JP5836533B2 - モータ制御装置およびその制御方法 - Google Patents

Description

本発明は、ノイズフィルタを内蔵したモータ制御装置およびその制御方法に関するものである。

交流モータを駆動制御するモータ制御装置は、交流電源を直流電源に変換するコンバータと、該コンバータが変換生成した直流電源をスイッチングしてモータ駆動用の交流電源に変換するインバータとを備えるが、インバータでは半導体スイッチング素子のスイッチング動作によりノイズが発生する。このノイズは電源ラインを介して外部へ伝播し周辺機器に影響を与える伝導性ノイズである。

そのため、従来から、モータ制御装置の電源ライン接続端にノイズフィルタを設置し、発生する伝導性ノイズの電源ラインへの漏洩を低減することが行われている（例えば特許文献１）。

ここで、このモータ制御装置が発生する伝導性ノイズに関する国際ＥＭＩ規格では、伝導性ノイズの電源ラインへの漏洩量が、１５０ｋＨｚから３０ＭＨｚの帯域で規制されることが多いが、この１５０ｋＨｚから３０ＭＨｚの帯域は、通常、モータ制御装置のインバータをＰＷＭ信号によりスイッチング動作させるのに用いるキャリア周波数の帯域よりも遙かに高い周波数域である。

これに対し、ノイズフィルタは、低周波域では減衰せずに通過させるローパスフィルタの構造をしており、その遮断周波数（減衰が始まる周波数）は、通常、モータ制御装置のキャリア周波数よりも低いが、そのノイズフィルタのメーカでは、ノイズフィルタの遮断周波数は余り気にせずに１５０ｋＨｚ付近での減衰値のみに注目して設計を行っている。

つまり、ノイズフィルタの減衰率および遮断周波数は、ノイズフィルタのメーカによって異なっているので、そのようなノイズフィルタをモータ制御装置のメーカやユーザでの設定と組み合わせると、以下のような問題が起こる。

すなわち、モータ制御装置のメーカやユーザは、モータ制御装置が発生する伝導性ノイズ量が大きい場合、１５０ｋＨｚ以上の帯域でのノイズ減衰率が大きいノイズフィルタを選択使用するが、ノイズフィルタのメーカが設計する１５０ｋＨｚ以上の帯域でのノイズ減衰率が大きいノイズフィルタは、その遮断周波数がモータ制御装置のキャリア周波数付近に来ることがある。

そのようなノイズフィルタを大きな伝導性ノイズを発生するモータ制御装置に装備すると、該モータ制御装置では、ノイズフィルタを構成するインダクタとして機能するコモンモードコイルのフェライトコアが磁気飽和してしまい、所望のノイズ減衰効果が得られないことが起こる。

特開平２−３６７６２号公報

この問題に対し従来では、ノイズフィルタのメーカサイドにおいて、コモンモードコイルのコアの磁気飽和を回避する方策が採られていた。具体的には、（１）ノイズフィルタのコモンモードコイルのフェライトコアの巻数を減らし、１つのインダクタのインダクタンスを低減するとともに、インダクタの多段化すなわちフェライトコアを多段化すること、（２）コモンモードコイルのコアの断面積を大きくすること、（３）飽和磁束密度の小さいフェライトコアをアモルファスコアに切り換えること、などノイズフィルタの遮断周波数を変化させる方策が採られていた。

しかし、コモンモードコイルのフェライトコアを多段化したり、フェライトコアの断面積を大きくしたり、高飽和磁束密度の非晶質系材料からなるコアを使用したりすると、インダクタが大型化したり、コアの材料費が高価になったりするので、そのようなノイズフィルタを選択使用するモータ制御装置のメーカやユーザでは、装置の大型化やコストアップなどを招来していたという問題があった。

本発明は、上記に鑑みてなされたものであり、ノイズフィルタのメーカサイドに特別な対策を要求することなく、従前の仕様で製作されたノイズフィルタを内蔵しても、コモンモードコイルのフェライトコアに磁気飽和を起こさせずに使用できるモータ制御装置およびその制御方法を得ることを目的とする。

