JP5814841B2 - 電力変換装置 - Google Patents

Description

本発明は、突入防止抑制回路に同一容量のリレーを複数個並列に接続した電力変換装置に関する。

電力変換装置は、産業界をはじめ家電製品にも電動機の速度制御装置として多く採用されている。現在主流の電力変換装置である電圧型インバータは、交流電圧を順変換器で直流に変換し、直流中間回路にある大きな容量の電解コンデンサで平滑化し、逆変換器で再び任意の周波数の交流電圧に変換する。

直流中間回路にある電解コンデンサへの大きな充電電流から順変換器を構成する整流ダイオードを充電電流から保護する目的で突入防止回路が設けられている。この突入防止回路には、電流を抑制する抵抗とその抵抗に並列にリレーが接続されるのが一般的である。

電源の投入時には、電解コンデンサへの充電電流を抵抗で抑制し、電解コンデンサの充電電圧が満充電された時点でリレーをオンさせる。リレーオン後は、電流を抑制する抵抗には電流は流れず全ての電流がリレーに流れることになるため、電流を抑制する抵抗には、リレーがオンするまでの間、抵抗損失が発生することになる。

しかし、電力変換装置の容量が大きくなると、その容量に比例して、リレーに流れる電流も大きくなり、結果的にリレーの体積が増大し、電力変換装置が大型化し、小型化の面で大きな隘路になるという問題があった。

特許文献1には、並列接点異常検出装置として、互いに減極性となるようなソレノイドコイルを並列接続点と直列に接続し、更にそれぞれの接続点間に発生した電圧を検出する接点検出信号を出力する電圧検出器を備え、突入電流制限用リレーを用いて並列接点部の異常検出を行い、システムを安全に停止する事ができることが開示されている。

また、特許文献2には、電力変換装置に入力された3相交流電源の電圧の実効値と、整流回路によって整流された直流電圧を検出し、直流電圧が実効値をもとにして算出した閾値以上となったときに、制御回路により開閉器を閉じることを特徴とする電力変換装置について開示されている。

特許文献3には、突入防止回路の複数の半導体スイッチング素子を並列に接続したことを特徴とするインバータ装置が開示されている。

特開2008-206280号 特開2011-87378号 特開2001-112265号

引用文献１の段落［0004］には、従来技術による電力変換装置の並列接点異常検出装置は、突入電流制限用リレーに内蔵された異常検出接点を用いて行われるため、高価であった。また異常検出接点を持たない突入電流制限用リレー接点の並列使用は、片方の接点が開放故障した場合にもう一方の接点へ電流が集中し焼損してしまうという問題があったことが開示されている。段落［0005］には、このような問題点に鑑みてなされたものとして、異常検出接点を持たない突入電流制限用リレーを用いて安価に並列接点部の異常検出ができ、システムを安全に停止する事ができる電力変換装置を提供することを目的とすることが開示されており、並列接点の異常を検出するもので、リレーのオンタイミングを直流中間回路の電圧検出値の変化率が予め設定された値以下になった時点で行うことについての開示はない。

また、直流回路に流れる大きな電流がソレノイドコイルにも流れるため、体格の大きいコイルが必要となり、インバータ装置の小型化の大きな隘路事項となる。

引用文献２の段落［0023］には、t=t2でVdc＞Vdc*-ΔVになると、指令信号発生器12から開閉器6に対して開閉器をONさせ、その状態を維持する指令信号が出力され、開閉器6がON状態になることが記載されている。

また、段落［0024］には、ΔVの設定値は、電力変換装置内の整流回路2の許容電力や平滑コンデンサ6の容量などをもとにして定めると記載されている。しかし、平滑コンデンサからなる直流中間回路の電圧検出値の変化率が予め設定された値以下になった時点で開閉器をオンする点についての開示はない。

