JP5864857B2 - 時間遅延推定 - Google Patents

Description

本発明は一般に時間遅延推定に関し、より詳細にはレーザ走査における時間遅延推定のための回路に関する。

システムの複雑性が増すと、正確で、かつ、細かい時間遅延推定がますます要求される。例えば、いくつかのレーザ走査システムは、目標までの距離を決定するために、送り出されるレーザ・パルスと受け取られるレーザ・パルスとの間の時間遅延を測定している。パルスの送出しと反射したパルスの受取りとの間の時間遅延は極めて微小であり、所望の距離測値を適切に決定するためには１０ナノ秒程度未満の極めて高い精度で測定しなければならない。時間遅延推定の従来の方法は、手が出せないほど高価であるか、あるいはこのような微小な時間間隔を正確に検出することができないかのいずれかである。

レーザ走査システムでは、短レーザ・パルスのエネルギーの一部を目標で反射させることによって遠隔目標までの距離が測定される。パルスが放出されると、そのエネルギーの一部が直ちに方向を転じ、アバランシェ・フォトダイオードに送られる。パルスが放出された時間と反射したパルスがエミッタで受け取られた時間との間の時間の差に光の速度が掛け合わされ、遠隔目標までの距離の推定値が提供される。距離測値に約１ミリメートル程度の精度を持たせるためには、時間の推定値は数ピコ秒以内の正確さにしなければならない。

「Light-Wave Rangefinder Using a Pulse Method」（Ohishi）という名称の米国特許出願第６６６５０５５号、「Light-Wave Distance Meter Based on Light Pulses」（Oishi）という名称の米国特許第５６１９３１７号、および「Time Interval Measurement Device」（Panek）という名称の米国特許出願第２００５／００５２９５２号に、レーザ走査における時間遅延推定の従来の技法が記載されている。

ＯｈｉｓｈｉおよびＯｉｓｈｉは、同調フィルタに電気パルスを導入するための技法を開示している。この技法は、パルスを一連の減衰振動に引き伸ばす効果を有している。アナログ測定の帯域幅をさらに狭くするために、この波形が、個々のサンプル間の時間遅延が少しずつ長くなる低周波数で周期的にサンプルされる。しかしながら、上で説明したように、これらの方法は、短い時間間隔の推定に対して十分な精度を提供しておらず、したがって優れた距離測定を提供することはできない。

Ｐａｎｅｋは、少し異なる手法を使用するために、高速サンプラーの速度およびコストの改善を利用している。Ｐａｎｅｋは、同調フィルタの帯域幅がサンプリング帯域幅の半分よりも狭い場合における実時間のサンプリングを開示している。しかしながら、このような手法に使用されるのは、パルス・エネルギーのごく一部にすぎない。より長いパルスが導入されると、必然的にフィルタ応答が鈍くなるため、測定することができるのはパルス継続期間のうちのごく狭いダイナミック・レンジにすぎない。また、この手法は、較正パルスを個々のチャネルに個別に導入することによってシステムの精度を犠牲にしている。

時間遅延を推定するための関連する方法にはＮｕｔｔインターポレータが使用された。しかしながら、Ｎｕｔｔインターポレータは、使用されるフィルタの分解能より広いパルス幅を測定することはできず、情報が失われる。したがってこのような方法は、近代の時間遅延推定に必要な高い分解能精度を適切に考慮することはできない。

米国特許出願第６６６５０５５号 米国特許第５６１９３１７号 米国特許出願第２００５／００５２９５２号

したがって、時間遅延を推定するための改良型システムおよび方法が必要である。

本発明によれば、一般に、時間遅延を推定する方法が提供される。一実施形態では、複数の信号間の時間差を推定するステップには、第１のフィルタ・アレイを使用して第１の電気信号のフィルタ応答を決定するステップと、第２のフィルタ・アレイを使用して第２の電気信号のフィルタ応答を決定するステップと、第１の電気信号のフィルタ応答および第２の電気信号のフィルタ応答に少なくとも基づいて、第１の電気信号と第２の電気信号の間の時間差を決定するステップが含まれている。光検出および測距（ＬＩＤＡＲ）アプリケーションでは、例えば、第１の光信号が第１の電気信号に変換され、また、第２の光信号が第２の電気信号に変換される。第１の電気信号のフィルタ応答および第２の電気信号のフィルタ応答がサンプルされ、第１の電気信号のサンプルされたフィルタ応答、および第２の電気信号のサンプルされたフィルタ応答に少なくとも基づいて、第１の電気信号と第２の電気信号の間の時間差が決定される。

いくつかの実施形態では、第２の電気信号が増幅され、かつ、増幅された第２の電気信号のフィルタ応答が第３のフィルタ・アレイを使用して決定される。次に、第２の電気信号のフィルタ応答または増幅された第２の電気信号のフィルタ応答のうちのいずれかが、時間差を決定するための第２の電気信号として選択される。