上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明にかかるモータ制御装置は、ＰＷＭ制御方式インバータにて発生するノイズが交流電源側へ漏洩するのを防止するためのノイズフィルタを内蔵するモータ制御装置において、前記ノイズフィルタの遮断周波数がＰＷＭ信号の発生に用いる三角波キャリア信号の周波数であるキャリア周波数に重なる、もしくは、前記遮断周波数が前記キャリア周波数の近傍にくるとき、前記キャリア周波数を他の周波数へ変更する制御機能を備えたことを特徴とする。

本発明によれば、ノイズフィルタのメーカサイドに特別な対策を要求することなく、従前の仕様で製作されたノイズフィルタを内蔵しても、コモンモードコイルのフェライトコアに磁気飽和を起こさせずに使用できる。したがって、内蔵するノイズフィルタのコストを抑制できるので、装置コストの大幅な低減が可能になるという効果を奏する。

図１は、本発明の一実施の形態によるモータ制御装置の要部構成を示すブロック図である。 図２は、図１に示すノイズフィルタのインピーダンス特性例を示す特性図である。 図３は、本実施の形態による動作を説明するフローチャートである。 図４は、ノイズ電流検出値とモータ制御装置のキャリア周波数との関係を示す特性図であり、（Ａ）はｆｃ＝ｆｒの場合、（Ｂ）はｆｃ≠ｆｒの場合を示す図である。

以下に、本発明にかかるモータ制御装置およびその制御方法の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。

実施の形態
図１は、本発明の一実施の形態によるモータ制御装置の要部構成を示すブロック図である。図１において、本実施の形態によるモータ制御装置１は、モータ２の駆動制御に関わる構成（図１では基本部分の『コンバータ３、コンデンサ４，インバータ５、ゲート信号生成回路６およびＰＷＭ信号生成回路７』を示す）に加えて、ノイズフィルタ８が内蔵されている場合に、電流検出器９と、サンプル・ホールド回路（Ｓ／Ｈ）１０と、キャリア周波数変更要否判断部１１とが追加されている。ノイズフィルタ８は、図１に示すようにコンバータ３の入力端と交流電源１２への電源ケーブル１３の装置側接続端との間に設置されている。

まず、モータ２の駆動制御に関わる構成と動作について簡単に説明する。コンバータ３は、ダイオードブリッジによる全波整流回路である。図１に示す例ではコンバータ３は、ノイズフィルタ８を通して入力される交流電源１２の出力（図示例では３相の交流電圧）を全波整流して所定値の直流電圧を生成する。コンバータ３が出力する直流電圧は、脈流成分がコンデンサ４にて平滑化されて一定電圧となり、インバータ５の母線電圧となる。

インバータ５は、ダイオード５ａが逆並列接続されたパワートランジスタ（図示例ではＩＧＢＴ）５ｂの複数個によるスイッチング回路で構成される。本実施の形態では、そのスイッチング回路は、コンデンサ４の正極端および負極端に接続される正極母線および負極母線間に、ダイオード５ａおよびパワートランジスタ５ｂの２個を直列に接続したアームの３個を並列に配置し、一端が正極母線に接続される３つの上アームの各他端と、一端が負極母線に接続される３つの下アームの各他端との３つの接続端が出力端となり、モータ２が接続される。

ＰＷＭ信号生成回路７は、或る周波数の三角波キャリア信号と、或る傾斜を有して三角波キャリア信号と交差する速度指令電圧信号との比較に基づき、パルス幅が変化するＰＷＭ信号（パルス幅変調信号）を生成する。

ゲート信号生成回路６は、ＰＷＭ信号生成回路７からのＰＷＭ信号に基づき、インバータ５を構成するスイッチング回路の３つの上アームと３つの下アームの各パワートランジスタ５ｂのゲートに印加するゲート信号を個別に生成する。

インバータ５は、スイッチング回路の３つの上アームと３つの下アームの各パワートランジスタ５ｂが、ゲート信号生成回路６からのゲート信号により個別にオン・オフ動作を行うことにより、コンデンサ４が形成する母線電圧をスイッチィングしてモータ２への交流駆動電圧を変成する。

