JP5839319B2 - 電流/電圧変換回路 - Google Patents
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Description
本書では電圧の単位は[V]、電流の単位は[A]、抵抗の単位は[Ω]であるものとし、説明の明快化の為に文脈上単位が明らかな場合はその記載を省く場合が有る。
なお、一般的にはこの入力電流Iの流れ込み、流れ出しに対して極性を付けて扱うので、両方向で動作する事を両極性動作、即ちバイポーラ動作すると言う。
この時、
Iin=Viv/RS ・・・(1)
である。
以下本書では、この時の電流と電圧の比率をI/V変換比と呼ぶ。
一例としてI/V変換抵抗が1MΩの場合は、1μAに対して1Vに変換されるのでI/V変換比は1μA/Vである。I/V変換抵抗の逆数とも言えるものである。
換言すると、ダイオードの内部抵抗は順方向電圧VFが数百mV以下では極めて大きく、順方向電圧VFがそれ以上ではダイオードの内部抵抗が極めて小さくなると言える。
その様なダイオード相当の電圧−電流特性を有する素子には図45の様にダイオード接続したトランジスタやダイオード接続したFETが一般的に知られている。
図示していないPNPトランジスタ、PchJFET、PchMOSFETでも同様にダイオード接続が可能である事が公知である。
本願発明ではこのダイオードの電流スイッチ特性を用いる。
その様なダイオードスイッチ相当の電圧−電流特性は前記のダイオード接続したトランジスタやダイオード接続したFETを双方向並列接続しても得られる。
説明の明快化の為に本書ではそれらも含めて「ダイオードスイッチ」で表記し図面中では図48で表わす。
本書ではダイオードスイッチがオンになる時の両端子間電圧をオン電圧と呼ぶものとする。
又、ダイオードスイッチのオン電圧を高くする場合は図49の様にダイオードスイッチを必要段数シリーズに接続するものとする。
しかし、本書ではその動作原理を示す為のものであるので、ダイオードスイッチのオン電圧や内部抵抗値は特別にことわらない場合はモデル化した固定値を用いるものとする。
図50は不感帯回路の入出力の関係を示したもので、図51、図52、図53は公知の不感帯回路例である。
以降の説明の為に不感帯設定電圧の絶対値を正負同一値とした場合の不感帯回路を次式で定義する。
Vout=db(Vin、Edb) ・・・(2)
但し、Vinは入力電圧、Edbは不感帯設定電圧、Voutは不感帯回路出力電圧であり、
Vin<−Edbの時 Vout=Vin+Edb
−Edb≦Vin<+Edbの時 Vout=0
+Edb≦Vinの時 Vout=Vin−Edb
とする。
図54は反転型リミット回路の入出力の関係を示したもので、図55は公知の演算増幅器を用いた反転型のリミット回路例である。
その出力をインバータで反転させれば非反転型のリミッタ回路を容易に得る事ができる。
その様な回路はダイオードやツェナーダイオードでも容易に得られ、さらに演算増幅器と組み合わせて得られる事も知られている。図57、図58、図59、図60に回路例を示す。
本願発明では同様のリミット回路を用いるが、上記で説明したものとして各部での説明は省く。
Vout=lm(Vin、Elm) ・・・(3)
但し、Vinは入力電圧、Elmはリミット設定電圧、Voutはリミット回路出力電圧であり、
Vin<−Elmの場合、 Vout=−Elm
−Elm≦Vin<+Elmの場合、Vout=Vin
+Elm≦Vinの場合、 Vout=+Elm
とする。
一般的には図61等の差動増幅器が用いられる。
あるいは図62の様に高入力インピーダンスの差動増幅器を1つの集積回路にまとめた計測アンプと呼ばれる素子も一般的になっている。
2点間の電位差を求めるには2点の電圧を各々A/D変換してディジタル回路演算又はマイクロコンピュータのソフトウェア演算で電位差を求める事もできる。
本願発明では上記何れの方法でも良く、方法の限定は不要であるので、あくまでも電位差を求めるという意味合いで代表して図62の表示方法を用いるものとする。
一般的な演算増幅器ではその出力電圧範囲は電源電圧に対して2〜3V狭い範囲である。
一方近年ではレイル・ツー・レイル出力演算増幅器等と呼ばれる演算増幅器が一般的になって来た。
これはその出力電圧範囲がほぼ電源電圧範囲に等しいものである。
本書では説明を明快にする為に、演算増幅器の出力電圧幅に関連する説明においてはレイル・ツー・レイル出力を前提とし、出力電圧は電源電圧範囲迄可能であるものとする。
