JP5725622B2 - レクテナ装置 - Google Patents

Description

本発明は、レクテナ装置に関する。

マイクロ波無線電力電送に用いられるレクテナ（受電整流アンテナ：Rectifying antenna）は、１９６０年代に発明されて以来、様々な方式のレクテナが開発され、公表されてきた。レクテナは、整流回路部とアンテナ部とに分かれる。既発表のレクテナ整流回路は、基本となるシングルシャント整流回路と、それ以外の整流回路に大別される。
シングルシャント整流回路は、１つのダイオード、λｇ／４線路、及びキャパシタで構成された出力フィルタと、入力低域通過フィルタとで構成される。シングルシャント整流回路は、出力フィルタで高調波合成を行うことで理論効率１００％を実現する整流回路である。

図８は、シングルシャント整流回路を用いたレクテナ装置９００の等価回路を示す図である。同図に示すように、レクテナ装置９００は、電波を受信するアンテナ９０１と、入力低域通過フィルタ９０２と、シングルシャント整流回路９１０とを具備している。シングルシャント整流回路９１０は、ダイオード９１１、及び、λｇ／４線路９１２とキャパシタ９１３とを有する出力フィルタを備えている。シングルシャント整流回路９１０において、ダイオード９１１は、アノードが接地され、カソードが入力低域通過フィルタ９０２の出力端に接続されている。λｇ／４線路９１２は、アンテナ９０１で受信する基本波の４分の１の波長に対応する長さの線路で構成され、一端がダイオード９１１のカソードに接続され、他端が負荷（不図示）に接続されている。キャパシタ９１３は、一端が接地され、他端がλｇ／４線路９１２の他端に接続されている。
アンテナ９０１は、入力低域通過フィルタ９０２の入力端に接続されている。入力低域通過フィルタ９０２は、アンテナ９０１が受信した信号のうち、予め定められた周波数帯域の信号を通過させてシングルシャント整流回路９１０に出力する。シングルシャント整流回路９１０は、入力された信号を整流して負荷に出力する。

図９は、異なるシングルシャント整流回路を用いたレクテナ装置９２０の等価回路を示す図である。同図に示すように、レクテナ装置９２０は、アンテナ９２１と、高周波チョーク９２２と、スイッチング素子９２３と、入力低域通過フィルタ９３０と、共振回路９４０とを具備している。レクテナ装置９２０には、負荷９５０が接続されている。ここでは、スイッチング素子９２３としてＦＥＴ（Field Effective Transistor：電界効果トランジスタ）を用いて構成する場合について説明する。
アンテナ９２１は、スイッチング素子９２３のドレインに接続されている。スイッチング素子９２３は、ソースが接地され、ドレインが高周波チョーク９２２を介して電源電圧Ｖｄｄに接続されている。入力低域通過フィルタ９３０は、キャパシタ９３１と、λｇ／４線路９３２とを備えている。キャパシタ９３１は、一端がアンテナ９２１に接続され、他端がλｇ／４線路９３２の一端に接続されている。λｇ／４線路９３２は、アンテナ９２１で受信する基本波の４分の１の波長に対応する長さの線路で構成され、他端が共振回路９４０及び負荷９５０に接続されている。共振回路９４０は、インダクタ９４１と、キャパシタ９４２とを備えている。インダクタ９４１とキャパシタ９４２とは、並列に接続され、それぞれの一端がλｇ／４線路９３２及び負荷９５０に共通接続され、それぞれの他端が共に接地されている。すなわち、共振回路９４０はＬＣ共振回路であり、予め定められた周波数（基本波の周波数）において共振する。
スイッチング素子９２３のドレイン側から入力低域通過フィルタ９３０を介してみると、偶数次高調波に対して短絡回路になり、奇数次高調波に対して開放回路となる。このため、スイッチング素子９２３に十分なバイアスを与え、アンテナ９２１から高周波信号が入力されると、ドレインの電圧波形が基本波と偶数次高調波とからなる半波整流波形になる。

また、特許文献１に記載されている技術では、レクテナ装置においてシングルシャント整流回路の基本構成であるダイオード、λｇ／４線路、及びキャパシタのうち、λｇ／４線路の線路長をλｇ／２２．５からλｇ／１４の範囲にすることで最適化をし、弱いマイクロ波強度における高効率化が図られている。

特開２００７−１１６５１５号公報

しかしながら、特許文献１に記載されている技術のシングルシャント整流回路では、容量の大きなキャパシタが必要である。そのため、使用するキャパシタの容量によっては、周波数の増加に伴いインピーダンスが大きくなり、ミリ波等の高周波において理想的なキャパシタとして動作することが難しくなる。その結果、ミリ波等の高周波に対して、整流回路における変換効率が下がるという問題があった。

