JP5784684B2 - 無線通信システムにおけるビーム形成の方法および装置 - Google Patents

Description

本発明は無線データ通信に関する。特に、本発明は無線通信システムにおける高レートパケットデータ伝送のための新規で改良された方法および装置に関する。

現代の通信システムは、種々の応用を支持するように要求される。このような通信システムの１つは、後にＩＳ−９５標準として参照される“デュアルモード広帯域スペクトル拡散セルラシステムのためのＴＩＡ／ＥＩＡ／ＩＳ−９５移動局−基地局適合性標準”に一致する符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）システムである。ＣＤＭＡシステムは、地上リンクを介するユーザ間の音声およびデータ通信を考慮に入れる。多元接続通信システムにおけるＣＤＭＡ手法の用途は、“衛星または地上中継器を使用するスペクトル拡散多元接続通信システム”と題する、米国特許第４，９０１，３０７号、および“ＣＤＭＡセルラ電話システムにおける波形を発生させるためのシステムおよび方法”と題する、米国特許第５，１０３，４５９号に開示されていて、両方とも本発明の譲受人に譲渡され、ここに引用文献として組入れられている。

この明細書においては、基地局は加入者局が通信するハードウェアをさす。セルは術語が使用される文脈によって決まるハードウェアまたは地理的サービス領域をさす。セクタ（ｓｅｃｔｏｒ）はセルの分区である。ＣＤＭＡのセクタはセルの属性を持つので、セルの術語で説明された教示は容易にセクタまで拡張される。

ＣＤＭＡシステムにおいては、ユーザ間の通信は１つまたはより多い基地局を通して行われる。１つの加入者局上の第１番目のユーザは、基地局へ逆方向リンク上のデータを伝送することによって、第２番目の加入者局上の第２番目のユーザと通信する。基地局はデータを受信し、他の基地局へそのデータを発信することができる。データは第２番目の加入者局へ、同じ基地局つまり第２番目の基地局の順方向リンク上に伝送される。順方向リンクは基地局から加入者局への伝送をさし、逆方向リンクは加入者局から基地局への伝送をさす。ＩＳ−９５システムにおいては、順方向リンクと逆方向リンクは別々の周波数を割当てられる。

加入者局は、通信の間少なくとも１つの基地局と通信する。ＣＤＭＡ加入者局は、ソフトハンドオフの間、同時に多種多様の基地局と通信することが可能である。ソフトハンドオフは、前基地局を用いるリンクを切断する前に新基地局を用いるリンクを確立する処理である。ソフトハンドオフは中断呼の確率を最小にする。ソフトハンドオフ処理の間、１つより多い基地局を通して通信に加入者局を提供するための方法およびシステムは、“ＣＤＭＡセルラ電話システムにおける移動局援助ソフトハンドオフ”と題する、米国特許第５，２６７，２６１号に開示されていて、本発明の譲受人に譲渡され、ここに引用文献として組入れられている。よりソフトなハンドオフは、同じ基地局によってサービスされる多種多様のセクタに亘って通信を生じさせる処理である。よりソフトなハンドオフの処理は、“共通基地局のセクタ間のハンドオフを行うための方法および装置”と題する、係属中の米国特許第５，６２５，８７６号に詳細に記載されていて、本発明の譲受人に譲渡され、ここに引用文献として組入れられている。

無線データ応用に対し増加する需要を仮定すれば、非常に効果的な無線データ通信システムの必要はますます重要になってきている。ＩＳ−９５標準は、順方向と逆方向リンクを介するトラフィックデータと音声データを伝送することが可能である。一定の大きさの符号チャンネルフレームにおけるトラフィックデータを伝送するための方法は、“伝送のためのデータの書式化（ｆｏｒｍａｔ）のための方法および装置”と題する、米国特許第５，５０４，７７３号に開示されていて、本発明の譲受人に譲渡され、ここに引用文献として組入れられている。ＩＳ−９５標準に従って、トラフィックデータまたは音声データは、毎秒１４．４キロビットほど高いデータレートで、２０ミリ秒の幅の符号チャンネルフレームに区分される。

音声サービスとデータサービスの間の重要な相違は、前者が厳しく一定の遅延要求を課する事実である。典型的には、音声フレームの総合一方向遅延は１００ミリ秒より少なくなければならない。これに対比してデータ遅延は、データ通信システムの効率を最適化するために使用される可変パラメータになることができる。とりわけ、音声サービスによって容認されることができるものよりはっきりと長い遅延を要求する、より効率的な誤り訂正符号化手法が利用されることができる。例示的データの効率的符号化案は、“回旋的符号化符号語を復号化するためのソフトディシジョン（ｓｏｆｔ ｄｅｃｉｓｉｏｎ）出力復号器”と題する、米国特許第５，９３３，４６２号に開示されていて、本発明の譲受人に譲渡され、ここに引用文献として組入れられている。

音声サービスとデータサービスの間の他の重要な相違は、前者が全てのユーザについて、一定で共通の度合のサービス（ｇｒａｄｅ ｏｆ ｓｅｒｖｉｃｅ）（ＧＯＳ）を要求することである。典型的には、音声サービスを提供するディジタルシステムについて、これは全てのユーザのための一定の等しい伝送レートおよび通話フレームの誤り率のための最大容認値といいかえられる。これに対比して、データサービスについて、ＧＯＳはユーザからユーザへ異なることができ、かつデータ通信システムの総合効率を増大するために最適化されたパラメータであることができる。データ通信システムのＧＯＳは、典型的には、事前決定されたデータの量の転送に受ける合計遅延として定義され、後でデータパケットとして参照される。

それでも、音声サービスとデータサービスの間の他の重要な相違は、例示的ＣＤＭＡ通信システムにおいて、前者がソフトハンドオフによって提供される信頼できる通信リンクを要求することである。ソフトハンドオフは信頼性を改善するために２つまたはより多い基地局から余分な伝送をする結果になる。しかしながら、誤りがある受信されたデータパケットは再伝送されることができるので、この付加的な信頼性はデータ伝送については要求されない。データサービスについては、ソフトハンドオフを支持するために使用される伝送パワーは、付加的なデータを伝送するためにより効率的に使用されることができる。

データ通信システムの品質と有効性を評価するパラメータは、データパケットを転送するために要求される伝送遅延とシステムの平均処理能力レートである。伝送遅延は、データ通信においては、音声通信についてあるのと同様な影響は持たないが、それは、データ通信システムの品質を評価するための重要な計量である。平均処理能力レートは、通信システムのデータ伝送容量の効率の評価基準である。

セルラシステムにおいては、どれか与えられたユーザの搬送波対干渉比（ｃａｒｒｉｅｒ−ｔｏ−ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ）Ｃ／Ｉがサービス領域の中のユーザの位置の関数であることはよく知られている。与えられたサービスの水準を維持するために、ＴＤＭＡとＦＤＭＡシステムは周波数再使用手法に頼る、すなわち、全てではない周波数チャンネルおよび／またはタイムスロットは、各基地局において使用される。ＣＤＭＡシステムにおいては、同様な周波数割当てはシステムのどのセルにおいてもみな再使用され、これによって総合効率を改善する。どれか与えられたユーザの加入者局が達成するＣ／Ｉは、基地局からユーザの加入者局へのこの特定のリンクのために支持されることができる情報レートを決定する。本発明がデータ伝送のために最適化しようと努力する伝送のために使用される特定の変調と誤り訂正方法を仮定すれば、与えられた水準の性能はＣ／Ｉの相応する水準で達成される。６角形のセルレイアウトを用いどのセルにおいてもみな共通の周波数を利用する理想化されたセルラシステムについては、理想化されたセルの中の達成されたＣ／Ｉの分布は計算されることができる。無線通信システムにおける高レートディジタルデータを伝送するための例示的システムは、“より高レートのパケットデータ伝送のための方法および装置”と題する、係属中の米国特許出願第０８／９６３，３８６号に開示されていて、（以後´３８６号出願という）本出願の譲受人に譲渡され、ここに引用文献として組入れられている。