他の実施形態では、時間遅延推定回路を較正するための方法には、較正パルスを発生するステップと、第１のフィルタ・アレイを使用して較正パルスのフィルタ応答を決定するステップと、第２のフィルタ・アレイを使用して較正パルスのフィルタ応答を決定するステップと、第１のフィルタ・アレイを使用して決定された較正パルスのフィルタ応答、および第２のフィルタ・アレイを使用して決定された較正パルスのフィルタ応答に少なくとも基づいて位相補正を決定するステップが含まれている。いくつかの実施形態では、第１のフィルタ・アレイを使用して決定された較正パルスのフィルタ応答、および第２のフィルタ・アレイを使用して決定された較正パルスのフィルタ応答がサンプルされる。位相補正は、第１のフィルタ・アレイを使用して決定された較正パルスのサンプルされたフィルタ応答、および第２のフィルタ・アレイを使用して決定された較正パルスのサンプルされたフィルタ応答に少なくとも基づいて決定される。

本発明のこれらおよび他の利点は、以下の詳細な説明および添付の図面を参照することにより、当業者には明らかになるであろう。

本発明の一実施形態による時間遅延推定回路の線図である。 本発明の一実施形態による時間遅延を推定する方法の流れ図である。 ベース・バンドにエイリアスされた例示的フィルタ周波数のグラフである。 例示的フィルタ応答のグラフである。 パルス幅の関数としての一例示的フィルタ応答に対するグラフである。 本発明の一実施形態による、時間遅延推定回路を較正する方法の流れ図である。

本発明の少なくとも１つの実施形態によれば、測定計器と遠隔目標との間の移行時間に関連する２つの光パルス（例えば開始パルスと停止パルス）の間の時間を測定するための技法が提供される。当然、これは、本明細書において説明されている本発明の技法を使用した任意の２つの事象間の時間の測定または推定に拡張することができる。レーザ走査に適用される場合、電子デバイスによる時間差の推定を可能にするために、光パルスが電気信号に変換される。

図１は、本発明の一実施形態による時間遅延推定回路１００を示したものである。本明細書においては、この回路のコンポーネントを具体的に参照して一般的な回路として説明されているが、時間遅延推定回路の機能は、電気デバイスおよび／または電気機械デバイスの任意の適切な組合せによって実行することができることは当業者には認識されよう。

回路１００には、１つまたは複数の入力を受け取るセンサ１０２が含まれている。センサ１０２は、入力を表す信号をスイッチ１０４に引き渡している。いくつかの実施形態では、スイッチ１０４は、開始パルス・フィルタ・アレイ１０８に信号を引き渡すことができる開始パルス・スイッチ１０６に信号の少なくとも一部を選択的に引き渡している。代替実施形態では、スイッチ１０４は、開始パルス・フィルタ・アレイ１０８に直接信号を引き渡すことができる。センサ１０２は、信号を実質的に同時にコンパレータ１１０に引き渡している。

いくつかの実施形態では、スイッチ１０４は、低利得スイッチ１１２および高利得スイッチ１１４に同じく信号の少なくとも一部を選択的に引き渡している。その低利得スイッチ１１２は、低利得フィルタ・アレイ１１６に信号を引き渡しており、また、高利得スイッチ１１４は、増幅器１１８を介して高利得フィルタ・アレイ１２０に信号を引き渡している。代替実施形態では、スイッチ１０４は、低利得フィルタ・アレイ１１６に直接信号を引き渡すことができ、また、増幅器１１８を介して高利得フィルタ・アレイ１２０に信号を引き渡すことができる。

利得選択スイッチ１２２は、低利得フィルタ・アレイ１１６および／または高利得フィルタ・アレイ１２０を通って伝搬する信号をサンプラー１２４に選択的に引き渡し、プロセッサ１２８に引き渡す前にサンプルすることができる。同様に、開始フィルタ・アレイ１０８を通って伝搬する信号をサンプラー１２６に引き渡し、プロセッサ１２８に引き渡す前にサンプルする。また、プロセッサ１２８は、サンプラー１２４および１２６から信号を受け取るだけでなく、図２に関連して以下でさらに説明するように、スイッチ１０４、１０６、１１２、１１４および１２０と通信することができ、および／またはそれらを制御することができる。

いくつかの実施形態では、回路１００には、さらに、較正パルス発生器１３０が含まれている。較正パルス発生器１３０は、開始スイッチ１０６、低利得スイッチ１０８および高利得スイッチ１１４に信号（例えば電気信号、パルス、等々）を送信するように構成されている。

センサ１０２は、光検出器などの任意の適切なセンサであってもよい。少なくとも１つの実施形態では、センサ１０２はアバランシェ・フォトダイオードである。一代替実施形態では、センサ１０２は、増幅アバランシェ・フォトダイオードである。いくつかの実施形態では、センサ１０２は、入ってくる入力信号（例えば光パルス、パルス対、等々）を電気信号に変換するように構成されている。センサ１０２は、パルス対（例えば開始パルスおよび停止パルス）を受け取り、その光信号を電気信号に変換することができる。

スイッチ１０４、１０６、１１２、１１４および１２２は、信号（例えば光パルスを表す電気信号）を受け取り、および／または選択的に引き渡すことができる任意の適切なスイッチであってもよい。いくつかの実施形態では、スイッチ１０４、１０６、１１２、１１４および１２２は、アナログ・スイッチまたは二方向性スイッチであってもよい。少なくとも１つの実施形態では、スイッチ１０４はＲＦアナログ・スイッチである。スイッチ１０６、１１２および１１４は、センサ１０２からスイッチ１０４を介して入ってくる信号と較正パルス発生器１３０との間を切り換えることができてもよい。プロセッサ１２８は、スイッチ１２２を導いて、フィルタ・アレイ１１６またはフィルタ・アレイ１２０のうちの振幅の範囲が最も適切であると思われる方からの信号を利用することができる。