また、電力変換装置に入力された3相交流電源の電圧の実効値を検出するための変圧器が必要となり、やはりインバータ装置の小型化の大きな隘路事項となる。

引用文献３の段落［0006］には、従来技術1のインバータ装置においては、突入防止回路のリレー、電磁接触器などにコイルを使用するため、入力周波数により特性が変化するという問題があり、例えば、インバータの受電電圧に制約が生じていたことが記載されている。

また、段落［0025］には、平滑C電圧が所定の電圧まで上昇する所定時間が経過した後に(t=a)、突入防止回路制御部6を作動させて突入防止用駆動回路30を駆動することにより、サイリスタ4a、4bをオンさせ、サイリスタ電源電圧を立ち上げることが開示されている。

さらに、段落［0028］には、インバータ装置の使用温度の下限値に対するサイリスタ4a、4bのゲートトリガ電流及びゲートトリガ電圧を各々IGT2、VGT2とすると、サイリスタ4a、4bを確実に動作させるための負荷線は、図3中の斜線部内を途切れることなく通ることが
必要である。すなわち、インバータ装置の所定周囲温度範囲内で半導体スイッチング素子4a、4bが点弧するようにすることが必要であり、突入防止回路専用直流電源5の電源電圧をVsとすると、斜線部内を途切れることなく通る負荷線は、負荷線eと負荷線fの範囲内であり、負荷線eよりゲート抵抗13の最小値が求められ、また、負荷線fよりゲート抵抗の最大値が求められることが開示されている。

実際の回路設計においては、電源電圧の変動幅や抵抗値のバラツキなどを考慮して、電源電圧値及びゲート抵抗値を決定することになる。

なお、サイリスタのゲートカソード間に抵抗を接続するような場合には、この抵抗に流れる電流分も見込んで設計することが必要であることが記載されており、動作温度に依存してゲートトリガ電流が大きく変化するサイリスタのゲート制御の難しさが述べられている。つまり、インバータ装置の仕様動作温度の最低値でもサイリスタを正確に動作させるためには、負荷線eより求まられた最小ゲート抵抗値Rmin以下にしなければならない。

ゲート抵抗の発生損失は(Vs*Vs)/Rminに比例して増大するため、許容損失が大きく体格も大きい抵抗体が必要になりインバータ装置の小型化の隘路事項になる。

また、段落［0023］には、突入防止回路用直流電源5は、サイリスタ4a、4bのカソード電位を基準とした直流電源である。この突入防止回路用直流電源5は、インバータ装置内部で使用する他の直流電源と同様にスイッチング電源を用いたり、あるいはバッテリ等の2次電池を用いること等が考えられると記載されているが、突入防止回路用直流電源5として独立した別電源を準備しなければならず、この点もインバータ装置の小型化の隘路事項になる。

さらに、段落［0009］には、大容量のインバータ装置の突入防止回路に半導体スイッチング素子を適用でき、安価で、信頼性の高いインバータ装置及び電動機駆動装置を得ることを目的とすることが明記されてはいるが、寸法的に厳しい小容量の小型インバータ装置を想定していない。

また、特許文献3には、直流中間回路の電圧検出値の変化率が予め設定された値以下になった時点で並列接続されたサイリスタ4a、4bをオンする点についての開示はない。

特許文献1と特許文献2および特許文献3には、突入防止回路を構成する抵抗に同一容量のリレーを複数個並列に接続し、並列に接続された複数個のリレーを直流中間回路の電圧検出値の変化率が予め設定された値以下になった時点でオンする点については一切開示されていない。

特許文献1と特許文献2および特許文献3に記載されたリレーあるいはサイリスタの並列駆動に関しては、いずれも素子をタイミング的に同時にオンさせることはできない。

同時にリレーの励磁回路あるいはサイリスタのゲート回路に電圧を印加したとしても、素子のバラツキで同時にオンさせることはできない。かならずタイムラグが発生する。

この場合、時間的に先にオンした素子に電流が集中し、時間遅れでもう一方の素子がオンした時点で理想的には電流が約半分ずつを分担することになる。この場合においても並列接続された素子の各々のインピーダンスが等しくないとインピーダンスの小さい方の素子に電流が集中することになり、例えばリレーの接点溶着やサイリスタ素子の破壊の虞がある。このため、特許文献1ではソレノイドコイルをリレーの並列接続点と直列に接続し、その減極性を利用して分担電流を略均一化することが可能であるが、巻物であるコイルが必要になる。