本発明は、上記問題を解決すべくなされたもので、その目的は、ミリ波等の高周波において変換効率を向上させるレクテナ装置を提供することにある。

上記問題を解決するために、本発明は、受信した電波の周波数に応じた信号を出力するアンテナと、前記アンテナが出力する信号に対して帯域制限をして出力するフィルタと、前記フィルタの出力を整流する整流回路とを具備し、前記フィルタは、前記アンテナが受信する電波に含まれる基本波の奇数次の高調波における波長の４分の１の長さを有する線路を備えることを特徴とするレクテナ装置である。

また、本発明は、上記に記載の発明において、前記線路は、第１の線路と第２の線路とを含み、前記第１の線路は、一端が前記フィルタの入力端に接続され、他端が前記フィルタの出力端に接続され、前記第２の線路は、一端が前記フィルタの入力端に接続され、他端が開放端になっていることを特徴とする。

また、本発明は、上記に記載の発明において、前記線路は、前記基本波に対して３次の高調波における波長の４分の１の長さであることを特徴とする。

この発明によれば、整流回路に入力する信号に含まれる奇数次高調波を抑圧することにより、増幅する基本波及び偶数次高調波を合成した信号に対する影響を抑圧することができ、整流回路における変換効率を向上させることができる。

実施形態におけるシングルシャント整流回路を用いたレクテナ装置１００の等価回路を示す図である。 実施形態における入力低域通過フィルタ２０の構成例を示す図である。 実施形態における入力低域通過フィルタ２０の通過特性を示す図である。 レクテナ装置９００において入力低域通過フィルタ１０を用いた場合と、レクテナ装置１００との特性を示す図である。 比較例における入力低域通過フィルタ１０の構成例を示す図である。 入力低域通過フィルタ１０の通過特性を示す図である。 レクテナ装置９００において、入力低域通過フィルタを用いない場合と、入力低域通過フィルタ１０を用いた場合との特性を示す図である。 シングルシャント整流回路を用いたレクテナ装置９００の等価回路を示す図である。 シングルシャント整流回路を用いたレクテナ装置９２０の等価回路を示す図である。

［比較例］
「背景技術」において説明したレクテナ装置における入力低域通過フィルタは、高周波の通過特性を悪くして、高周波の信号を通過させないようにすることで実現されている。このとき、高周波におけるインピーダンス特性が劣化しないように、キャパシタを用いない入力低域通過フィルタを用いることが考えられる。その例を以下に示す。

例えば、図５は、比較例における入力低域通過フィルタ１０の構成例を示す図である。同図に示すように入力低域通過フィルタ１０は、入力端子としてのＰｏｒｔ１と、出力端子としてのＰｏｒｔ２と、Ｐｏｒｔ１とＰｏｒｔと２との間に設けられた分布定数線路Ｌ１とを備えている。入力低域通過フィルタ１０は、レクテナ装置が受信する信号のうち予め定められている基本波の周波数に対して３倍の周波数を有する３次の高調波を抑圧して出力するバンドエリミネーションフィルタ（Band Elimination Filter：ＢＥＦ）である。分布定数線路Ｌ１は、３次の高調波の波長（λ_３ｆ）の４分の１（１／４）の長さを有するオープンスタブで構成されている。例えば、分布定数線路Ｌ１は、３次の高周波において、誘電体内波長が４分の１の長さとなる線路を用いて形成する。

図６は、図５に示した入力低域通過フィルタ１０の通過特性を示す図である。図６（ａ）は、入力低域通過フィルタ１０のインサーションロス（挿入損失）及びリターンロス（反射損失）を示すグラフである。同図において、横軸は周波数［ＧＨｚ］を示し、縦軸は損失［ｄＢ］を示している。図６（ｂ）は、入力低域通過フィルタ１０のインピーダンス特性を示すグラフである。同図において、横軸は周波数［ＧＨｚ］を示し、縦軸はインピーダンス［Ω］を示している。同図に示されるように、入力低域通過フィルタ１０は、３次の高調波（７２［ＧＨｚ］）の帯域の成分を抑圧する特性を有している。また、入力低域通過フィルタ１０は、３次の高調波におけるインピーダンスが他の帯域に比べ低くなっている。

