JP5633848B2 - 超広帯域パルス・センサ及びその干渉回避方法 - Google Patents

Description

本発明は、超広帯域（ＵＷＢ）パルス・センサに関し、特に、ステップドＦＭ方式を改良した方式を用いるＵＷＢパルス・センサ及びその干渉回避方法に関する。

近年、屋内セキュレィティ・センサ、見守りセンサ、車載用衝突防止センサ等のような近距離マイクロ波センサとして、超広帯域インパルス無線（ＵＷＢ−ＩＲ）方式が注目されている。かかるＵＷＢ−ＩＲ方式のセンサとして、ステップドＦＭパルス・レーダ方式のセンサが知られている（非特許文献１参照）。この方式では、送信部は５００ＭＨｚ以上の周波数領域にわたり周波数を段階的に変化させた狭帯域パルス列を送信し、受信部は各パルスの反射波を位相検波した後に、逆離散フーリエ変換（ＩＤＦＴ）によって時間領域での超短パルス化を図り、距離方向の距離分解能を向上させる。

図５は、従来のステップドＦＭパルス・レーダ方式を用いたＵＷＢパルス・センサの基本構成を表すブロック図である。図５において、ＵＷＢパルス・センサ１００は、コヒーレント発振器１０１、局部発振器１０２、ステップ信号生成器１０３、周波数混合器１０４、パルス変調器１０５、サーキュレータ１０６、アンテナ１０７、フロントエンド部１０８、位相検波器１０９、及び逆離散フーリエ変換器１１０を備えている。

コヒーレント発振器１０１は、次式（１）で表される中間周波数ｆ_COHOの連続波信号であるＩＦ信号ｓ_１（ｔ）を出力する。ここで、ｔは時間である。

一方、局部発振器１０２は、次式（２）で表される無線周波数ｆ_STALOの連続波信号であるＲＦ信号ｓ_２（ｔ）を出力する。

ここで、局部発振器１０２は電圧制御発振器が使用されており、局部発振器１０２が発信するＲＦ信号ｓ_２（ｔ）の周波数ｆ_STALOは、ステップ信号生成器１０３が出力する周波数制御電圧によって制御されている。

ステップ信号生成器１０３は、図６に示したような階段状に時間変化する周波数制御電圧を出力する。ここで、図６に示したように、周波数制御電圧の１ステップ幅をτ_PRF、全ステップ数をＮとすると、周波数制御電圧はＮτ_PRFの周期で反復変化する。従って、局部発振器１０２が発信するＲＦ信号ｓ_２（ｔ）の周波数ｆ_STALOは次式（３）で表される。ここで、ｆ_０は開始周波数、Δｆは周波数ステップ幅、floor(x)は床関数（実数xの小数点以下を切り捨てる関数）である。

周波数混合器１０４は、コヒーレント発振器１０１が出力するＩＦ信号ｓ_１（ｔ）と局部発振器１０２が出力するＲＦ信号ｓ_２（ｔ）が入力され、これらの信号の混合信号である連続発信信号ｓ_３（ｔ）を生成し出力する。連続発信信号ｓ_３（ｔ）は、次式（４）で表され、図７（ａ）に示したような信号となる。

パルス変調器１０５は、上記連続発信信号ｓ_３（ｔ）を次式（５）のようにパルス変調し、サーキュレータ１０６に対しパルス発信信号ｓ_４（ｔ）を出力する。このパルス発信信号ｓ_４（ｔ）は、図７（ｂ）のような信号となる。ここで、τ_Ｐ（＜τ_PRF）はパルス幅である。

尚、上式においてrect(x)は矩形関数（rectangular function）を表し、｜ｘ｜＜１／２のときにrect(x)＝１，｜ｘ｜＝１／２のときにrect(x)＝１／２となり、それ以外の場合はrect(x)＝０となる関数として定義されている。

サーキュレータ１０６に入力されたパルス発信信号ｓ_４（ｔ）は、アンテナ１０７から発射され、目標物で反射され、その反射波ｓ_５（ｔ）がアンテナ１０７で受信される。反射波ｓ_５（ｔ）は、アンテナ１０７から目標物までの往復旅行時間ｔ_ｒにより位相遅れを生じ、また、アンテナ１０７と目標物との相対速度によりドップラー効果による周波数シフトｆ_ｄを生じている。従って、反射波ｓ_５（ｔ）は次式（６ａ）のように表され、図７（ｃ）のような信号となる。ここで、ｄはアンテナ１０７から目標物までの距離、ｖは目標物とアンテナ１０７との相対速度、ｃは光速、ｆ_ｃ＝ｆ_０＋ｆ_COHOは基本周波数である。

