JP5801956B2 - 伝播速度測定装置、伝播速度測定プログラム、及び伝播速度測定方法 - Google Patents

Description

本発明は、主として、超音波を利用して被測定体中の音速を測定する音速測定装置の構成に関する。

被測定体に超音波信号を送信するとともに、当該被測定体から返ってくる超音波信号を受信し、当該受信した超音波信号に基づいて被測定体内の音速を導出する音速測定装置が知られている。この種の音速測定装置は、例えば特許文献１に記載されている。

特許文献１に記載の音速測定装置は、複数の受波部を備えている。特許文献１は、被測定体内の音速を仮定し、各受波部への超音波が到達するまでの伝播時間を音速の仮定値に基づいて算出するとともに、各受波部が受信した受信信号を、前記伝播時間に対応する時間だけズラして、当該ズラした信号同士を積算した積算波形を求める構成を開示している。特許文献１は、音速の仮定値が正しかった場合には、ズラした信号同士のピークが強め合うため、積算波形を調べることにより音速の仮定値が正しいか否かを判断できるとしている。また、特許文献１は、各受波部が受信した受信信号のピークを厳密に検出する必要がないので、ノイズの影響を受けにくいとしている。

特開２０１０−２４６６９２号公報

しかしながら、本願発明者らが上記特許文献１の構成を詳細に検討したところ、以下のような課題があることを見いだした。

即ち、上記特許文献１の構成は、各受波部が受信した受信信号を、時間軸方向でシフトして積算する処理を行うものである。しかし、前記受信信号はデジタルの離散的データであるため、サンプリング周期よりも細かい間隔で時間軸方向に波形をシフトするためには、データ間を補間する処理を行う必要がある。時間領域におけるフーリエ補間法などの厳密な理論に基づくデータの補間を行った場合、処理時間がかかる。処理時間の短縮を優先して一次関数近似などの簡単な補間法を利用することも考えられるが、この場合は導出される音速の精度が低下する可能性がある。

また、上記特許文献１の構成は、受信信号同士を積算して積算波形を求める構成であるから、受信信号のデータ数が多くなると積算処理に必要な計算量が増大し、計算に時間が掛かるという問題がある。計算に時間がかかると、スムーズな音速測定ができなくなるため、当該音速測定装置のオペレータにとって心理的なストレスとなる。また、リアルタイム性に欠けるため、最適な測定部位を見つけることが困難であり、正確な音速測定ができなくなる可能性がある。

本発明は以上の事情に鑑みてされたものであり、その主要な目的は、計算量を抑えつつ信頼性を向上させた音速測定装置を提供することにある。

課題を解決するための手段及び効果

本発明の解決しようとする課題は以上の如くであり、次にこの課題を解決するための手段とその効果を説明する。

本発明の第１の観点によれば、以下の構成の伝播速度測定装置が提供される。即ち、この伝播速度測定装置は、送波部と、複数の受信部と、伝播経路設定部と、伝播時間算出部と、フーリエ変換部と、位相シフト部と、伝播速度導出部と、を備える。前記送波部は、被測定体に向けて信号を送信する。前記受信部は、前記被測定体からの信号を受信し、当該受信した信号に応じた受信信号を出力する。前記伝播経路設定部は、前記被測定体内での前記信号の伝播速度を設定して、前記送波部から送信された超音波が各受信部で受信されるまでの伝播経路を算出する。前記伝播時間算出部は、前記伝播経路に基づいて、前記送波部から送信された信号が各受信部で受信されるまでに掛かる伝播時間を算出する。前記フーリエ変換部は、各受信部が出力した前記受信信号をフーリエ変換してフーリエ変換データを生成する。前記位相シフト部は、各受信部についてのフーリエ変換データの位相を、前記伝播時間に応じて周波数領域でシフトさせる。前記伝播速度導出部は、前記位相シフト部がシフトさせたフーリエ変換データに基づいて、前記設定された伝播速度の妥当性を判断する。

受信した信号をフーリエ変換することで、信号の位相をシフトさせる処理を周波数領域で行うことができる。周波数領域では、信号の位相をシフトさせる処理は簡単な演算で実現可能であり、誤差の発生も殆ど無い。従って、上記の構成によれば、伝播速度の導出を精度良く行うことができる。

上記の伝播速度測定装置は、以下のように構成されることが好ましい。即ち、この伝播速度測定装置は、前記位相シフト部が位相をシフトさせた各受信部のフーリエ変換データを周波数領域で積算して、積算フーリエ変換データを算出する積算処理部を備える。前記伝播速度導出部は、前記積算フーリエ変換データの信号強度に基づいて、前記設定された伝播速度の妥当性を判断する。

このように、積算フーリエ変換データの信号強度を見ることにより、設定された伝播速度の妥当性を判断できる。また、設定された伝播速度の妥当性を周波数領域で判断することで、逆フーリエ変換を行って時間領域に戻る必要がなく、計算負荷も少ない。

上記の伝播速度測定装置は、以下のように構成されることが好ましい。即ち、この伝播速度測定装置は、ＩＱ変調部と、ローパスフィルタ部を備える。前記ＩＱ変調部は、前記受信部が受信した信号をＩＱ変調することによりＩ信号とＱ信号を生成する。前記ローパスフィルタ部は、前記Ｉ信号と前記Ｑ信号の高周波側の信号をカットする。前記フーリエ変換部は、前記Ｉ信号及び前記Ｑ信号をフーリエ変換する。そして前記位相シフト部は、フーリエ変換された前記Ｉ信号及びＱ信号の位相をシフトさせる。

このようにＩＱ変調を行うことにより、元の信号のスペクトルを低周波側に移動させることができるので、ローパスフィルタによって高周波をカットして必要な信号のみを残すことができる。そして、Ｉ信号とＱ信号をフーリエ変換することにより、周波数領域で処理を行うことができる。

上記の伝播速度測定装置は、前記Ｉ信号及び前記Ｑ信号のデシメーションを行うデシメーション処理部を備えることが好ましい。

即ち、Ｉ信号及びＱ信号は、ローパスフィルタによって高周波がカットされているので、サンプリング周波数を落とすことが可能になる。そこで、デシメーションを行って、データ量の少ない軽い信号を生成することができる。これにより、位相シフト部による位相をシフトさせる処理と、積算処理部による積算処理を、軽い信号に対して行うことができるので、演算負荷を大幅に低減することができる。

上記の伝播速度測定装置において、前記積算処理部は、前記位相をシフトされたフーリエ変換済みの各受信部のＩ信号、及び前記位相をシフトされたフーリエ変換済みの各受信部のＱ信号を、周波数領域で積算することが好ましい。

このように、周波数領域においてＩＱ形式の表現のままで波形を積算することにより、元の信号に戻すことなく伝播速度を求めることができる。これにより、サンプリング周波数を落とした状態のまま演算を行うことができ、計算負荷を小さくすることができる。