ここで、図８に示したレクテナ装置９００において、入力低域通過フィルタを用いない場合と、入力低域通過フィルタ９０２として図５に示した入力低域通過フィルタ１０を用いた場合とについて比較した結果を以下に示す。
図７は、レクテナ装置９００において、入力低域通過フィルタを用いない場合と、入力低域通過フィルタ１０を用いた場合との特性を示す図である。図７（ａ）は入力低域通過フィルタを用いない場合におけるダイオード電圧及びダイオード電流を示すグラフである。同図において、横軸は時間［ｐｓ］を示し、縦軸は電圧［Ｖ］及び電流値［ｍＡ］を示している。図７（ｂ）は入力低域通過フィルタを用いない場合におけるダイオード電流の周波数特性を示すグラフである。同図において、横軸は周波数［ＧＨｚ］を示し、縦軸はダイオード電流の振幅［Ａ］を示している。
図７（ｃ）は入力低域通過フィルタ１０を用いた場合におけるダイオード電圧及びダイオード電流を示すグラフである。同図において、横軸は時間［ｐｓ］を示し、縦軸は電圧［Ｖ］及び電流値［ｍＡ］を示している。図７（ｄ）は入力低域通過フィルタ１０を用いた場合におけるダイオード電流の周波数特性を示すグラフである。同図において、横軸は周波数［ＧＨｚ］を示し、縦軸はダイオード電流の振幅［Ａ］を示している。

図７に示されるように、３次の高調波を抑圧させるために入力低域通過フィルタ１０を用いた場合、入力低域通過フィルタを用いない場合よりもダイオード電流に含まれる３次の高調波成分が増加し、その結果、変換効率が低下してしまうことが判明した。

［本発明に係る実施形態］
比較例における比較結果を踏まえて、高調波に対するインピーダンスを考慮して、入力低域通過フィルタを構成することを検討し、レクテナ装置を構成した。

図１は、本発明に係る実施形態におけるシングルシャント整流回路を用いたレクテナ装置１００の等価回路を示す図である。同図に示すように、レクテナ装置１００は、電波を受信するアンテナ１０１と、入力低域通過フィルタ２０と、シングルシャント整流回路１１０とを具備している。シングルシャント整流回路１１０は、ダイオード１１１、及び、λｇ／４線路１１２とキャパシタ１１３とを有する出力フィルタを備えている。シングルシャント整流回路１１０において、ダイオード１１１は、アノードが接地され、カソードが入力低域通過フィルタ２０の出力端に接続されている。λｇ／４線路１１２は、アンテナ１０１で受信する基本波の４分の１の波長に対応する長さの線路で構成され、一端がダイオード１１１のカソードに接続され、他端が負荷（不図示）に接続されている。キャパシタ１１３は、一端が接地され、他端がλｇ／４線路１１２の他端に接続されている。

アンテナ１０１は、入力低域通過フィルタ２０の入力端に接続されている。入力低域通過フィルタ２０は、アンテナ１０１が受信した信号のうち、予め定められた周波数帯域の信号を通過させてシングルシャント整流回路１１０に出力する。シングルシャント整流回路１１０は、入力された信号を整流して負荷に出力する。
ここで、本実施形態におけるレクテナ装置１００の特徴は、レクテナ装置１００が受信する信号のうち予め定められている基本波の奇数次の高調波における波長の４分の１の長さを有する線路を入力低域通過フィルタ２０が備えることにある。

図２は、本実施形態における入力低域通過フィルタ２０の構成例を示す図である。同図に示すように、入力低域通過フィルタ２０は、入力端子としてのＰｏｒｔ１と、出力端子としてのＰｏｒｔ２と、分布定数線路Ｌ１及びＬ２とを備えている。入力低域通過フィルタ２０は、入力低域通過フィルタ１０と同様に、レクテナ装置１００が受信する信号のうち予め定められている基本波の周波数に対して３倍の周波数を有する３次の高調波を抑圧して出力するバンドエリミネーションフィルタである。
分布定数線路Ｌ２は、一端がＰｏｒｔ１に接続され、他端がＰｏｒｔ２に接続されている。分布定数線路Ｌ１は、一端がＰｏｒｔ１と分布定数線路Ｌ２との間に接続され、他端が開放端となっているオープンスタブである。分布定数線路Ｌ１及びＬ２は、ダイオード電流における奇数次の高調波成分を抑圧して、高調波成分を含む整流波形に乱れがない理想の波形に近づくように設けられている。例えば、分布定数線路Ｌ１及びＬ２は、インピーダンスが３次の高調波の周波数において誘電体内波長の４分の１の長さとなる線路で構成されている。

図３は、本実施形態における入力低域通過フィルタ２０の通過特性を示す図である。図３（ａ）は、入力低域通過フィルタ２０のインサーションロス及びリターンロスを示すグラフである。同図において、横軸は周波数［ＧＨｚ］を示し、縦軸は損失［ｄＢ］を示している。図３（ｂ）は、入力低域通過フィルタ２０のインピーダンス特性を示すグラフである。同図において、横軸は周波数［ＧＨｚ］を示し、縦軸はインピーダンス［Ω］を示している。同図に示されるように、入力低域通過フィルタ２０は、３次の高調波（７２［ＧＨｚ］）の帯域の成分を抑圧する特性を有している。また、入力低域通過フィルタ２０は、３次の高調波におけるインピーダンスが他の帯域に比べ高くなっている。