レンジ(1、1)、レンジ(1,2)、・・・(中略)、レンジ(1,M1)、レンジ(2,1)、レンジ(2,2)、・・・(中略)、
レンジ(N−1,M(N−1))、レンジ(N,M)の順番で順次オンになるものとして扱う。
即ちレンジグループ及びレンジグループ内レンジ番号が若い程入力電流が小さい値でオンになるものとする。
さらに、レンジ0は「最小レンジ」あるいは「最下位レンジ」であり、レンジ(N、MN)は「最大レンジ」、「最上位レンジ」である。
レンジグループについても同様とし、レンジグループ1は「最小レンジグループ」、「最下位レンジグループ」であり、レンジグループNは「最大レンジグループ」、「最上位レンジグループ」である。
換言すると、本願発明においてはレンジ又はレンジグループの「大小」「上下」「前後」はあくまでもレンジオン/オフの相対的順番についての定義であり、対象電流の大小の順番を必ずしも一致させる必要は無い。
レンジ(1,1)に対してIFS(1,1)、
レンジ(1,2)に対してIFS(1,2)、
・・・(中略)
レンジ(1,M1−1)に対してIFS(1,M1−1)、
レンジ(1,M1)に対してIFS(1,M1)、
レンジ(2,1)に対してIFS(2,1)、
レンジ(2,2)に対してIFS(2,2)、
・・・(中略)
レンジ(N,MN−1)に対してIFS(N,MN−1)、
レンジ(N,MN)に対してIFS(N,MN)。
電流の大きさ、又は電流に関連した電気量や電力量等の様な物理量を測定する場合、電流を電圧に変換する為にI/V変換抵抗を用いる。
又、入力インピーダンスを低くする必要が有る場合は演算増幅器を組み合わせて用いる。
あるいはSW1〜SW3を順次オンにし、I/V変換抵抗RS1〜RS3を順次並列させる方法が有り、本願発明は後者である。
この様な演算増幅器を用いたレンジ切り替えによる電流/電圧変換回路に必要な要件は以下の通りである。
抵抗やダイオードの熱雑音、回路部品の温度ドリフト、演算増幅器のオープンループゲインの有限性に伴う偏差の様に回路が本来的に持つノイズ以外に、演算増幅器やその他の回路素子のバイアス電流、トランジスタ、FET、フォトカプラ等のスイッチ回路の漏れ電流等、回路構成に伴うノイズ要因が有り、これを可能な限り小さくする必要が有る。
同図に示す様に太線で示した電流入力端子からオン状態のI/V変換抵抗RS1迄の入力電流経路に接続された演算増幅器A1、A2、スイッチ素子SW1、SW2が有るとそのバイアス電流Ib1、Ib2や漏れ電流Il1、Il2が入力電流Iに重畳してI/V変換抵抗RS1に流れ込み、誤差電圧となる。
演算増幅器A1は必須であるのでバイアス電流の小さい素子を用いる事で対策する。
その他のノイズ電流に対する対策は、入力電流経路にはできるだけノイズ電流を発生する素子を使用しない回路構成にするのが効果的である。
入力電流値の範囲が広く、電流/電圧変換回路のダイナミックレンジを大きくするにはS/N比を高くする為にレンジ数を大きくするのが効果的である。
レンジ間をまたがり高速に変化する入力電流に対しては、レンジ切り替えを高速に行なう必要が有る。
図40、図41に演算増幅器による電流/電圧変換回路の入力電流経路を示す。
図40で示す様に入力電流が流れ込む方向の場合は負電源から入力電流と同じ値の電流を供給し、図41で示す様に入力電流が流れ出す方向の場合は正電源から入力電流と同じ値の電流を供給する必要が有る。
従って、同回路で低消費電力化を計るには消費電流は入力電流以下にはできないので、回路の電源電圧を低くするのが効果的である事が判る。
バッファアンプの電力損失を抑えて小形化するには電源電圧を下げるのが効果的である。
即ち、電流/電圧変換回路ではできるだけ回路の電源電圧を低くするべきである。
さらに、本書の以下の説明図中では演算増幅器や差動増幅器の電源端子と供給電源は必要時を除いて記載しないものとする。
ダイナミックレンジを広くする為にログアンプを使用する方法が有る。
しかし、バイポーラでないので入力電流方向が流れ出し、又は流れ込みの一方にしか対応できない。
一般的には電流測定の様にI/V変換を要する場合は入力電流方向に制限の無いバイポーラ動作を要求される場合が多い。
従って電流/電圧変換回路においてバイポーラ動作する事は重要な要件である。
信頼性、精度、コスト、スペース等様々な点で回路はできるだけ部品点数少なく単純で小規模である事が望ましい。
これらは何れも部品点数を増やさずにバイポーラ動作可能である。
これらは高速応答、バイポーラ動作、小規模回路の要件を満足する。