アンテナ１０７で受信された反射波ｓ_５（ｔ）は、サーキュレータ１０６を経てフロントエンド部１０８へ入力される。

フロントエンド部１０８は、局部発振器１０２が出力するＲＦ信号ｓ_２（ｔ）と反射波ｓ_５（ｔ）とを混合する。信号ｓ_２（ｔ）及び反射波ｓ_５（ｔ）の実数部をとって掛け合わせると、混合信号ｓ_６（ｔ）は次式（７）のようになる。

さらに、フロントエンド部１０８は、中心周波数ｆ_COHOのバンドパス・フィルタにより混合信号ｓ_６（ｔ）の上側波帯成分（式（７）の第２項）を除去し、次式（８）のダウン・コンバート信号ｓ_７（ｔ）を位相検波器１０９に出力する。

位相検波器１０９は、コヒーレント発振器１０１が出力するＩＦ信号ｓ_１（ｔ）の同相信号ｓ_１Ｉ（ｔ）及びＩＦ信号ｓ_１（ｔ）の位相をπ／２だけ遅らせた信号ｓ_１Ｑ（ｔ）と、フロントエンド部１０８の出力信号ｓ_７（ｔ）とを混合し、フィルタにより上側波帯成分を除去することにより、次式（９ａ），（９ｂ）のような２つのＩ／Ｑビデオ信号ｓ_８Ｉ（ｔ），ｓ_８Ｑ（ｔ）を出力する。Ｉ／Ｑビデオ信号ｓ_８Ｉ（ｔ），ｓ_８Ｑ（ｔ）は逆離散フーリエ変換器１１０に入力される。ここで、Ｃは定数である。

逆離散フーリエ変換器１１０は、Ｉ／Ｑビデオ信号ｓ_８Ｉ（ｔ），ｓ_８Ｑ（ｔ）をＡ／Ｄ変換した後、それぞれのパルス毎にｓ_８Ｉ（ｔ）−ｊｓ_８Ｑ（ｔ）の高速フーリエ変換を行い、次式（１０）のスペクトルＳ_８（ｆ）を算出する。ここで、Ａは定数である。

式（１０）より、目標物の速度はスペクトルの位置からドップラー効果による周波数シフトｆ_ｄを求めれば、式（６ｃ）より算出される。また、ｎ番目（ｎ＝１，２，…，Ｎ）の受信パルスの位相検波出力Ｒ_ｎ及び位相φ_ｎは、式（１０）及び式（３）より、次式のように表される。

次に、逆離散フーリエ変換器１１０は、位相検波出力Ｒ_ｎ及び位相φ_ｎを次式（１２ａ）のようなＩＤＦＴ処理により時間領域に変換し、そのレンジスペクトルＲ（φ）を合成する。

式（１２ａ）から、φ＝２ＮΔｆｄ／ｃにおいてＲ（φ）の鋭いピークが現れるので、逆離散フーリエ変換器１１０は、そのＲ（φ）のピークのφ＝φ_peakから目標物までの距離ｄを次式（１３）により推定する。

尚、式（１３）より、ステップドＦＭパルス・レーダ方式における距離分解能ΔＲは、次式（１４）で表される。

梶原博昭，「自動車衝突警告用ステップドＦＭパルス・レーダ」，信学論（Ｂ），Vol. J89-B-II, No.3, pp.234-239, 1998年.

ところで、上述のステップドＦＭパルス・レーダ方式のＵＷＢパルス・センサを車載用のセンサ（衝突防止センサ等）や屋内セキュレィティ・センサとして用いる場合、同じ空間内に複数のＵＷＢパルス・センサが混在することになる。この場合、近接するＵＷＢパルス・センサが発射するパルスがノイズとなり目標物までの距離ｄの推定値に誤差が生じたり、目標物を誤検出してしまうという問題があった。

そこで、本発明の目的は、同じ空間内に複数のＵＷＢパルス・センサが混在する場合にも、近接するＵＷＢパルス・センサが発射するパルスの影響を除去することができ、目標物までの距離の検出精度の高いＵＷＢパルス・センサ及びそれを用いた干渉回避方法を提供することを目的とする。