負荷されたＣＤＭＡシステムにおける多くの信号干渉が同様なＣＤＭＡシステムに属する送信器によって引起こされることはまたよく知られている。容量を増大しようとして、セルはしばしば、セクタまたはより低パワーで作動するより小さいセルに分割されるが、このような方法は費用がかかり広く変化する信号伝播特性を持つ領域に適用するのが困難である。本発明のデータ通信システムは非常に多くの数の小さいセルを要求することなく、システムにおける要素間の相互干渉を減少する方法を提供する。

本発明は、ＣＤＭＡシステムにおける高レートパケットデータ伝送のための新規で改良された方法および装置である。本発明は、他の加入者局へは最小の干渉を引起こすが、目的地の加入者局へ強い順方向リンク信号を供給する手段を備えることによって、ＣＤＭＡシステムの効率を改善する。

本発明は、地上無線応用への使用のためのビーム形成手法を適応させることによって、高データレート無線システムにおける容量を最大化する代りの方法を備える。本発明に従って、各基地局で多種多様の送信アンテナを用いるセルラシステムを説明する。各基地局から、同様であるが、各々異なる相対位相変移とパワーレベルを持つ信号が各アンテナから送信される。意図された信号の受信器（いつもは単一の加入者局）の搬送波対干渉比（Ｃ／Ｉ）を最大化するために、送信アンテナの各々から送信されている信号の位相は適切に設定されなければならない。

加入者局でＣ／Ｉを最大化する１つの方法は、加入者局へのサービス基地局（ｓｅｒｖｉｎｇ ｂａｓｅ ｓｔａｔｉｏｎ）の送信アンテナの各々からのチャンネルインパルス応答を決定することによることである。サービス基地局は、サービス基地局の各送信アンテナから、加入者局アンテナで受信される各信号の位相と利得の知識を必要とする。それ故に、送信アンテナの各々から受信される信号の位相と利得を加入者局に推定させる案が工夫されなければならない。１つの方法は、送信アンテナの各々によって送信器と受信器の両方に周知の特性を持つ参照信号を送出することである。本発明の例示的実施形態においては、参照信号バーストは、基地局の各アンテナから送出され、送信アンテナの各々にそれぞれ相応するチャンネルインパルス応答を加入者局に推定させる。参照信号バーストは、各アンテナについて異なるウォルシュ符号（Ｗａｌｓｈ ｃｏｄｅ）のように、１つのアンテナを通して一度にバーストを送信することによるか、または各アンテナについて異なる符号スペースを使用することによるかのいずれかによって分離されてもよい。

基地局は、その代わりに、各送信アンテナによってチャンネルインパルス応答参照信号を連続的に送出すかも知れないが、各アンテナについて異なる構造を持つ参照信号を使用する。加入者局は異なる参照を別々に検出し、かつ各送信アンテナに相応するチャンネルインパルス応答を推定するかも知れない。加入者局に多種多様の受信アンテナがあるときは、加入者局は各送信アンテナ−受信アンテナの組に相応するチャンネルインパルス応答を推定しなければならない。

加入者局は、基地局へ各送信アンテナ−受信アンテナの組に相応する推定されたチャンネルインパルス応答を表示する信号を逆方向リンク上に送信する。一旦、各送信アンテナ−受信アンテナの組のチャンネルインパルス応答が知られると、基地局はそのとき各加入者局へ向けてビームを最適に形成するかも知れない。

送信アンテナから送出された信号を調節する代りの方法は、加入者局から基地局へのチャンネルインパルス応答とは異なる信号品質帰還を送出することに基づく。例えば、加入者局は受信するＣ／Ｉを測定し、かつ推定された受信Ｃ／Ｉ値を表示する信号を基地局へ送出してもよい。基地局はそのとき、１つのまたは全てのその送信アンテナによって送信された信号の位相を調節してもよい。加入者局はそのとき受信されたＣ／Ｉの新推定値を作成し、基地局へその推定値を送出する。基地局は新Ｃ／Ｉを旧Ｃ／Ｉと比較する。Ｃ／Ｉが増加されていれば、基地局は加入者局でＣ／Ｉをさらに増加させるために、前と同じ方向に送信信号の位相をさらに調節する。しかしながら、新Ｃ／Ｉが旧Ｃ／Ｉより小さいならば、基地局は反対の方向に送信位相を調節する。異なるアルゴリズムは、加入者局からの信号品質帰還に基づいて、異なるアンテナによる送信信号位相と利得を更新するために使用されてもよい。

推定されたＣ／Ｉに基づくどのような信号品質計量も、基地局への帰還として加入者局によって使用されてもよい。´３８６号出願に記載された例示的高データレート無線通信システムにおいては、加入者局は、その推定されたＣ／Ｉに基づいてパケットを首尾よく受信することができるデータレートを決定する。データレートは、Ｃ／Ｉ測定の代りに、データレート制御（ＤＲＣ）信号の形式で基地局へ送出される。例示的システムにおいては、ＤＲＣ情報は加入者局によって送出される逆方向リンク信号に埋め込まれる。基地局はそのとき、正しい方向に送信信号の位相を変化させているかどうかを決定するためにＤＲＣ信号における変化を使用してもよい。一旦、加入者局からの最大データレート（最大ＤＲＣ）信号に相応する位相が見出されると、基地局はその特定の加入者局への全ての送信についてそれらの位相を使用する。通常、基地局は多種多様の加入者局へ送信されるべきパケットを予定しなければならない。この状況においては、異なる加入者局へ順方向リンク上にパケットが送信される順序を決定するスケジューリングアルゴリズムが工夫される。一旦、スケジューラ（ｓｃｈｅｄｕｌｅｒ）がどの加入者局にサービスするかを決定すれば、基地局はその加入者局へ信号を送信するための最大ＤＲＣに相応する位相を使用する。

´３８６号出願に記載された例示的システムにおいては、加入者局で測定されたＣ／ＩとＤＲＣ情報は、サービス基地局からの信号を他の全ての基地局からの干渉と比較することに基づく。いつでも以前に他の基地局によって引起こされた干渉は、それらの基地局によって送信された信号の位相に依存する。そのタイムスロットの中で、加入者局が第１番目の基地局からのデータを受信するように予定されているタイムスロットの間、第２番目の基地局はその送信位相を変化させると想定されたい。これは考慮中の加入者局で干渉レベルを増加させるかも知れなく、第１番目の基地局によって送信された信号を受信することの信頼性を容認できない水準にまで低下させ、加入者局でのパケット誤り率を増加させる結果となる。

前の問題を解決する１つのやり方は、各基地局について付加的な信号バースト（ＤＲＣ参照バーストとして、ここに参照される）を割当てることであり、その信号バーストは、基地局が将来事前決定された数のスロットを使用しようと意図する送信位相を使用して送出される。加入者局はそのとき、ＤＲＣ参照バーストを使用して適切な将来の順方向リンクデータレートを計算してもよい。このやり方で、加入者局は、干渉レベルがあるだろうことを将来のＤＲＣが知ると推定するだろう。それ故に、各タイムスロットの間、２つの型の信号バースト、現在のスロットにおけるデータを復調するためのデータパイロットバーストおよび今からの２つのタイムスロットのＤＲＣを推定するためのＤＲＣ参照バーストが送出されるだろう。現在のスロットにおいてデータを送出するために使用されるのと同様な送信位相を使用して、データパイロットが送出されていることに注目されたい。

提案された第３世代ＣＤＭＡシステムにおいては、信号は、４相変移（ＱＰＳＫ）変調を使用して変調される。ＱＰＳＫ信号の同位相（Ｉ）と直交位相（Ｑ）成分上の負荷の平衡をたもつために複合ＰＮ拡散の方法が使用される。複合ＰＮ拡散は、“ＣＤＭＡ無線通信システムにおける低減されたピーク対平均伝送パワー高データレート”と題する、米国特許出願第０８／８５６，４２８号に記載されていて、本出願の譲受人に譲渡され、ここに引用文献として組入れられている。