上記の伝播速度測定装置において、前記積算処理部は、前記位相をシフトされたフーリエ変換済みの各受信部のＩ信号、及び前記位相をシフトされたフーリエ変換済みの各受信部のＱ信号に対して、それぞれの受信部に応じて振幅を補正する補正係数を乗じたうえで、積算することが好ましい。

このように、フーリエ変換済みのＩ信号及びＱ信号を、受信部に応じて補正したうえで積算することにより、積算信号の信号強度を正確に評価することができる。

本発明の第２の観点によれば、以下の構成の伝播速度測定プログラムが提供される。即ち、この伝播速度測定プログラムは、受信信号取得機能と、伝播経路設定機能と、伝播時間算出機能と、フーリエ変換機能と、位相シフト機能と、伝播速度導出機能と、をコンピュータに実現させる。前記受信信号取得機能では、送波部から被測定体に向けて送信されて当該被測定体から返ってきた信号を受信し、当該受信した信号に応じた受信信号を出力する複数の受信部からの前記受信信号を取得する。前記伝播経路設定機能では、前記被測定体内での前記信号の伝播速度を設定して、前記送波部から送信された信号が各受信部で受信されるまでの伝播経路を算出する。前記伝播時間算出機能では、前記伝播経路に基づいて、前記送波部から送信された超音波が各受信部で受信されるまでに掛かる伝播時間を算出する。前記フーリエ変換機能では、各受信部が出力した前記受信信号をフーリエ変換してフーリエ変換データを生成する。前記位相シフト機能は、各受信部についてのフーリエ変換データの位相を、前記伝播時間に応じて周波数領域でシフトさせる。前記伝播速度導出機能では、前記位相シフト機能でシフトさせたフーリエ変換データに基づいて、前記設定された伝播速度の妥当性を判断する。

本発明の第３の観点によれば、以下の伝播速度測定方法が提供される。即ち、この伝播速度測定方法は、受信信号取得工程と、伝播経路設定工程と、伝播時間算出工程と、フーリエ変換工程と、位相シフト工程と、伝播速度導出工程能と、を含む。前記受信信号取得工程では、送波部から被測定体に向けて送信されて当該被測定体から返ってきた信号を受信し、当該受信した信号に応じた受信信号を出力する複数の受信部からの受信信号を取得する。前記伝播経路設定工程では、前記被測定体内での前記信号の伝播速度を設定して、前記送波部から送信された超音波が各受信部で受信されるまでの伝播経路を算出する。前記伝播時間算出工程では、前記伝播経路に基づいて、前記送波部から送信された超音波が各受信部で受信されるまでに掛かる伝播時間を算出する。前記フーリエ変換工程では、各受信部が出力した前記受信信号をフーリエ変換してフーリエ変換データを生成する。前記位相シフト工程は、各受信部についてのフーリエ変換データの位相を、前記伝播時間に応じて周波数領域でシフトさせる。前記伝播速度導出工程では、前記位相シフト工程でシフトさせたフーリエ変換データに基づいて、前記設定された伝播速度の妥当性を判断する。

本発明の一実施形態に係る超音波診断装置のブロック図。 （ａ）骨に対して平面波を送信する様子を示す模式図。（ｂ）骨の表面で反射波が生じた様子を示す模式図。 骨表面の形状を検出する処理を説明する図。 （ａ）骨に対して超音波ビームを送信する様子を説明する模式図。（ｂ）各振動子に表面屈折波が受信される様子を示す模式図。 本実施形態に係る音速測定方法のフローチャート。

次に、発明の実施の形態を図面を参照して説明する。図１は、本発明の一実施形態に係る伝播速度測定装置としての超音波診断装置１のブロック図である。

本実施形態の超音波診断装置１は、人体を診断対象としており、特に骨を被測定体としている。本実施形態の超音波診断装置１は、骨から返ってきた超音波信号に基づいて、骨内での音速（超音波信号の伝播速度）を測定する音速測定装置としての機能を有している。骨内での音速を測定することにより、当該骨の強度（骨の健全性の指標）を導出することができる。

図１に示すように、超音波診断装置１は、超音波送受波器２と、装置本体３とから構成されている。

超音波送受波器２は、超音波の送波及び受波を行うものである。この超音波送受波器２は、測定部位の軟組織１１の表面（皮膚）に当接する当接面２ａと、振動子アレイ２２を備えている。振動子アレイ２２は、当接面２ａに沿って、等間隔で１列に並んで配列された複数の振動子２４からなっている。以下の説明において、振動子アレイ２２において振動子２４が並んでいる方向を、Ｘ軸方向と呼ぶ。

本実施形態で使用される振動子２４としては、電気信号を与えられるとその表面が振動して超音波を発生させるとともに、その表面に超音波信号を受波すると、当該超音波信号に応じた電気信号（受信信号）を出力するものが採用されている。即ち、各振動子２４は、送波部と受信部を兼ねているといえる。なお、複数の振動子２４を区別する必要がある場合には、振動子が並んでいる順に添字を付けて、振動子２４₁、振動子２４₂、・・・振動子２４_n、・・・振動子２４_Nのように表記することがある。

装置本体３は、ケーブルによって超音波送受波器２と接続されており、当該超音波送受波器２との間で信号の送受信ができるように構成されている。この装置本体３は、送信回路３１と、複数の受信回路３３と、送受信分離部３４と、演算部３５と、表示部３２と、を備えている。

送信回路３１は、振動子アレイ２２の各振動子２４を振動させて超音波を発生させるための電気パルス信号を生成するとともに、この電気パルス信号を各振動子２４に印加することができるように構成されている。電気パルス信号の中心周波数は、例えば１〜１０ＭＨｚ程度である。なお、電気パルス信号の代わりに、例えばチャープ信号を用いても良い。

電気パルスが印加された振動子２４は、当該電気パルス信号に応じて振動する。これにより、振動子２４において超音波を発生させることができる。送信回路３１は、振動子アレイ２２の複数の振動子２４それぞれに対して任意のタイミングの電気パルス信号を印加することができるように構成されている。これにより、複数の振動子２４から、一斉に、あるいは個別のタイミングで超音波を送波するように制御できる。

複数の受信回路３３は、振動子アレイ２２を構成する複数の振動子２４にそれぞれ接続されている。各受信回路３３は、振動子２４が超音波を受波することにより出力する電気信号（受信信号）を受信し、当該電気信号に対して、増幅処理や、フィルタ処理、デジタル変換処理などを施したデジタルの受信信号を生成して演算部３５に送信するように構成されている。なお、振動子２４から直接出力される信号はアナログの波形信号であり、演算部３５に送信される信号は信号処理されたデジタルの波形信号であるが、以下の説明では、特に断わらない限り、デジタルの波形とアナログの波形を区別せずに単に受信信号と呼ぶ。

送受信分離部３４は、振動子アレイ２２と、前記送信回路３１及び前記受信回路３３と、の間に接続されている。この送受信分離部３４は、送信回路３１から振動子アレイ２２に送られる電気信号（電気パルス信号）が受信回路３３に直接流れるのを防止するとともに、振動子アレイ２２から受信回路３３に送られる電気信号が送信回路３１側に流れるのを防止するためのものである。