ここで、インバータ５では、各パワートランジスタ５ｂのスイッチング動作により伝導性ノイズが発生する。ノイズフィルタ８は、インバータ５にて発生した伝導性ノイズが電源ラインを介して外部へ伝播し周辺機器に影響を与えるのを防止するために設けてある。このノイズフィルタ８は、構成の図示を省略したが、コモンモードコイルと、ライン間に配置されるＸコンデンサと、ラインアース間に配置されるＹコンデンサとを備えている。

コモンモードコイルは、フェライトコアに銅線を同相巻きにし、それぞれのコイルに流れる電流の磁束を互いに打ち消してフェライトコアの飽和を防ぐことで、大きなインダクタンスが得られるようにしている。Ｘコンデンサは、主にノーマルモードノイズを減衰させることを目的とし、Ｙコンデンサは、主にコモンモードノイズを減衰させることを目的としている。

以下、図１〜図４を参照して、本実施の形態に関わる部分について説明する。なお、図２は、図１に示すノイズフィルタのインピーダンス特性例を示す特性図である。図３は、本実施の形態による動作を説明するフローチャートである。図４は、ノイズ電流検出値とモータ制御装置のキャリア周波数との関係を示す特性図であり、（Ａ）はｆｃ＝ｆｒの場合、（Ｂ）はｆｃ≠ｆｒの場合を示す。

まず、図２では、縦軸はノイズフィルタインピーダンスが対数で表示されており、下方へ行くほどノイズフィルタ８の減衰率が小さいことが示されている。図２において、インピーダンス特性曲線１５の谷部分の最下点に示す周波数ｆｒは、ノイズフィルタ８の遮断周波数（減衰が始まる周波数）である。そして、インピーダンス特性曲線１５の谷部分を高周波数側へ上がっていった所に示す周波数ｆｃは、ＰＷＭ信号生成回路７においてＰＷＭ信号の生成に用いる三角波キャリア信号の周波数（キャリア周波数）である。

一般に、ＰＷＭ信号の生成に用いる三角波キャリア信号の周波数（キャリア周波数）ｆｃは、図２に示すように、ノイズフィルタ８の遮断周波数ｆｒよりも高い周波数域にある。しかし、ノイズフィルタ８のメーカは、遮断周波数ｆｒを余り考慮しないで、国際ＥＭＩ規格が規定する１５０ｋＨｚ付近での減衰値のみに注目して設計している。

そのため、ノイズフィルタ８のメーカが国際ＥＭＩ規格を考慮して設計製造したノイズフィルタ８の遮断周波数ｆｒがモータ制御装置１のキャリア周波数ｆｃの近くになっていることが起こる。そして、そのように遮断周波数ｆｒがモータ制御装置１のキャリア周波数ｆｃの近くになっているノイズフィルタ８がモータ制御装置１に内蔵されてしまうことが起こる。

この場合、インバータ５では伝導性ノイズがキャリア周波数ｆｃ毎に、あるいはその高調波毎に発生するが、キャリア周波数ｆｃが、ノイズフィルタ８の遮断周波数ｆｒと重なると、あるいは重ならなくともノイズフィルタ８の遮断周波数ｆｒの近傍にあると、ノイズフィルタ８に入力されるノイズ電流が共振により増幅されて大きなノイズ電流となる。その結果、ノイズフィルタ８を構成するコモンモードコイルに大きな磁束が発生し、コモンモードコイルのフェライトコアが磁気飽和を起こし、所望のノイズ低減効果が得られないことが起こる。

そこで、本実施の形態では、ノイズフィルタ８のメーカサイドに特別な対策を要求することなく、ノイズフィルタのメーカサイドの仕様で製作されたノイズフィルタ８を内蔵しても、コモンモードコイルのフェライトコアに磁気飽和を起こさせずに使用できて所望のノイズ低減効果が得られるようにするため、電流検出器９と、Ｓ／Ｈ１０と、キャリア周波数変更要否判断部１１とを追加し、例えば図３に示す手順で、当該モータ制御装置１のキャリア周波数ｆｃを変更できるようにした。