本発明の超広帯域パルス・センサは、最小周波数ｆ_ｍｉｎから最大周波数ｆ_ｍａｘまでの周波数バンドを一定の周波数間隔Δｆで等分したＮ個（Ｎ＞２）の離散周波数系列（ｆ_ｍｉｎ，ｆ_ｍｉｎ＋Δｆ，…，ｆ_ｍｉｎ＋（Ｎ−１）Δｆ（＝ｆ_ｍａｘ））を任意に順序置換して得られる離散周波数系列（ｆ_α１，ｆ_α２，…，ｆ_αＮ）の周波数順序を表す出力パターン系列（α_１，α_２，…，α_Ｎ）を記憶する書き換え自在なパターン・メモリと、
前記パターン・メモリに記憶された前記出力パターン系列（α_１，α_２，…，α_Ｎ）に従って一定の時間ステップ幅τ_PRFでステップ状に変化する周波数制御電圧Ｖ_VCOを生成する任意ステップ・パターン信号生成器と、
前記周波数制御電圧Ｖ_VCOに従って、前記時間ステップ幅τ_PRFで前記離散周波数系列（ｆ_α１，ｆ_α２，…，ｆ_αＮ）の順にステップ状に周波数が変化するＲＦ信号を出力する局部発振器と、を備えたＲＦ信号生成手段を備えるとともに、
中間周波数の連続波であるＩＦ信号を出力するコヒーレント発振器と、
前記ＲＦ信号と前記ＩＦ信号とを混合し連続発信信号を生成する周波数混合器と、
前記連続発信信号を、前記連続発信信号の周波数がステップ状に変化した時点から一定のパルス幅τ_Ｐ（τ_Ｐ＜τ_PRF）だけ出力することによりパルス変調し、パルス発信信号を生成するパルス変調手段と、
前記パルス変調手段が生成するパルス発信信号を発射するとともに、前記パルス発信信号が目標物で反射された反射波を受信するアンテナと、
前記アンテナで受信された前記反射波を、前記ＲＦ信号と混合しダウン・コンバートすることによりダウン・コンバート信号を生成するダウン・コンバート手段と、
前記ダウン・コンバート信号を前記ＩＦ信号により位相検波することにより直交する２つのＩ／Ｑビデオ信号を生成する位相検波器と、
前記Ｉ／Ｑビデオ信号を、それぞれのパルス毎にフーリエ変換しＮ個の離散スペクトル・データ｛Ｒ_α１，Ｒ_α２，…，Ｒ_αＮ｝を生成し、前記離散周波数系列（ｆ_α１，ｆ_α２，…，ｆ_αＮ）に基づいて前記離散スペクトル・データを周波数の小さい順に並べ替えた離散スペクトル・ベクトル・データ（Ｒ_１，Ｒ_２，…，Ｒ_Ｎ）を生成する離散スペクトル・データ生成手段と、
前記離散スペクトル・ベクトル・データ（Ｒ_１，Ｒ_２，…，Ｒ_Ｎ）を逆離散フーリエ変換することでレンジスペクトルＲ（φ）を生成し、前記レンジスペクトルＲ（φ）がピークをとる位相値φ_peakから前記アンテナから前記目標物までの距離ｄを算出する逆離散フーリエ変換手段と、を備えたことを特徴とする。

この構成により、複数の超広帯域パルス・センサが同一の空間内に近接して存在する場合、パターン・メモリに記憶する出力パターン系列（α_１，α_２，…，α_Ｎ）を他の超広帯域パルス・センサと異なるように設定することで、各超広帯域パルス・センサ間でのパルスの干渉を防止することができる。

ここで、「順序置換」とは順序を入れ替えることをいう。「出力パターン系列」とは、離散周波数系列の周波数の出力順序を符号化した数値系列をいい、例えば、次の例のように定めることができる。

（例） Ｎ＝１０として、例えば、離散周波数系列(f_min+3Δf, f_min+Δf, f_min+7Δf, f_min+9Δf, f_min+5Δf, f_min, f_min+4Δf, f_min+2Δf, f_min+8Δf, f_min+6Δf)に対応する出力パターン系列は（α_１，α_２，…，α₁₀）＝(3, 1, 7, 9, 5, 0, 4, 2, 8, 6)とすればよい。
（例終わり）

また、本発明に係る超広帯域パルス・センサの干渉回避方法は、複数の上記本発明の超広帯域パルス・センサ（Ｓ_１，…，Ｓ_Ｍ）（Ｍは２以上の整数）が同一の空間内に近接して存在するときに、前記各超広帯域パルス・センサ（Ｓ_１，…，Ｓ_Ｍ）間での電波干渉を回避するための干渉回避方法であって、
それぞれの前記超広帯域パルス・センサＳ_ｉの前記パターン・メモリに記憶させる前記出力パターン系列（α_１ｉ，α_２ｉ，…，α_Ｎｉ）を、他の前記超広帯域パルス・センサＳ_ｊ（ｊ≠ｉ）の前記出力パターン系列（α_１ｊ，α_２ｊ，…，α_Ｎｊ）とは異なる系列とすることを特徴とする。