一方、何れの場合も電流/電圧変換対象の入力電流が小さくなるにつれて入力電流バイパス用のスイッチング素子のオフ時の漏れ電流IlやI/V変換抵抗に繋がる回路素子のバイアス電流Ib等が測定精度上無視できなくなるという低ノイズ電流化に欠点が有った。
即ち、多レンジ化と低回路電源電圧化は相反する要件になっている。
特に図35の方法は高速応答性は良い。
他方、これらの回路ではレンジ数が増えるとバッファアンプ等のバイアス電流が入力電流に加算されるので微小電流を測定する場合には測定誤差要因になるという短所と、回路規模が大きくなるという短所が有った。
即ち、多レンジ化と低ノイズ電流化、低回路電源電圧化、小規模回路化は相反する要件になっている。
該電流/電圧変換回路は回路素子のバイアス電流による誤差を無くしたものであるが、自動レンジ切り替えの制御に演算回路を介すので高速応答性が充分でない。
本願発明を概観すると、特許文献4で開示されている電流/電圧変換回路の基本動作を応用してその短所を改良したものと言える。
該電流/電圧変換回路は回路素子のバイアス電流による誤差を無くしたものであり、回路は比較的シンプルであるが、レンジ毎に絶縁電源を用意する必要が有った。
即ち多レンジ化、小規模回路化に難点が有った。
レンジグループ1、レンジグループ2、・・・(中略)、レンジグループN(Nは2以上の自然数)の各レンジグループに含まれるレンジ数をM1、M2、・・・(中略)、MN(MNは1以上の自然数)として、
電流入力端子とグランド端子間に入力される入力電流に対し、
レンジグループ1のレンジ(1,1)〜レンジ(1,M1)のM1個、
レンジグループ2のレンジ(2,1)〜レンジ(2,M2)のM2個、
・・・(中略)、
レンジグループNのレンジ(N,1)〜レンジ(N,MN)のMN個、
の合計M1+M2+・・・(中略)+MN個のレンジを含み、別途常時オンのレンジ0を設ける事も容易である。
各レンジ毎にI/V変換抵抗を設ける。
これにより該第1の演算増幅器は以下に説明するI/V変換抵抗による負帰還により入力電流値に応じて出力電圧を変化させて常に反転入力端子がバーチャルショートによりグランド電位(0V)になる様に制御される。
レンジ0用のI/V変換抵抗を該第1の演算増幅器の反転入力端子と出力端子間に接続して、出力電圧をレンジ0のI/V変換信号とする。
各レンジグループのI/V変換抵抗については、当該レンジグループ内で最小レンジのI/V変換抵抗を該I/V変換用演算増幅器の反転入力端子と出力端子間に接続し、それ以外のI/V変換抵抗にはそのオン/オフができる様に所定のオン電圧を持つダイオードスイッチを組み合わせて、各々該I/V変換用演算増幅器の反転入力端子と出力端子間に接続する。
この時、各I/V変換抵抗の両端子間の電位差を各レンジのI/V変換信号とする。
当該I/V変換用演算増幅器の反転入力端子を電流オン/オフ用ダイオードスイッチと電流制限抵抗の何れか一方又は両方を介して前記電流入力端子に接続し、
当該I/V変換用演算増幅器の非反転入力端子を当該レンジグループの前記電圧調整部を介して前記第1の演算増幅器の出力端子に接続し、
前記入力電流の増加に対応して下位レンジグループから上位レンジグループ迄順次段階的にオンになる様にする。
さらに、最大レンジグループについては電流制限抵抗は0Ω(短絡)で良く、即ち、回路に入れなくても良い。
従って、全レンジのI/V変換抵抗に流れる電流値を合計すれば入力電流値が求められる事になる。
レンジ0のI/V変換抵抗が無限大の場合はレンジグループ1のレンジ(1,1)は常時オンで良く、電流オン/オフ用ダイオードスイッチは不要でIFS0は0Aとして扱える。
最上位レンジグループについては電流制限抵抗は無くても良く、説明を統一して扱う為に電流制限抵抗を0Ωとして扱う。
これを少なくとも1つ以上のレンジグループの電圧調整部に用いる事により、レンジ切り替えを行なう前記第1の演算増幅器の出力電圧を任意の電圧に設定でき、より高速応答化、低回路電源電圧化が計れる。
但し、以下で記述する実施例はあくまでも「例」であり、同等機能を実現する方法にはそれらから組み合わせの変更や応用、派生、類推される種々のバリエーションが容易に考えられるが、発明が示す原理に基づく限りはそれらは全て本願発明の範囲に含まれるものとする。
電流/電圧変換回路1は主としてレンジ0I/V変換部2、レンジグループ1I/V変換部3、レンジグループ2I/V変換部4、及び演算部6で構成される。
レンジ(1,1)のI/V変換抵抗RS11を100KΩ、