ソフトハンドオフにおける異なる基地局からの信号を復調するためのおよび多通路受信に基づく改善された信号推定のための方法および装置は、“ＣＤＭＡセルラ通信システムにおけるダイバーシティ受信器”と題する、米国特許第５，１０９，３９０号に詳細に記載されていて、本出願の譲受人に譲渡され、ここに引用文献として組入れられている。

ＣＤＭＡ通信システムにおける探索と獲得を行うための方法および装置は、“ＣＤＭＡ通信システムにおける探索獲得を行うための方法および装置”と題する、米国特許第５，６４４，５９１号および第５，８０５，６４８号に詳細に開示されていて、両方とも本発明の譲受人に譲渡され、ここに引用文献として組入れられている。

本発明の特徴、目的、および利点は、全体を通じてそこに類似の参照文字が対応して識別する図面とともに取り上げられるときに、下記に述べられる詳細な説明からより明白になるだろう。
本発明の実施形態に従って形成された地上基地局と加入者局の図である。 本発明の実施形態に従って大気を介して伝送されるフレームの構造の図である。 本発明の実施形態に従って形成された基地局装置のブロック図である。 本発明の好ましい実施形態に従って形成されたＣＤＭＡ加入者装置の一部の図である。 本発明の実施形態に従って加入者局への送信において基地局によって使用される送信ビームを最適化するための処理を描くフローチャートである。

図１は、セル領域１２４の中の加入者局１１２へ送信する地上基地局１０２およびセル領域１２６の中の加入者局１１６へ送信する地上基地局１０４を示す。基地局１０２は複数の送信アンテナ１０６を通して送信し、基地局１０４は複数の送信アンテナ１０８を通して送信する。各基地局は２つの送信アンテナのみを用いるように示されているが、本発明は指向性アンテナ配列を利用するものを含む２つまたはそれより多い送信アンテナを持つ基地局に適用可能である。さらに、技術的に習熟した人達は、全方向性および１２０度方向性を含む種々の型および方向性を持つアンテナが、本発明から逸脱することなく使用されてもよいことを認識するだろう。さらに、基地局からの送信のために使用される１つのアンテナは、本発明から逸脱することなく、同様な基地局によって使用される他のアンテナとは異なる型であってもよい。

単一の基地局の複数のアンテナを通して送信される信号は、送信位相における相違以外については同一である。加入者１１２へ信号を送信するときは、基地局１０２は、加入者局１１２に属する１つまたはより多い受信アンテナに向けられた信号ビームを形成するために、アンテナ１０６を通して送信される信号の位相を調節する。例えば、２つの信号が加入者局１１２に同位相で到着するために、アンテナ１０６Ａを通して送信される信号は、アンテナ１０６Ｎを通して送信される同様な信号の僅か前に送信されるかも知れない。同様に、基地局１０４は加入者局１１６へ向かう信号ビーム１１８を形成するために、または加入者局１２０へ向かう信号ビーム１２２を形成するために、そのアンテナ１０８を通して送信される信号の位相を調節する。

一般に、そのサービス領域を通して不規則に散在する加入者局へ送信するためにビーム形成を使用する基地局は、隣接するセルにおける加入者局へ、その全ての加入者局へ単一のアンテナを通して送信する基地局より少ない干渉を引起こす。そのセルにおける加入者１１２の位置に依存して、第１番目の基地局１０２からのビーム１１０は、第２番目の基地局１０４から信号を受信する加入者局１１６へ最小の干渉を引起こすかも知れない。またある時は、第１番目の基地局１０２からのビーム１１０は、加入者局１１６へより大きな干渉を引起こすような方向になるだろう。伝送スペクトルの効率的使用を最大化するために、基地局１０４は基地局１０２によって送信されるビーム１１０が引起こす干渉に基づいて、加入者局１１６へ送出される信号を調節する。

ときには、基地局はそのセルのサービス領域における全ての加入者局へ放送情報を送出しなければならない。セルにおける全ての加入者局が同一のビームに沿った位置にあることはありそうもないので、このような放送情報は、基地局のサービス領域における全ての加入者局に届くように意図された幅の広いビームを使用して送信される。

搬送波対干渉比（Ｃ／Ｉ）推定およびデータレート制御（ＤＲＣ）
好ましい実施形態においては、他の加入者局へサービスする基地局の送信およびセル領域が、しばしば受信する加入者局が経験する干渉の大部分を引起こすような送信は、ＣＤＭＡ信号である。好ましい実施形態においては、各加入者局はＣ／Ｉすなわち、搬送波対干渉比の周期的推定を行う。結果としてのＣ／Ｉ測定情報はそれから、各加入者局からサービス基地局へ送信される。基地局は一定のパワーレベルで送信するが、その加入者局から受信したＣ／Ｉ情報に従って、各加入者局へ送信するために使用されるデータレートを変える。

加入者局がＣ／Ｉを測定しそのサービス基地局へ結果を送信する時刻と、基地局がそれらのＣ／Ｉ測定を使用して加入者局へデータを送信する時刻の間には固有の遅延が存在する。データ伝送の間に現存する干渉がＣ／Ｉ測定の間に現存する干渉を超過するならば、基地局は信頼できる受信のために極めて高いデータレートで、測定する加入者局へデータを送出する。結果として加入者局へのデータを失うことになる。データ伝送の間に現存する干渉がＣ／Ｉ測定の間のそれより少ないならば、基地局はチャンネルが実際に支持することができるよりも低いデータレートで、測定する加入者局へデータを送出するだろう。これが加入者局でのデータ損失の原因とはならないが、準最適（ｓｕｂ−ｏｐｔｉｍａｌ）のデータレートの使用は、システムの総合容量を減少させるので好ましくはない。

例示的実施形態においては、各基地局は、事前決定された持続時間のタイムスロットの間一度に１つの加入者局へ高速データバーストを送信して、そのセルのサービス領域の中に位置する加入者局へ送信する。基地局が特定の時刻にいくつかの加入者局のための待ち行列データを持つならば、基地局は加入者局へデータが送出される順序の選択に、順位をつけた先入れ先出し処理法を使用する。例示的実施形態においては、各基地局は、隣接するセルにおける加入者局上への結果としてのビームの効果には関係なく、その加入者局の各々のためのタイムスロットを予定する。

代りの実施形態においては、基地局は、隣接するセルにおける加入者局への干渉を最小化するために、および網における各加入者局への処理能力を最大化するために、送信ビームのスケジューリングを総合調整する。

基地局送信ビーム形成を使用するＣＤＭＡシステムにおいては、各基地局は加入者局の各々へ信号ビームを向け、加入者局へデータバーストを送出する。基地局はそのサービス領域における種々の加入者局へ送信するので、その送信ビームの方向は各受信加入者局の位置に従って変化する。図１に描かれているように、加入者局１１６へ向かう基地局１０４からのビーム１１８は、他のセル１２４における加入者局１１２によって受信される信号へ大きな干渉を引起こすような方向に位置するかも知れない。またある時は、基地局１０４は、加入者局１１２で受信される信号へ最小の干渉を引起こす通路１２２に沿う異なる加入者局１２０へ送信するかも知れない。勿論、基地局１０４によって使用されるビーム１１８または１２２の方向は、基地局１０２がそれへの送信のためにデータレートを選択しなければならないときに、加入者局１１２にとって最も重要である。

前に論議したように、加入者局１１２は、基地局１０２から加入者局１１２への送信のためのデータレートを選択するために使用される情報を基地局１０２に送出するためにＣ／Ｉの測定を行う。サービス基地局１０２とは異なる基地局によって引起こされる加入者局１１２への干渉の大きさが大きいならば、そのとき基地局１０２は低データレートで加入者局１１２へ送信する。反対に、サービス基地局１０２とは異なる基地局から加入者局１１２への干渉が小さいならば、そのときは、基地局１０２は高データレートで加入者局１１２へ送信する。