これにより、各超広帯域パルス・センサ（Ｓ_１，…，Ｓ_Ｍ）間でのパルスの干渉を防止することができる。

また、上記超広帯域パルス・センサの干渉回避方法において、前記各超広帯域パルス・センサ（Ｓ_１，…，Ｓ_Ｍ）のうちの２つの前記超広帯域パルス・センサＳ_ｉ，Ｓ_ｊ（ｊ≠ｉ）の前記出力パターン系列（α_１ｉ，α_２ｉ，…，α_Ｎｉ），（α_１ｊ，α_２ｊ，…，α_Ｎｊ）の距離Ｌ_ｉ，ｊを、それぞれの前記出力パターン系列（α_１ｉ，α_２ｉ，…，α_Ｎｉ），（α_１ｊ，α_２ｊ，…，α_Ｎｊ）に対応する前記離散周波数系列（ｆ_α１ｉ，ｆ_α２ｉ，…，ｆ_αＮｉ），（ｆ_α１ｊ，ｆ_α２ｊ，…，ｆ_αＮｊ）の間の距離としたとき、前記各超広帯域パルス・センサ（Ｓ_１，…，Ｓ_Ｍ）間のハミング距離ｈ_ｉ，ｊの最小値ｍｉｎ（ｈ_ｉ，ｊ）が最大となるように前記各超広帯域パルス・センサ（Ｓ_１，…，Ｓ_Ｍ）の出力パターン系列を設定することができる。

これにより、各超広帯域パルス・センサ（Ｓ_１，…，Ｓ_Ｍ）のパルス発信信号間の距離の最小値が最大となるため、各超広帯域パルス・センサ（Ｓ_１，…，Ｓ_Ｍ）間での電波干渉を最小限に抑制することができる。

以上のように、本発明の超広帯域パルス・センサによれば、パターン・メモリに記憶する出力パターン系列（α_１，α_２，…，α_Ｎ）をそれぞれの超広帯域パルス・センサ毎に任意に設定することができるようにしたことで、同じ空間内に複数の超広帯域パルス・センサが混在する場合にも、近接する超広帯域パルス・センサが発射するパルスの影響を除去することが可能となり、目標物までの距離の検出精度を高めることができる。

本発明の実施例１に係る超広帯域パルス・センサの基本構成を表すブロック図である。 周波数制御電圧Ｖ_VCOの時間変化の一例を示す図である。 （ａ）連続発信信号ｓ_３’（ｔ）の波形の一例、（ｂ）パルス発信信号ｓ_４’（ｔ）の波形の一例、（ｃ）反射波ｓ_５’（ｔ）の波形の一例、及び（ｄ）離散スペクトル・データＲ_αｋを表す図である。 本発明の実施例２に係る超広帯域パルス・センサ・システムの構成図である。 従来のステップドＦＭパルス・レーダ方式を用いたＵＷＢパルス・センサの基本構成を表すブロック図である。 ステップ信号生成器１０３が出力する周波数制御電圧の階段状の時間変化を表す図である。 （ａ）連続発信信号ｓ_３（ｔ）の波形の一例、（ｂ）パルス発信信号ｓ_４（ｔ）の波形の一例、及び（ｃ）反射波ｓ_５（ｔ）の波形の一例を表す図である。

以下、本発明を実施するための形態について、図面を参照しながら説明する。

図１は、本発明の実施例１に係る超広帯域パルス・センサの基本構成を表すブロック図である。本実施例のＵＷＢパルス・センサ１は、コヒーレント発振器２、局部発振器３、任意ステップ・パターン信号生成器４、パターン・メモリ４ａ、周波数混合器５、パルス変調器６、サーキュレータ７、アンテナ８、フロントエンド部９、位相検波器１０、離散スペクトル・データ生成部１１、及び逆離散フーリエ変換器１２を備えている。尚、図１において、表示装置１３は、ＵＷＢパルス・センサ１の出力を表示する装置である。

コヒーレント発振器２は、上述の式（１）で表される中間周波数ｆ_COHOの連続波信号であるＩＦ信号ｓ_１（ｔ）を出力する発振器である。局部発振器３は、局部発信周波数ｆ_STALOの連続波信号であるＲＦ信号ｓ_２’（ｔ）を出力する電圧制御発振器である。

任意ステップ・パターン信号生成器４は、パターン・メモリ４ａに設定された所定のパターンに従って、局部発振器３の発信周波数ｆ_STALOを制御する周波数制御電圧Ｖ_VCOを出力する。パターン・メモリ４ａは、ＲＡＭ、ＥＰＲＯＭ、ＥＥＰＲＯＭ等の書き換え自在なメモリによって構成されている。パターン・メモリ４ａには、周波数制御電圧Ｖ_VCOの出力パターン系列がデジタル値として記憶されている。任意ステップ・パターン信号生成器４は、パターン・メモリ４ａに記憶された周波数制御電圧Ｖ_VCOの出力パターン系列に従って、周波数制御電圧Ｖ_VCOのデジタル値を順次出力するパターン出力手段と、パターン出力手段が出力するデジタル値をデジタル・アナログ変換するＤ／Ａ変換器とから構成されている。各出力パターンに対する局部発信周波数ｆ_STALOは、所定の周波数ｆ_０〜ｆ_０＋（Ｎ−１）Δｆの帯域を周波数ステップ間隔ΔｆでＮ個に離散化したときの各離散値の何れかの値をとる。ここで、一連の出力パターン系列に含まれる出力パターンの全数はＮ個である。