レンジ(1,2)のI/V変換抵抗RS12を10KΩ、
レンジ(2,1)のI/V変換抵抗RS21を1KΩ、
レンジ(2,2)のI/V変換抵抗RS22を100Ω、
レンジ(2,3)のI/V変換抵抗RS23を10Ω、とする。
回路接続は請求項1に従ったものである。
レンジ0のIFS0を1μA、
レンジ(1,1)のIFS(1、1)を10μA、
レンジ(1,2)のIFS(1、2)を100μA、
レンジ(2,1)のIFS(2、1)を1mA、
レンジ(2,2)のIFS(2、2)を10mA、
レンジ(2,3)のIFS(2、3)を100mA、
とする。
これに伴い、電流入力端子電圧もバーチャルショートにより常に0Vになる。即ち入力インピーダンスがほぼ0Ωになるという事である。
RS0に流れる電流I0は
I0=Viv0/RS0 ・・・(4)
で算出できる。
I/V変換用演算増幅器A11の反転入力端子は電流制限抵抗R11(1KΩ)と電流オン/オフ用ダイオードスイッチDSW11を介して電流入力端子に接続される。R11とDSW11の位置は入れ替えても良い。
DSW11は例えば2個のシリコンダイオードを双方向並列接続してVF11が0.5Vでオンになるものとする。
DSW12は例えば2個のシリコンダイオードを双方向並列接続したものを2組直列にする等でその両端子間電圧が1V以上になったらオンになる様にしておく。
I/V変換抵抗RS12(10KΩ)の一方をI/V変換用演算増幅器A11の反転入力端子に接続し、もう一方の端子をダイオードスイッチDSW12を介してI/V変換用演算増幅器A11の出力端子に接続する。
ここで電圧調整部1によりレンジ0のI/V変換抵抗RS0に流れる電流I0がIFS0(1μA)未満のV0に対してはV1pがDSW11のオン電圧0.5Vより小さく、I0がIFS0以上になったらV1pが0.5V以上になる様に電圧調整される様にしておけばDSW11はV0で自動的にオン/オフ制御される事になる。
入力電流が増加してV0が増加するとV1pが増加し、これに伴ってVd11が増加してDSW12の端子間電圧VF12がそのオン電圧を超えるとDSW12がオンになりI12が流れる。
入力電流が減少すると逆の動作でDSW12はオフになる。
なお、DSW11オフ時はI11は0AなのでI/V変換用演算増幅器A11の出力電圧もV1n、即ちV1pと等しくなる。
なお、レンジグループ2ではI/V変換用演算増幅器A21には1mA〜100mAの電流駆動能力を得る為にパワーアンプが必要であるが、前述した従来回路と異なり、3レンジ分共通で1個設ければ良く、本願発明は小規模回路化に有利である事が判る。
I11=(V1n−Vd11)/RS11
=(V1p−Vd11)/RS11
=Viv11/RS11 ・・・(5)
I12=(V1n−Vd12)/RS12
=(V1p−Vd12)/RS12
=Viv12/RS12 ・・・(6)
I21=Viv21/RS21 ・・・(7)
I22=Viv22/RS22 ・・・(8)
I23=Viv23/RS23 ・・・(9)
これの値により同じ入力電流でも、レンジ(1,2)と次のレンジ(2,1)に流れる電流の割合が変わる。
但し、電流制限抵抗R11が大きくなるに伴い電流IFS(1,2)を流す為のV1p、及びその信号源である演算増幅器A01の出力電圧V0が大きくなるので先述した様に高い電源電圧が必要になる、V0の変化幅が大きくなり動作速度が低下する等の不利が生ずる。
最上位レンジグループでは電流制限抵抗R21は不要であるので0Ωとしている。
回路の諸条件により、レンジ切り替わり点において、
レンジ(2,1)オン→I21増大、I12低下→演算増幅器A01のV0低下→V2p低下→レンジグループ2オフ→I12増大→レンジ(2,1)オン、のサイクルでレンジ切り替えのハンチングが発生する場合が有る。
その様な場合は最上位レンジグループの電流制限抵抗も必要になる。
従って、各レンジグループのI/V変換部の電流制限抵抗は当該レンジグループの最大レンジに流れる電流がそのフルスケール電流値を大きく超えず、且つレンジ切り替えに伴うハンチングが発生しない程度に大きく、演算増幅器A01の出力電圧V0を不必要に大きくしない程度に小さくなる様な適切な値に設定すれば良い。
これは入力電圧V0を抵抗R1とR2と分圧して出力するものであり、前記の自動レンジ切り替え動作をさせるには電圧調整部1と電圧調整部2の分圧比を変える、換言すればそれぞれのゲインを変えるものである。
これによると、V0がVFonの2倍(1.0V)になるとV1pがVFon(0.5V)に達してレンジグループ1がオンになる。