あいにく、他の基地局によって使用されるビームの方向がそれぞれのセルのサービス領域における加入者局の位置に基づいて変わることができるので、加入者局によって測定されたＣ／Ｉもまた広く変わるかも知れない。Ｃ／Ｉの推定値は、それが送信のタイムスロットの間に現存する干渉に相当するならば、タイムスロットについての適切なデータレートを選択するために有用であるのみである。所与の加入者局とタイムスロットについてＣ／Ｉを予言することができないことは、最適なデータレートの正確な選択を不可能にする。

Ｃ／Ｉ予言の問題は、無線網における各基地局が将来の送信に使用されるビームに沿ってデータレート制御（ＤＲＣ）参照信号を送信するような本発明の実施形態において処理されている。このＤＲＣ参照信号は、加入者局が将来の送信を受信するときに存在すべき干渉レベルを推定しかつ予言するために各加入者局によって使用される。

図２は本発明の好ましい実施形態に従う伝送タイムスロットの信号構造を示す。基地局は事前決定された期間２０２のタイムスロットにおいてデータを送信する。各タイムスロットは２つの等しい半スロット２０４Ａと２０４Ｂに分割される。本発明の好ましい実施形態においては、各タイムスロットは２０４８個のシンボルチップの長さがあり、各半スロットは１０２４個のチップの長さがある。各半スロット２０４の中央にデータパイロットバースト２０８がある。本発明の好ましい実施形態においては、各データパイロットバースト２０８は９６個のチップの持続時間がある。第１番目の半スロット２０４Ａのデータパイロット２０８Ａの前にときどき、基地局はデータレート制御（ＤＲＣ）参照バースト２０６を送信する。好ましい実施形態においては、ＤＲＣ参照バースト２０６もまた９６個のチップの長さがある。各スロットの残りの部分２１０はパワー制御情報のような他の必要な信号成分と一緒に、スロットの加入者局データを含む。加入者局データは、加入者局データと同様なビーム上に送信されるデータパイロットバースト２０８を使用して復調される。技術的に習熟した人達は、本発明から逸脱することなく、スロットの長さのように説明したチップの長さ、半スロットの長さ、データパイロットバーストの長さ、およびＤＲＣ参照バーストの長さが変わってもよいことを正しく認識するだろう。

ＤＲＣ参照バースト２０６は、一般にデータパイロット２０８または加入者局データと同じビームに沿って送信されないが、むしろ、将来における事前決定されたタイムオフセットを使用されるべき潜在的に異なるビームに沿って送信される。本発明の好ましい実施形態においては、この事前決定されたタイムオフセットは２つのスロットである。それ故に、描かれたスロット２０２がスロットｎならば、そのときＤＲＣ参照バースト２０６は、データパイロットバーストおよび加入者局データのスロットｎ＋２の部分を送信するために使用されるべきビームに沿って送信される。技術的に習熟した人達は、本発明から逸脱することなく、事前決定されたタイムオフセットが２つのスロットとは異なる長さであってもよいことを、正しく認識するだろう。

データがスロットｎ＋２の間に基地局１０２から加入者局１１２へ向けられているならば、そのとき基地局１０２は、スロットｎの間に加入者局１１２と関係があるビーム１１０に沿ってそのＤＲＣ参照バーストを送信するだろう。同じスロットｎの間に、隣接する基地局１０４は、スロットｎ＋２において、それが送信すべき加入者局と関係があるビームに沿ってＤＲＣ参照バーストを送信する。例として、加入者局１１６がスロットｎ＋２の間にビーム１１８に沿った基地局１０４からのデータの目的地であると想定されたい。加入者局１１２はそのとき、基地局１０２と１０４の両方からのＤＲＣ参照バースト信号を受信し、受信された信号に基づいてＣ／Ｉ測定値を発生させる。本発明の好ましい実施形態においては、各基地局の送信は、加入者局に各基地局を互いに識別させるＰＮオフセットを持つ疑似雑音（ＰＮ）列を用いて混合される。加入者局１１２は、そのサービスする基地局１０２によって送信されたパイロットと参照信号の獲得を維持する。スロットｎの間に、加入者局１１２は、ビーム１１０に沿って送信されるＤＲＣ参照バーストの強さを、基地局１０４からのＤＲＣ参照バーストのように、周囲の基地局からのＤＲＣ参照バーストによって引起こされる干渉と比較するＣ／Ｉ測定値を発生させる。

ＤＲＣ参照バースト２０６は、加入者局がＤＲＣ参照信号からの干渉推定値を発生させ、基地局へ干渉情報を送信するために、および基地局が適切なレートで加入者局へデータを送信するための情報を使用するために、十分な時間があるように、各スロット２０２において早く送信されなければならない。この理由のために、例示的実施形態は、スロット期間２０２の始めに送信されているように示されているＤＲＣ参照バースト２０６を用いて示されている。技術的に習熟した人達は、本発明から逸脱することなく、スロット２０２の中のＤＲＣ参照バースト２０６の位置が変わってもよいことを、正しく認識するだろう。

ビーム形成最適化
特定の加入者局に信号ビームを向けるためのビーム形成手法を使用するために、各加入者について最適のビームは、送信する基地局によって知られていなければならない。地上無線網においては、網または各追加されまたは移動させられた加入者局における数種類の基地局のビーム形成の較正を行うことなく、加入者局を追加しまたは移動させることができることは望ましい。たとえ較正が各追加されまたは移動させられた加入者局について許容されなくても、地上無線環境における伝播環境は、追加または移動と無関係に時間に亘って変化することができる。時間に亘って各加入者局へ信号を送信するために使用されるビームの適応性ある最適化ができる必要がある。

ビーム形成最適化のいくつかの方法は、本発明の実施形態によって例示される。だれもビーム形成較正を要求するものではなく、全ては、基地局が加入者局へのビームに沿って送信するような無線網における送信ビームの適応性ある調節のために使用されてもよい。

本発明の第１番目の実施形態は、基地局から各加入者局への伝送チャンネルを特徴づけるゲート開閉された信号を使用する。基地局は、複数の送信アンテナの各々を通して加入者局によって知られた特性を持つ参照信号を送信し、加入者局は、チャンネルのチャンネルインパルス応答を推定するための信号を受信する。一度にただ１つの送信アンテナを通して送信された事前決定された参照信号を評価することによって、加入者局は、基地局に各個々の送信アンテナについてのチャンネルインパルス応答情報を供給することができる。

代りの実施形態においては、そのうちに各アンテナについて参照信号を分離する代わりに、複数の送信アンテナの各々について参照信号が同時に送信されるが、例えば各アンテナについて異なるウォルシュ符号を使用して直交符号化によって分離される。

本発明の好ましい実施形態においては、事前決定された参照信号はＣＤＭＡ疑似雑音（ＰＮ）信号であり、加入者局は、各送信アンテナから受信されるパイロット信号の相対オフセットを推定するためのＣＤＭＡ探索器（ＣＤＭＡ ｓｅａｒｃｈｅｒ）を利用する。一旦相対オフセットが基地局へ通知し返されたならば、その基地局は、それらが加入者局の受信器に同位相で到着するように、各アンテナを通して送信される信号の位相を調節するための情報を使用することができる。多種多様のアンテナを通してのこのような送信信号の位相調節の結果は、関係がある加入者局の方向のビームとなるだろう。

代りの実施形態においては、各基地局の異なる送信アンテナに相応する参照信号は連続的にされるが、加入者局がそれらを互いに識別できるような構造において異なる。異なる参照信号の構造を変えるために使用されることができる手法は、それらのＰＮオフセットを変えることまたは異なる直交ウォルシュ符号を用いて各々を混合することを含む。符号スペース効率的方式（ｃｏｄｅ ｓｐａｃｅ ｅｆｆｉｃｉｅｎｔ ｍａｎｎｅｒ）における多種多様なパイロット信号を伝送するための方法は、“直交スポットビーム、セクタおよび非常に小さいセル（ＰＩＣＯＣＥＬＬ）を提供するための方法および装置”と題する、係属中の米国特許出願第０８／９２５，５２１号に記載されていて、本出願の譲受人に譲渡され、ここに引用文献として組入れられている。