周波数混合器５は、コヒーレント発振器２が出力するＩＦ信号ｓ_１（ｔ）と局部発振器３が出力するＲＦ信号ｓ_２’（ｔ）が入力され、これらの信号の混合信号である連続発信信号ｓ_３’（ｔ）（式（４）参照）を生成し出力する混合器（mixer）である。

パルス変調器６は、上記連続発信信号ｓ_３’（ｔ）を式（５）のようにパルス変調し、サーキュレータ７に対しパルス発信信号ｓ_４’（ｔ）を出力する。

サーキュレータ７は、一般的な３ポートのサーキュレータであり、ポート１にはパルス変調器６、ポート２にはアンテナ８、ポート３にはフロントエンド部９がそれぞれ接続されている。ポート１に入力された信号はポート２へ、ポート２に入力された信号はポート３へ出力される。

アンテナ８は、通常のＵＷＢアンテナが用いられる。サーキュレータ７を介してパルス変調器６から出力されるパルス発信信号ｓ_４’（ｔ）はアンテナ８から発射され、目標物で反射されたパルス発信信号ｓ_４’（ｔ）の反射波ｓ_５’（ｔ）は、アンテナ８で受信され、サーキュレータ７を介してフロントエンド部９に入力される。

フロントエンド部９は、局部発振器１０２が出力するＲＦ信号ｓ_２’（ｔ）と反射波ｓ_５’（ｔ）とを混合し、ローパス・フィルタ又はバンドパス・フィルタにより上側波帯成分を除去してダウン・コンバート信号ｓ_７’（ｔ）を位相検波器１０に出力する。

位相検波器１０は、コヒーレント発振器２が出力するＩＦ信号ｓ_１（ｔ）を同期信号として、ダウン・コンバート信号ｓ_７’（ｔ）を位相検波し、Ｉ／Ｑビデオ信号ｓ_８Ｉ’（ｔ），ｓ_８Ｑ’（ｔ）を離散スペクトル・データ生成部１１へ出力する。

離散スペクトル・データ生成部１１は、時系列で入力されるＮ個のＩ／Ｑビデオ信号ｓ_８Ｉ’（ｔ），ｓ_８Ｑ’（ｔ）の組のそれぞれに対して、ｓ_８Ｉ’（ｔ）−ｊｓ_８Ｑ’（ｔ）の高速フーリエ変換を行いＮ個の離散スペクトル・データ｛Ｒ_α１，Ｒ_α２，…，Ｒ_αＮ｝を算出するとともに、出力パターン系列（α_１，α_２，…，α_Ｎ）に基づいて、Ｎ個の離散スペクトル・データ｛Ｒ_α１，Ｒ_α２，…，Ｒ_αＮ｝を周波数の小さい順に並べ替えた離散スペクトル・データ（Ｒ_１，Ｒ_２，…，Ｒ_Ｎ）を出力する。

逆離散フーリエ変換器１２は、Ｎ個の離散スペクトル・データ（Ｒ_１，Ｒ_２，…，Ｒ_Ｎ）を逆離散フーリエ変換することにより時間領域に変換し、そのレンジスペクトルＲ（φ）を合成し、レンジスペクトルＲ（φ）のピーク位置φ_peakから目標物までの距離ｄの推定値を算出し、表示装置１３へ出力する。

表示装置１３は、逆離散フーリエ変換器１２から入力される目標物までの距離ｄを表示する。

以上のように構成された本実施例に係るＵＷＢパルス・センサ１について、以下その詳細動作について説明する。

（１）送信側
コヒーレント発振器２は、中間周波数ｆ_COHOのコサイン波のＩＦ信号ｓ_１（ｔ）を連続的に出力する。コヒーレント発振器２が出力するＩＦ信号ｓ_１（ｔ）は、前記式（１）により表される。

一方、任意ステップ・パターン信号生成器４は、一定の周期τ_PRFでパターン・メモリ４ａに記憶された周波数制御電圧Ｖ_VCOの出力パターン系列（α_１，α_２，…，α_Ｎ）を順次読み出し、読み出した出力パターンα_k（ｋ∈｛１，２，…，Ｎ｝）をＤ／Ａ変換し、周波数制御電圧Ｖ_VCOを出力する。局部発振器３は、周波数制御電圧Ｖ_VCOに従って設定される局部発信周波数ｆ_STALOのコサイン波のＲＦ信号ｓ_２’（ｔ）を連続的に出力する。