さらに、V0がVFonの4倍(2.0V)になるとV2pがVFon(0.5V)に達してレンジグループ2がオンになる。
レンジグループ数が増える毎にそのレンジゲインの電圧調整部のゲインを0.125、0.0625・・・の様に抵抗分圧比を順次小さくすれば良い。
これは不要な電流でありノイズ電流となる。各レンジグループにバイアス電流やリーク電流が有るとこれも回り込んでレンジグループが互いに影響を及ぼし合う事になる。
本願発明の電圧調整部は全てこの要件を満足する様に構成されるものである。
しかし、上述した様にダイオードスイッチDSW11、DSW21の右側端子電位が電流入力端子に対する相対的大小関係が同じである事により異レンジグループに流れ出す事は防止される。
従って、当該レンジグループ内でバイアス電流が精度に影響しない様にすれば良い。
即ち電流レンジの大きさと差動増幅器のバイアス電流を比較して、無視できない場合は当該レンジグループのレンジ数を1とするか、少ないレンジ数にすれば良い。
入力電流経路にバイアス電流や漏れ電流が入る要因が少なく、低ノイズ電流化が計れる。
レンジグループ内の複数レンジ化により多レンジ化が計れる。
演算回路によらずV0の大きさにより直接レンジ切り替えするので高速応答可能。
回路から明らかな様に入力電流方向により制限される回路箇所は無く、バイポーラ動作可能である。
1レンジ当たりの回路が単純、且つ部品点数の多いバッファアンプを要するレンジは1つのレンジグループにまとめる事ができるので小規模回路化が計れる。
等、多くの利点が同時に得られ、これは従来方法には無い大きな特徴である。
具体的にレンジ(1,2)にI12が流れた場合のI/V変換用演算増幅器A11の出力電圧Vd11は
Vd11=V1n+RS12・I12+VF12 ・・・(10)
である。
Vd21=V2n+RS23・I23+VF23 ・・・(11)
である。
同時にV1nは非反転入力端子V1pと等しく、その信号源は第1の演算増幅器A01である。
V1n=V1p
=VF11+R11・I1 ・・・(12)
レンジグループ2のI/V変換部についても同様であり、次式が成り立つ。
V2n=V2p
=VF21+R21・I2 ・・・(13)
即ち、本願発明の電流/電圧変換回路に於いて、低い回路電源電圧でレンジ数を大きくする事ができるのは大きな特徴であり、利点である。
即ち本願発明のレンジ切り替えの動作原理は各I/V変換抵抗値とは無関係である事は特記すべき点である。
得られたI/V変換信号は演算部6で任意に処理すれば良く、どう利用するかは本回路を適用する装置の目的により多様であるが、以下に応用例を示す。
これは入力電流に対して当該レンジに換算したI/V変換信号と言えるものである。
なお、要求精度に応じて合算する信号は少なくしても良い。
例えば、要求精度が1%であればレンジ(2,3)換算I/V変換信号Vs23はレンジ(2,1)からレンジ(2,3)の3レンジ分を合算すれば足りる。
説明を単純化する為にレンジ0、レンジ11、レンジ21だけの電流/電圧変換回路の場合の有効レンジ指定信号作成回路例を図8に示す。
本方法はソフトウェアを介さずハードウェアで処理するので高速性が要求される場合に有効である。
本方法は処理速度が比較的遅くても良い場合に有効である。
本方法は処理速度が比較的速いがA/D変換器を複数要し、コストが高くなる。
図1からの変更点はダイオードスイッチDSW23右側端子をダイオードスイッチDSW22の左側端子に接続してDSW22の不感帯幅を共用した点である。
これによりDSW23の不感帯幅は自身の不感帯幅とDSW22の不感帯幅の合計値になる。
同一レンジグループ内のレンジ数が増えても同様に直前レンジのダイオードスイッチの不感帯を共用する様に接続可能である。
回路の動作は実施例1と全く同じであるので説明は割愛する。
図1からの変更点は以下である。
ダイオードスイッチDSW22とI/V変換抵抗RS22の位置を入れ替え、I/V変換信号Viv22の極性がViv21と同じになる様にRS22の両端子を差動増幅器に接続した。
ダイオードスイッチDSW23とI/V変換抵抗RS23の位置を入れ替え、I/V変換信号Viv23の極性がViv21と同じになる様にRS22の両端子を差動増幅器に接続した。
レンジグループ1I/V変換部3についても同様な変更が可能である。
但し、差動増幅器を使用する場合は、その同相入力信号電圧がダイオードスイッチの両端子間電圧分大きくなる点は不利である。