代りの実施形態においては、各加入者局もまた、各送信アンテナから受信される信号の振幅を測定する。いくつかの場合においては、基地局の送信アンテナから加入者局への信号の阻止を引起こす妨害があるかも知れないが、他ではない。振幅測定が加入者局によって基地局へ通知されるとき、基地局は、測定している加入者局へデータを送信するときどの送信アンテナを使用するかを決定するための情報を使用する。目的地の加入者局のためにはならないで、隣接するセルへ追加の干渉を引起こすような、阻止されたアンテナから信号を送信するよりもむしろ、阻止されていない送信アンテナのみが目的地の加入者局へ信号を送信するために使用される。

このようなチャンネルインパルス応答測定を行うことの利点は、各加入者局への正確で迅速な最適送信ビームの確立を含む。しかしながら、基地局によって使用される送信アンテナの数が増加するので、各アンテナについてチャンネルインパルス特性を測定しかつそれらをサービス基地局で維持するために要求される諸経費は重荷になる。

本発明の好ましい実施形態は、各加入者局からそのサービス基地局の各々へ送出されるＣ／Ｉ測定値情報を使用してビーム形成最適化を達成する。各サービス局は各加入者局へ送信するために使用されるビームを繰り返し調節し、かつ加入者局から送り返されるＣ／Ｉ情報上のビーム調節の影響を評価する。この方法は、より簡単であり、各個々の送信アンテナについてチャンネルインパルス応答を測定するよりも要求される諸経費は少ない。しかしながら、この方法を使用してビーム形成最適化を繰り返すことは、チャンネルインパルス応答方法よりも多くの時間がかかるかも知れない。

好ましい実施形態においては、加入者局によって発生したＣ／Ｉ測定値は、基地局による加入者局への次の送信を用いて使用されるためのデータレートを選択するために使用される。結果としてのデータレート情報は、データレート制御（ＤＲＣ）チャンネルを通して各加入者局からサービス基地局へ送信される。好ましい実施形態においては、ＤＲＣチャンネルを介して各基地局へ送出されるデータレート情報もまた、ビーム形成最適化のために使用される。Ｃ／Ｉ測定値はＤＲＣ情報の形成に量子化される必要があるが、ＤＲＣ情報はより狭い帯域幅を要求する。ビーム形成最適化を行うためのＤＲＣチャンネルの再使用もまた、伝播環境における変化または時間に亘る加入者局の移動を補償することができる頻繁な最適化を容易にする。

ビーム形成基地局送信器装置
図３は、本発明の好ましい実施形態に従った多種多様のアンテナを通して、セルにおける１つまたはより多い加入者局へ信号を送信するために使用されるＣＤＭＡ基地局の例示的実施形態のブロック図である。送信されるデータは、複合疑似雑音（ＰＮ）拡散器３０２への入力として供給される同位相（Ｉ）と直交位相（Ｑ）標本のストリームの形式で発生する。複合ＰＮ拡散器３０２は、短ＰＮ符号発生器３０４によって発生した短ＰＮ符号を用いてＩとＱ標本を混合する。結果としてのＰＮ拡散標本ストリームは、アップコンバートされ加入者局へ送信されるための基底帯域複合標本ストリームを発生させるために基底帯域有限インパルス応答（ＦＩＲ）濾波器３０６によって濾波される。前述の米国特許出願番号第０８／８５６，４２８号に記載されたような複合ＰＮ拡散手法に従って、基底帯域ＦＩＲ３０６へ供給される信号は、次の方程式に従う。

ここで、Ｉはディジタル同位相標本であり、Ｑはディジタル直交位相標本であり、ＰＮ_Ｉは同位相短ＰＮ列であり、ＰＮ_Ｑは直交位相ＰＮ列であり、およびＸ_ＩとＸ_Ｑはそれぞれ、同位相と直交位相チャンネル上へ変調されるための信号である。方程式（１）によって表される信号は、ＦＩＲ濾波器３０６Ａによって濾波され、方程式（２）によって表される信号は、ＦＩＲ濾波器３０６Ｂによって濾波される。ＦＩＲ濾波器３０６は、割当てられた帯域幅に合わせシンボル間の干渉を最小化するための送信波形の形成を行う。

ＦＩＲ濾波器３０６によって出力された信号は、２つまたはより多いアンテナ送信サブシステムへ供給され、各アンテナ送信サブシステムは、単一の送信アンテナ３２２を含む。スロットＴＤＭタイミング発生器３０７は、各伝送スロットの中の種々の時分割多重（ＴＤＭ）伝送期間に相応するタイミング信号を発生させる。スロットＴＤＭタイミング発生器３０７は、この出力された信号をビーム形成制御プロセッサ３０８へ供給し、ビーム形成制御プロセッサ３０８は、異なる信号ビーム上の異なるＴＤＭ期間に相応する信号を送信するためにその信号を使用する。上述したように、信号２０６のＤＲＣ参照部分を送信するために使用されるビームは、データパイロット２０８および各スロットの加入者局データ２１０部分を送信するために使用されるビームとは異なるかも知れない。

スロットＴＤＭタイミング発生器３０７からの信号に基づいて、ビーム形成制御プロセッサ３０８は、別々の位相および振幅制御信号を各アンテナ送信サブシステム３２４へ供給する。各アンテナ送信サブシステム３２４への位相制御信号を調節することによって、ビーム形成制御プロセッサ３０８は、そのセルにおける異なる加入者局に相応するビームに沿って時間に亘って基地局の送信ビームを変える。示されているように、ビーム形成制御プロセッサ３０８は、振幅制御信号α_１と位相制御信号φ_１をアンテナ送信サブシステム３２４Ａへ供給し、振幅制御信号α_Ｎと位相制御信号φ_Ｎをアンテナ送信サブシステム３２４Ｎへ供給する。前にも論議したようにまた、ビーム形成制御プロセッサ３０８によって発生したビーム形成位相および振幅信号は、基地局によって受信されるそのセルにおける各加入者局からのＣ／Ｉ情報に基づく。

例示的実施形態においては、ビーム形成制御プロセッサ３０８は、基地局のサービス領域における各加入者局について最適のビーム形成パラメータのデータベースを維持する。示されているように、ビーム形成制御プロセッサ３０８は、加入者局へのスロットの割当てを示す信号または基地局制御プロセッサ（図示せず）からのビームを受信する。

ビーム形成制御プロセッサ３０８は、マイクロプロセッサ、現場プログラム可能ゲートアレー（ＦＰＧＡ）、プログラム可能論理機器（ＰＬＤ）、ディジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）、特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣ）または必要な振幅および位相制御信号を発生させ調節することが可能な他の機器を使用して実施されてもよい。技術的に習熟した人達は、これが送信器装置において既に現存する他のプロセッサの内部のビーム形成制御プロセッサ３０８の機能を実施することを排除しないことを、正しく認識するだろう。

前述したように、アンテナ３２２Ｎから目的地の加入者局への信号伝播通路が阻止されるようにより早く決定されていたならば、制御プロセッサ３０８は、アンテナ送信サブシステム３２４Ｎへ非常に低いパワーで、または零パワーでさえ、送信を示す振幅制御信号α_Ｎを送出する。

各アンテナ送信サブシステム３２４は、１つの送信アンテナ３２２を通しての信号のアップコンバート、位相制御、増幅、および送信に必要な構成要素を含む。基底帯域ＦＩＲ３０６Ａによって供給された信号は、位相制御発振器（ｐｈａｓｅ−ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ）３１０によって供給される混合信号を用いて混合器３１２において混合される。基底帯域ＦＩＲ３０６Ｂによって供給された信号は、位相制御発振器３１８によって供給される混合信号を用いて混合器３１４において混合される。示されているように、位相制御発振器３１０と３１８は、ビーム形成制御プロセッサ３０８からの振幅および位相制御信号を受信し、ビーム形成制御プロセッサ３０８は、それらの出力混合信号の位相と振幅を変えるために使用される。混合器３１２と３１４の出力信号は、合算器（ｓｕｍｍｅｒ）３１６に一緒に加えられ、送信アンテナ３２２を通しての送信のために増幅器３２０へ供給される。

