JP5639688B2 - 光電子センサおよび対象物の測距方法 - Google Patents

Description

本発明は、請求項１または１１の前提部に記載の光電子センサおよび監視領域中の対象物の測距方法に関する。

光伝搬時間原理に基づく光電子距離センサは、光速を介して、距離に対応する光信号の伝搬時間に基づき、対象物までの距離を決定する。従来より、パルス方式の計測と位相方式の計測が区別されている。パルス伝搬時間法では、短い光パルスが送られ、光パルスの拡散反射または直反射を受信するまでの時間が計測される。一方、位相法では、送光が振幅変調され、送光と受光との間の位相シフトが決定され、この位相シフトが光伝搬時間の同様に尺度となる。２つの方法間の境界は必ずしも厳格に引くことはできない。その理由は、例えば複雑なパルスパターンの場合には、パルス伝搬時間法は、古典的な単一パルス計測法よりも位相法に似ているからである。

光電子測距は、例えば、自動車の安全、物流自動化、工場での自動化または安全技術の分野において必要とされうる。とりわけ、反射光線に基づく測距装置は、反射体、または光を直反射もしくは拡散反射する目的物の距離の変化に反応することができる。特別な応用としては反射式光格子が挙げられる。この場合、送光器と反射体との間の距離が監視される。光伝搬時間法は、距離を計測するレーザースキャナーの動作原理でもあり、その動く光線は、線または面でさえも精確に測る。

光伝搬時間を決定するための受光の評価は、要求度の高い課題である。測距の分解能が数１０ミリメートル内の精度を達成すべき場合には、信号伝搬時間は、すでに１００ピコ秒の桁単位で精確に決定されなければならない。１ミリメートルの距離分解能を達成するためには、計測技術的に６ピコ秒が検出されねばならない。さらに、対象物の距離によっては、非常にわずかな量の有用光しかセンサに戻らず、したがって高い増幅が必要であるという問題もある。その上、この有用信号には、しばしば、周囲光およびこれ以外の干渉源により引き起こされたノイズが重畳され、このノイズレベルが完全に有用信号のレベルに達することがあるばかりか、明らかにこれを上回ることさえある。

わずかな受光強度も検出できるようにするために、従来から光電子距離センサ中にアバランシェ・フォトダイオード（ＡＰＤ、Ａｖａｌａｎｃｈｅ Ｐｈｏｔｏ Ｄｉｏｄｅ）を組み入れている場合がかなりある。このダイオードでは、光が入射すると、制御されたアバランシェ破壊（アバランシェ効果）が生じる。これにより、入射光子により生成された電荷担体が増倍し、受光強度に比例する光電流が生じるが、この光電流は、単純なＰＩＮダイオードの場合よりもはるかに大きい。

特許文献１は、対象物への距離を決定するためのこの種の光学センサについて記載している。このセンサの送信信号は第１周波数で変調され、アバランシェ・フォトダイオードに入力される。第２周波数の信号は、アバランシェ・フォトダイオード素子に供給される。これにより、アバランシェ・フォトダイオード中で、２つの周波数の混合が行われ、それをローパスフィルタに通すと、中間周波数を有する低周波の計測信号が生じる。アバランシェ・フォトダイオード素子は、最大数百ボルトという高電圧下で作動する。したがって、この第２周波数によるこの高電圧の変調が目だった効果を示すためには、その変調も高電圧で行われなければならない。このためには、高価な駆動装置が必要で、これにより製造コストが上昇してしまう。それにもかかわらず、アバランシェ・フォトダイオード中で達成可能な増幅は、比較的低いレベルにとどまる。

非特許文献１の論文中では、レーザーレーダー用にいわゆるガイガーモードでアバランシェ・フォトダイオード素子を用いることが説明されている。ガイガーモードでは、アバランシェ・フォトダイオードに、破壊電圧を上回るバイアス電圧が印加され、その結果、１つの光子により放出されるたった１つの電荷担体だけでアバランシェが生じ、そこに高強度の電界が作用することにより、利用可能な全電荷担体が補充される。このようなアバランシェ・フォトダイオードは、この名づけ元であるガイガーカウンターと同様に個々の事象をカウントする。しかし、このあたかもデジタルのような受信挙動ゆえ、アバランシェ・フォトダイオードには、入射光の強度に比例した信号を出力する能力がない。したがって、これは、特許文献１にあるような混合器としての組み込みを含め、受光の振幅変調の評価には今のところ全く適していないと思われる。