また、特許文献2では電力変換装置に入力された3相交流電源の電圧の実効値と、整流回路によって整流された直流電圧を検出し、上記直流電圧が上記実効値をもとにして算出した閾値ΔV以上となったときに、制御回路により開閉器を閉じることが開示されているが、一般的に平滑用電解コンデンサの静電容量値は、部品の記載容量に対し初期容量値のバラツキが±20%仕様であるため、仮に1000μFの容量であったとしても、その静電容量値は800μFから1200μFにバラックことになる。つまり平滑用電解コンデンサの現品に記載されている静電容量値を見ても、実際の静電容量値は不明である。

このため、電力変換装置に搭載した時点で、初期の静電容量値を測定及び記憶しておく必要があるが現実的ではない。さらに、電解コンデンサは有寿命品であるため、新部品に交換時、初期の静電容量値を測定及び記憶しておく必要があるが、この点についても現実的とは言えない。

さらには、平滑用電解コンデンサは、内部で化学反応が起きており、その寿命は一般的に10℃半減則（アレニウスの法則）と言われ、温度が10℃上がると寿命が半分になり、温度が10℃下がると寿命が倍になるという特性を持っている。

一般的に電力変換装置である汎用インバータの場合、平滑用電解コンデンサは寿命部品と定義されており、経年変化による容量低下を正確に予測するのは難しい。

段落［0024］には、ΔVの設定値は、電力変換装置内の整流回路2の許容電力や平滑コンデンサ6の容量などをもとにして定める。その定め方は特に規定しないが、例えば製品設計時に実験的に定めてもよいと記載されているが、電解コンデンサの静電容量値の初期バラツキや経年変化による容量低下までを考慮して閾値電圧ΔVを予め算出することは現実的には難しい。

さらに、特許文献3では平滑C電圧が所定の電圧まで上昇する所定時間が経過した後に(t=a)、突入防止回路制御部6を作動させることが記載されているが、所定時間に関しても、電解コンデンサの静電容量値の初期バラツキや経年変化による容量低下までを考慮して所定時間を予め算出することは現実的には難しい。

また、段落［0025］には、サイリスタ4a、4bをオンさせてから所定時間後に(t=b)、インバータ部8の半導体スイッチング素子を駆動し、モータ周波数を立ち上げると記載されているように、平滑C電圧が確立してからモータを駆動するため、電解コンデンサの静電容量値の初期バラツキや経年変化による容量低下を考慮しての最悪の状態で決定することはできるが、基本的には所定時間(t=b)が最も長い場合で設定する必要があり、電力変換装置に入力された3相交流電源の投入から電力変換装置が起動できるまでの時間が長くなるという問題が発生する。

本発明の目的は、突入防止回路を構成する抵抗に並列に複数個の同一容量のリレーを接続することによって、装置全体として小型化された電力変換装置を提供することにある。

上記課題を解決するため、交流電源の交流電圧を整流して直流電圧に変換する順変換器と、この順変換器の直流電圧を平滑する平滑コンデンサを有する直流中間回路と、前記直流中間回路の平滑コンデンサへの充電電流を抑制する限流回路と、前記直流中間回路の電圧を検出する電圧検出回路と、前記順変換器の直流電圧を交流電圧に変換する逆変換器と、
を備る可変電圧可変周波数の交流電力を出力する電力変換装置であって、前記源流回路の抵抗には複数のリレーが並列に接続されており、前記直流中間回路の電圧検出値の変化率が予め設定された値以下になった時点で前記複数のリレーをオンするという構成をとる。