演算部３５は、ＣＰＵ、ＲＡＭ、ＲＯＭなどのハードウェアを備えたコンピュータとして構成されている。また、前記ＲＯＭには、本発明の一実施形態に係る音速測定プログラム（伝播速度測定プログラム）などのソフトウェアが記憶されている。この音速測定プログラムを前記ハードウェアで実行することにより、演算部３５において骨音速を算出するように構成されている。

続いて、本実施形態の超音波診断装置１の動作について説明する。

この超音波診断装置１によって診断を行う際、オペレータは、診断対象である人体表面（皮膚）に、超音波送受波器２の当接面２ａを当接させた状態で、所定の測定開始操作を行う。当該測定開始操作が行われると、送信回路３１は、振動子アレイ２２の各振動子２４に対して同じタイミングで電気パルス信号を印加することにより、振動子２４が並ぶ方向（Ｘ軸方向）とは直交する方向に進行する平面波を、振動子アレイ２２から体内に向けて送信する（図２（ａ））。振動子アレイ２２から平面波が送信される方向を、Ｙ軸方向とする。

振動子アレイ２２から送信された平面波は、軟組織１１中を進行し、骨１０の表面で反射して反射波を発生させる（図２（ｂ））。この反射波は、振動子アレイ２２が備える複数の振動子２４のうち、少なくとも一部の振動子２４に受信される。各振動子２４で受信された受信信号は、受信回路３３でフィルタリング、サンプリング等適宜の処理を施されて、デジタルの波形データに変換される。受信回路３３で生成された各振動子２４のデジタルの受信信号は、演算部３５に出力される。本実施形態の音速測定プログラムは、上記のように受信回路３３から出力されたデジタルの受信信号を取得する受信信号取得機能を、演算部３５に実現させるように構成されている。これにより、演算部３５において、各振動子２４が受信した受信信号の波形を処理可能になる。

本実施形態の音速測定プログラムは、各振動子２４が受信した受信信号に基づいて骨１０の表面形状を検出する形状検出機能を、演算部３５に実現させるように構成されている。従って、演算部３５は形状検出部４０であるとも言える。

まず、形状検出部４０は、複数の振動子２４のうち、隣接する２つの振動子を振動子ペア２５として特定する。ここで、図３に示すように、振動子２４_nと振動子２４_n+1からなる振動子ペア２５に対して、Ｙ軸に対してθ_aだけ角度を有する方向から反射波が到来したとする。２つの振動子２４_n，２４_n+1の間隔（Ｘ軸方向での距離）をＷとすると、図３（ｂ）から明らかなように、振動子ペア２５の一方の振動子２４_nに到来する反射波は、他方の振動子２４_n+1よりもＷsinθ_aだけ長い距離を伝播して受信されることになる。このため、２つの振動子には、
Δｔ＝Wsinθ_a／ＳＯＳ_soft
だけ時間差をもって反射波が受信される。なお、ＳＯＳ_softは軟組織１１中の音速である。

形状検出部４０は、振動子ペア２５の２つの振動子２４_n，２４_n+1が反射波を受信した時間差Δｔに基づいて、当該振動子ペア２５に対する反射波の到来角度θ_aを求める。即ち、到来角度θ_aは、
θ_a＝arc?sin（ＳＯＳ_softΔｔ／Ｗ）
によって求めることができる。なお、本実施形態では、軟組織１１中の音速ＳＯＳ_softには経験値を用いている。ただしこれに限らず、軟組織１１中の音速の実測値を用いても良い。

形状検出部４０は、振動子ペア２５が受信した反射波の到来角度θ_aと、平面波が送信されてから振動子ペア２５に反射波が到達するまでに要した到達時間Ｔ_aに基づいて、各振動子ペア２５に到達した反射波の反射点Ｒ_aを検出する。なお、到達時間Ｔ_aは、振動子アレイ２２によって平面波が送波されてから、振動子ペア２５を構成する２つの振動子２４_n，２４_n+1それぞれに反射波が到達するまでの時間の平均値とすれば良い。振動子ペア２５から反射点Ｒ_aまでのＸ軸方向の距離をＬ_x、Ｙ軸方向の距離をＬ_Yとおく。図３（ａ）から明らかなように、反射波の伝播距離Ｌは、
Ｌ＝Ｌ_Y＋Ｌ_Y／cosθ_a
となる。一方、到達時間Ｔ_aと軟組織１１中の音速ＳＯＳ_softを用いると、
Ｌ＝ＳＯＳ_soft×Ｔ_a
であるから、反射点Ｒａの位置は、
Ｌ_Y＝ＳＯＳ_soft×Ｔ_a×cosθ_a／（１＋cosθ_a）
Ｌ_X＝Ｌ_Y×tanθ_a＝ＳＯＳ_soft×Ｔ_a×sinθ_a／（１＋cosθ_a）
で求めることができる。以上のようにして、形状検出部４０は、平面波の到来角度θ_aと到達時間Ｔ_aに基づいて、反射点Ｒ_aの位置を算出することができる。

形状検出部４０は、振動子アレイ２２を構成する全ての振動子２４について、振動子ペアを構成し、各振動子ペアについて同様に反射点Ｒ_aを求める。そして形状検出部４０は、上記のようにして求めた反射点を直線又は曲線で結ぶことにより、骨表面ラインを検出する。反射点は骨１０表面上の点であるから、骨表面ラインは骨１０の表面形状を表す。以上のようにして、形状検出部４０によって骨１０の表面形状（骨表面ライン）を得ることができる。

本実施形態の超音波診断装置１は、形状検出部４０が求めた骨表面ラインに基づいて、骨音速を導出するように構成されている。

なお、骨表面ラインに基づいて骨音速を導出する手法の基本的な着想は、特許文献１に記載されている。そこで、本願発明の理解を助けるため、まずは特許文献１の基本的な着想について、本実施形態の超音波診断装置１の構成を利用しながら説明する。

上記で説明した形状検出部４０による骨１０の形状検出が終了すると、送信回路３１は、骨１０に対して、斜め方向の超音波ビームを送信する。例えば図４（ａ）に示すように、隣接する２つの振動子（図４の場合は振動子２４₁、２４₂）からタイミングをズラして超音波を送信することにより、Ｙ軸方向に対して斜めとなる方向に超音波ビームを送信する。この場合、振動子２４₁、２４₂は、送信部を兼ねていると言うことができる。

骨１０の表面に対して斜めに当たった超音波ビームは、当該骨１０の表面で屈折して、骨１０の中に入射する。骨１０の中に入射した超音波は、骨１０の中を、軟組織１１中とは異なる音速で進行する。ここで、骨１０の中の音速を、骨音速ＳＯＳ_boneとする。図４（ｂ）に示すように、骨１０の表面が湾曲している場合、当該骨１０の表面近傍を進行した超音波は、再び骨１０の表面で屈折して、軟組織１１中に出射される。このように、骨１０の中を進行して再び軟組織１１中に出射する超音波を、表面屈折波と称する。表面屈折波は、振動子アレイ２２を構成する振動子２４の少なくとも一部に受信される。ここで、各振動子２４₁，２４₂…が受信した受信信号を、それそれｓ₁（ｔ），ｓ₂（ｔ）…とする。各振動子２４の受信信号ｓ₁（ｔ），ｓ₂（ｔ）…は、受信回路３３においてサンプリングされ、デジタルの波形信号に変換される。