DE 103 50 489 B4

アウル（Aull）他著 「３次元イメージングのためのガイガーモードのアバランシェ・フォトダイオード（Geiger-Mode Avalance Photodiodes for Three Dimensional Imaging）」リンカーン・ラボラトリ・ジャーナル（Lincoln Laboratory Journal）13(2)号、2002年、335〜350頁

したがって、本発明は、この種の測距用の光電子センサの構造を簡素化することを目的とする。

上記課題は、請求項１または１１に記載された、監視領域中の対象物の測距を行うための光電子センサまたはその方法により達成される。この際、本発明の出発点となる基本的な思想は、アバランシェ・フォトダイオードをガイガーモードで作動させるという点である。多数のアバランシェ・フォトダイオード素子を相互接続させることにより、ガイガーモードであっても平均化効果によって最終的に線形の増幅挙動が達成される。たしかに、アバランシェ・フォトダイオード素子の個々の信号は、システム特性により決まるアバランシェのみに起因するものであるがゆえに、それを引き起こす事象の強度に関する情報を含んではいない。しかし、共通の信号、とりわけ合計信号は、個々のアバランシェ・フォトダイオード素子におけるアバランシェの発生確率に基づき、その光入射に応じて変わる。したがって、ガイガーモードでも、アバランシェ・フォトダイオード素子のバイアス電圧を変調することにより、受光器を混合器として機能させることができる。

本発明の利点は、非常に少ない部品で、したがって著しくコスト効率良く、測距が可能になる点である。従来のアバランシェ・フォトダイオードを備えたセンサで必要であった高電圧供給装置、増幅器およびフィルタなどの多数の構成素子を節約することができる。一般的な意味合いでの過変調は起こりえない。なぜなら、アバランシェ・フォトダイオード素子でのアバランシェ効果は、一度引き起こされると、常に等しい信号をもたらすからである。これにより、例えば光沢のある表面などに対する高い頑健性が生じる。このシステムは、全体として非常に安定していて、例えば、従来のアバランシェ・フォトダイオード素子に比べて受光器の温度依存性は約３倍も小さい。したがって、広い温度作動域にわたって調整が不要である。

好ましくは、アバランシェ・フォトダイオード素子の破壊電圧は、最大７０Ｖ、とりわけ、最大５０Ｖ、３０Ｖまたは１５Ｖである。これにより、従来利用されていたアバランシェ・フォトダイオードにおける高圧供給を省くことができ、製造コストを著しく低くすることが可能になる。破壊電圧の低下に従って、変調についても、１００ボルトの桁単位ではなく、数ボルトの変動で十分になる。例えば、約１〜３Ｖの低電圧でもオン・オフ切り替え操作が実現可能になる。好ましくは、変調は、破壊電圧を下回らないようにし、さらには常に破壊電圧に対して約１ボルトの一定の間隔を保ったところで行う。破壊電圧未満では、ガイガーモードからは完全に離れてしまい、破壊電圧の直上の領域では、アバランシェの発生確率における統計的な効果が働くため、受光器はまだ十分に線形挙動を示さないことが時々ある。

好ましくは、アバランシェ・フォトダイオード素子は、ＣＭＯＳプロセスで作成され、とりわけ、共通の基板上のマトリックス構造として作成されている。したがって、受光器がコスト効率良く入手可能になる。ＣＭＯＳ部品は、従来のアバランシェ・フォトダイオードと比較しても、明らかに破壊電圧を下げることができる。

好ましくは、第１信号として、第１周波数での正弦波変調を生成し、第２信号として、第１周波数とは異なる第２周波数での正弦波変調を生成する周波数生成器が設けられている。受光器中の混合プロセス後に、２周波数法において、中間周波数を有する評価信号が得られるが、この評価信号は、その位相中に、対象物までの光の往復経路に関する情報を引き続き含んでいる。したがって、この後に行われる評価は、２つの出力周波数の選択に応じて非常に低い周波数の信号で実行することができ、そのために、明らかにより要求度の低い電子系で間に合う。位相計測の一意性の範囲を大きくするために、第３周波数を追加することも考えられる。これにより生成された中間周波数が他の周波数対の中間周波数に近い場合には、この評価信号の後処理を変更する必要はない。

好ましくは、第１周波数と第２周波数とが、共通のパルス源から同期して導き出されている。これにより、第１信号と第２信号との間の安定性の問題および関連付けの問題が回避される。周波数は、例えばＦＰＧＡ中で、ＰＬＬ構造を用いて基本クロックレートの分周により生成可能である。