本発明によれば、直流中間回路の電圧検出値の変化率が予め設定された値以下になった時点で限流回路の抵抗に並列に接続された複数個のリレーをオンすることにより、複数個のリレーに流れる電流を抑制でき、その電流の分担率も略同一化することができるため、装置全体として小型化された電力変換装置を提供することができる。

電力変換装置の主回路構成図である。 電力変換装置の部品配置構成図の一例である。 定格電流8Aのリレーの寸法図である。 定格電流16Aのリレーの寸法図である。 直流中間回路の直流電圧検出回路構成図の一例である。 平滑コンデンサへの充電電圧Vpnの過渡特性図の一例である。 基板上の銅箔パターン図の一例である。 基板上の銅箔パターン図の一例である。 基板上の銅箔パターン図の他の一例である。 基板上の銅箔パターン図の他の一例である。

以下図面を用いて本発明について説明する。なお、各図における共通の構成については同一の参照番号を付してある。また、本発明は図示例に限定されるものではない。

図1は、本実施例に係る電力変換装置12の主回路構成図を示すものである。1は交流電力を直流電力に変換する順変換器、2は平滑用コンデンサ、3は直流電力を任意の周波数の交流電力に変換する逆変換器、4は交流電動機である。6は順変換器1および逆変換器3を備えるパワー半導体モジュール11を冷却するための冷却ファンである。

7は電力変換装置12の各種制御データを設定、変更および異常表示が行えるデジタル操作パネルである。制御回路5に実装されたマイコンであるMCUは、各種の制御データが格納された記憶部の記憶データからの情報に基づいて演算が行われ、デジタル操作パネル７から入力される各種の制御データに応じて必要な制御処理が行えるように構成されている。
なお、このデジタル操作パネル7には異常が発生した場合にその異常が表示される構成になっている。

5は、逆変換器のパワー半導体であるスイッチング素子を制御すると共に、電力変換装置12全体の制御を司る働きをするもので、マイコンMCUが搭載された制御回路であり、デジタル操作パネル7から入力される各種の制御データに応じて必要な制御処理が行なえるように構成されている。8は逆変換器のスイッチング素子を駆動するドライバー回路である。

9は、突入防止回路であり、平滑用コンデンサ2への初期充電電流を抑制するための抵抗RBと該抵抗に並列に接続されたリレーRY1とRY2で構成されている。

リレーRY1とRY2をオンする信号がRYSである。並列されたリレーが2個の場合について記載したものであるが、並列されたリレーの個数を限定するものではない。電力変換装置12であるインバータは公知の技術であるため、詳細な説明は割愛する。

図2は、主回路部品配置図の一例である。リード端子構成の同一容量のリレーRY1とRY2がドライブ回路を搭載した基板8にはんだ接続された状態で搭載されている。

順変換器1と逆変換器3が一個のモジュール内に搭載された集合パワー半導体である複合モジュール11を冷却フィン13に搭載し、冷却フィンを冷却するための冷却ファン6（図中の点線部分）が冷却フィンの上面に取り付けられた構造である。集合パワー半導体として構成された複合モジュール11は、大きな損失を発生するため、この損失による発熱を冷却フィン13に熱伝導させ、冷却ファン6により冷却フィン13を冷却する構成となっている。そして、冷却フィン１３には、ドライブ回路８及びパワー半導体１１を覆うように、制御回路５が搭載された樹脂モジュールケース１４が取り付けられている。

図3は、リレーの寸法図の一例である。(a)は、定格電流8Aのリレーの寸法図であり、(b)は定格電流16Aのリレーの寸法図である。(a)のリレーの体積は10*20*15.6であり、(b)のリレーの体積は15.7*30.1*23.3である。図2は(a)のリレーを2個搭載した場合の図であるが、(b)のリレーを1個搭載した場合とでインバータ装置内部の占有体積比を比較すると
2*(10*20*15.6)/(15.7*30.1*23.3)*100≒57%
であり、小さい定格電流のリレーを2個並列に接続する方が占有体積比が小さくなり、寸法的に厳しい小容量の小型インバータ装置に適した構成であると言える。