回路の動作は実施例1と全く同じなので説明は割愛する。
なお、図3の位置関係でも図2の様にDSW22の不感帯を共用する接続にする事は可能である。
レンジ0のRS0が無い。即ち、演算増幅器A01をI/V変換機能を持たない誤差増幅器としている。
レンジグループ1I/V変換部3の電流オン/オフ用ダイオードスイッチを設けない。
これによりレンジ(1,1)を常時オンにし、電流入力端子をオープンにした時に演算増幅器A01の負帰還抵抗が無くなって不安定状態になるのを防ぐ事ができる。
あるいは後述のリミット回路を設けるとさらに良い。
レンジグループ3I/V変換部5のダイオードスイッチDSW31と電流制限抵抗R31の位置を入れ替えている。
これによりダイオードスイッチと電流制限抵抗の相対的位置関係は回路動作に関わりが無い事を示している。
回路動作は図1の実施例と同様なので割愛する。
ダイオードスイッチDSW41を介して電流入力端子とI/V変換抵抗RS4を接続し、RS4の他方の端子をグランドに接続する。
これがダイオードスイッチDSW41のオン電圧を超えるとI/V変換抵抗RS4に電流が流れ、I/V変換抵抗RS4のDSW41側端子に電圧が発生する。
これをインピーダンス変換用の演算増幅器A41で取り出せば1mA/VのI/V変換信号Viv4として使用できる。
さらに、後段のレンジでは第1の演算増幅器の出力V0をゲイン0.5、0.25、0.125・・・の様に減衰させて動作させるのでゲインを下げた分V0の応答も遅くなる。
図11は本願発明の請求項2の電流/電圧変換回路の電圧調整部の実施例であり、上記の問題に対応したものである。
その実回路例として不感帯をダイオードスイッチDSW1とプルダウン抵抗R1で構成したものを図12に示す。ダイオードスイッチによる不感帯回路の詳細については既に記した通りである。
図13の場合は各レンジグループの電流オン/オフ用ダイオードスイッチのオン電圧に対応させて電圧調整部のダイオードスイッチDSW1の不感帯設定電圧Edb1、Edb2、Edb3を設定する。
但し何れの場合も、図4の回路においてはレンジグループ1の電圧調整部には不感帯回路は不要である。
図中Edb1はレンジグループ1電圧調整部の不感帯回路の不感帯設定電圧であり、Idb1はEdb1に対応してV1pが出力され始める時の入力電流値を示す。
因に、1レンジグループ当たりのV0の変化幅を1Vとした場合、電源電圧が±15Vの場合で最大レンジグループ数は15程度、±5Vでは5程度であり、容易に多レンジ化が可能になる。
換言すれば低い電源電圧でも多レンジ化が可能になる。
その実回路例として図17に、不感帯回路をダイオードスイッチDSW1とプルダウン抵抗R1で構成し、ソフトリミッタを抵抗R3とダイオードスイッチDSW2、不感帯回路とリミット回路を分離する為の抵抗R2で構成したものを示す。
ダイオードスイッチによるリミット回路の詳細については既に記した通りである。
本例では不感帯回路の信号電圧V0X1,V0X2を次レンジグループに渡すのでレンジグループ1の不感帯幅はEdb、レンジグループ2の不感帯幅は2Edb、レンジグループ3の不感帯幅は3Edbになり、回路がシンプルになる利点が有る。
図中Edb1はレンジグループ1電圧調整部の不感帯回路の不感帯設定電圧であり、Idb1はEdb1に対応してV1pが出力され始める時の入力電流値を示す。
又、図中Elm1はレンジグループ1電圧調整部のリミット回路のリミット電圧であり、Elm2はレンジグループ2電圧調整部のリミット回路のリミット電圧である。
換言すると、入力電流が各レンジに分流する中で最大レンジの電流の割合がリミット回路が無い場合に比して高まるのでその分S/N比が高くなる。
これがリミット回路を用いる利点であり、本回路の特徴である。
図20に第1の演算増幅器の出力V0と電圧調整部の不感帯幅の関係を示す。
図中実線で示すV0Xはレンジグループ1の電圧調整部の不感帯回路の不感帯設定電圧がEdbXの場合の第1の演算増幅器の出力である。
図中破線で示すV1pYはレンジグループ1の電圧調整部の不感帯回路の不感帯設定電圧がEdbYの場合のレンジグループ1のI/V変換用演算増幅器の非反転入力端子電圧であり、IdbYはEdbYに対応してV1pYが出力され始める時の入力電流値である。
なお、EdbX<EdbYとしている。
これは、入力電流が0からI1に変化すると第1の演算増幅器の出力V0は0からV1X又はV1Yに変化する事を示す。
即ち、入力電流が0からI1に変化する時間をΔt[Sec]とすると、
V1X/Δt<V1Y/Δt ・・・(14)