中間周波数信号として、第１信号と第２信号の成分を抑えた評価信号を得るために、受光器の後方には、とりわけローパスフィルタまたはそれを備える整流器であるフィルタ素子が配置されるのが好ましい。評価のためには、第１信号と第２信号との２つの出力周波数はもはや重要ではない。これらは、単純な部品により評価信号中で抑制されうる。

好ましくは、第１信号と第２信号とを、異なる位相シフトを有する等しい周波数の正弦波変調として互いに生成するために、１つの周波数生成器が設けられている。ここでは、２つの周波数を混合する代わりに、異なる位相を有する同じ周波数が混合される。評価ユニットは、好ましくは、評価信号を平均化し、様々な位相シフトでの複数回の計測の平均値から光伝搬時間を再構成するように、構成されている。平均化はローパスフィルタにより行うことができる。単一の初期位相シフトにおいて平均値を求めるだけでも、受光信号の位相位置の尺度が得られる。しかし、この尺度を評価するために必要な正規化が欠けている。そこで、いくつかの計測点が確定される。例えば、０°、９０°および１８０°の初期位相シフトにおける平均値をそれぞれ計測し、初期位相シフトに対する平均値の振動挙動の依存関係を任意の位相に対して再構成する。原理的には０°および９０°の計測で十分であるが、これにはまだレベル依存性が残っている。しかし、これは１８０°の計測を追加することにより解決される。計測の一意性を確保するためには、３つの位相で十分である。さらなる計測（例えば、２７０°）は、再構成にとっては過剰であるが、この追加情報は、通常の評価方法により、より精確な計測のために用いることができる。初期位相シフトの値としては０°、９０°、１８０°および２７０°がとりわけ有利な角度として採用可能であるが、一例にすぎず、変更することも可能である。複数回の計測により、対象物への光路を通じて生じる位相シフトを評価するための関連付けが与えられる。この種の複数位相計測法（具体的な位相シフトが０°、９０°、１８０°および２７０°である場合には４位相計測法）を行うセンサ中の受信路には、受光器以外に、マイクロコントローラ（内部に評価信号用のＡ／Ｄ変換器および混合プロセス用の周波数生成器が備えられている）を必要とするのみである。従来組み込まれていた素子（増幅器、混合器、フィルタまたは周波数生成器）は省くことができ、その結果極めてコスト効率の良いシステムができる。

好ましくは、送光器がバーストモード用に構成されていて、このバーストモードでは、変調された送光を送る間に送信休止時間が設けられていて、各送信休止時間の最後に、第１信号と第２信号とが同期して開始するよう規定される。このようなバーストにより、完全なアバランシェ破壊の頻繁な発生にも係わらず電力損失が制限される。さらに、各バーストが第１信号と第２信号との規定の位相で始められるので、バーストの開始により基準時間を確定することができる。

好ましくは、コードパターン生成器が設けられていて、この中で、第１信号が、あるコードパターンとして、および、第２信号が、第１信号とは異なる位相シフトを有する同じコードパターンとして生成可能であり、かつ、複数の位相シフトの下でそれぞれ評価信号の平均値から相関関数を生成し、その相関最大値から光伝搬時間を決定するように評価ユニットが構成されている。このような方法（以下、「コード化法」と呼ぶ）では、受光器がコード列を復調し、相関器として動作する。対象物への光伝搬時間は、最も大きな一致が生じるとき、すなわち最も強い出力信号が導出されるときの第１信号と第２信号との間の位相シフトに対応する。周囲光はコード列を含まず、したがって事実上相関を生成しないので、コード化により外部の光に対する頑健性が高まる。非常に多様なコード列が可能であり、その中に適切なコード列がそろうため、仮にコード化された外部光源があったとしても、それを比較的容易に避けることができる。

相関最大値が補間により再構成されるように、評価ユニットが構成されているのが好ましい。このようにすれば、相関関数を決定するために第１信号と第２信号との間の位相シフトを様々に変えながら順次正確に測られる平均値の計測パターンを、計測精度よりも粗めにすることができる。

好ましくは、アバランシェ・フォトダイオードは複数の群に分かれていて、異なる第２信号で、とりわけ位相位置の異なる第２信号で、複数の群を駆動するように、受光感度変調ユニットが構成されている。この構成では、受光信号を並列的に複数の第２信号に混合するために、受光器が分割される。これにより、第１信号と第２信号の間の様々な位相シフトでの計測を非常に迅速且つ連続的に実行し、センサの応答時間または計測速度を改善することができる。例えば、４位相計測法では、４つの群が形成され、その結果０°、９０°、１８０°および２７０°での計測を同時に行う。コード化法でも同様に、順次ではなく時間的に同時に、相関関数の複数の点または全部の点でさえも決定することができる。