図4は、直流中間回路の直流電圧検出回路構成図の一例である。

直流中間回路の直流電圧Vpnを抵抗R1とR2で分圧し、分圧電圧を絶縁リニアアンプAMPで絶縁し、絶縁された電圧をマイコンのA/D変換器に取込み、直流電圧の変化率を演算する。

直流電圧の変化率ΔVpnは下式により演算できる。

ΔVpn=[Vpn{t(n+1)}-Vpn{t(n)}]-------------式(1)
ここで、
Vpn{t(n+1)}：時間t(n+1)経過後の検出直流電圧
Vpn(tn)：時間(tn)経過後の検出直流電圧
ΔVpn: 時間(tn)から時間t(n+1)経過までの直流電圧の変化率
時間tnから時間t(n+1)までの各時間における直流電圧の変化率を演算し、この変化率が予め設定された値以下になった時点で、リレーの励磁駆動回路15が動作し、RYS出力信号により、リレーRY1とRY2の図示していない励磁回路に電流を流しリレーRY1とRY2をオンさせる構成にしてある。

図1における直流中間回路である平滑コンデンサ2への充電電圧Vpnは、電力変換装置への入力電源電圧の実効値をVとすると下式で表されることは周知である。

Vpn=√2*V*[1-exp{-t/(C*R)}]-------------------------------------式(2)
ここで、tは時間、Cは平滑コンデンサ2の容量値、Rは限流抵抗RBの抵抗値である。

式(2)から、充電電圧Vpnは、入力電源電圧Vrsの実効値をVと平滑コンデンサ2の容量値Cと限流抵抗RBの抵抗値Rにより一義的に定まり、その過渡特性の充電時定数τ=C*Rも一義的に定まる。このことは、特許文献2で開示されている様な入力電源電圧の実効値Vを検出する必要もなく、入力電源電圧の実効値Vの変化や平滑コンデンサ2の経時変化による容量低下も全て含んだ形で式(2)として表される。

このため、式(2)で表される平滑コンデンサ2への充電電圧Vpnの変化率ΔVpnを演算検出し、この変化率が予め設定された値以下になった時点で、リレーの励磁駆動回路15を動作させれば、複数個のリレーに流れる電流を抑制し、リレーオン時の平滑コンデンサ2への充電過電流によるリレーの接点部の溶着を未然に防止することができる。

図5は、平滑コンデンサ2への充電電圧Vpnの過渡特性図の一例である。時刻toで電力変換装置に入力された3相交流電源が投入され、平滑コンデンサ2の充電電圧は式(2)に沿って上昇して行く。この際に重要なことは、平滑コンデンサ2の容量値Cと限流抵抗RBの抵抗値Rにより一義的に定まり、その過渡特性の充電時定数τ=C*Rも一義的に定まる点にあり、このことは、発明が解決しようとする課題で述べた問題点である、電解コンデンサの静電容量値の初期バラツキや経年変化による容量低下までが式(2)内に考慮された挙動を示すことである。

式(2)に従った電解コンデンサの充電電圧を検出すれば、電解コンデンサの静電容量値の初期バラツキや経年変化による容量低下まで含んだ情報として検出することができる。

すなわち、電解コンデンサの静電容量値の初期バラツキや経年変化による容量低下がいくらあろうとも、特許文献2の段落［0024］に開示されているΔVの設定値は、電力変換装置内の整流回路2の許容電力や平滑コンデンサ6の容量などをもとにして定め、例えば製品設計時に実験的に定めてもよいと記載されているが、電解コンデンサの両端電圧である直流中間回路の電圧検出値の変化率を検出すれば、電解コンデンサの静電容量値の初期バラツキや経年変化による容量低下を全て考慮でき、製品設計時に実験的に定める必要がないことを意味する。