本実施形態の音速測定プログラムは、各振動子２４への表面屈折波の伝播経路を仮定する（仮の伝播経路を設定する）伝播経路仮定機能（伝播経路設定機能）を、演算部３５に実現させるように構成されている。従って、演算部３５は、伝播経路仮定部（伝播経路設定部）４１であるとも言える。

本実施形態の超音波診断装置１では、形状検出部４０よって骨１０の表面形状（骨表面ライン）を検出しているので、各振動子２４に対する表面屈折波の伝播経路を、スネルの法則を適用することにより簡単に導出することができる。ここで、スネルの法則を適用するためには、骨１０中の音速の値ＳＯＳ_boneと、軟組織１１中の音速の値ＳＯＳ_softが必要である。前述のように、軟組織１１中の音速ＳＯＳ_softは、経験値を利用することができる。しかし、骨音速ＳＯＳ_boneは、まさに超音波診断装置１が算出しようとしているものであるから、予めその値を知ることはできない。

そこで、伝播経路仮定部（伝播経路設定部）４１は、骨音速ＳＯＳ_boneを仮定して（仮の骨音速を設定して）、伝播経路を算出するように構成されている。ここで、仮定した骨音速を、仮定音速ＳＯＳとする。伝播経路仮定部４１は、設定した仮定音速ＳＯＳの値を用いてスネルの法則を適用することにより、各振動子２４に対する表面屈折波の伝播経路を算出する。ここで算出された伝播経路は、骨音速ＳＯＳを仮定することにより求められた仮の伝播経路であるから、仮定伝播経路と呼ぶ。

また、本実施形態の音速測定プログラムは、各振動子２４への表面屈折波の伝播時間の仮定値を算出する伝播時間算出機能を、演算部３５に実現させるように構成されている。従って、演算部３５は、仮定伝播時間算出部（伝播時間算出部）４２であるとも言える。

仮定伝播時間算出部４２は、送信部（振動子２４₁、２４₂）が超音波ビームを送信してから、各振動子２４が表面屈折波を受信するまでに要する伝播時間を、前記仮定伝播経路に基づいて求めるように構成されている。このようにして求めた伝播時間は、仮定伝播経路及び仮定音速ＳＯＳに基づいて算出した仮の伝播時間であるから、以下の説明では仮定伝播時間と呼ぶ。ここで、ｎ番目の振動子２４_nについての仮定伝播時間をｔ_nとすると、この仮定伝播時間ｔ_nは、
ｔ_n=（軟組織中を伝播する距離）×ＳＯＳ_soft＋（骨中を伝播する距離）×ＳＯＳ
により求めることができる。なお、超音波が軟組織中を伝播する距離と、骨中を伝播する距離は、伝播経路仮定部４１が算出した仮定伝播経路に基づいて求めることができる。

各振動子２４が受信した表面屈折波は、送信部（振動子２４₁、２４₂）から超音波ビームが送信された後、前記伝播時間だけ経過した後に各振動子２４で受信される。従って、各振動子２４が受信した受信信号を、前記伝播時間に対応した時間だけ過去方向にシフトさせることにより、各振動子２４が受信した表面屈折波の波形の位相を時間軸上で一致させることができると考えられる。

そこで、振動子２４₁，２４₂……それぞれの受信信号ｓ₁（ｔ），ｓ₂（ｔ）…を、時間領域で過去方向に仮定伝播時間ｔ_nだけシフトさせたうえで積算した積算信号Σｓ（ｔ）を、以下の数式１で定義する。ここで、ａ_nは、ｎ番目の振動子２４_nについてのＴＶＧ（時間軸振幅補正）の値である。

位相が一致している信号同士を積算すると、波形同士が強めあって、積算信号Σｓの信号強度は強くなる。一方、位相が一致していない信号同士を積算すると、波形同士が弱めあって、積算信号Σｓの信号強度は弱くなる。上記の数式１の場合、各振動子２４_nについて仮定した仮定伝播時間ｔ_nが、実際の伝播時間に一致していたときに、各波形の位相が一致する。各振動子２４_nの仮定伝播時間ｔ_nは骨音速の仮定値（仮定音速ＳＯＳ）に基づいて求めたものであるから、結局、仮定音速ＳＯＳが正しかった場合（仮定音速ＳＯＳが、実際の骨音速ＳＯＳ_boneに一致していた場合）に、積算される信号同士の位相が最も良く一致し、積算信号Σｓの信号強度が最大になる。

以上が、特許文献１に開示された音速測定装置のおおまかな着想である。特許文献１が開示する音速測定装置は、仮定音速ＳＯＳを変化させながら上記の積算信号Σｓを求めていき、ＳＯＳの値と積算信号Σｓの信号強度との関係を求めるように構成されている。そして特許文献１に記載の音速測定装置は、積算信号Σｓを最大化する仮定音速ＳＯＳを求め、当該仮定音速ＳＯＳを、骨音速の測定値としている。

続いて、上記特許文献１の構成の問題点を指摘する。

特許文献１の構成は、各振動子２４_nが受信した受信信号ｓ_nを時間領域でシフトさせて積算するという構成であったため、以下の２つの問題点があった。

１つ目の問題点は、受信信号ｓ_nはデジタルの離散的な波形データであるため、当該受信信号ｓ_nを、サンプリング周期よりも短い間隔で時間軸方向にシフトさせようとすると、データの間を補間するなどの処理が必要になることである。時間領域におけるフーリエ補間法などの厳密な理論に基づく補間を行うと、処理時間がかかる。処理時間の短縮を優先させて一次関数近似などの簡単な補間法を採用することもできるが、一次関数近似でデータ間を補間することによって得られるデータは、あくまで近似的なものであり、誤差が発生することは避けられない。

２つ目の問題点は、各受信信号ｓ_nのデータを１つずつ足し合わせて積算信号Σｓを求める必要があるため、演算回数が多くなってリアルタイムな処理が難しくなるという点である。各受信信号ｓ_nのデータ数は、受信信号ｓ_nのサンプリング周波数に依存している。サンプリング周波数が高いほど、データの数が多くなり、計算負荷が増大する。計算負荷を減少させるために受信信号ｓ_nのサンプリング周波数を低くすることも考えられるが、この場合は波形データの信頼性が低下してしまう。

本願発明者は上記問題点を詳細に検討した結果、「受信信号をシフトさせて積算する」という数式１の処理を周波数領域で行うことにより、上記の問題点を解消できることを見いだして、本願発明を完成させた。以下、本願発明の特徴的な構成について説明する。