好ましくは、どのアバランシェ・フォトダイオード素子が信号を生成するかにより、検出された光点の位置が認識されるように、受光器が構成されていて、かつ、その光点の位置から三角測距により距離が決定されるように評価ユニットが構成されている。つまりこの場合、光伝搬時間からの距離決定に加えて三角測距が行われる。これは、精確性を検査しかつ高めるための追加的な計測情報源を得るために、あらゆる距離について利用することができる。あるいは、例えば近接領域では三角測距を使用し、より遠距離領域では光伝搬時間法を使用するというように、計測領域に応じて方法を使い分ける。

本発明の方法は、類似の方法でさらなる特徴により構成され、この場合に類似の利点が示される。この種のさらなる特徴は例示的なもので、排他的なものではなく、独立請求項に続く従属請求項で記載されている。

本発明を、以下に、さらなる利点および特徴に関しても、添付の図面を参照して、実施形態に基づいて説明する。図面の各図は以下を示している。

ガイガーモードのアバランシェ・フォトダイオードの例示的で単純化された等価回路図である。 破壊電圧より上の電圧の印加に対する、複数のアバランシェ・フォトダイオード素子の出力信号の特性曲線を示す図である。 ２周波数法用の光電子測距センサの計測カーネルの一実施形態のブロック図である。 ４位相法用の計測カーネルの別の一実施形態のブロック回路図である。 図４に記載の計測カーネル中で再構成された評価信号の平均値の振動挙動を例示的に提示した図である。 コード化法用の計測カーネルの別の一実施形態のブロック回路図である。 図６に記載の計測カーネル中で補間により再構成された相関関数を例示的に示した図である。

図１は、ガイガーモードのアバランシェ・フォトダイオード１００を例示的に単純化した等価回路図である。これは実際には半導体素子であり、ここでは図示しないその構造は、公知の構造であるものとする。アバランシェ・フォトダイオード１００は、第１にダイオード１０２として振る舞う。それは容量を有しているが、これは並列接続されたキャパシタ１０４により表される。アバランシェ破壊が起きると電荷担体が発生するが、この電荷担体の源は、この等価回路図中では、電源１０６として図示されている。アバランシェ破壊は１つの光子１０８の出現により引き起こされるが、この過程はスイッチ１１０のように作用する。外側では、このアバランシェ・フォトダイオードは抵抗１１２を介して電源１１４と接続されている。この電源と、さらに別の抵抗１１６との間に存在するある点１１８において、出力信号が観察される。

待機状態では、ダイオード１０２に破壊電圧を上回る電圧がかけられる。この際に、１つの入射光子１０８が１つの電荷担体対を発生させると、これがいわばスイッチ１１０を閉じ、その結果、アバランシェ・フォトダイオードが電源１０６を介して、電荷担体で溢れることになる。電界が十分強くあり続ける間のみ、新たな電荷担体が発生する。電源１０６によってキャパシタ１０４が破壊電圧を下回るまで放電されると、アバランシェは自然に停止する（「受動クエンチ（消滅）」）。その後、キャパシタ１０４は、外部の電源１１４により抵抗１１２を介して再び充電され、ダイオード１０２に破壊電圧を上回る電圧が印加されるまでこの充電が続けられる。なお、アバランシェが外部で認識され、それに続いて、破壊電圧を下回るまで放電が引き起こされる（「能動クエンチ」）という代替的な形態も存在する。

アバランシェの間は、点１１８における出力信号は、迅速に、かつ、発せられた光の強度、この場合は光子１０８の強度に依存せずに上昇し、最大値になり、その後アバランシェの消滅後に再び降下する。パルスの形状は点１１８に簡単に示されている。アバランシェ・フォトダイオード１００のむだ時間を表す降下の時定数は、キャパシタ１０４の容量と抵抗１１２とから決定され、通常数ナノ秒から数十ナノ秒の範囲にある。前記むだ時間は完全なむだ時間ではない。なぜなら、アバランシェを支持するのに十分なレベルまでバイアス電圧が高くなれば、出力信号も再び上昇するからである。しかし、それは待機状態から生じた出力と同じレベルには届かない。利得係数は、通常、１０５〜１０７の桁単位にあり、基本的には、アバランシェ・フォトダイオード１００内でアバランシェにより補充されうる電荷担体の最大数に依存する。