フィルタ・アレイ１０８、１１６および１２０は、表面弾性波（ＳＡＷ）フィルタ、櫛形フィルタ、帯域通過フィルタ、等々などのフィルタ（例えば電子フィルタ、電気機械フィルタ、等々）の任意の適切な組合せ（例えばバンク、スタック、等々）であってもよい。少なくとも１つの実施形態では、フィルタ・アレイ１０８、１１６、１２０は、約１４０ＭＨｚおよび約８０ＭＨｚを中心とし、約８ＭＨｚの帯域幅を有するＳＡＷフィルタである。つまり、これらのフィルタ・アレイ１０８、１１６、１２０の各々は、複数のフィルタ（例えば約１４０ＭＨｚを中心とするフィルタを１つ、および約８０ＭＨｚを中心とするフィルタを１つ）を有することができ、かつ、信号をさらに分割してフィルタ・アレイ内のすべての並列フィルタを通過させることができる。これらのフィルタの出力は、時間遅延推定回路１００の後段をさらに通過する前に再結合される。他のタイプのフィルタ、中心および帯域幅を適宜使用することも可能である。

コンパレータ１１０は、複数の信号を比較するための、アナログ・コンパレータなどの任意の適切な１つまたは複数のデバイスであってもよい。コンパレータ１１０は、開始パルス（例えばセンサ１０２からの）、停止パルス（例えば低利得スイッチ１１２からの）および増幅された停止パルス（例えば増幅器１１８からの）を検出し、かつ、これらのパルスを表す信号をプロセッサ１２８に送るように構成することができる。したがってコンパレータ１１０は、所定の周波数で動作するカウンタを使用することができる。少なくとも１つの実施形態では、カウンタは２５０ＭＨｚで動作している。

サンプラー１２４および１２６は、任意の適切なサンプリング・デバイスであってもよい。少なくとも１つの実施形態では、サンプラー１２４および１２６は、高速アナログ−ディジタル変換器であり、および／または高速アナログ−ディジタル変換器が含まれている。したがってサンプラー１２４および１２６は、開始パルス、停止パルスおよび増幅された停止パルス、ならびに任意の較正パルスの立上り縁および立下り縁を決定するように構成することができる。

プロセッサ１２８は、任意の適切なコンピュータ、プロセッサ、またはそれらに限定されないが、時間測値および／または推定値に関連するデータを収集し、差動時間測値を推定し、他のプロセッサ（図示せず）と通信し、かつ、スイッチ１０４、１０６、１１２、１１４および１２２の状態を制御するように構成されたコンポーネントの組合せであってもよい。

プロセッサ１２８は、回路１００の動作を定義しているコンピュータ・プログラム命令を実行することによって回路１００の動作全体を制御することができる。コンピュータ・プログラム命令は、記憶装置（図示せず）（例えば磁気ディスク、データベース、等々）に記憶し、コンピュータ・プログラム命令を実行することが望ましい場合にメモリ（図示せず）にロードすることができる。したがって、本明細書において説明されている、方法２００および６００における方法ステップを実行するためのアプリケーションは、メモリおよび／または記憶装置に記憶されているコンピュータ・プログラム命令によって定義され、かつ、コンピュータ・プログラム命令を実行するプロセッサ１２８によって制御される。また、プロセッサ１２８は、ネットワークを介して他のデバイスと通信するための１つまたは複数のネットワーク・インタフェース（図示せず）を含むことができる。プロセッサ１２８は、１つまたは複数の中央処理装置、リード・オンリ・メモリ（ＲＯＭ）デバイスおよび／またはランダム・アクセス・メモリ（ＲＡＭ）デバイスを含むことができる。実際のコントローラの実施態様は、これら以外の他のコンポーネントを含むことも可能であること、また、図１のプロセッサは、実例による説明を目的として、このようなコントローラのコンポーネントのうちのいくつかを高いレベルで表現したものであることは当業者には認識されよう。

本発明のいくつかの実施形態によれば、プログラム（例えばコントローラ・ソフトウェア）の命令はメモリ内に読み込むことが可能であり、例えばＲＯＭデバイスからＲＡＭデバイスへ、あるいはＬＡＮアダプタからＲＡＭデバイスなどへ読み込むことができる。プログラム中の命令シーケンスを実行させることにより、プロセッサ１２８に、本明細書において説明されている、方法２００および３００に関連して上で説明した方法ステップなどのうちの１つまたは複数を実行することができる。代替実施形態では、本発明のプロセスを実施するために、ソフトウェア命令の代わりに、あるいはソフトウェア命令と組み合わせてハード・ワイヤード回路または集積回路を使用することも可能である。したがって本発明の実施形態は、ハードウェア、ファームウェアおよび／またはソフトウェアのどのような特定の組合せにも限定されない。メモリは、ソフトウェア・プログラムを実行し、それにより本発明に従って動作し、とりわけ上で詳細に説明した方法に従って動作するように適合させることができるプロセッサ１２８のためのソフトウェアを記憶することができる。しかしながら、本明細書において説明されている本発明は、広範囲にわたるプログラミング技法ならびに汎用ハードウェア・サブシステムまたは専用コントローラを使用して、多くの異なる方法で実施することができることは当業者には理解されよう。