であり、不感帯設定電圧が小さい程第1の演算増幅器の出力V0の立ち上がりが小さくて済む事を示す。
これは演算増幅器の周波数特性、スルーレイトの特性の点で応答性能が高くなり有利である事が判る。
しかし不感帯設定電圧の生成回路を含め、部品点数が多いので実回路には適用し難い。
前記のダイオードやツェナーダイオードによるダイオードスイッチによる不感帯回路は部品点数が少ない利点が大きいが設定電圧はダイオードで0.5〜0.6V、ツェナーダイオードでは一般的に入手できるのはツェナー電圧が1.8V、2.0V、2.2V・・・と段階的であり、自由に設定する事ができない。
これを解決する本願発明の請求項3の基本回路を図21に示す。
同回路はダイオードスイッチDSW1とプルダウン抵抗R1の不感帯設定電圧Edbから任意の不感帯電圧を生成するものである。
VINにG1を掛けると不感帯回路により後段の増幅器入力VXは
VX=db(VIN・G1,Edb)
になる。
VOUT=db(VIN・G1,Edb)・G2
=db(VIN・G1・G2,Edb・G2)
=db(VIN,Edb・G2)
になる。
具体的回路例として図22に2個の演算増幅器A1、A1とダイオードスイッチDSW1による不感帯設定部による不感帯回路を示す。
又、図23によると図22にリミット電圧Elmのリミット回路を容易に付加する事ができる。
あるいは図25の様に演算増幅器1個の反転出力型でリミット電圧Elmのリミッタ付きの不感帯回路を構成する事もできる。
図26は演算増幅器でG1=5とし、R1とR2による分圧でG2=0.2とし、ツェナー電圧3.0Vのツェナーダイオードから不感帯幅0.6Vを生成する回路例である。
これによると前述した様に、入力電流変化に対する応答性能が高まるという特徴を得られる。
不感帯を持たせる全てのレンジグループの電圧調整部に該不感帯回路を適用すれば全レンジグループに最適な不感帯を設定でき、一層応答性能を高める事ができる。
例えば全体ゲインを1以上にすればその分第1の演算増幅器の出力V0は小さくて済み、応答は速くなる。
但し、回路全体として見ると発振し易くなるので、無闇にゲインを大きくする事はできないので適用には注意が必要である。
請求項1〜請求項3による電流/電圧変換回路に於いて、何れかの電圧調整部の入力部に演算増幅器を用いた場合、これを加算回路として応用するものである。
これにより、レンジ(2,1)がオンになるとレンジグループ1の電圧調整部1の出力V1pが低下し、レンジグループ1のI/V変換回路の電流が減り、その分の電流がレンジグループ2に流れる。
これにより、レンジ(3,1)がオンになるとレンジグループ2の電圧調整部2の出力V2pが低下し、レンジグループ2のI/V変換回路の電流が減り、その分の電流がレンジグループ3に流れる。
なお、次レンジのI/V変換信号で減算した結果V0と逆極性のV1p、V2pが出力されない様に、適切にゲインを下げて減算する必要ある事に注意する必要が有る。
即ち、請求項4の発明によりS/N比が良い電流/電圧変換回路を得られる。
本回路例の集積回路装置では1レンジグループに必要な演算増幅器と差動増幅器を内蔵し、I/V変換抵抗や電流制限抵抗、I/V変換信号加算回路の抵抗類を集積回路装置外部に外付け可能としたものである。
本願発明によると電流/電圧変換回路を小形、容易に製作可能になる。
前述した請求項1〜請求項5による電流/電圧変換回路又は集積回路を用いる事により電流/電圧変換を必要とする従来実現できなかった性能を持つ種々の電子回路基板や電子機器が製作可能になる。
(a)任意レンジグループのI/V変換部のI/V変換用演算増幅器の非反転入力端子を電圧調整部に無関係にグランドレベルにするスイッチを設ける事により、強制的にI/V変換動作をイネーブル−ディセーブル制御可能とする事を特徴とする電流/電圧変換回路。
図30にレンジグループ1にイネーブル−ディセーブル制御用スイッチを設けた回路例を示す。
本例ではスイッチSWをオープンにするとV1pが0VになるのでDSW1が常にオフになって、レンジグループ1のI/V変換動作はディセーブルになる。
リーク電流によるノイズ電流を発生し易いスイッチ又はアナログスイッチを電流経路に入れずに済むのは大きな利点である。
図31において入力電流(図示無し)の変化に対する電圧調整部1の出力信号V1pに応答してI/V変換用演算増幅器A1のVd11が変化する。
その為、差動増幅器の反転入力端子の信号Vd11と電圧調整部1の出力信号V1pでは通常V1pの方が応答が速い。