計測すべき事象がむだ時間中に起これば、アバランシェ・フォトダイオード１００はほぼブラインド（鈍感）になる。アバランシェ・フォトダイオード１００は、いずれの単一の事象に対しても同じ信号を以て応答する（ただし、十分なむだ時間が終了するまで待つこと、および、１つの電荷担体対の放出を前提とする）。したがって、１つのアバランシェ・フォトダイオード１００のみで受信強度を評価することは一般に不適切である。さらに、周囲光の個々の光子や、暗雑音による単一の電荷担体対が、計測すべき事象には無関係のアバランシェを引き起こすこともありうる。

したがって、実際には、単一のアバランシェ・フォトダイオード１００が用いられることはなく、単一のアバランシェ・フォトダイオード素子を多数連結して１つのマトリックスにしたものが用いられる。これに対応する素子が、例えばＣＭＯＳプロセスで作製できる。このアバランシェ・フォトダイオード素子の破壊電圧は、明らかに、従来のアバランシェ・フォトダイオードの場合よりも小さく、例えば、最大７０Ｖ、または１５Ｖ〜３０Ｖでさえある。

ガイガーモードのアバランシェ・フォトダイオードは、従来のアバランシェ・フォトダイオードとは異なり、その線形の領域より上方で駆動される。しかし、多数のアバランシェ・フォトダイオード素子を相互接続すれば、その合計信号を介して、再び線形挙動に達することができることが分かっている。

図２に、これに関して、アバランシェ・フォトダイオード素子のマトリックスの特性曲線を示す。ここでは、Ｘ軸上に電圧ΔＵがプロットされている。この電圧分だけ破壊電圧を上回るバイアス電圧がアバランシェ・フォトダイオード素子に印加される。Ｙ軸は共通の出力信号を示している。これは、例えば図１の点１１８で取り出すことができる多数の信号の合計に相当する。アバランシェ・フォトダイオード素子のマトリックスに一定の均一光が照射される一方で、ΔＵに変化がつけられ、出力信号が決定される。

図２から依存関係は広い範囲で線形であることがわかる。線形性は、小さいΔＵにおいて、すなわち破壊電圧付近においてはまだ限定的である。これは、この段階では電界が不十分であり、生成される各電荷担体対のほぼ全てが実際にアバランシェ破壊を引き起こすに至らないため、まだ統計的な効果が寄与することによる。約１ボルトのΔＵから上では線形領域に達している。

この特性曲線の線形性から引き出される結論は、アバランシェ・フォトダイオード素子のマトリックスは、ΔＵを変化させることにより、その増幅挙動を線形に合わせることが可能であり、したがって受信信号を単純にかつ予測可能な方法で変調するためにΔＵを利用することができるという点である。このような受信側の変調は、以下に説明する測距センサの実施形態において、変調された光との混合プロセスを、直接受光器中で行うために用いられる。このようにすると、ガイガーモードの高い利得係数を利用することにより、これ以外のアナログ回路素子（例えば、トランスインピーダンス増幅器またはフィルタなど）の少なくとも大部分をなくすことができる。

図３は、２周波数法用の測距光電子センサ１０の計測カーネルのブロック図である。パルス源１２は基本クロックレートを発生させ、この基本クロックレートから、周波数生成器１４が第１周波数ｆ１の第１正弦波変調と第２周波数ｆ２の第２正弦波変調とを導き出す。第１正弦波変調は、送光器１８を駆動する送光変調ユニット１６により、送光２０の振幅を適宜に変調するために利用される。送光器１８は、ＬＥＤまたはレーザ光源を有しうる。監視領域２２中に対象物が存在すれば、この送光２０はこの監視領域２２中で反射され、さらに、振幅が変調された受光線２４としてセンサ１０に戻る。

センサ１０の受光路には受光器２６が設けられている。この受光器２６は、上で図１および２に関連して例示的に説明したような、ガイガーモードで作動するアバランシェ・フォトダイオード素子のマトリックスを含む。したがって、アバランシェ・フォトダイオード素子には、破壊電圧を上回るバイアス電圧が印加されている。周波数生成器１４から出る第２正弦波変調は変調ユニット２８に供給され、この変調ユニットが、第２正弦波変調に従って受光器のバイアス電圧をΔＵだけ変調させる。受光器２６が第１正弦波変調で振幅の変化する受光を記録する間、それに応じて受光器の受光感度または全体的なゲインが、第２正弦波変調でΔＵに応じて変わる。これにより、混合プロセスが生じるため、受光器２６の出力信号または評価信号、すなわち、アバランシェ・フォトダイオード素子の合計信号は中間周波数信号を含む。この中間周波数信号は、さらに、光伝搬時間に相当する位相シフト（これは、センサ１０と監視領域２２中の対象物との間の往復路中で生じる）を有する。