すなわち、図３において、ステップＳＴ１では、電流検出器９にて、コンバータ３からノイズフィルタ８に流れ込むノイズ電流が検出される。ステップＳＴ２では、Ｓ／Ｈ１０にて、電流検出器９から入力されるノイズ電流検出値がキャリア周波数ｆｃの間隔でサンプリングされ、そのサンプル値がキャリア周波数変更要否判断部１１へ保持出力される。

ステップＳＴ３では、キャリア周波数変更要否判断部１１にて、まず、Ｓ／Ｈ１０が保持出力する各サンプル値を順に取り込み、今回のサンプル値が前回のサンプル値と等しいか否か、あるいは、今回のサンプル値が前回のサンプル値に近いか否かを判断する。

その結果、今回のサンプル値が前回のサンプル値と等しくない場合、あるいは、今回のサンプル値が前回のサンプル値に近くない場合（ＳＴ３：Ｎｏ）は、本手順を終了する。但し、運転は継続する。この場合は、ノイズフィルタ８の遮断周波数ｆｒがキャリア周波数ｆｃと重ならない、あるいは、ノイズフィルタ８の遮断周波数ｆｒがキャリア周波数ｆｃの近くにないと考えられるので、ノイズフィルタ８に流れ込むノイズ電流は共振増幅されない。よって、例えば、図４（Ｂ）に示すように、ノイズフィルタ８に流れ込むノイズ電流は、ＥＭＩ規格等の範囲内に収まる低振幅であり、ノイズフィルタ８でのノイズ低減効果が得られる。

一方、ステップＳＴ３での判断結果、今回のサンプル値が前回のサンプル値と等しい場合、あるいは、今回のサンプル値が前回のサンプル値に近い場合（ＳＴ３：Ｙｅｓ）は、ノイズフィルタ８の遮断周波数ｆｒがキャリア周波数ｆｃと重なる、あるいは、ノイズフィルタ８の遮断周波数ｆｒがキャリア周波数ｆｃの近くにあると考えられるので、ノイズフィルタ８に流れ込むノイズ電流は共振増幅される。そうすると、例えば図４（Ａ）に示すように、ノイズフィルタ８に流れ込むノイズ電流は、ＥＭＩ規格等の範囲内に収まらない大振幅となる。このとき、ノイズ電流検出値をキャリア周波数ｆｃの間隔でサンプリングすると、各ノイズ電流サンプル値は等値あるいは等値に近い値となる。

よって、次のステップＳＴ４では、キャリア周波数変更要否判断部１１にて、規定回数の各ノイズ電流サンプル値の包絡線が連続して一定値を示すことを確認する。ＳＴ４：Ｎｏ→ＳＴ１→ＳＴ２→ＳＴ３：Ｙｅｓ→ＳＴ４：Ｎｏの繰り返しにより確認できると（ＳＴ４：Ｙｅｓ）、次のステップＳＴ５において、キャリア周波数変更要否判断部１１は、ＰＷＭ信号生成回路７に対して、キャリア周波数ｆｃを変更させる要求を出し本手順を終了する。但し、運転は継続する。

ＰＷＭ信号生成回路７において、キャリア周波数ｆｃが、ノイズフィルタ８の遮断周波数ｆｒが重ならない状況に変更される、あるいは、ノイズフィルタ８の遮断周波数ｆｒの近くにない状況に変更されると、ノイズフィルタ８に流れ込むノイズ電流は共振増幅されない。よって、例えば図４（Ｂ）に示すように、ノイズフィルタ８に流れ込むノイズ電流は、ＥＭＩ規格等の範囲内に収まる低振幅となる。ノイズフィルタ８では、コモンモードコイルはフェライトコアが飽和せず本来の高インダクタンス状態を示すので、ノイズフィルタ８でのノイズ低減効果が得られる。