図２は、周波数制御電圧Ｖ_VCOの時間変化の一例を示す図である。Ｎ個の出力パターン系列（α_１，α_２，…，α_Ｎ）は任意の系列であるため、従来のステップドＦＭパルス・レーダ方式の場合（図６参照）と異なり、周波数制御電圧Ｖ_VCOのパターンは出力パターン系列（α_１，α_２，…，α_Ｎ）に従ったステップ・パターンとなる。１ステップの時間幅はτ_PRFであり、出力パターン系列（α_１，α_２，…，α_Ｎ）のステップ・パターンの出力される周期はＮτ_PRFである。

ここで、局部発信周波数ｆ_STALOの最小値をｆ_０、最大値をｆ_０＋（Ｎ−１）Δｆとする。局部発信周波数ｆ_STALOは、周波数ｆ_０〜ｆ_０＋（Ｎ−１）Δｆの区間を等間隔のＮ点に離散化した値｛ｆ_０，ｆ_０＋Δｆ，ｆ_０＋２Δｆ，…，ｆ_０＋（Ｎ−１）Δｆ｝の何れかをとる。従って、各出力パターンα_k（ｋ∈｛１，２，…，Ｎ｝）のとり得る値は、前記離散周波数値｛ｆ_０，ｆ_０＋Δｆ，ｆ_０＋２Δｆ，…，ｆ_０＋（Ｎ−１）Δｆ｝に対応する値の何れかになる。

尚、離散周波数値ｆ_０＋（ｋ−１）Δｆに対応する出力パターンα_ｉの値の取り方は任意であるが、最も簡単な値の取り方として、ｆ_０＋（ｋ−１）Δｆ→α_ｉ＝ｋのように整数値を対応させるのがよい。

周波数混合器５は、コヒーレント発振器２が出力するＩＦ信号ｓ_１（ｔ）と局部発振器３が出力するＲＦ信号ｓ_２’（ｔ）とを混合し、連続発信信号ｓ_３’（ｔ）を出力する。連続発信信号ｓ_３’（ｔ）は前記式（４）と同様に表され、連続発信信号ｓ_３’（ｔ）は周波数ｆ_STALO＋ｆ_COHO＝ｆ_αk＋ｆ_COHO（ｋ∈｛１，２，…，Ｎ｝）のコサイン波となる。ここで、ｆ_αkは出力パターンα_kに対応する局部発信周波数である。

パルス変調器６は、連続発信信号ｓ_３’（ｔ）をパルス変調したパルス発信信号ｓ_４’（ｔ）を、サーキュレータ７に出力する。パルス変調したパルス発信信号ｓ_４’（ｔ）は、前記式（５）と同様に表される。このパルス発信信号ｓ_４’（ｔ）は、サーキュレータ７を介してアンテナ８に伝送され、アンテナ８から前方空間に発射される。発射されたパルス発信信号ｓ_４’（ｔ）は目標物で反射され、この反射波ｓ_５’（ｔ）はアンテナ８で受信されて、サーキュレータ７を介してフロントエンド部９に入力される。

発射された各パルス発信信号ｓ_４’（ｔ）は、パルス内は一定の周波数であり、Ｎ個のパルス発信信号ｓ_４’（ｔ）系列の周波数（ｆ_α１，ｆ_α２，…，ｆ_αＮ）は、出力パターン系列（α_１，α_２，…，α_Ｎ）により任意のパターンに設定することができる。

図３は、（ａ）連続発信信号ｓ_３’（ｔ）の波形の一例、（ｂ）パルス発信信号ｓ_４’（ｔ）の波形の一例、（ｃ）反射波ｓ_５’（ｔ）の波形の一例、及び（ｄ）離散スペクトル・データＲ_αｋを表す図である。連続発信信号ｓ_３’（ｔ）は、局部発信周波数ｆ_STALOの周波数変化に伴って、一定のパルス周期τ_PRFでステップ状に周波数が変化する。パルス発信信号ｓ_４’（ｔ）は、連続発信信号ｓ_３’（ｔ）の周波数がステップ変化する各時刻を起点として、一定のパルス幅τ_Ｐだけ周波数ｆ_STALO＋ｆ_COHOのコサイン波を出力し、それ以外の期間は０となる（図４（ｂ）参照）。パルス発信信号ｓ_４’（ｔ）がアンテナ８から発射されてから、目標物で反射されその反射波ｓ_５’（ｔ）がアンテナ８で受信されるまでの往復旅行時間をｔ_ｒとすると、ｔ_ｒ＝２ｄ／ｃである。ここで、ｄはアンテナ８から目標物までの距離、ｃは光速である。反射波ｓ_５’（ｔ）のパルスはパルス発信信号ｓ_４’（ｔ）よりも時間ｔ_ｒだけ遅延するため、この時間分だけ位相遅延が生じる（図４（ｃ）参照）。また、目標物がアンテナ８に対して相対的に移動している場合には、その相対速度ｖにより、反射波ｓ_５’（ｔ）にはドップラー効果による周波数シフトｆ_ｄが生じる。従って、反射波ｓ_５’（ｔ）は、前述の式（６ａ）と同様に表される。