各アンテナ送信サブシステム３２４については、増幅と送信の前にディジタル信号をアナログ形式へ変換するために要求されるディジタルアナログ変換器（ＤＡＣ）は、示されていない。技術的に習熟した人達は、本発明から逸脱することなく、アナログ形式へ変換されてもよい多種多様の場所があることを、正しく認識するだろう。

本発明の好ましい実施形態においては、各アンテナ送信サブシステム３２４は、合算器３１６と増幅器３２０の間に配置されたＤＡＣを含む。この好ましい実施形態においては、混合器３１２と３１４はディジタル混合器であり、位相制御発振器３１０と３１８はディジタル発振器信号を発生させる。各ＤＡＣは、合算器３１６のディジタル出力をアナログ信号へ変換し、そのあと、増幅器３２０に
よって増幅され送信されるために役たつ。

代りの実施形態においては、アンテナ送信サブシステム３２４へ供給される入力信号は、すでに、アナログ形式（信号をアンテナ送信サブシステム３２４へ供給する前にアナログへ変換された）である。この代りの実施形態においては、位相制御発振器３１０と３１８はアナログ混合信号を発生させ、混合器３１２と３１４は、アナログ混合器であり、および合算器３１６はアナログ合算器である。

技術的に習熟した人達はまた、本発明から逸脱することなく、各アンテナを通して送信される信号の振幅制御が異なるやり方で実施されることができることを、正しく認識するだろう。例示的実施形態においては、ビーム形成制御プロセッサ３０８は、各アンテナ送信サブシステム３２４の各個々の増幅器３２０へ振幅制御信号を供給する。

技術的に習熟した人達は、本発明から逸脱することなく、位相制御発振器３１０と３１８が種々のやり方で実施されてもよいことを、認識するだろう。例示的実施形態においては、位相制御直接ディジタルシンセサイザ（ｐｈａｓｅ−ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ ｄｉｒｅｃｔ ｄｉｇｉｔａｌ ｓｙｎｔｈｅｓｉｚｅｒ）（ＤＤＳ）は、非常に細密な位相分析を用いてディジタル正弦波形信号を発生さ
せるために使用されてもよい。他の実施形態においては、発振器３１０と３１８は位相制御されないが、移相器（ｐｈａｓｅ ｓｈｉｆｔｅｒ）が合算器３１６と増幅器３２０の間に配置される。

図３には２つのアンテナ送信サブシステム３２４が示されているが、本発明から逸脱することなく、２つより多いアンテナ送信サブシステムがビーム形成基地局に実施されてもよい。

加入者局装置
図４は、本発明の好ましい実施形態に従って構成されたＣＤＭＡ加入者局の一部の図である。示されている装置は、いくつかの可能な信号伝播通路、すなわち“フィンガ（ｆｉｎｇｅｒ）”の各々の搬送波対干渉比（Ｃ／Ｉ）を推定するために使用される。

ＣＤＭＡ加入者局は、アンテナ４０２を通して無線信号を受信する。この受信された信号は、加入者局のサービス基地局からの信号成分、隣接する基地局からの信号成分、および熱雑音を含む。

アンテナ４０２で受信された信号は、受信器４０４へ供給され、受信器４０４は、自動利得制御（ＡＧＣ）、ダウンコンバート、および方程式（１）と（２）を用いて前に論議したディジタルＸ_ＩとＸ_Ｑ標本ストリームを作り出すための複合標本化を含む、技術的によく周知のいくつかの作用を行う。標本ストリームは、受信器の１つまたはより多いフィンガ復調器モジュールヘ供給される。図４は、Ｃ／Ｉ推定モジュール４２２と呼ばれる各フィンガ復調器モジュールのサブセット（ｓｕｂｓｅｔ）の構成要素を示す。各Ｃ／Ｉ推定モジュール４２２は、単一の基地局から単一の伝播通路を介して受信される信号に相応するＣ／Ｉ推定値を発生させる。

好ましい実施形態においては、各フィンガ復調器は、複合ＰＮ逆拡散器４１０を含み、複合ＰＮ逆拡散器４１０は、Ｘ_ＩとＸ_Ｑ標本ストリームを受信し、ＰＮ逆拡散されたＩとＱ標本ストリームを作り出すためにＰＮ発生器４１２からの疑似雑音列ＰＮ_ＩとＰＮ_Ｑを使用する。各ＰＮ発生器４１２によって発生したＰＮ信号のタイムオフセットは、フィンガ割当て制御器（図示せず）によって制御される。スロットＴＤＭ制御器４０８は、各フレーム期間２０２のＤＲＣ参照期間に相応する各フィンガ復調器のＣ／Ｉ推定モジュール４２２へＤＲＣ参照タイミング信号を供給する。スロットＴＤＭタイミング制御器４０８からのＤＲＣ参照タイミング信号は、各フィンガ復調器の相応するＰＮ発生器４１２よって発生した信号を用いて整列させられる。

各Ｃ／Ｉ推定モジュール４２２の中で、ＩとＱ標本の別々の平均値は、モジュール４１８において平方され合算される前に累積器４１４によって発生する。スロットＴＤＭタイミング制御器４０８によって供給された信号を使用して、累積器４１４は、ＤＲＣ参照期間２０６に亘って標本を累積し、ＤＲＣ参照期間２０６の終りで累積された合計は、ＤＲＣ参照期間２０６の標本持続時間であるところのｎ_ＤＲＣによって除算される。例えば、複合ＰＮ逆拡散器４１０によって作り出されるＩとＱ信号が各々チップ当たり１つの標本の割合で作り出され、ＤＲＣ参照期間２０６が９６個のチップであるならば、そのとき各ＤＲＣ参照期間２０６に亘り各累積器４１４に累積された和は、各ＤＲＣ参照期間２０６の終りで９６によって除算される。各累積器４１４によって出力されたこの除算計算の結果は、ＤＲＣ参照期間２０６の間の平均のＩまたはＱ標本値である。これら２つの平均値は、次のＣ／Ｉ計算に使用される平均搬送波エネルギー値Ｅ_Ｃを作り出すためにモジュール４１８において平方され加えられる。

各Ｃ／Ｉ推定モジュール４２２の中で、各複合逆拡散器４１０からのＩとＱストリームもまた、モジュール４１６において標本毎を基準に平方され合算される。結果としての平方和値（ｓｕｍ−ｏｆ−ｓｑｕａｒｅ ｖａｌｕｅ）のストリームは、累積器４１４と同様な作用を行う累積器４２０において累積される。スロットＴＤＭタイミング制御器４０８によって供給された信号を使用して、累積器４２０はＤＲＣ参照期間２０６に亘って標本を累積し、ＤＲＣ参照期間２０６の終りで累積された合計は、ＤＲＣ参照期間２０６の標本持続時間によって除算される。累積器４２０によって作り出された平均値は、次のＣ／Ｉ計算に使用される平均信号レベルＩ_０である。

技術的に習熟した人達は、本発明から逸脱することなく、累積器４１４と４２０が合算器、積分器、バッファ、または低域濾波器のようなものを含む種々のやり方で実施されてもよいことを、正しく認識するだろう。

一旦Ｅ_ＣとＩ_０値が各フィンガ復調器について作り出されると、そのフィンガについてのＣ／Ｉは、次の方程式に従って計算される。

ここで、Ｃ／Ｉは搬送波対干渉比である。好ましい実施形態においては、加入者局における全てのフィンガ復調器についてのＣ／Ｉ値は、方程式（４）に従って総合Ｃ／Ｉ値を発生させるために合算される。