このようなプログラムは、圧縮形式、非コンパイル形式および／または暗号化形式で記憶することができる。プログラムは、さらに、オペレーティング・システムなどの概して有用となり得るプログラム要素、データベース管理システム、およびコントローラによるコンピュータ周辺装置および他の機器／コンポーネントとのインタフェースを可能にするためのデバイス・ドライバを含むことができる。適切な汎用プログラム要素は当業者に知られており、本明細書における詳細な説明は不要である。

較正パルス発生器１３０は、開始パルス・スイッチ１０６、低利得スイッチ１０８および高利得スイッチ１１４に実質的に同時に信号を送信することができる任意の適切なコンポーネントまたは複数のコンポーネントのグループであってもよい。較正パルス発生器に関連する較正についての詳細な説明は、図６に関連する以下の説明の中に含まれている。

図２は、本発明の一実施形態による時間遅延を推定する方法２００の流れ図を示したものである。時間遅延推定回路１００または同様の時間遅延推定器を使用して、方法２００の様々なステップを実行することができる。この方法はステップ２０２で開始される。

ステップ２０４で、センサ１０２が第１の信号を受け取る。この信号は、開始パルスなどの光信号であっても、あるいはレーザ走査装置からの信号であってもよい。ステップ２０６で、第１の信号が電気信号に変換される。

ステップ２０８で、第１の信号の到着時間が大まかに推定される。この大まかな推定は、プロセッサ１２８内のカウンタと共にコンパレータ１１０によって実施することができる。いくつかの実施形態では、このような推定は、数ナノ秒以内の正確さで実施することができる。

ステップ２１０で、第１の信号のフィルタ応答が決定される。フィルタ応答は、開始フィルタ・アレイ１０８によって決定することができる。上で説明したように、いくつかの実施形態では２組のフィルタがフィルタ・アレイ１０８に使用されている。例えば、１組のフィルタを８０ＭＨｚにし、１組のフィルタを１４０ＭＨｚにすることができる。第１の信号が分割され、信号の半分が１組のフィルタ（例えば８０ＭＨｚのフィルタ）に入力され、信号の残りの半分が他の１組のフィルタ（例えば１４０ＭＨｚのフィルタ）に入力される。出力（例えばフィルタ応答）は、ステップ２１２に進行する前に再結合される。

実際には、ベース・バンドへのエイリアス・ダウンの際に通過帯域が重畳してはならない。本明細書において説明されている例示的実施形態では、１２５ＭＨｚのサンプリングで１４０ＭＨｚの周波数が１５ＭＨｚにエイリアスされ、また、８０ＭＨｚの周波数が４５ＭＨｚにエイリアスされる。図３は、１２５ＭＨｚのサンプリング・レートでベース・バンドにエイリアスされた例示的フィルタ周波数のグラフ３００を示したもので、１つのフィルタ（例えば８０ＭＨｚのフィルタ）からパルス振幅３０２がもたらされ、また、他のフィルタ（例えば１４０ＭＨｚのフィルタ）からパルス振幅３０４がもたらされている。

図３には、「エイリアスされた」フィルタ応答が示されている。グラフのＸ軸の中心はゼロ周波数である。グラフには正および負の周波数が示されている。パルス振幅３０４として示されている応答は、１４０ＭＨｚフィルタ応答の正の周波数エイリアスである。対応する１４０ＭＨｚの負の周波数エイリアスは、パルス振幅３０４のすぐ左側の鏡像応答である。パルス振幅３０２として示されている応答は、８０ＭＨｚ応答の負の周波数エイリアスである。対応する８０ＭＨｚの正の周波数エイリアスは、パルス振幅３０４として示されているエイリアスの右側に対する応答である。サンプリングは、別の観点から見た場合、無線周波数「混合」（例えば掛け算プロセス）と等価であることに留意されたい。したがって、正の周波数エイリアスだけではなく、負の周波数エイリアス、ならびに１４０ＭＨｚフィルタからのエイリアス応答に対して生じる周波数次数反転が当業者には認識されよう（サンプル周波数がフィルタ周波数より低いため）。

図４は、サンプリング・レートが１２５ＭＨｚの例示的フィルタ応答のグラフ４００を示したものである。非エイリアス・フィルタ応答４０２および４０４は、上で説明したように、それぞれ８０ＭＨｚ近辺および１４０ＭＨｚ近辺のフィルタ周波数を中心としている。８０ＭＨｚおよび１４０ＭＨｚの周波数は、それぞれ応答４０６（例えば４５ＭＨｚにおける）および４０８（例えば１５ＭＨｚにおける）にエイリアス・ダウンされている。