ここで、図８に示したレクテナ装置９００において比較例の入力低域通過フィルタ１０を用いた場合と、本実施形態におけるレクテナ装置１００とを比較した結果を以下に示す。
図４は、レクテナ装置９００において入力低域通過フィルタ１０を用いた場合と、レクテナ装置１００との特性を示す図である。図４（ａ）は入力低域通過フィルタ１０を用いた場合におけるダイオード電圧及びダイオード電流を示すグラフである。同図において、横軸は時間［ｐｓ］を示し、縦軸は電圧［Ｖ］及び電流値［ｍＡ］を示している。図４（ｂ）は入力低域通過フィルタ１０を用いた場合におけるダイオード電流の周波数特性を示すグラフである。同図において、横軸は周波数［ＧＨｚ］を示し、縦軸はダイオード電流の振幅［Ａ］を示している。
図４（ｃ）はレクテナ装置１００におけるダイオード電圧及びダイオード電流を示すグラフである。同図において、横軸は時間［ｐｓ］を示し、縦軸は電圧［Ｖ］及び電流値［ｍＡ］を示している。図４（ｄ）はレクテナ装置１００におけるダイオード電流の周波数特性を示すグラフである。同図において、横軸は周波数［ＧＨｚ］を示し、縦軸はダイオード電流の振幅［Ａ］を示している。

図４に示されるように、３次の高調波に対してインピーダンスを高くした入力低域通過フィルタ２０を用いた場合、ダイオード電流において３次の高調波に対応する電流が抑圧されていることが分かる。すなわち、本実施形態における入力低域通過フィルタ２０を用いて整流回路に入力される信号に含まれる３次の高調波を抑圧することにより、整流回路において基本波及び偶数次の高調波を合成することにより増幅して得られる信号に対する影響を低減することができ、変換効率を向上させることができる。
なお、図９において示したレクテナ装置９２０において、入力低域通過フィルタ２０を用いるようにしてもよい。この場合、入力低域通過フィルタ９３０に替えて、入力低域通過フィルタ２０を用い、入力低域通過フィルタ２０の入力端子をスイッチング素子９２３のドレイン、アンテナ９２１、高周波チョーク９２２接続し、出力端を共振回路９４０及び負荷９５０に接続する。

なお、上述の実施形態において、分布定数線路Ｌ１及びＬ２の線路長を３次の高調波の４分の１の長さにする構成について説明したが、これに限ることなく、奇数次の高調波の４分の１の長さにするようにしてもよい。
また、上述の実施形態において、入力低域通過フィルタ２０が３次の高調波を抑圧する構成について説明したが、３次及び５次の高調波を抑圧する構成としてもよいし、複数の奇数次の高調波を抑圧する構成としてもよい。

１０，２０…入力低域通過フィルタ（フィルタ）
１００，９００，９２０…レクテナ装置
１０１，９０１，９２１…アンテナ
９０２，９３０…入力低域通過フィルタ
１１０，９１０…シングルシャント整流回路
１１１，９１１…ダイオード
１１２，９１２，９３２…線路
１１３，９１３，９３１…キャパシタ
９２２…高周波チョーク
９２３…スイッチング素子
９４０…共振回路
９４１…インダクタ
９４２…キャパシタ
９５０…負荷
Ｌ１，Ｌ２…分布定数線路

Claims (3)

1. 受信した電波の周波数に応じた信号を出力するアンテナと、
   前記アンテナが出力する信号に対して帯域制限をして出力するフィルタと、
   前記フィルタの出力を整流する整流回路と
   を具備し、
   前記フィルタは、
   前記アンテナが受信する電波に含まれる基本波の奇数次および偶数次の高調波のうち、奇数次の高調波のみについて、それぞれ波長の４分の１の長さを有する第１の線路と第２の線路とを備え、
   前記第１の線路は、一端が前記フィルタの入力端に接続され、他端が前記フィルタの出力端に接続され、
   前記第２の線路は、一端が前記フィルタの入力端に接続され、他端が開放端になっており、
   前記整流回路に入力される信号に含まれる前記奇数次の高調波のみを抑圧する
   ことを特徴とするレクテナ装置。
2. 請求項１に記載のレクテナ装置であって、
   前記第１および第２の線路は、それぞれ
   前記基本波に対して３次の高調波における波長の４分の１の長さである
   ことを特徴とするレクテナ装置。
3. 請求項１又は請求項２のいずれか一項に記載のレクテナ装置であって、
   前記整流回路は、
   アノードが接地され、カソードが前記フィルタの出力端に接続されたダイオードと、
   一端が前記フィルタの出力端に接続され、他端が負荷に接続された前記基本波の波長の４分の１の長さを有する第３の線路と、
   一端が接地され、他端が前記第３の線路の他端に接続されたキャパシタと
   を備える
   ことを特徴とするレクテナ装置。

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