数式１は、周波数領域では以下の数式２のようになる。なお、Ｓ_n(ω)は、受信信号ｓ_n（ｔ）の周波数領域表現（受信信号ｓ_n（ｔ）をフーリエ変換したもの）を表す。式２のΣＳを、積算フーリエ変換データと呼ぶことにする。なお、記号ｊは虚数単位である。

受信信号ｓ_n（ｔ）を過去方向に伝播時間ｔ_nだけシフトさせるという数式１の処理は、周波数領域では、ｅ^jωtnを乗じるという簡単な処理によって実現することができる。これにより、時間領域で受信信号をシフトさせていたときのような、データの間を補間するという処理は不要になる。従って、データ間を補間することに起因する誤差の発生もなくなり、正確な音速導出が可能になる。つまり、受信信号の位相をシフトするという処理を周波数領域で行うことにより、上記１つ目の問題点を解消することができる。

また、ｅ^jωtnを乗じるという数式２の処理は、受信信号ｓ_nのサンプリング周波数によらず一定の精度で行うことができる。即ち、上記の処理を周波数領域で行う場合、受信信号ｓ_nのサンプリング周波数はそれほど高くなくても良い。このため、データの点数を少なくすることで演算回数を減らし、リアルタイムに処理を行うことが可能になる。また、ｅ^jωtnを乗じるという処理は、データの間を補間するという処理よりも簡単に実現可能であるので、この点でも演算負荷を低減させることができる。つまり、「受信信号をシフトさせて積算する」という処理を周波数領域で行うことにより、上記２つ目の問題点も解消できる。

続いて、本実施形態の超音波診断装置１における音速測定方法について、図５のフローチャートを参照しながら具体的に説明する。

まず、超音波診断装置１は、送信部（例えば振動子２４₁、２４₂）から、骨１０に向けて、Ｙ軸に対して斜めとなる方向に超音波ビームを送信する（ステップＳ１０１）。この超音波ビームは、骨１０の表面で屈折して当該骨１０の内部に入射し、再び骨表面で屈折して軟組織１１中に出射され、振動子２４に受信される（ステップＳ１０２、受信信号取得工程）。

ここで、各振動子２４₁，２４₂…が受信した受信信号を、それそれｓ₁（ｔ），ｓ₂（ｔ）…とする。各振動子２４の受信信号ｓ₁（ｔ），ｓ₂（ｔ）…は、受信回路３３においてサンプリングされ、デジタルの波形信号に変換される。このときのサンプリング周波数を、ｆｓ_Hとする。

本実施形態の音速測定プログラムは、各振動子２４が受信した受信信号をＩＱ変調するＩＱ変調機能を、演算部３５に実現させるように構成されている。従って、演算部３５は、ＩＱ変調部４４であるとも言うことができる。

ＩＱ変調部４４は、各振動子２４₁，２４₂…が受信した受信信号ｓ₁（ｔ），ｓ₂（ｔ）…に対して、公知のＩＱ変調を行うことにより、それぞれの受信信号についてのＩ信号及びＱ信号を得る。良く知られているように、このＩＱ変調というのは、ある変調信号に対して、変調周波数の基準信号をミキシングすることによりＩ信号を、前記基準信号から位相が９０°ズレた信号をミキシングすることによりＱ信号を、それぞれ生成するものである。即ち、ＩＱ変調部４４は、以下の式により、各振動子２４が受信した受信信号ｓ_n（ｔ）をＩＱ変調して、Ｉ信号ｉ_n（ｔ）とＱ信号ｑ_n（ｔ）を生成する（ステップＳ１０３）。

なお、上記数式３において、ω₀は、送波部が骨１０に向けて送信した超音波ビームの変調周波数ｆ₀の角周波数表現である（ω₀=２πｆ₀）。

良く知られているように、ある変調信号に対して、変調周波数の信号をミキシングすることにより、前記変調信号のスペクトルを低周波側に移動させることができる。即ち、ＩＱ変調部４４によって生成されたＩ信号とＱ信号は、その信号スペクトルが低周波側に移動している。本実施形態の音速測定プログラムは、Ｉ信号及びＱ信号にローパスフィルタ処理を行うローパスフィルタ機能を、演算部３５に実現させるように構成されている。従って、演算部３５はローパスフィルタ部４５であると言うこともできる。有用な情報のスペクトルは低周波側に移動しているので、高周波側の信号をカットしたとしても、元の受信信号ｓ_nが有していた情報は殆ど劣化しない。

ローパスフィルタ部４５は、各振動子２４のＩ信号ｉ_n（ｔ）及びＱ信号ｑ_n（ｔ）にローパスフィルタを適用することにより、変調周波数ｆ₀よりも高周波側をカットして、低周波側（ベースバンド）のスペクトルのみを残す（ステップＳ１０４）。

上記のようにＩ信号ｉ_n（ｔ）及びＱ信号ｑ_n（ｔ）の高周波側をカットすると、当該Ｉ信号ｉ_n（ｔ）及びＱ信号ｑ_n（ｔ）の情報を表現するために必要なナイキスト周波数が低くなるため、サンプリング周波数を低くすることが可能になる。そこで、本実施形態の音速測定プログラムは、高周波がカットされたＩ信号及びＱ信号のデシメーションを行うデシメーション処理機能を、演算部３５に実現させるように構成されている。従って、演算部３５はデシメーション処理部４６であると言うこともできる。

デシメーション処理部４６は、ローパスフィルタ部４５によって高周波がカットされた各振動子２４のＩ信号ｉ_n（ｔ）及びＱ信号ｑ_n（ｔ）のデシメーションを行う（ステップＳ１０５）。なお、デシメーションとは、デジタル波形のサンプリング周波数を低くする処理を言う。時間領域でのデシメーションは、Ｉ信号ｉ_n（ｔ）及びＱ信号ｑ_n（ｔ）のデータを等間隔で間引くことにより、実現することができる。これにより、サンプリング周波数を落としたＩ信号ｉ_n（ｔ）及びＱ信号ｑ_n（ｔ）を生成することができる。なお、デシメーション後のサンプリング周波数をｆｓ_Lとする。

デシメーションを行うことにより、Ｉ信号ｉ_n（ｔ）及びＱ信号ｑ_n（ｔ）のデータ数が少なくなり、軽いデータとなる。このように、データの数を削減することにより、これより後の工程でＩ信号ｉ_n（ｔ）及びＱ信号ｑ_n（ｔ）に対する演算回数が少なくなるので、計算負荷を大幅に削減できる。

ところで、数式２の演算を行うためには、受信信号ｓ_n（ｔ）の周波数領域表現Ｓ_n（ω）が必要である。なお、受信信号ｓ_n（ｔ）は、Ｉ信号ｉ_n（ｔ）及びＱ信号ｑ_n（ｔ）を用いると、以下の数式４によって表現することができる。