生成される正弦波変調のより高い周波数ｆ１・ｆ２は、もはや評価には用いられないから、受光器の後方に任意選択的にフィルタ素子３０（例えばローパスフィルタや、それに整流器を追加したもの）を接続することができる。これにより中間周波数がより良好に評価可能になる。評価信号は、その後Ａ／Ｄ変換器３２でデジタル化され、評価ユニット３４に供給される。この評価ユニットは同時に計測カーネルの制御タスクを担当することが可能である。

評価ユニット３４は、周波数生成器１４との接続を通じて、あるいは不図示の電気的または光学的な参照路により、基準位相位置を知る。評価ユニット３４は基準位相位置から光伝搬時間を決定し、したがって、評価信号の中間周波数の位相位置から、対象物までの距離を決定することができる。参照路で本当に参照計測を行うことも考えられるが、これは必須というわけではない。というのも、この種の参照計測は通常、温度変化による変動等を相殺するために行われるが、ガイガーモードのアバランシェ・フォトダイオード素子ベースの受光器２６は安定性がより高いので、そのような変動ははるかに小さく、したがって必ずしも補正は必要ないからである。

評価ユニット３４は、例えばマイクロプロセッサまたはＦＰＧＡなどのデジタル論理モジュール上に実装可能である。ＦＰＧＡには、評価ユニット３４と同じモジュール上に周波数生成器１４またはＡ／Ｄ変換器３２などのさらなる素子を設けることができるという利点がある。

ある実施形態では、計測カーネルはバーストモードで作動する。この場合、送光２０は常に送られるのではなく、中間周波数の周期の特定の一部分又は該周期の所定数のみを通じて送られる。このようなバーストは、第１正弦波変調および第２正弦波変調の所定の位相で始まるようにすることが好ましい。例えば、距離が０のある架空の対象物について、バーストのまさに開始時に中間周波数のゼロ交差が現れるようにする。これにより、中間周波数中の評価信号に対する時間基準も予め与えられる。これに加えてバーストモードは電力損失を制限する。

図４は、４位相法用の測距光電子センサ１０の計測カーネルの別の一実施形態のブロック図である。これ以外の明細書の全部分と同様、同じ参照符号は、同じまたは対応する特徴を記す。図３の実施形態とは異なり、この場合では、共通の周波数ｆの同じ正弦波変調が、送光２０の振幅変調にも、ΔＵの変調にも用いられる。この方法では、受光器２６中の混合プロセス後の評価信号から直接位相が決定されるのではなく、まず単純に平均値が決定される。

この平均値は、光伝搬時間により監視領域２２中に生じた位相差に応じた特徴的な値となる。いくつかの特別な位相差について考えてみると、例えば位相０°の場合、混合プロセスの双方の入力信号は互いに完全に重なり合って、最大の平均値を生み出す。位相９０°の場合、ゼロ平均の周波数２ｆの振動が生じる。位相１８０°の場合、入力信号は、負の最小の平均値を有する全く逆の位相である。一方で、位相２７０°の場合、再びゼロ平均の周波数２ｆの振動が生じる。これの振動は９０°の場合の評価信号に対して位相差を持つが、この位相差は重要ではない。

つまり、この平均値は、監視領域２２中の伝搬時間に基づく受光の振幅変調において求められる位相差の尺度である。ただし、平均値を正確に評価するために必要な正規化が欠けている。

したがって、変調ユニット２８は、ΔＵの変調に追加的な位相シフトを導入することができる。計測は１度のみ実施されるのではなく、少なくとも３度好ましくは４度行われ、例えば、０°、９０°、１８０°および２７０°の追加的な位相シフトにおいて行われる。

図５に単に例示的に図示したように、Ｘ印で示された４つの計測点から、位相差に応じて平均値の全振動挙動を再構成することができる。仮に光伝搬時間がゼロだとすると、再構成された振動曲線は、ある正弦波の丁度０°、９０°、１８０°および２７０°の点に一致するはずである。この状態からの位相の差異を、計測点および再構成された振動曲線から読み取り、それを光伝搬時間に対応する目的の値とすることができる。

図４の実施形態では、周波数生成器１４に対する特別な要件は存在しない。この場合には、図３の例とは異なり、互いに対して安定した２つの周波数を出力するには及ばない。単一の周波数が、可能であればマイクロコントローラにおいてすでに準備され、マイクロコントローラに集積されたＡ／Ｄ変換器と同様にこれが利用される。したがって、この実施形態では、事実上、送光器１４と、アバランシェ・フォトダイオード素子を有する受光器と、計測カーネルとしてのマイクロコントローラさえあればよく、したがって、極めてコスト効率が良い。

