upper element is generated. Is stopped when the upper element ON command is generated. This can prevent the off state of the upper element 108U from becoming significantly longer than the off period determined according to the PWM command signal. Therefore, it is possible to suppress a decrease in the accuracy of the output voltage of the inverter circuit as much as possible.

［実施の形態２］
図６は、実施の形態２に係るＵ相制御部１０２ＵＢの構成を示したブロック図である。図４および図６を参照して、Ｕ相制御部１０２ＵＢは、リセット回路１１８に代えて減算回路１２１を備える点でＵ相制御部１０２Ｕと異なる。Ｕ相制御部１０２ＵＢは、カウンタ１１５に代えてカウンタ１１５Ａを備える点でＵ相制御部１０２Ｕと異なる。Ｕ相制御部１０２ＵＢの他の部分の構成は、Ｕ相制御部１０２Ｕの対応する部分の構成と同じであるので以後の説明は繰り返さない。 [Embodiment 2]
FIG. 6 is a block diagram showing a configuration of U-phase control unit 102UB according to the second embodiment. 4 and 6, U-phase control unit 102UB is different from U-phase control unit 102U in that a subtraction circuit 121 is provided instead of reset circuit 118. U-phase control unit 102UB is different from U-phase control unit 102U in that counter 115A is provided instead of counter 115. Since the configuration of the other part of U-phase control unit 102UB is the same as the configuration of the corresponding part of U-phase control unit 102U, the following description will not be repeated.

減算回路１２１は、デッドタイム指令値Ｔｄから、カウンタ１１５Ａのカウント値を減算する。その減算の結果はカウンタ１１５Ａに与えられる。カウンタ１１５Ａは、ロード信号Ｌｏａｄに応じて、減算回路１２１の減算結果をロードする。そして、カウンタ１１５Ａは、その減算結果から一定の割合でカウント値を減少させる。 The subtraction circuit 121 subtracts the count value of the counter 115A from the dead time command value Td. The result of the subtraction is given to the counter 115A. The counter 115A loads the subtraction result of the subtraction circuit 121 in accordance with the load signal Load. Then, the counter 115A decreases the count value at a constant rate from the subtraction result.

図７は、図６に示したＵ相制御部１０２ＵＢおよびＵ相アーム１０１Ｕの動作を説明するための信号波形図である。図５および図７を参照して、時刻ｔ６以前では、Ｕ相制御部１０２Ｕの動作は、Ｕ相制御部１０２Ｕの動作と同じである。時刻ｔ６において、ＰＷＭ指令信号の論理値が「０」から「１」に変化する。これによりロード信号Ｌｏａｄが発生する。時刻ｔ５から時刻ｔ６までの間に、カウント値はＴｄから（Ｔｄ−ａ）へと減少する。したがって、減算回路１２１による減算の結果は、｛Ｔｄ−（Ｔｄ−ａ）｝＝ａとなる。時刻ｔ６において、図６に示したカウンタ１１５Ａに、減算結果であるカウント値ａがロードされる。時刻ｔ６以後、カウンタ１１５Ａは、カウント値を「ａ」から一定の割合で減少させる。これによりカウント値は時刻ｔ８において０に達する。 FIG. 7 is a signal waveform diagram for explaining operations of U-phase control unit 102UB and U-phase arm 101U shown in FIG. 5 and 7, before time t6, the operation of U-phase control unit 102U is the same as the operation of U-phase control unit 102U. At time t6, the logical value of the PWM command signal changes from “0” to “1”. As a result, a load signal Load is generated. The count value decreases from Td to (Td−a) from time t5 to time t6. Therefore, the subtraction result by the subtraction circuit 121 is {Td− (Td−a)} = a. At time t6, the counter 115A shown in FIG. 6 is loaded with the count value a that is the subtraction result. After time t6, the counter 115A decreases the count value from “a” at a constant rate. As a result, the count value reaches 0 at time t8.

時刻ｔ６においてカウント値にＴｄがロードされた場合には、カウント値は時刻ｔ７において０に達する。しかしながら、実施の形態２によれば、カウント値は時刻ｔ７よりも前の時刻（時刻ｔ８）に０に達する。 If Td is loaded into the count value at time t6, the count value reaches 0 at time t7. However, according to the second embodiment, the count value reaches 0 at time (time t8) before time t7.

時刻ｔ８においてカウント値が０になるため、イネーブル信号の論理値は「１」になる。さらに時刻ｔ８においてＰＷＭ指令信号の論理値も「１」である。このため、ゲート制御信号ＧＵの論理値は「１」となる。ゲート制御信号ＧＵの論理値が「１」になることで、上側素子１０８Ｕの状態はオフ状態からオン状態へと変化する。 Since the count value becomes 0 at time t8, the logical value of the enable signal becomes “1”. Further, at time t8, the logical value of the PWM command signal is also “1”. For this reason, the logical value of the gate control signal GU is “1”. When the logical value of the gate control signal GU becomes “1”, the state of the upper element 108U changes from the off state to the on state.