予め定められた検出時間Δt毎に直流中間回路の電圧を検出し、時刻tnと時刻t(n+1)における直流中間回路の変化率ΔVpnを演算し、この変化率が予め設定された値ΔVd以下になった時点t(n+1)で、リレーの励磁駆動回路15が動作し、RYS出力信号により、リレーRY1とRY2の図示していない励磁回路に電流を流しリレーRY1とRY2をオンさせる構成である。

図6は、基板上の銅箔パターン図の一例である。

(a)と(b)は、ドライブ回路8を構成する各部品のうちリレーが搭載された箇所を拡大したものであり、黒塗りされた太線は、基板上に配線された銅箔パターンで、この銅箔パターンに電流が流れる。

リレーRY1とRY2のリード端子が基板上に設けられたスルーホールを貫通し、はんだ接続されている一例である。ここで、(a)は、並列接続されたリレーRY1とRY2に流れる電流の分担がアンバランスとなる銅箔パターンの例である。

リレーRY1とRY2に流入する電流Iは、流入点から流出点までのインピーダンス、すな
わち銅箔パターンの配線長に反比例する。銅箔パターンの断面積が同一であれば、配線長が長い程インピーダンスは高くなり電流は小さく、配線長が短い程インピーダンスは小さくなり電流は大きくなる。(a)の銅箔パターン例の場合、銅箔パターンが短いリレーRY1に電流が沢山流れ(0.7I：70%)、銅箔パターンが長いリレーRY2には少ない電流(0.3I：30%)が流れることになり、リレーRY1とRY2に流れる電流の分担がアンバランスになることになる。この場合には、流入する電流がリレーRY1に集中し、定格電流仕様をオーバーする結果となり、リレーRY1の接点溶着など破壊の要因となる。

上記不具合の発生をなくし、並列接続されたリレーRY1とRY2に流れる電流の分担がバ
ランスする(0.5I：50%)銅箔パターンの例が(b)である。

電流の流入点および流出点からリレーRY1とRY2の各リード電極端子への電流流入側の
銅箔パターンと電流流出側の銅箔パターンによる合計インピーダンスが各リレーRY1とRY2とで略同一となるような銅箔パターンとリレーのリード端子配置を考慮して実装すれば、並列接続されたリレーRY1とRY2に流れる電流の分担を均一化することができる。

すなわち、並列接続されたリレーRY1とRY2の定格を十分に活用できることになる。本実施例は、並列されたリレーが2個の場合について記載したものであるが、並列されたリレーの個数を限定するものではない。

図7は、基板上の銅箔パターン図の他の一例である。

(a)と(b)は、ドライブ回路8を構成する各部品のうちリレーが搭載された箇所を拡大したものであり、黒塗りされた太線は、基板上に配線された銅箔パターンで、この銅箔パターンに電流が流れる。

(a)と(b)は、並列接続されたリレーRY1とRY2に流れる電流の分担がバランスする銅箔パターンの例である。

(a)は、並列接続されたRY1とRY2への電流流入側の配線の分岐点からRY2への電流流出接続点までのパターン配線長と、RY1の電流流入側の配線の分岐点からRY1への電流流接続点までのパターン配線長が略同一となるような銅箔パターンの場合であり、(b)は、並列接続されたRY1とRY2への電流流入側の配線の分岐点からRY2への電流流出接続点までのパターンの配線長と断面積の比と、RY1の電流流入側の配線の分岐点からRY1への電流流接続点までのパターンの配線長と断面積の比が略同一となるような銅箔パターンにした場合の例である。

銅箔パターンのインピーダンスZは、Z=ρ*L/Sで決まり、ρは抵抗率である。この抵抗率ρは、材質で一義的に決まる定数であり、例えば、銅の場合：1.72×10＾-6 ohm・cm、銀の場合：1.62×10＾-6 ohm・cmである。このため、材質が決まれば、配線パターンのインピーダンスZは、その配線長Lとその断面積S(パターン幅とパターン厚みの積)の比、すなわちZ∝L/Sで決定されることになる。すなわち、断面積Sを2倍にすれば、配線長を2倍長くしてもインピーダンスZは同一になる。