複数のフィルタを使用することにより、より広い範囲のパルス幅を適切に処理することができる。クリップされたガウス・パルスのスペクトルは、ｓｉｎ（ｘ）／ｘの包絡線応答ヌルを有している。ヌルの周波数位置は、パルス幅の関数として変化する。パルス幅が中心周波数の逆数に近い場合、立上り縁および立下り縁からの応答が互いにほぼ相殺され、信号はほとんど存在しない。本明細書において説明されている例示的実施形態では、１４０ＭＨｚのフィルタは、約３ナノ秒から４ナノ秒の幅のパルスに対して最大の応答を有しており、また、約７秒の幅のパルスに対して最小の応答を有している。８０ＭＨｚのフィルタは、約７ナノ秒の幅のパルスに対して最大の応答を有しており、また、約１２秒から１３秒の幅のパルスに対して最小の応答を有している。両方のフィルタを使用することにより、最大１３ナノ秒の幅のパルスに対する有意な応答が存在することが保証される。さらに、元のパルスのより多くのエネルギーを使用することができる。両方のフィルタが良好な応答を提供するパルス幅の場合、２倍の周波数を使用して時間遅延が推定されるため、測定の精度が改善される。図５は、パルス幅の関数としての一例示的フィルタ応答に対するグラフ５００を示したものである。パルス５０２は、第１のフィルタ（例えば８０ＭＨｚのフィルタ）を介した信号を示しており、また、パルス５０４は、第２のフィルタ（例えば１４０ＭＨｚのフィルタ）を介した信号を示している。

上で説明したようにステップ２１０でフィルタ応答が決定されると、ステップ２１２で、サンプラー１２６によってフィルタ応答がサンプルされる。つまり、ステップ２１０で決定されたフィルタ応答をサンプラー１２６がサンプルする。少なくとも１つの実施形態では、高いレート（例えば約１２５ＭＨｚ）でフィルタ応答がサンプルされる。当然、他のサンプリング・レートを利用することも可能である。

アナログ−ディジタル変換器（ＡＤＣ）の残りの部分への元の周波数内容の適切な引渡しを可能にするためには、ＡＤＣのサンプル・アンド・ホールド部分は十分な帯域幅を有していることが必要である。したがって、例えば１２５ＭＨｚのＡＤＣが６０ＭＨｚのサンプル・アンド・ホールド入力帯域幅を有している場合、ＳＡＷフィルタ（例えばフィルタ・アレイ１０８、１１６、１２０）からのエネルギーのうち、ＡＤＣが処理するために利用できるエネルギーはない。

ステップ２１４で、センサ１０２が第２の信号を受け取る。この第２の信号は、停止すなわち戻りパルスなどの光信号であっても、あるいはレーザ走査装置の信号であってもよい。ステップ２１６で、第２の信号が電気信号に変換される。

ステップ２１８で、第２の信号の到着時間が大まかに推定される。この大まかな推定は、プロセッサ１２８内のカウンタと共にコンパレータ１１０によって実施することができる。いくつかの実施形態では、このような推定は、数ナノ秒以内の正確さで実施することができる。

ステップ２２０で、第２の信号が２つのチャネルに分割される。つまり、第２の信号が分割され、サンプルされ、複製され、あるいは増幅され、それにより高利得スイッチ１１４および低利得スイッチ１１２の両方に信号が提供される。このようにして、信号の一部（例えば１つのチャネル）が増幅された経路に沿って提供され（例えば高利得スイッチ１１４、増幅器１１８および高利得フィルタ・アレイ１２０を介して）、また、信号の他の部分（例えば他のチャネル）が増幅されていない経路に沿って提供される（例えば低利得スイッチ１１２および低利得フィルタ・アレイ１１６を介して）。２つのチャネルをこの方法で使用することにより、第２の信号（例えば停止／戻りパルス、等々）のはるかに広いダイナミック・レンジを正確に測定することができる。フィルタ・アレイ１１６および１２０を介した第２の信号部分の伝搬には比較的長い時間を必要とするため、プロセッサ１２８は、適切な振幅範囲内に入りそうな信号を処理しているフィルタ・アレイからの信号のみを引き渡すようにスイッチ１２２を導くことができる。

ステップ２２２で、第２の信号の低利得部分のフィルタ応答が決定される。つまり、ステップ２２０で分割された後、低利得フィルタ・アレイ１１６を通過する信号の部分に対してフィルタ応答が決定される。フィルタ応答は、低利得フィルタ・アレイ１１６によって決定することができる。上で説明したように、いくつかの実施形態では２組のフィルタがフィルタ・アレイ１１６に使用されている。例えば、１組のフィルタを８０ＭＨｚにし、１組のフィルタを１４０ＭＨｚにすることができる。第２の信号の一部が分割され、信号の半分が１組のフィルタ（例えば８０ＭＨｚのフィルタ）に入力され、信号の残りの半分が他の１組のフィルタ（例えば１４０ＭＨｚのフィルタ）に入力される。出力（例えばフィルタ応答）は、ステップ２２８に進行する前に再結合される。

ステップ２２４で、第２の信号の高利得部分が増幅器１１８によって増幅される。つまり、ステップ２２６に進行してフィルタリングされる前に、増幅された経路を通過するチャネルが増幅器１１８によって増幅される。

ステップ２２６で、第２の信号の増幅された部分のフィルタ応答が決定される。フィルタ応答は、高利得フィルタ・アレイ１２０によって決定することができる。上で説明したように、いくつかの実施形態では２組のフィルタがフィルタ・アレイ１２０に使用されている。例えば、１組のフィルタを８０ＭＨｚにし、１組のフィルタを１４０ＭＨｚにすることができる。第２の信号の一部が分割され、信号の半分が１組のフィルタ（例えば８０ＭＨｚのフィルタ）に入力され、信号の残りの半分が他の１組のフィルタ（例えば１４０ＭＨｚのフィルタ）に入力される。出力（例えばフィルタ応答）は、ステップ２２８に進行する前に再結合される。