消費電力を制限するために、この実施形態でも図３に関連して説明をしたバーストモードを用いることもできる。また、計測カーネルの別の構成では、４回の計測を順番に行うことは必要ではない。代わりに、アバランシェ・フォトダイオード素子で４つの群を形成し、これらが、異なる位相０°、９０°、１８０°および２７０°を持つΔＵでそれぞれ変調され、したがって、必要な４つの計測点を並行的に検出する。

図６は、コード化法用の測距光電子センサ１０の計測カーネルの別の一実施形態のブロック図である。正弦波変調の代わりに、この場合は、コード生成器３６によりバイナリーコードを生成し、その振幅を該コードに従って最小値と最大値との間で変化させる。このコードは、送光変調ユニット１６により送光２０に刻印される。同じコードを、変調ユニット２８もΔＵの変調のために利用する。連続する複数回の計測において、追加の位相を適宜選択することにより、前記コードが、検出すべき距離の範囲内において、時間的なパターン上でシフトされる。各計測において、評価信号の平均値が形成される。受光およびΔＵの変調のコードがまさに同位相である場合には、この平均値は高い値であり、そうでない場合、コードが適切に選択されている限り、この平均値はほぼ完全に消える。混合された信号の平均値を様々な時間的シフトで連続的に計測し決定することにより、相関関数が形成される。この相関最大値の時間的な位置が目的の伝搬時間に相当する。

図７は、単に例示的にこのような相関を示している。計測値をＸ点で示す。最大の計測値を相関最大値として採用すると、計測の位相間隔に相当する時間精度でしか実際の相関最大値を検出できない。より精確にするために、この相関最大値を、関数フィッティングまたは類似の補間法により再構成することができる。しかし、相関最大値の位置を見積もるために、より多くの計測回数が必要であるので、図４での実施形態と同様に、アバランシェ・フォトダイオード素子の群を形成し、そのΔＵをそれぞれコードによって別の位相に変調し、その結果、最終的に、複数または全ての計測を並行して実施することができる。

受光器２６は、いずれのアバランシェ・フォトダイオード素子が１つの光子を記録したかを認識するように構成することができる。そうすると、空間分解型受光器になる。これにより、測距のために他の決定原理（つまり三角測距）との混合形態が考えられる。三角測距はしばしばその限界に行き当たるが、なぜならば、非常に距離が長い場合、非常に小さな構造のセンサでは、三角測距に必要な基線用の場所がないからである。本発明のさらなる構成では、三角測距を光伝搬時間法と組み合わせることができる。このために、三角測距式検知装置の受光器の列を、長尺状のアバランシェ・フォトダイオード・アレイに置き換える。近接領域では、光点の位置を三角測距法により評価し、遠距離領域ではこれとは異なり、光伝搬時間を上述の方法により評価する。あるいは常に双方の方法を実施し、より精確な計測を達成するために、互いに比較または差し引きする。

Claims (15)