（２）受信側
アンテナ８で受信された反射波ｓ_５’（ｔ）は、サーキュレータ７を介してフロントエンド部９に入力される。ここで、反射波ｓ_５’（ｔ）は、前述の式（６ａ）と同様に表される。

フロントエンド部９は、局部発振器３が出力するＲＦ信号ｓ_２’（ｔ）と反射波ｓ_５’（ｔ）とを混合するとともに、混合波の上側波帯成分をフィルタ除去し、下側波帯成分をダウン・コンバート信号ｓ_７’（ｔ）として位相検波器１０へ出力する。このダウン・コンバート信号ｓ_７’（ｔ）は、前述の式（８）と同様に表される。

位相検波器１０は、コヒーレント発振器２が出力するＩＦ信号ｓ_１（ｔ）と同相の信号ｓ_１Ｉ（ｔ）及び位相をπ／２だけ遅らせた信号ｓ_１Ｑ（ｔ）と、ダウン・コンバート信号ｓ_７’（ｔ）とを混合し、Ｉ／Ｑビデオ信号ｓ_８Ｉ’（ｔ），ｓ_８Ｑ’（ｔ）として離散スペクトル・データ生成部１１へ出力する。Ｉ／Ｑビデオ信号ｓ_８Ｉ’（ｔ），ｓ_８Ｑ’（ｔ）は、前述の式（９ａ）及び式（９ｂ）と同様に表される。ここで、ｓ_８Ｉ’（ｔ）は実部、ｓ_８Ｑ’（ｔ）は虚部を表す信号である。

離散スペクトル・データ生成部１１は、Ｉ／Ｑビデオ信号ｓ_８Ｉ’（ｔ），ｓ_８Ｑ’（ｔ）をＡ／Ｄ変換した後、Ｎ個のパルス列に対して、それぞれのパルス毎にｓ_８Ｉ’（ｔ）−ｊｓ_８Ｑ’（ｔ）の高速フーリエ変換を行い、Ｎ個のパルスのスペクトル強度Ｒ_ｎ及び位相φ_ｎの組である離散スペクトル・データ｛Ｒ_α１，Ｒ_α２，…，Ｒ_αＮ｝を算出する（図４（ｄ）参照）。ここで、Ｒ_αｋは、出力パターンα_k（ｋ∈｛１，２，…，Ｎ｝）に対するスペクトル強度を表し、上述の式（１１ａ）と同様に表される。次いで、離散スペクトル・データ生成部１１は、任意ステップ・パターン信号生成器４から出力される出力パターン系列（α_１，α_２，…，α_Ｎ）に基づいて、（Ｎ）個の離散スペクトル・データ｛Ｒ_α１，Ｒ_α２，…，Ｒ_αＮ｝を、周波数の小さい順に並べ替え、昇順ソートされた離散スペクトル・データ（Ｒ_１，Ｒ_２，…，Ｒ_Ｎ）を逆離散フーリエ変換器１２に出力する。ここで、Ｒ_ｋ（ｋ∈｛１，２，…，Ｎ｝）は局部発信周波数ｆ_STALO＝ｆ_０＋（ｋ−１）Δｆに対応する離散スペクトルを表す。

逆離散フーリエ変換器１２は、昇順ソートされた離散スペクトル・データ（Ｒ_１，Ｒ_２，…，Ｒ_Ｎ）を上述の式（１２）により逆離散フーリエ変換し、レンジスペクトルＲ（φ）を合成し、そのＲ（φ）のピークのφ＝φ_peakから目標物までの距離ｄを上述の式（１３）により算出する。

以上のように、本実施例のＵＷＢパルス・センサ１では、任意ステップ・パターン信号生成器４により、各パルス発信信号ｓ_４’（ｔ）の周波数系列（ｆ_α１，ｆ_α２，…，ｆ_αＮ）は、出力パターン系列（α_１，α_２，…，α_Ｎ）に従って任意のパターンに設定することができるので、同じ空間内に複数のＵＷＢパルス・センサ１が混在する場合には、それぞれのＵＷＢパルス・センサ１で異なる出力パターン系列（α_１，α_２，…，α_Ｎ）を使用すればよい。これにより、近接するＵＷＢパルス・センサ１が発射するパルスの影響を除去することができ、目標物までの距離の検出精度の低下や、目標物の誤検出を防止することができる。