少なくとも１つの実施形態では、方法ステップ２２２は、方法ステップ２２４および２２６と並行して実行される。つまり、第２の信号の一部が増幅されていない経路を通過し、フィルタ・アレイ１１６によって、増幅された経路を通過する第２の信号の他の部分と実質的に同じ時間にフィルタリングされ、増幅器１１８によって増幅され、かつ、フィルタ・アレイ１２０によってフィルタリングされる。

ステップ２２８でフィルタ応答が選択される。少なくとも１つの実施形態では、プロセッサ１２８は、増幅された経路または増幅されていない経路のいずれかからのフィルタ応答をサンプラー１２４に引き渡すことができるようにスイッチ１２２を導いている。上で説明したように、プロセッサ１２８は、適切な振幅範囲内に入りそうな信号を処理しているフィルタ・アレイからの信号のみを引き渡すようにスイッチ１２２を導くことができる。

ステップ２３０で、適切なフィルタ応答がサンプラー１２４に引き渡され、かつ、フィルタ応答がサンプルされる。つまり、ステップ２２８で選択されたフィルタ応答をサンプラー１２４がサンプルする。少なくとも１つの実施形態では、高いレート（例えば約１２５ＭＨｚ）でフィルタ応答がサンプルされる。当然、他のサンプリング・レートを利用することも可能である。

ステップ２３２で時間遅延が推定される。つまり、第１の電気信号と第２の電気信号の間の時間差が、第１の電気信号のフィルタ応答および第２の電気信号のフィルタ応答に少なくとも基づいて決定される。

２つの信号（例えば第１および第２の電気信号、２つの光信号、等々）の間の時間遅延を推定するために、それぞれ、ステップ２１２および２３０で決定されるサンプルされたフィルタ応答のフーリエ変換Ｆ_ＳおよびＧ_Ｓが見出される。通過帯域中の個々の周波数ｓで、図６に関連して以下で説明するように較正パルスによって与えられる値によって予め決定することができ、および／またはこの値によって調整することができる大きさＭ_Ｓ＝｜Ｆ_Ｓ｜｜Ｇ_Ｓ｜および位相差Ｐ_Ｓ＝（ａｒｇ（Ｆ_Ｓ／Ｇ_Ｓ）＋Ｋ_Ｓ）／２πが計算される。

上で説明したフーリエ変換に対して、Ｆ（ｓ）は、所与の信号ｆ（ｔ）のフーリエ変換であると仮定する。フーリエ変換の時間シフト特性を使用すると、ｆ（ｔ−ｔ_０）の変換は、

である。言い換えると、ｆの変換は位相分だけシフトし、周波数ｓにおける位相シフトはｔ_０ｓである。時間シフト分だけ異なることが期待される２つの信号ｆ（ｔ）およびｇ（ｔ）が与えられると、そのシフトに対する最良の推定値は、

を最大化する値ｔ_０である。これには、パーセヴァルの関係式が利用されており、また、ｇが実数値であることが利用されている。

周波数ｗ_０でサンプルされた帯域制限信号の離散フーリエ変換の場合、類似した関係、

が存在している。

は、ｄが整数である場合にのみ定義されるサンプル相関であるが、

は、ｄのすべての実数値に対して定義される連続関数である。ｄが整数ではない場合、これは、その構成成分周波数からの帯域制限連続信号を復元し、時間領域の中でｄユニットだけシフトさせ、整数点で再サンプリングし、かつ、サンプル相関を計算することによって得られることになるサンプル相関として解釈することができる。

この表現式は、ｓｔ_０がＦ（ｓ）とＧ（ｓ）の間の測定された位相差に等しい場合、固定周波数ｓに対して最大化される。包括的な最適条件を見出すために、

および

を、

としてそれらの大きさおよび位相の形で表現することができる。したがって実部は、Σ｜Ｆ（ｓ）｜｜Ｇ（ｓ）｜ｃｏｓ（２π（θ_０（ｓ）−θ_１（ｓ）＋ｔ_０ｓ））である。位数が最も低い項に対しては、この量を最大化することは、

を最小化することと同じである。これは、

である場合に達成することができる。

単一の周波数ｓでは、全周期にわたってオフである信号を区別することはできないため、整数に対してのみＰ_Ｓが定義される。この曖昧性を解決するためには、完了した、サンプルされたフィルタ信号を参照するだけでは不十分である。信号は、フィルタの中心周波数で変調された正弦曲線のように見える。信号は、雑音の存在下で大まかにサンプルされるため、信号と、任意の数の周期だけシフトする同じ信号または類似した信号とを区別することは困難である。したがって位相を解きほぐさなければならない。つまり、いくつかの手段によって適切な位相を分解しなければならない。いくつかの実施形態では、上で説明した大まかなカウンタを使用することによって位相が解きほぐされる。代替実施形態では、異なる周波数からの情報を組み合わせることによって位相が解きほぐされる。