1. 光伝搬時間法に従って、監視領域（２２）中にある対象物の測距を行うための光電子センサ（１０）であって、前記センサ（１０）が、
   第１信号で変調された送光（２０）を送るための送光変調ユニット（１６）を備えた送光器（１８）と、第２信号で変調される受光感度でもって前記監視領域（２２）からの光（２４）を受光するための受光感度変調ユニット（２８）を備えた受光器（２６）であって、その結果、混合器として機能し、前記第１信号と前記第２信号とを混合した評価信号を出力する受光器（２６）と、
   前記評価信号から前記光伝搬時間を決定するための評価ユニット（３４）と
   を有する光電子センサ（１０）において、
   前記受光器（２６）は、多数のアバランシェ・フォトダイオード素子を有し、前記素子のそれぞれに、破壊電圧を上回るバイアス電圧が印加され、それによりガイガーモードで駆動されていて、かつ、前記第２信号が前記破壊電圧よりも高い領域であって前記評価信号の大きさが前記バイアス電圧と前記破壊電圧の差に対して線形に変化する領域において前記バイアス電圧を変調することにより受光感度を変調し、かつ、前記評価信号は、アバランシェ・フォトダイオード素子の合計の信号であることを特徴とする光電子センサ（１０）。
2. 前記アバランシェ・フォトダイオード素子の破壊電圧は、最大７０Ｖである請求項１に記載のセンサ（１０）。
3. 前記アバランシェ・フォトダイオード素子は、ＣＭＯＳプロセスで作成されている請求項１または２に記載のセンサ（１０）。
4. 第１信号として、第１周波数（ｆ１）での正弦波変調を生成し、第２信号として、前記第１周波数（ｆ１）とは異なる第２周波数（ｆ２）での正弦波変調を生成する周波数生成器（１４）が設けられている請求項１〜３のいずれか１項に記載のセンサ（１０）。
5. 中間周波数信号として、前記第１信号と前記第２信号の成分を抑えた前記評価信号を得るために、前記受光器（２６）の後方にはフィルタ素子（３０）が配置されている請求項４に記載のセンサ（１０）。
6. 前記第１信号と前記第２信号とを、異なる位相シフトを有する等しい周波数（ｆ）の正弦波変調として生成するために、１つの周波数生成器（１４）が設けられていて、かつ、前記評価信号を平均化し、様々な位相シフトでの複数回の計測の平均値から前記光伝搬時間を再構成するように、前記評価ユニット（３４）が構成されている請求項１〜３のいずれか１項に記載のセンサ（１０）。
7. 前記送光器（１８）がバーストモード用に構成されていて、前記バーストモードでは、変調された送光を送る際に送信休止時間が設けられていて、各送信休止時間の最後に、前記第１信号と前記第２信号とが同期して開始するよう規定される請求項４〜６のいずれか１項に記載のセンサ（１０）。
8. コードパターン生成器（３６）が設けられていて、この中で、前記第１信号が、あるコードパターンとして、および、前記第２信号が、前記第１信号とは異なる位相シフトを有する同じコードパターンとして生成可能であり、かつ、複数の位相シフトの下でそれぞれ前記評価信号の平均値から相関関数を生成し、その相関最大値から前記光伝搬時間を決定するように前記評価ユニット（３４）が構成されている請求項１〜３のいずれか１項に記載のセンサ（１０）。
9. 前記アバランシェ・フォトダイオードは複数の群に分かれていて、異なる第２信号で、前記複数の群を駆動するように、前記受光感度変調ユニット（２８）が構成されている請求項１〜８のいずれか１項に記載のセンサ（１０）。
10. どのアバランシェ・フォトダイオード素子が信号を生成するかにより、検出された光点の位置が認識されるように、前記受光器（２６）が構成されていて、かつ、前記光点の位置から三角測距により距離が決定されるように前記評価ユニット（３４）が構成されている請求項１〜９のいずれか１項に記載のセンサ（１０）。
11. 光伝搬時間法に従って監視領域（２２）中にある対象物の測距を行う方法であって、第１信号で変調された送光（２０）が送られ、前記対象物において拡散反射された光（２４）が受光器（２６）中で受光され、前記受光器（２６）の前記受光感度は第２信号で変調され、その結果、前記受光器（２６）は混合器として機能し、前記第１信号と前記第２信号とから混合された評価信号を出力し、前記評価信号から前記光伝搬時間が決定される方法において、
    前記受光器（２６）中の多数のアバランシェ・フォトダイオード素子に前記拡散反射された光（２４）が記録され、前記素子のそれぞれに破壊電圧を上回るバイアス電圧が印加され、それによりガイガーモードで駆動され、かつ、前記第２信号で前記破壊電圧よりも高い領域であって前記評価信号の大きさが前記バイアス電圧と前記破壊電圧の差に対して線形に変化する領域において前記バイアス電圧を変調することにより、前記受光感度が変調され、かつ、前記アバランシェ・フォトダイオード素子の出力信号が合計されて前記評価信号を生成することを特徴とする方法。
12. 前記破壊電圧は、最大７０Ｖである請求項１１に記載の方法。
13. 前記第１信号は、第１周波数（ｆ１）での正弦波変調として生成され、前記第２信号は、前記第１周波数（ｆ１）とは異なる第２周波数（ｆ２）での正弦波変調として生成され、その結果、評価信号として、前記受光器（２６）中の混合プロセスにより、中間周波数信号が生じる請求項１１または１２に記載の方法。
14. 前記第１信号と前記第２信号とが、異なる位相シフトを有する等しい周波数（ｆ）の正弦波変調として互いに生成され、かつ、各位相シフトの下で前記評価信号が平均化され、様々な位相シフトでの複数回の計測の平均値から、前記光伝搬時間が再構成される請求項１１または１２に記載の方法。
15. 前記第１信号が、あるコードパターンとして、および、前記第２信号が、前記第１信号とは異なる位相シフトを有する同じコードパターンとして生成され、かつ、複数の位相シフトでの計測により前記評価信号の平均値からそれぞれ相関関数を生成し、その相関最大値から前記光伝搬時間が決定される請求項１１または１２に記載の方法。

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