このため、銅箔パターンの断面積Sが同じ場合には、銅箔パターンの配線長Lが略同一となるように設計すれば、銅箔パターンのインピーダンスZが等しくすることができ、この場合の実施例が(a)である。また、銅箔パターンの断面積Sが異なる場合は、銅箔パターンの配線長Lとその断面積Sの比が略同一となるように設計すれば、銅箔パターンのインピーダンスZが等しくすることができ、この場合の実施例が(b)である。
この場合においても、並列接続されたリレーRY1とRY2に流れる電流の分担を均一化することができる。

もちろん、基板上の銅箔パターンは基板の表面と裏面双方に設けることも可能であり、この場合には表面に設けたパターンの配線長と断面積の比と裏面に設けたパターンの配線長と断面積の比の並列と考えればよいし、基板の内層にもパターンを設けた場合についても同様である。(a)と(b)は一実施例であり、基板上の銅箔パターンを限定するものではない。

すなわち、並列接続されたリレーRY1とRY2の定格を十分に活用できることになる。

本実施例は、並列されたリレーが2個の場合について記載したものであるが、並列されたリレーの個数を限定するものではない。

1… 順変換器、2… 平滑用電解コンデンサ、3… 逆変換器、4… 交流電動機、5… 制御回路、6… 冷却ファン、7… デジタル操作パネル、8… ドライブ回路、9…突入防止回路、10… コネクタ、11… パワー半導体、12… 電力変換装置、13… 冷却フィン、14… 樹脂モールドケース、15… リレーの励磁駆動回路、RB… 限流抵抗、RY1,RY2,RY3… リレー、MCU… マイコン、Vpn…平滑コンデンサを有する直流中間回路検出電圧、RYS… リレー接点オン信号、AMP… 絶縁リニアアンプ、AD… A/D変換器、*：乗算因子、√… 平方根、ΔVd…予め設定された変化率値、L… 銅箔パターンの配線長、S… 銅箔パターンの断面積

Claims (4)

1. 交流電源の交流電圧を整流して直流電圧に変換する順変換器と、
   この順変換器の直流電圧を平滑する平滑コンデンサを有する直流中間回路と、
   前記直流中間回路の平滑コンデンサへの充電電流を抑制する限流回路と、
   前記直流中間回路の電圧を検出する電圧検出回路と、
   前記順変換器の直流電圧を交流電圧に変換する逆変換器と、
   を備る可変電圧可変周波数の交流電力を出力する電力変換装置であって、
   前記限流回路の抵抗には第一のリレーから第ｎのリレーである複数のリレーが並列に接続されており、
   並列接続された前記第一のリレーから前記第ｎのリレーまでのそれぞれのリレーへの電流流入側の配線の分岐点から前記第ｎのリレーまでのそれぞれのリレーへの電流流出接続点までのパターンの配線長と断面積の比と、前記第一のリレーの電流流入側の配線の分岐点から前記第一のリレーの電流流接続点までのパターンの配線長と断面積の比が略同一となるような配線パターンとすることを特徴とする電力変換装置。
2. 請求項１に記載の電力変換装置において、
   前記並列に接続されたリレーは同一定格容量のリレーで構成されたことを特徴とする電力変換装置。
3. 請求項１に記載の電力変換装置において、
   前記複数の並列接続されたリレーの電極端子は、各リレーの電極端子への電流流入側の銅箔パターンと電流流出側の銅箔パターンによる合計インピーダンスがリレー毎に略同一となるような銅箔配線パターンにしたことを特徴とする電力変換装置。
4. 請求項１に記載の電力変換装置において、
   並列接続された前記第一のリレーから前記第ｎのリレーまでのそれぞれのリレーへの電流流入側の配線の分岐点から前記第ｎのリレーまでのそれぞれのリレーへの電流流出接続点までのパターン配線長と、前記第一のリレーの電流流入側の配線の分岐点から前記第一のリレーへの電流流接続点までのパターン配線長が略同一となるような配線パターンにしたことを特徴とする電力変換装置。

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