以上のように、本実施の形態によれば、インバータにて発生しノイズフィルタに流れ込むノイズ電流の量を検出し、その検出値をキャリア周波数の間隔でサンプリングし、各サンプル値の包絡線が一定値とみなせる状況にあるか否かを判断し、各サンプル値の包絡線が一定値とみなせる状況にあるときは、キャリア周波数を、ノイズフィルタ８の遮断周波数ｆｒが重ならない状況、あるいは、ノイズフィルタ８の遮断周波数ｆｒの近くにない状況に変更する。

これによって、モータ制御装置に内蔵したノイズフィルタが、ノイズフィルタのメーカサイドに特別な対策を要求することなく、ノイズフィルタのメーカサイドの仕様で製作されたノイズフィルタであっても、即ち、遮断周波数がモータ制御装置のキャリア周波数と重なる、あるいは、近いノイズフィルタであっても、コモンモードコイルのフェライトコアに磁気飽和を起こさせずに使用して、所望のノイズ低減効果を得ることができる。したがって、内蔵するノイズフィルタのコストを抑制できるので、装置コストの大幅な低減が可能になる。

以上のように、本発明にかかるモータ制御装置およびその制御方法は、ノイズフィルタのメーカサイドに特別な対策を要求することなく、従前の仕様で製作されたノイズフィルタを内蔵しても、コモンモードコイルのフェライトコアに磁気飽和を起こさせずに使用できるモータ制御装置およびその制御方法として有用である。

１ モータ制御装置、２ モータ、３ コンバータ、４ コンデンサ、５ インバータ、５ｂ パワートランジスタ、６ ゲート信号生成回路、７ ＰＷＭ信号生成回路、８ ノイズフィルタ、９ 電流検出器、１０ サンプル・ホールド回路（Ｓ／Ｈ）、１１ キャリア周波数変更要否判断部、１２ 交流電源、１３ 電源ケーブル。

Claims (4)

1. ＰＷＭ制御方式インバータにて発生するノイズが交流電源側へ漏洩するのを防止するためのノイズフィルタを内蔵するモータ制御装置において、
   前記ノイズフィルタに流れるノイズ電流を検出する電流検出器と、
   前記電流検出器が出力するノイズ電流検出値を、ＰＷＭ信号の発生に用いる三角波キャリア信号の周波数であるキャリア周波数の周期でサンプリングするサンプリング手段と、
   前記サンプリング手段が出力する今回および前回の各サンプル値を比較して等値か否かまたは等値に近いか否かを判断する判断手段と、
   前記判断手段の判断結果が、等値または等値に近い、であるとき、前記キャリア周波数を他の周波数へ変更するキャリア周波数変更手段と
   を備えたことを特徴とするモータ制御装置。
2. 前記キャリア周波数変更手段は、
   前記判断手段の判断結果が、複数回連続して等値または等値に近い、であるとき、前記キャリア周波数を他の周波数へ変更する
   ことを特徴とする請求項１に記載のモータ制御装置。
3. ＰＷＭ制御方式インバータにて発生するノイズが交流電源側へ漏洩するのを防止するためのノイズフィルタを内蔵するモータ制御装置において、
   前記ノイズフィルタに流れるノイズ電流を検出する第１の工程と、
   前記第１の工程にて検出されたノイズ電流検出値を、ＰＷＭ信号の発生に用いる三角波キャリア信号の周波数であるキャリア周波数の周期でサンプリングする第２の工程と、
   前記第２の工程にて取得された今回および前回の各サンプル値を比較して等値か否かまたは等値に近いか否かを判断する第３の工程と、
   前記第３の工程での判断結果が、等値または等値に近い、であるとき、前記キャリア周波数を他の周波数へ変更する第４の工程と
   を含むことを特徴とするモータ制御装置の制御方法。
4. 前記第４の工程は、
   前記第３の工程での判断結果が、複数回連続して等値または等値に近い、であるとき、前記キャリア周波数を他の周波数へ変更する工程
   を含むことを特徴とする請求項４に記載のモータ制御装置の制御方法。

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