しかしながら、本実施形態の超音波診断装置１では、Ｉ信号ｉ_n（ｔ）とＱ信号ｑ_n（ｔ）のデシメーションを行ってサンプリング周波数を低くしているので、元の受信信号ｓ_n（ｔ）を再現するにはサンプリング周波数が低すぎる。即ち、本実施形態では、数式４によって元の受信信号ｓ_n（ｔ）を十分に復元することができない。そこで、元の受信信号ｓ_n（ｔ）の復元を行わずに（式４の演算を行わずに）、Ｉ信号ｉ_n（ｔ）とＱ信号ｑ_n（ｔ）による表現のままで、数式２と同等の演算を実現することを考える。

まず、各振動子２４_nの位相シフト済みフーリエ変換データｓ_n（ω）を、以下の数式５によって定義する。なお、Ｉ_n（ω）はＩ信号ｉ_n（ｔ）の周波数領域表現、Ｑ_n（ω）はＱ信号ｑ_n（ｔ）の周波数領域表現である。また、補正係数α_nは、各振動子２４_nで受信された信号の信号レベルを補正するための係数であり、各振動子２４_nのＴＶＧの値や、当該振動子２４_nに対する表面屈折波の仮定伝播時間ｔ_nなどを考慮して決定される。

また、各振動子２４_nの位相シフト済みフーリエ変換データｓ_n（ω）を積算した積算フーリエ変換データΣＳを、以下の数式６で定義する。このように、元の受信信号ｓ_n（ｔ）の復元を行うことなく、周波数領域のＩ信号Ｉ_n（ω）とＱ信号Ｑ_n（ω）に基づいて、積算フーリエ変換データΣＳを算出できる。

上記の数式６で定義された積算フーリエ変換データΣＳは、数式１の積算信号Σｓを周波数領域で表現したものであると考えることができる。既に説明したように、伝播経路仮定部４１で仮定された仮定音速ＳＯＳが正しかった場合に、積算信号Σｓの信号強度が最大になる。従って、当該積算信号Σｓの周波数領域表現である積算フーリエ変換データΣＳも、仮定音速ＳＯＳが正しかった場合には、その信号強度が最大になる。このように、積算フーリエ変換データΣＳの信号強度は、仮定音速ＳＯＳの妥当性を周波数領域で判断するための指標であるといえる。

数式５及び数式６によって積算フーリエ変換データΣＳを算出するために、本実施形態の超音波診断装置１は、各振動子２４_nのＩ信号ｉ_n（ｔ）及びＱ信号ｑ_n（ｔ）をフーリエ変換して、周波数領域表現Ｉ_n（ω）及びＱ_n（ω）を求めるとともに、これに基づいて式５の位相シフト済みフーリエ変換データｓ_n（ω）を求める。各振動子２４_nについての位相シフト済みフーリエ変換データｓ_n（ω）が求まれば、これらを積算することにより、積算フーリエ変換データΣＳを算出することができる。

以上の点をふまえて、本実施形態の超音波診断装置１による音速測定方法の続きを、再び図５のフローチャートを参照しながら説明する。

本実施形態の音速測定プログラムは、Ｉ信号及びＱ信号をフーリエ変換するフーリエ変換機能を、演算部３５に実現させるように構成されている。従って、演算部３５はフーリエ変換部４７であると言うこともできる。

フーリエ変換部４７は、デシメーション処理部４６によってデータ数を削減された各振動子２４のＩ信号ｉ_n（ｔ）及びＱ信号ｑ_n（ｔ）を高速フーリエ変換（ＦＦＴ）して、フーリエ変換データＩ_n（ω）、Ｑ_n（ω）を生成する（ステップＳ１０６、フーリエ変換工程）。本実施形態では、Ｉ信号ｉ_n（ｔ）及びＱ信号ｑ_n（ｔ）はデシメーション処理部４６によってサンプリング周波数を低くしているので、これをフーリエ変換して得られるフーリエ変換データＩ_n（ω）、Ｑ_n（ω）も、データ数が少なくて軽いデータとなっている。

続いて、伝播経路仮定部４１が、骨音速の仮定値である仮定音速ＳＯＳを設定する（ステップＳ１０７）とともに、当該仮定音速ＳＯＳに基づいて、各振動子２４_nへの表面屈折波の仮定伝播経路を算出する（ステップＳ１０８）。更に、仮定伝播時間算出部４２が、上記仮定伝播経路に基づいて、各振動子２４_nへの表面屈折波の仮定伝播時間ｔ_nを算出する（ステップＳ１０９）。なお、骨音速を仮定して仮定伝播時間ｔ_nを算出する方法は既に説明したので、ここでは説明を省略する。

本実施形態の音速測定プログラムは、各振動子２４_nのフーリエ変換データＩ_n（ω）、Ｑ_n（ω）の位相を仮定伝播時間ｔ_nに応じてシフトさせる位相シフト機能を、演算部３５に実現させるように構成されている。従って、演算部３５は、位相シフト部４８であると言うこともできる。

周波数領域において、仮定伝播時間ｔ_nに応じて信号の位相をシフトさせるという処理は、ｅ^jωtnを乗じる処理によって実現できる。位相シフト部４８は、各振動子２４_nのフーリエ変換データＩ_n（ω）及びＱ_n（ω）にｅ^jωtnを乗じて、位相シフト済みフーリエ変換データＩ_n（ω）ｅ^jωtn、及びＱ_n（ω）ｅ^jωtnを生成する（ステップＳ１１０、位相シフト工程）。前述のように、フーリエ変換データＩ_n（ω），Ｑ_n（ω）は、データ数が少なくて軽いデータとなっているので、フーリエ変換データＩ_n（ω），Ｑ_n（ω）の位相をシフトさせる処理に必要な演算回数は少なくて済み、計算負荷を低減できる。

なお、周波数領域であれば、信号の位相をシフトさせる処理（ｅ^jωtnを乗じる処理）は、フーリエ変換データＩ_n（ω），Ｑ_n（ω）のサンプリング周期にかかわりなく、一定の精度で行うことができる。このように、本実施形態では、信号の位相をシフトさせる処理を周波数領域で行うので、デシメーションによりサンプリング周波数を低くしたＩ信号及びＱ信号の位相をシフトさせる場合であっても、誤差が増大することはない。

また、本実施形態の音速測定プログラムは、位相シフト部４８によって位相をシフトされたフーリエ変換データの振幅を補正する振幅補正機能を、演算部３５に実現させるように構成されている。従って、演算部３５は振幅補正部４９であると言うことができる。振幅補正部４９は、各振動子２４_nの位相シフト済みフーリエ変換データＩ_n（ω）ｅ^jωtn、及びＱ_n（ω）ｅ^jωtnに対して、補正係数α_nを乗じることにより、振幅補正済みフーリエ変換データα_nＩ_n（ω）ｅ^jωtn、及びα_nＱ_n（ω）ｅ^jωtnを生成する（ステップＳ１１１）。これにより、各振動子２４_nのＴＶＧの値と、当該振動子２４_nに対する表面屈折波の仮定伝播時間ｔ_n応じて、各振動子２４_nのフーリエ変換データＩ_n（ω），Ｑ_n（ω）の振幅を補正できる。なお前述のように、フーリエ変換データＩ_n（ω），Ｑ_n（ω）は、データ数が少なくて軽いデータとなっているので、フーリエ変換データＩ_n（ω），Ｑ_n（ω）の振幅を補正するという処理に必要な演算回数は少なくて済み、計算負荷を低減できる。