したがって実施の形態２によれば、実施の形態１と同様に、上側素子１０８Ｕのオフ状態がＰＷＭ指令信号に従って決定されたオフ期間よりも大幅に長くなることを防止できる。これによりインバータ回路の出力電圧の精度の低下をできるだけ抑えることが可能となる。 Therefore, according to the second embodiment, as in the first embodiment, it is possible to prevent the off state of upper element 108U from becoming significantly longer than the off period determined in accordance with the PWM command signal. As a result, it is possible to suppress a decrease in the accuracy of the output voltage of the inverter circuit as much as possible.

なお、上記の実施の形態１，２では、本発明に係る電力変換装置の一つの実施形態として三相インバータを示した。しかしながら、本発明に係る電力変換装置は、三相コンバータであってもよい。一般に、三相コンバータも、直流電源の正極と負極との間に直列に接続された２つのスイッチング素子を有し、２つのスイッチング素子はＰＷＭ制御に従って相補的に動作する。さらに、２つのスイッチングが同時にオンしないようにデッドタイムが設定される。したがって、本発明に係る電力変換装置は、三相コンバータでもよい。同様に、本発明に係る電力変換装置は、直流電源の正極と負極との間に直列に接続された２つのスイッチング素子を有するＤＣ／ＤＣコンバータであってもよい。 In the first and second embodiments, a three-phase inverter is shown as one embodiment of the power conversion device according to the present invention. However, the power converter according to the present invention may be a three-phase converter. Generally, a three-phase converter also has two switching elements connected in series between a positive electrode and a negative electrode of a DC power supply, and the two switching elements operate complementarily according to PWM control. Further, the dead time is set so that the two switchings are not turned on simultaneously. Therefore, the power converter according to the present invention may be a three-phase converter. Similarly, the power converter according to the present invention may be a DC / DC converter having two switching elements connected in series between a positive electrode and a negative electrode of a DC power supply.

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は、上記した実施の形態の説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。 The embodiment disclosed this time should be considered as illustrative in all points and not restrictive. The scope of the present invention is shown not by the above description of the embodiments but by the scope of claims for patent, and is intended to include meanings equivalent to the scope of claims for patent and all modifications within the scope.

１００インバータ装置、１０１三相インバータ回路、１０１ＵＵ相アーム、１０１ＶＶ相アーム、１０１ＷＷ相アーム、１０２インバータ制御装置、１０２Ｕ，１０２ＵＡ，１０２ＵＢＵ相制御部、１０２ＶＶ相制御部、１０２ＷＷ相制御部、１０３正極端子、１０４負極端子、１０５コンデンサ、１０６ＵＵ相端子、１０６ＶＶ相端子、１０６ＷＷ相端子、１０８Ｌ，１０９Ｌ，１１０Ｌ下側素子、１０８Ｕ，１０９Ｕ，１１０Ｕ上側素子、１１１電圧指令信号発生部、１１２三角波信号発生部、１１３比較回路、１１４エッジ検出回路、１１５，１１５Ａカウンタ、１１６，１１９Ａ反転回路、１１７Ａ，１１７Ｂ，１１９ＢＡＮＤ回路、１１８リセット回路、１２１減算回路、１２２Ａ，１２２Ｂパルス遅延回路。 100 inverter device, 101 three-phase inverter circuit, 101U U-phase arm, 101V V-phase arm, 101W W-phase arm, 102 inverter control device, 102U, 102UA, 102UB U-phase control unit, 102V V-phase control unit, 102W W-phase control Part, 103 positive terminal, 104 negative terminal, 105 capacitor, 106U U-phase terminal, 106V V-phase terminal, 106W W-phase terminal, 108L, 109L, 110L lower element, 108U, 109U, 110U upper element, 111 voltage command signal generation 112, triangular wave signal generator, 113 comparison circuit, 114 edge detection circuit, 115, 115A counter, 116, 119A inversion circuit, 117A, 117B, 119B AND circuit, 118 reset circuit, 121 subtraction circuit, 122A, 122B Pulse delay circuit.

Claims

First and second switching elements connected in series between a positive electrode and a negative electrode of a DC power source;
A voltage command signal generator for generating a voltage command signal for controlling an AC voltage at a connection point of the first and second switching elements;
A reference wave signal generator for generating a reference wave signal;
A PWM command signal generator for generating a PWM command signal by comparing the voltage command signal and the reference wave signal;
An edge detection circuit for detecting an edge of the PWM command signal;
A counter that counts a designated dead time triggered by the edge detection circuit detecting an edge of the PWM command signal;
A gate control signal generator for generating a signal for controlling both the first and second switching elements to be off while the counter counts the designated dead time;
When the edge detection circuit detects an edge of the PWM command signal while the counter is counting the designated dead time, the count value to be counted by the counter is set to the designated dead time. A count value setting unit for setting a value smaller than the corresponding count value ,
The count value setting unit sets the count value to be counted as a difference between a count value corresponding to the designated dead time and a count value at the time when the edge detection circuit detects an edge of the PWM command signal The power converter set to