カウンタを使用して位相が解きほぐされる実施形態では、パルスが特定の閾値を超えて立ち上がると、そのパルス毎にカウンタがトリガされる。カウンタは、パルスが閾値未満に立ち下がるともう一度トリガされる。これらの２つのカウンタ値を平均することにより、パルス中心の位置の推定値が提供される。いくつかの実施形態では、この推定値は、カウンタの周波数周期未満の正確さにすることができ、例えば２５０ＭＨｚのクロックの場合、４ナノ秒の正確さにすることができる。

ｓ_Ｃは、通過帯域の中心に近い特定の周波数（単位はＭＨｚ）であると仮定する。個々のパルスに対して、

は、ｓ_ｃとしての高速フーリエ変換の値であると仮定する。Ｃ_ｐは、パルス中心のカウンタ値推定値であり、また、Ｃ_ｆは、ＦＦＴに使用されるデータの開始に対応するカウンタ値であると仮定する。

は、

の分数部分であると仮定する。

は、パルスが到着した時点におけるカウンタ値であるＣ_ｐに対して測定されるｓ_ｃでフィルタリングされるパルスの位相の推定値を提供している。特定のパルスに対する

の値と、

の平均値とを、多数のパルス

に対して比較することにより、カウンタ・サイクル内におけるパルスの到着を推定することができる。平均

は、時間または温度によって大して変動しないため、事前に知ることができる。平均が未知である場合、多数の（例えば約数百の）パルスを発生し、かつ、サークル内における位相

の基本ヒストグラムを維持することによって動的に平均を計算することができる。このようにして、クロック・サイクル内におけるパルスの到着の推定値を得ることができる。正確には、

によって生カウンタ値を調整することができる。パルス毎にこのような推定を実施することにより、時間遅延の大まかな推定値を得ることができる。次に、整数Ｎ_Ｓによって個々の周波数で位相Ｐ_Ｓを調整し、大まかな推定値に対応する、φ_ｓ＝Ｐ_Ｓ＋Ｎ_Ｓの位相推定値を得ることができる。

カウンタを利用することができない実施形態では、傾斜を推定することによって位相を解きほぐすことができる。通過帯域中の周波数ｓ毎に、位相推定値Ｐ_Ｓによってｔ_Ｓ＝Ｐ_Ｓ／ｓの時間遅延推定値が与えられる。整数ＮによってＰ_Ｓを調整することにより、新しい推定値ｔ_Ｓ’＝（Ｐ_Ｓ＋Ｎ）／ｓが与えられる。Ｎの最適値を選択するために、通過帯域中の個々のｓに対する１組の式тｓ＝Ｐ_Ｓ＋ｎに対する最適最小自乗推定値を与えるパラメータтおよびｎが見出される。次に、ｎに最も近い整数に対してＮが設定され、最終的な時間遅延の推定に先立って、これを使用してすべての絶対位相φ_ｓ＝Ｐ_Ｓ＋Ｎ_Ｓが計算される。

個々の位相Ｐ_Ｓが、本明細書において説明されている方法、あるいは絶対位相差φ_ｓを決定するための他の適切な方法の１つを使用して整数によって調整されると、異なる周波数からの値が平均され、最適時間遅延推定値

が見出される。

ステップ２３４で方法が終了する。

図６は、本発明の一実施形態による、時間遅延推定回路を較正する方法６００の流れ図を示したものである。方法６００は、図１に関連して上で説明した時間遅延推定回路１００の様々なコンポーネントによって実行することができる。一般に、較正パルスを使用してフィルタ・アレイ（例えばフィルタ・アレイ１０８、１１６、１２０）間の差を考慮することができる。ＳＡＷフィルタなどのフィルタの位相応答は温度に対して敏感である。位相応答は、温度変動、製造の相違および／または他の要因のため、較正なくしては時間遅延推定における誤差として存在することになる。この方法はステップ６０２で開始される。

ステップ６０４で、較正パルス発生器１３０によってパルスが生成される。構成パルスは、分割され、かつ、それぞれ開始スイッチ１０６、低利得スイッチ１１２および高利得スイッチ１１４を介してフィルタ・アレイ１０８、１１６および１２０に送られる単一のパルスである。

ステップ６０６で、個々のフィルタ・アレイに対するフィルタ応答が決定される。これは、方法２００のステップ２１０、２２２および２２６で説明したようにして決定されるフィルタ応答に類似していてもよい。

ステップ６０８で、個々のフィルタ・アレイ１０８、１１６、１２０に対するフィルタ応答がサンプルされる。これは、方法２００の方法ステップ２１２および２３０に関連して上で説明したサンプリングに類似していてもよい。

ステップ６１０で、通過帯域中の周波数毎の位相補正が決定される。このようにして安定したゼロ時間基準が決定される。少なくとも１つの実施形態では、ステップ６０８でサンプルされた個々のパルスに高速フーリエ変換（ＦＦＴ）が適用される。これにより、個々の周波数における位相および振幅を表す複素数の集合が提供される。それぞれ個々の周波数での、開始チャネルに対する（例えばフィルタ・アレイ１０８を通って移動する較正パルスに対する）ＦＦＴ、および戻りチャネルに対する（例えばフィルタ・アレイ１１６および１２０を通って移動する較正パルスに対する）ＦＦＴにより、通過帯域中の周波数ｓ毎に複素数Ｆ_ＳおよびＧ_Ｓが与えられる。周波数ｓで適用される補正係数Ｋ_Ｓは、Ｋ_Ｓ＝ａｒｇ（Ｇ_Ｓ／Ｆ_Ｓ）として位相差によって与えられる。このようにして位相補正が決定される。位相補正は、方法２００のステップ２３２における時間遅延推定のための位相の解きほぐしに関連して上で説明したように使用することができる。