本実施形態の音速測定プログラムは、各振動子の位相シフト済みフーリエ変換データｓ_n（ω）を積算する積算処理機能を、演算部に実現させるように構成されている。従って、演算部３５は積算処理部５０であると言うこともできる。

まず積算処理部５０は、振幅補正部４９によって生成された各振動子２４_nの振幅補正済みフーリエ変換データα_nＩ_n（ω）ｅ^jωtn及びα_nＱ_n（ω）ｅ^jωtnを、数式５に代入することにより、各振動子２４_nの位相シフト済みフーリエ変換データｓ_n（ω）を生成する。前述のように、フーリエ変換データＩ_n（ω），Ｑ_n（ω）は、データ数が少なくて軽いデータとなっているので、この位相シフト済みフーリエ変換データｓ_n（ω）も、データ数が少なくて軽いデータとなっている。

続いて積算処理部５０は、各振動子２４_nの位相シフト済みフーリエ変換データｓ_n（ω）を、周波数領域で積算することにより、数式６で定義された積算フーリエ変換データΣＳを算出する（ステップＳ１１２）。前述のように、位相シフト済みフーリエ変換データｓ_n（ω）はデータ数が少なくて軽いデータとなっているので、位相シフト済みフーリエ変換データｓ_n（ω）同士を積算処理する際に必要な演算回数は少なくて済み、計算負荷を低減できる。

本実施形態の音速測定プログラムは、積算処理部５０が求めた積算フーリエ変換データΣＳに基づいて、仮定音速ＳＯＳの妥当性を判断して正しい音速を求める音速導出機能（伝播速度導出機能）を、演算部３５に実現させるように構成されている。従って、演算部３５は、音速導出部（伝播速度導出部）５１であると言うこともできる。

音速導出部５１は、積算処理部５０が求めた積算フーリエ変換データΣＳの信号強度を評価するように構成されている（ステップＳ１１３）。積算フーリエ変換データΣＳの信号強度の評価方法としては、例えば、数式７で定義され強度評価値Ｖを求める方法が考えられる。数式７に示す強度評価値Ｖは、積算フーリエ変換データΣＳの各角周波数におけるスペクトルの強度を、合計したものとなっている。なお、ドイツ文字のＲは実数部を表す記号であり、ドイツ文字のＩは虚数部を表す記号である。

本実施形態の音速導出部５１は、強度評価値Ｖを最大化する仮定音速ＳＯＳを求めるように構成されている。具体的には、音速導出部５１は、仮定音速ＳＯＳを次々と変化させながら、強度評価値Ｖを求めるという処理を繰り返し行う（ステップＳ１０７からステップＳ１１４のループ）。これにより、仮定音速ＳＯＳと強度評価値Ｖとの関係が求まるので、強度評価値Ｖが最大になる仮定音速ＳＯＳを求めることができる。強度評価値Ｖが最大になったときの仮定音速ＳＯＳが、実際の骨音速を表している。音速導出部５１は、強度評価値Ｖを最大化する仮定音速ＳＯＳを検出し、このときの仮定音速ＳＯＳを、音速の測定値として採用する（ステップＳ１１５、音速導出工程）。以上の処理により、骨１０中での音速を導出できる。

積算フーリエ変換データΣＳと強度評価値Ｖは、周波数領域のままで算出できる。これにより、逆フーリエ変換を行って時間領域に戻ることなく、仮定音速ＳＯＳの妥当性を判断できる。このように、本実施形態の構成は、音速を導出する際に、逆フーリエ変換によって時間領域に戻す処理が不要となっているので、計算負荷を低減できる。

以上で説明したように、本実施形態の超音波診断装置１は、送波部（振動子２４₁、２４₂）と、複数の振動子２４と、伝播経路仮定部４１と、仮定伝播時間算出部４２と、フーリエ変換部４７と、位相シフト部４８と、音速導出部５１と、を備えている。送波部は、骨１０に向けて超音波を送信する。振動子２４は、骨１０からの超音波を受信し、当該受信した超音波に応じた受信信号を出力する。伝播経路仮定部４１は、骨１０内の音速を仮定して、送波部から送信された超音波が各振動子２４で受信されるまでの伝播経路を算出する。仮定伝播時間算出部４２は、前記伝播経路に基づいて、送波部から送信された超音波が各振動子２４で受信されるまでに掛かる伝播時間を算出する。フーリエ変換部４７は、各振動子２４が出力した信号のＩ信号及びＱ信号をフーリエ変換してフーリエ変換データを生成する。位相シフト部４８は、各振動子２４についてのフーリエ変換データの位相を、前記伝播時間に応じて周波数領域でシフトさせる。音速導出部５１は、位相シフト部４８がシフトさせたフーリエ変換データに基づいて、前記仮定された音速の妥当性を判断する。

受信した信号をフーリエ変換することで、信号の位相をシフトさせる処理を周波数領域で行うことができる。周波数領域では、信号の位相をシフトさせる処理は簡単な演算で実現可能であり、誤差の発生も殆ど無い。従って、本実施形態の構成によれば、精度の良い音速導出を行うことができる。

以上に本発明の好適な実施の形態を説明したが、上記の構成は例えば以下のように変更することができる。

上記実施形態において、デシメーション処理部４６は、フーリエ変換を行う前に信号のデシメーションを行うように構成されている。しかし、フーリエ変換の後、位相シフト部４８による位相のシフトを行う前にデシメーションを行っても良い。なお、フーリエ変換後の周波数領域でのデシメーションは、高周波領域のデータを削除することによって実現できる。

もっとも、ＩＱ変調、ローパスフィルタ処理、及びデシメーションの処理は省略することもできる。即ち、本発明の第１の特徴は、周波数領域で信号の位相をシフトさせて積算することにあり、これによって、信号をシフトさせたときの誤差の発生を防止できる。従って、ＩＱ変調等の処理は、必ずしも必須ではない。

上記実施形態では、振動子２４₁，２４₂から超音波ビームを骨１０に向けて送信し、表面屈折波を発生させるものとした。しかしこれに限らず、特許文献１の図１等に記載されているように、超音波ビームを骨１０に向けて送信するための専用の送波部を、振動子アレイ２２とは別に設けても良い。