ここで、（Ｃ／Ｉ）_overallは、基地局へのＤＲＣ信号を発生させるために加入者局によって使用されるＣ／Ｉ値であり、（Ｃ／Ｉ）_ｉは、各フィンガ復調器によって測定されるＣ／Ｉ値であり、および＃ｄｅｍｏｄ´ｓは、受信器によって使用されているフィンガ復調器の数である。総合Ｃ／Ｉ値は、それから大気を介して加入者局の１つまたはより多いサービス基地局へ送信される、事前決定されたデータレートの組にマップされる。

２つのフィンガ復調器のみを用いて描かれているけれども、技術的に習熟した人達は、本発明から逸脱することなく、受信器が２つより多いフィンガ復調器を、およびこれ故に２つより多いＣ／Ｉ推定モジュール４２２を持ってもよいことを認識するだろう。その上、本発明から逸脱することなく、受信器は、直交符号化または簡単なＰＮ逆拡散のような、複合ＰＮ逆拡散とは異なる逆拡散方法を使用してもよい。

ビーム形成最適化方法
図５は、本発明の実施形態に従って、加入者局への送信において、基地局によって使用される送信ビームを最適化するための処理を描いているフローチャートである。例示的実施形態においては、開始ブロック５０１と継続ブロック５２０の間のステップによって包含される最適化処理は、基地局のサービス領域における各加入者局のために完成される。

単一加入者局について送信ビームの最適化における第１番目のステップは、加入者局でＣ／Ｉを測定し、その測定値情報をサービス基地局へ供給することである５０２。Ｃ／Ｉ値は上記の方程式（３）と（４）に従って計算される。このＣ／Ｉレベルが基準線として得られた後、サービス基地局の送信ビーム角は、事前決定された正のビーム角増加５０４によってオフセットされる。この例について、ビーム角を増大させることは、基地局の周りを時計回り方向にビームを移動させることであると言うことにしよう。（角度を“増加させて”いるというような１つの方向の呼称が任意であることは、容易に認識されるだろう。） Ｃ／Ｉ推定ステップ５０６Ａで、加入者局は、再度、その受信された信号のＣ／Ｉを測定し、サービス基地局へ情報を供給する。基地局は、それから、ステップ５０８Ａでビーム角の増加の結果として生じるＣ／Ｉにおける変化を評価する。Ｃ／Ｉが増加するならば、ステップ５０４、５０６Ａ、および５０８Ａは、繰り返され、信号のビーム角を増加させることが、もはや結果としてＣ／Ｉにおける測定可能な増加を生じなくなり、または結果としてＣ／Ｉにおける減少を生じるまで繰り返される。これらのビーム角調節５０４の１つが結果としてＣ／Ｉにおける減少を生じるとき、その一番最近のビーム角調節は取り消される（予約される）５１０。ステップ５１０は、送信ビーム角を一番最近のビーム角調節の前の状態へ戻す。

ステップ５１４で、送信ビーム角を増加させることの効果は、送信ビーム角を減少させることが結果として改善されたＣ／Ｉを生じるかも知れないだろうかどうかを調べて評価される。ステップ５０４から通して５１０までが結果として継続するビーム角増加を生じたとするならば、ビーム角における減少を試験するステップ（ステップ５１２から５１８まで）は飛び越される。換言すれば、１つより多いビーム角増加がなされたならば、またはステップ５０４、５０６、および５０８が結果としてステップ５１０によって取り消されないビーム角増加を生じたならば、そのときは、送信ビーム角を減少させることがＣ／Ｉを改善するだろうかどうかを評価する必要がある。この場合において、本方法はステップ５１４からステップ５２０へ進む。

しかしながら、ビーム角減少がＣ／Ｉを改善するだろうことがまだ疑わしいならば、そのとき送信ビーム角は、事前決定された負のビーム角オフセットによってオフセットされ５０４、結果として生じるＣ／Ｉは、加入者局で推定され、およびサービス基地局へ供給される５０６Ｂ。

決定ステップ５０８Ｂで、ビーム角調節５１２の結果として生じるＣ／Ｉにおける変化は評価される。Ｃ／Ｉが増加したならば、そのときステップ５１２、５０６Ｂ、および５０８Ｂは繰り返され、信号のビーム角を増加させることが、もはや結果としてＣ／Ｉにおける測定可能な増加を生じなくなり、または結果としてＣ／Ｉにおける減少を生じるまで繰り返される。これらのビーム角調節５１２の１つが結果として減少したＣ／Ｉを生じるとき、一番最近のビーム角調節は取り消される（予約される）５１８。ステップ５１８は入力信号ビーム角を一番最近のビーム角調節の前の状態へ戻す。

ステップ５１８後、選択された加入者局についてのビーム最適化は、終結し５２０、最適化は必要ならば次の加入者局について行われる。

前述の処理のいくつかの変形もまた、本発明の実施形態によって予期される。例示的実施形態においては、各加入者局は、詳細なＣ／Ｉ測定値の代りに、データレートをサービス基地局へ送信する。測定されたＣ／Ｉ値のデータレートへのマッピングにおいて、同様なデータレートがＣ／Ｉ値の範囲について基地局へ送出されるような量子化誤りがあり得る。基地局はちょうど最高のデータレートにではなく、達成し得る最高のＣ／Ｉ値に相応するビームに沿って送信することが望ましい。本発明の１つの実施形態は、それ故に、加入者局について達成し得る最高のデータレートに相応する送信ビーム角の範囲を確認するようにＣ／Ｉ測定を行う。一旦この範囲が加入者局について確認されると、基地局はその加入者局へ伝送するために、その範囲の中心の送信ビーム角を使用する。

順方向リンクのＣ／Ｉ特徴描写の点から説明したけれども、技術的に習熟した人達は、本発明から逸脱することなく、本発明はまた、逆方向リンクＣ／Ｉ推定にも適用可能であるかも知れないことを、認識するだろう。

好ましい実施形態の上記説明は、技術的に習熟したどのような人でも本発明を行いまたは使用することを可能にするように提供される。これらの実施形態の種々の変形は、技術的に習熟した人達には容易に明白だろう。およびここに定義された総称的原理は、創意的能力を使用することなく他の実施形態に適用されてもよい。こうして本発明は、ここに示された実施形態に限定するように意図するものではなく、ここに開示された原理並びに新規な特徴と矛盾がない最も広い範囲と一致するものである。

１０２、１０４…基地局 １１２、１１６、１２０…加入者局 １２４、１２６…セル領域、３２４…アンテナ伝送サブシステム、４２２…Ｃ／Ｉ推定モジュール

Claims (18)