位相補償回路としてRX2、CX2による適切な遅延を入れて応答時間を揃える事によりI/V変換信号の精度を高める事が可能になる。
これに伴い、各部で必要最小限の電源電圧を用いる事が可能であり、消費電力を削減できる。
特にI/V変換対象電流が大きい回路の電源電圧を下げるとその効果が大きい。
2 レンジ0I/V変換部
3 レンジグループ1I/V変換部
4 レンジグループ2I/V変換部
5 レンジグループ3I/V変換部
6 演算部
8 集積回路
9 装置
10 レンジ4I/V変換部
Claims (6)
- レンジグループ1、レンジグループ2、・・・(中略)、レンジグループN(Nは2以上の自然数)の各レンジグループに含まれるレンジ数をM1、M2、・・・(中略)、MN(MNは1以上の自然数)として、
電流入力端子とグランド端子間に入力される入力電流に対し、
レンジグループ1のレンジ(1,1)〜レンジ(1,M1)のM1個、
レンジグループ2のレンジ(2,1)〜レンジ(2,M2)のM2個、
・・・(中略)、
レンジグループNのレンジ(N,1)〜レンジ(N,MN)のMN個、
の合計M1+M2+・・・(中略)+MN個のレンジを含み、
各レンジ毎にI/V変換抵抗を有し、
前記入力電流の増加に対応してレンジ(1,1)〜レンジ(N,MN)の各レンジが順次段階的にオンになる様にした電流/電圧変換回路において、
第1の演算増幅器を設け、その非反転入力端子をグランド電位に接続し、その反転入力端子を前記電流入力端子に接続し、
該第1の演算増幅器の反転入力端子と出力端子間にI/V変換抵抗を接続してその出力電圧を該I/V変換抵抗に流れる電流のI/V変換信号とする事も可能であり、
各レンジグループ毎にI/V変換用演算増幅器と電圧調整部を有し、
各レンジグループのI/V変換抵抗については、
当該レンジグループ内で最小レンジのI/V変換抵抗を該I/V変換用演算増幅器の反転入力端子と出力端子間に接続し、
それ以外のI/V変換抵抗にはそのオン/オフスイッチになる様に所定のオン電圧を持つダイオードスイッチを組み合わせて、各々該I/V変換用演算増幅器の反転入力端子と出力端子間に接続し、
該I/V変換用演算増幅器の出力電圧増加に対応して当該レンジグループ内の最小レンジのI/V変換抵抗がオンになる様にし、それ以外のI/V変換抵抗を有する場合は最小レンジのI/V変換抵抗に続いてそれらのI/V変換抵抗が順次段階的にオンになる様にし、
各I/V変換抵抗の両端子間の電位差を各レンジのI/V変換信号とし、
各レンジグループのI/V変換用演算増幅器については、
当該I/V変換用演算増幅器の反転入力端子を電流オン/オフ用ダイオードスイッチと電流制限抵抗の何れか一方又は両方を介して前記電流入力端子に接続し、
当該I/V変換用演算増幅器の非反転入力端子を当該レンジグループの前記電圧調整部を介して前記第1の演算増幅器の出力端子に接続し、
前記入力電流の増加に対応して下位レンジグループから上位レンジグループ迄順次段階的にオンになる様にして、
自動レンジ切り替えを行なう事を特徴とする電流/電圧変換回路。
- 請求項1の電流/電圧変換回路に於いて、少なくとも1つのレンジグループの電圧調整部に、
不感帯回路又はリミット回路の何れか一方又は両方を有する事を特徴とする電流/電圧変換回路。 - 請求項1又は請求項2の電流/電圧変換回路の少なくとも1つのレンジグループの電圧調整部に於いて、
ダイオードスイッチの不感帯幅を演算増幅器により増幅又は減衰させて任意の不感帯幅を得られる様にした不感帯回路を有する事を特徴とする電流/電圧変換回路。 - 請求項1又は請求項2又は請求項3の電流/電圧変換回路の少なくとも1つのレンジグループの電圧調整部に於いて、
該レンジグループの次レンジグループの何れかのレンジのI/V変換信号で該電圧調整部の出力を抑制させる様にした事を特徴とする電流/電圧変換回路。 - 請求項1又は請求項2又は請求項3又は請求項4に記載の電流/電圧変換回路の少なくとも1レンジグループ分の、I/V変換用演算増幅器と電圧調整部の一部又は全ての回路、を内蔵し、
その他の部分は外付け可能とする端子を有する事を特徴とする、
請求項1又は請求項2又は請求項3又は請求項4に記載の電流/電圧変換回路の製作に使用可能な集積回路装置。
- 請求項1又は請求項2又は請求項3又は請求項4又は請求項5に記載の電流/電圧変換回路又は集積回路装置を含む事を特徴とする電子回路基板又は電子機器。
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