上記実施形態の超音波診断装置１は、音速測定プログラムを演算部３５で実行することにより、音速測定装置としての各機能を実現するものとした。しかしこれに限らず、音速測定装置としての機能の一部又は全部を、専用のハードウェアによって実現するように構成しても良い。特に、ＩＱ変調及びローパスフィルタ処理は、各振動子２４が出力するアナログの波形に対して直接行うこともできる。この場合、アナログ波形のＩ信号とＱ信号が生成されるので、受信回路は、振動子２４それぞれのＩ信号とＱ信号をサンプリングできるように構成しておく。このとき、Ｉ信号とＱ信号はローパスフィルタによって高周波を除去されているので、受信回路におけるサンプリング周波数を低い値に設定しておくこともできる。この場合、サンプリングされたＩＱ信号は最初からデータ数が少ないので、デシメーション処理は省略できる。

積算フーリエ変換データΣＳの信号強度を評価する方法は、上記の強度評価値Ｖに限らず、どのようなものでも良い。例えば、積算フーリエ変換データΣＳに含まれる特定の角周波数ωのスペクトルの大きさを信号強度の評価に用い、当該特定の角周波数ωのスペクトルが最大になったときの仮定音速ＳＯＳを、音速の測定値として採用するように構成できる。

本発明の構成は、骨のエコー像を表示するための超音波診断装置に限らず、例えば、超音波を利用して地層や地中構造物を調査する超音波地質調査装置など、骨以外を被測定体とした装置に広く利用することができる。特に、上記実施形態の構成によれば、音速を導出する際の計算負荷が低減され、リアルタイムに音速を算出することも可能となる。従って、リアルタイム性が要求される現場、例えば船の移動中に音速の測定を行う海底地質調査などに、本発明の応用が期待できる。

また、本発明の伝播速度測定装置が送信する信号は、超音波信号に限らない。本実施形態の伝播速度測定装置は、例えば低周波信号による地層探査や、電磁波、Ｘ線等による非破壊検査などにも応用できる。

１ 超音波診断装置（超音波画像処理装置）
２ 送受波器
２２ 振動子アレイ
２４ 振動子（送波部、受信部）
３５ 演算部（コンピュータ）
４０ 形状検出部
４１ 伝播経路仮定部（伝播経路設定部）
４２ 仮定伝播時間算出部
４４ ＩＱ変調部
４７ フーリエ変換部
４８ 位相シフト部
５０ 積算処理部
５１ 音速導出部（伝播速度導出部）

Claims (8)

1. 被測定体に向けて信号を送信する送波部と、
   前記被測定体からの信号を受信し、当該受信した信号に応じた受信信号を出力する複数の受信部と、
   前記被測定体内での前記信号の伝播速度を設定して、前記送波部から送信された信号が各受信部で受信されるまでの伝播経路を算出する伝播経路設定部と、
   前記伝播経路に基づいて、前記送波部から送信された前記信号が各受信部で受信されるまでに掛かる伝播時間を算出する伝播時間算出部と、
   各受信部が出力した前記受信信号をフーリエ変換してフーリエ変換データを生成するフーリエ変換部と、
   各受信部についてのフーリエ変換データの位相を、前記伝播時間に応じて周波数領域でシフトさせる位相シフト部と、
   前記位相シフト部がシフトさせたフーリエ変換データに基づいて、前記設定された伝播速度の妥当性を判断する伝播速度導出部と、
   を備えることを特徴とする伝播速度測定装置。
2. 請求項１に記載の伝播速度測定装置であって、
   前記位相シフト部が位相をシフトさせた各受信部のフーリエ変換データを周波数領域で積算して、積算フーリエ変換データを算出する積算処理部を備え、
   前記伝播速度導出部は、前記積算フーリエ変換データの信号強度に基づいて、前記設定された伝播速度の妥当性を判断することを特徴とする伝播速度測定装置。
3. 請求項２に記載の伝播速度測定装置であって、
   前記受信部が受信した信号をＩＱ変調することによりＩ信号とＱ信号を生成するＩＱ変調部と、
   前記Ｉ信号と前記Ｑ信号の高周波側の信号をカットするローパスフィルタ部と、
   を備え、
   前記フーリエ変換部は、前記Ｉ信号及び前記Ｑ信号をフーリエ変換し、
   前記位相シフト部は、フーリエ変換された前記Ｉ信号及びＱ信号の位相をシフトさせることを特徴とする伝播速度測定装置。
4. 請求項３に記載の伝播速度測定装置であって、
   前記Ｉ信号及び前記Ｑ信号のデシメーションを行うデシメーション処理部を備えることを特徴とする伝播速度測定装置。
5. 請求項３又は４に記載の伝播速度測定装置であって、
   前記積算処理部は、前記位相をシフトされたフーリエ変換済みの各受信部のＩ信号、及び前記位相をシフトされたフーリエ変換済みの各受信部のＱ信号を、周波数領域で積算することを特徴とする伝播速度測定装置。
6. 請求項２から５までの何れか一項に記載の伝播速度測定装置であって、
   前記積算処理部は、前記位相をシフトされたフーリエ変換済みの各受信部のＩ信号、及び前記位相をシフトされたフーリエ変換済みの各受信部のＱ信号に対して、それぞれの受信部に応じて振幅を補正する補正係数を乗じたうえで、積算することを特徴とする伝播速度測定装置。
7. 送波部から被測定体に向けて送信されて当該被測定体から返ってきた信号を受信し、当該受信した信号に応じた受信信号を出力する複数の受信部からの前記受信信号を取得する受信信号取得機能と、
   前記被測定体内での前記信号の伝播速度を設定して、前記送波部から送信された信号が各受信部で受信されるまでの伝播経路を算出する伝播経路設定機能と、
   前記伝播経路に基づいて、前記送波部から送信された信号が各受信部で受信されるまでに掛かる伝播時間を算出する伝播時間算出機能と、
   各受信部が出力した前記受信信号をフーリエ変換してフーリエ変換データを生成するフーリエ変換機能と、
   各受信部についてのフーリエ変換データの位相を、前記伝播時間に応じて周波数領域でシフトさせる位相シフト機能と、
   前記位相シフト機能でシフトさせたフーリエ変換データに基づいて、前記設定された伝播速度の妥当性を判断する伝播速度導出機能と、
   をコンピュータに実現させることを特徴とする伝播速度測定プログラム。
8. 送波部から被測定体に向けて送信されて当該被測定体から返ってきた信号を受信し、当該受信した信号に応じた受信信号を出力する複数の受信部からの前記受信信号を取得する受信信号取得工程と、
   前記被測定体内での前記信号の伝播速度を設定して、前記送波部から送信された信号が各受信部で受信されるまでの伝播経路を算出する伝播経路設定工程と、
   前記伝播経路に基づいて、前記送波部から送信された信号が各受信部で受信されるまでに掛かる伝播時間を算出する伝播時間算出工程と、
   各受信部が出力した前記受信信号をフーリエ変換してフーリエ変換データを生成するフーリエ変換工程と、
   各受信部についてのフーリエ変換データの位相を、前記伝播時間に応じて周波数領域でシフトさせる位相シフト工程と、
   前記位相シフト工程でシフトさせたフーリエ変換データに基づいて、前記設定された伝播速度の妥当性を判断する伝播速度導出工程と、
   を含むことを特徴とする伝播速度測定方法。

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