1. （ａ）少なくとも２つのアンテナ送信サブシステムであって、各アンテナ送信サブシステムは、
   （１）複数の位相制御信号の１つに基づいて位相制御アップコンバートされた信号を発生させる手段、
   （２）前記発生させる手段へ作動可能に結合され、前記位相制御アップコンバートされた信号を増幅して、増幅された信号を生成する増幅器、および、
   （３）前記増幅器へ作動可能に結合され、大気を通して前記増幅された信号を送出する送信アンテナをさらに含む、少なくとも２つのアンテナ送信サブシステムと、
   （ｂ）時分割多重化された信号に基づく前記複数の位相制御信号の各々を発生させ、前記少なくとも２つのアンテナ送信サブシステムの各々に前記位相制御信号を供給するビーム形成制御プロセッサと、
   （ｃ）ビーム形成制御プロセッサに作動可能に結合され、スロットタイミング信号を発生させ、前記スロットタイミング信号を前記ビーム形成プロセッサに供給するスロットタイミング発生器とを含み、前記ビーム形成制御プロセッサは、前記スロットタイミング信号に基づいて前記位相制御信号を変化させ、データは、前記複数の位相制御信号で前記データの送信のために定義されるビームで予め送信された複数のデータレート制御(DRC)参照バースト信号に基づいて推定される搬送波対干渉比（C/I）に従って送信される、
   を含む無線信号を送信するための装置。
2. 前記ビーム形成制御プロセッサが、さらに、複数の加入者局に対応するビーム形成パラメータのデータベースを記憶し、および、前記ビーム形成制御プロセッサが、前記増幅された信号のために、目的地の加入者局に基づいて前記位相制御信号を発生させる請求項１記載の装置。
3. 前記ビーム形成制御プロセッサが、さらに、前記目的地の加入者局に基づいて前記アンテナ送信サブシステムの各々で前記発生させる手段に振幅制御信号を供給し、および、前記発生させる手段が、前記振幅制御信号に基づいて、前記位相制御アップコンバートされた信号を調整する請求項２記載の装置。
4. 前記ビーム形成制御プロセッサが、前記アンテナ送信サブシステムの各々の前記増幅器に作動可能に結合され、前記データベースの内容に基づいて前記増幅器に振幅制御信号を供給し、および、前記増幅器が、前記振幅制御信号に基づいて、前記増幅された信号の振幅を調整する請求項２記載の装置。
5. 前記スロットタイミング信号は、連続タイムスロットの各々がデータレート制御（data rate control, DRC）参照バーストのサブスロットとデータ パイロット バーストのサブスロットとを含む複数の連続タイムスロットを示し、および、前記ビーム形成制御プロセッサが、前記ＤＲＣ参照バーストのサブスロットおよび前記データ パイロット バーストのサブスロットに基づいて、前記位相制御信号を変化させる請求項１記載の装置。
6. 位相制御アップコンバートされた信号を発生させる前記手段が、
   前記ビーム形成制御プロセッサに作動可能に結合され、前記位相制御信号を受信し、前記位相制御信号に基づいて、位相制御されたディジタル混合信号を生成する位相制御ディジタル発振器と、
   前記位相制御ディジタル発振器と作動可能に結合され、ディジタルデータ信号を前記位相制御されたディジタル混合信号と混合し、前記位相制御アップコンバートされた信号を生成するディジタル混合器とをさらに含む請求項１記載の装置。
7. 前記位相制御ディジタル発振器が、位相制御直接ディジタルシンセサイザ（direct digital synthesizer, DDS）である請求項６記載の装置。
8. 位相制御アップコンバートされた信号を発生させる前記手段が、
   前記ビーム形成制御プロセッサに作動可能に結合され、前記位相制御信号を受信し、前記位相制御信号に基づく位相オフセットを持つ第１の位相制御されたディジタル混合信号を生成する第１の位相制御ディジタル発振器と、
   前記ビーム形成制御プロセッサに作動可能に結合され、前記位相制御信号を受信し、前記位相制御信号に基づく位相オフセットを持つ第２の位相制御されたディジタル混合信号を生成する第２の位相制御ディジタル発振器であって、前記第２の位相制御されたディジタル混合信号が、前記第１の位相制御されたディジタル混合信号と位相が９０度ずれている第２の位相制御ディジタル発振器と、
   前記第１の位相制御ディジタル発振器と作動可能に結合され、第１のディジタルデータ信号を前記第１の位相制御されたディジタル混合信号と混合して、第１のアップコンバートされたディジタル信号を生成する第1のディジタル混合器と、
   前記第２の位相制御ディジタル発振器と作動可能に結合され、第２のディジタルデータ信号を前記第２の位相制御されたディジタル混合信号と混合して、第２のアップコンバートされたディジタル信号を生成する第２のディジタル混合器と、
   前記第１および前記第２のディジタル混合器に作動可能に結合され、前記第１のアップコンバートされたディジタル信号と第２のアップコンバートされたディジタル信号とを加えて、前記位相制御アップコンバートされた信号を生成するディジタル合算器とをさらに含む請求項１記載の装置。
9. 前記第１の位相制御ディジタル発振器および前記第２の位相制御ディジタル発振器が、位相制御直接ディジタルシンセサイザ（ＤＤＳ）である請求項８記載の装置。
10. 前記第１のディジタル混合器および前記第２のディジタル混合器に作動可能に結合された疑似雑音（pseudonoise, PN）拡散器であって、
    同位相ディジタル基底帯域信号と同位相ＰＮ信号とを受信し、前記同位相ディジタル基底帯域信号を前記同位相ＰＮ信号によって乗算し、前記第１のディジタルデータ信号を生成し、
    直交位相基底帯域ディジタル信号と直交位相ＰＮ信号とを受信し、前記直交位相ディジタル基底帯域信号を前記直交位相ＰＮ信号によって乗算し、前記第２のディジタルデータ信号を生成するＰＮ拡散器をさらに含む請求項８記載の装置。
11. 前記第１のディジタル混合器および前記第２のディジタル混合器に作動可能に結合され、データストリームの同位相および直交位相成分を受信し、同位相および直交位相の短ＰＮ拡散符号に基づいて、前記データストリームの前記同位相および直交位相成分の複合ＰＮ拡散を行い、前記第１のディジタルデータ信号と前記第２のディジタルデータ信号とを生成する複合疑似雑音（ＰＮ）拡散器をさらに含む請求項８記載の装置。
12. 前記複合ＰＮ拡散器と前記第１のディジタル混合器との間に配置され、前記第１のディジタルデータ信号の波形を整形する第１の基底帯域有限インパルス応答（finite impulse response, FIR）濾波器と、
    前記複合ＰＮ拡散器と前記第２のディジタル混合器との間に配置され、前記第２のディジタルデータ信号の波形を整形する第２の基底帯域ＦＩＲ濾波器とをさらに含む請求項１１記載の装置。
13. ＰＮ符号の同位相および直交位相標本を発生させる疑似雑音（ＰＮ）発生器と、
    前記ＰＮ発生器に作動可能に結合され、前記ディジタル標本を受信し、前記同位相および直交位相標本に基づいて、前記ディジタル標本のＰＮ逆拡散を行って、同位相のＰＮ逆拡散された標本と直交位相のＰＮ逆拡散された標本とを生成するＰＮ逆拡散器とをさらに含む請求項１記載の装置。
14. 前記ＰＮ逆拡散器に作動可能に結合され、参照バーストのサブスロット中に受信された前記同位相のＰＮ逆拡散された標本を累積して、累積された同位相参照エネルギーの合計を生成する第１の累積器と、
    前記ＰＮ逆拡散器に作動可能に結合され、前記参照バーストのサブスロット中に受信された前記直交位相のＰＮ逆拡散された標本を累積し、累積された直交位相参照エネルギーの合計を生成する第２の累積器と、
    前記第１および第２の累積器に作動可能に結合され、前記同位相参照エネルギーの合計を平方し、平方された同位相参照エネルギーの合計を生成し、前記直交位相参照エネルギーの合計を平方し、平方された直交位相参照エネルギーの合計を生成し、前記平方された同位相参照エネルギーの合計と、前記平方された直交位相参照エネルギーの合計とを加えて、チップ当たりの前記参照信号エネルギーを生成する絶対値モジュールと、
    をさらに含む請求項１３記載の装置。
15. 前記参照バーストのサブスロットが標本の事前決定された数を含む請求項１４記載の装置。
16. 前記ＰＮ逆拡散器に作動可能に結合され、前記同位相のＰＮ逆拡散された標本の１つと前記直交位相のＰＮ逆拡散された標本の１つとから成る逆拡散された標本の各対の平方和を計算し、平方和標本のストリームを生成する絶対値モジュールと、
    前記絶対値モジュールに作動可能に結合され、前記参照バーストのサブスロット中に受信された前記平方和標本を累積し、チップ当たりの前記平均受信エネルギーを生成する累積器と、
    をさらに含む請求項１３記載の装置。
17. 前記累積器が、さらに、前記参照バーストのサブスロット中に受信された前記累積された平方和標本を、前記参照バーストのサブスロット内の標本の事前決定された数によって除算する請求項１６記載の装置。
18. 標本の前記事前決定された数が、９６である請求項１７記載の装置。

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