ステップ６１２で方法が終了する。

以上の詳細な説明は、あらゆる点において、説明を目的とした例示的なものであって本発明を限定するものではないことを理解すべきであり、また、本明細書において開示されている本発明の範囲は、以上の詳細な説明から決定されるのではなく、特許法によって許容される全広さに従って解釈される特許請求の範囲から決定されることを理解すべきである。本明細書において示され、かつ、説明されている実施形態は、単に本発明の原理を実例で示したものにすぎないこと、また、当業者は、本発明の範囲および精神を逸脱することなく様々な修正を実施することができることを理解すべきである。当業者は、本発明の範囲および精神を逸脱することなく、様々な他の特徴の組合せを実施することができる。

Claims (6)

1. 複数の信号間の時間差を推定する方法であって、
   第１の複数の帯域通過フィルタからなる第１の帯域通過フィルタ・アレイを使用して第１の電気信号のフィルタ応答を決定し、前記第１の複数の帯域通過フィルタのうちの特定の一つの帯域通過フィルタの最小の応答が他の特定の一つの帯域通過フィルタの最大の応答に対応するように前記第１の複数の帯域通過フィルタは並列に配列されることと、
   第２の複数の帯域通過フィルタからなる第２の帯域通過フィルタ・アレイを使用して第２の電気信号のフィルタ応答を決定し、前記第２の複数の帯域通過フィルタのうちの特定の一つの帯域通過フィルタの最小の応答が他の特定の一つの帯域通過フィルタの最大の応答に対応するように前記第２の複数の帯域通過フィルタは並列に配列されることと、
   前記第２の電気信号を増幅することと、
   第３のフィルタ・アレイを使用して前記増幅された第２の電気信号のフィルタ応答を決定することと、
   前記第２の電気信号の前記フィルタ応答または前記増幅された第２の電気信号の前記フィルタ応答のうちのいずれかを、前記時間差を決定するために選択することと、
   前記第１の電気信号の前記フィルタ応答および前記選択されたフィルタ応答に少なくとも基づいて、前記第１の電気信号と前記第２の電気信号の間の時間差を推定することと
   を含む方法。
2. 第１の光信号を前記第１の電気信号に変換することと、
   第２の光信号を前記第２の電気信号に変換することと
   をさらに含む、請求項１に記載の方法。
3. 前記第１の電気信号の前記フィルタ応答をサンプルすることと、
   前記選択されたフィルタ応答をサンプルすることと
   をさらに含み、前記第１の電気信号の前記サンプルされたフィルタ応答、および前記サンプルされ選択されたフィルタ応答に少なくとも基づいて、前記第１の電気信号と前記第２の電気信号の間の前記時間差が決定される、請求項１に記載の方法。
4. 複数の信号間の時間差を推定するための装置であって、
   第１の複数の帯域通過フィルタからなり、第１の電気信号のフィルタ応答を決定するように適合され、前記第１の複数の帯域通過フィルタのうちの特定の一つの帯域通過フィルタの最小の応答が他の特定の一つの帯域通過フィルタの最大の応答に対応するように前記第１の複数の帯域通過フィルタは並列に配列される第１の帯域通過フィルタ・アレイと、
   第２の複数の帯域通過フィルタからなり、第２の電気信号のフィルタ応答を決定するように適合され、前記第２の複数の帯域通過フィルタのうちの特定の一つの帯域通過フィルタの最小の応答が他の特定の一つの帯域通過フィルタの最大の応答に対応するように前記第２の複数の帯域通過フィルタは並列に配列される第２の帯域通過フィルタ・アレイと、
   前記第２の電気信号を増幅するように適合される増幅器と、
   前記増幅された第２の電気信号のフィルタ応答を決定するように適合される第３のフィルタ・アレイと、
   前記第２の電気信号の前記フィルタ応答または前記増幅された第２の電気信号の前記フィルタ応答のうちのいずれかを、前記時間差を決定するために選択するように適合されるスイッチと、
   前記第１の電気信号の前記フィルタ応答および前記選択されたフィルタ応答に少なくとも基づいて、前記第１の電気信号と前記第２の電気信号の間の時間差を推定するように適合されるプロセッサと
   を備える装置。
5. 第１の光信号を前記第１の電気信号に変換し、かつ、第２の光信号を前記第２の電気信号に変換するように適合されるセンサをさらに備える、請求項４に記載の装置。
6. 前記第１の電気信号の前記フィルタ応答をサンプルするように適合される第１のサンプラーと、
   前記選択されたフィルタ応答をサンプリングするように適合される第２のサンプラーと
   をさらに備え、前記プロセッサが、前記第１の電気信号の前記サンプルされたフィルタ応答、および前記サンプルされ選択されたフィルタ応答に少なくとも基づいて、前記第１の電気信号と前記第２の電気信号の間の前記時間差を決定するようにさらに適合される、請求項４に記載の装置。

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