図４は、本発明の実施例２に係る超広帯域パルス・センサ・システムの構成図である。図４の超広帯域パルス・センサ・システムは、室内に設置されたセキュリティ・センサであり、室内の天井ＣにＭ個（Ｍ＞１）の超広帯域パルス・センサ（Ｓ_１，…，Ｓ_Ｍ）が設置されている。各超広帯域パルス・センサ（Ｓ_１，…，Ｓ_Ｍ）は、実施例１に記載の超広帯域パルス・センサ１である。各超広帯域パルス・センサ（Ｓ_１，…，Ｓ_Ｍ）は、天井Ｃから床Ｆに向けて室内空間Ｓに電磁波を発射し、その反射波を受信する。これにより、室内にいる人を検知する。

この超広帯域パルス・センサ・システムでは、同一の空間内に近接して複数の超広帯域パルス・センサ（Ｓ_１，…，Ｓ_Ｍ）が存在しているので、各超広帯域パルス・センサＳ_ｉ（ｉ∈｛１，…，Ｍ｝）には、自己が発射した電磁波の反射波以外に、他の超広帯域パルス・センサＳ_ｊ（ｊ≠ｉ，ｊ∈｛１，…，Ｍ｝）から発射された電磁波の反射波もスプリアス電波として受信される。

そこで、各超広帯域パルス・センサ（Ｓ_１，…，Ｓ_Ｍ）のパターン・メモリ４に記憶させる出力パターン系列Ａ_１＝（α_１１，α_２１，…，α_Ｎ１），…，Ａ_Ｍ＝（α_１Ｍ，α_２Ｍ，…，α_ＮＭ）は異なる系列（Ａ_ｉ≠Ａ_ｊ（ｉ≠ｊ））となるように設定する。これにより、スプリアス電波として受信される他の超広帯域パルス・センサから発射された電磁波の反射波の干渉による影響を抑制することが可能となる。

さらに、超広帯域パルス・センサ（Ｓ_１，…，Ｓ_Ｍ）のうち、任意の２つの広帯域パルス・センサＳ_ｉ，Ｓ_ｊ（ｉ≠ｊ）のパターン・メモリ４に記憶させる出力パターン系列Ａ_ｉ＝（α_１ｉ，α_２ｉ，…，α_Ｎｉ），Ａ_ｊ＝（α_１ｊ，α_２ｊ，…，α_Ｎｊ）の間のハミング距離をｈ_ｉ，ｊとする。そして、すべての出力パターン系列の組み合わせ（Ａ_ｉ，Ａ_ｊ）についてのハミング距離ｈ_ｉ，ｊの最小値をｍｉｎ（ｈ_ｉ，ｊ）とする。このとき、ハミング距離の最小値ｍｉｎ（ｈ_ｉ，ｊ）が最大となるように各超広帯域パルス・センサ（Ｓ_１，…，Ｓ_Ｍ）の出力パターン系列（Ａ_１，…，Ａ_Ｍ）を設定すれば、相互の反射電波の干渉による影響を最小限に抑えることが可能となる。

この出力パターン系列の選択について、以下に簡単な例を示す。尚、以下の例では簡単のためにＮ＝５としたが、実際に使用する場合、Ｎは一般的には数十〜数百程度のより大きな数に設定される。

（例１）
Ｎ＝５，Ｍ＝５とすると、すべての出力パターン系列の組み合わせのハミング距離の最小値が最大となる出力パターン系列の組み合わせは、例えば、Ａ_１＝（3, 4, 5, 1, 2）,Ａ_２＝（4, 2, 1, 5, 3）,Ａ_３＝（2, 1, 3, 4, 5）,Ａ_４＝（1, 5, 2, 3, 4）,Ａ_５＝（5, 3, 4, 2, 1）となり、出力パターン系列間の最小ハミング距離は５となる。従って、この出力パターン系列（Ａ_１，…，Ａ_５）を各超広帯域パルス・センサ（Ｓ_１，…，Ｓ_５）の出力パターン系列とすれば、相互の反射電波の干渉による影響は排除できることが分かる。
（例終り）

（例２）
Ｎ＝５，Ｍ＝６とすると、すべての出力パターン系列の組み合わせのハミング距離の最小値が最大となる出力パターン系列の組み合わせは、例えば、Ａ_１＝（4, 3, 2, 1, 5）,Ａ_２＝（5, 4, 1, 3, 2）,Ａ_３＝（2, 1, 4, 5, 3）,Ａ_４＝（3, 2, 5, 4, 1）,Ａ_５＝（1, 5, 3, 2, 4）,Ａ_６＝（3, 5, 4, 1, 2）となり、出力パターン系列間の最小ハミング距離は４となる。この場合、出力パターン系列Ａ_１〜Ａ_５は出力パターン系列Ａ_６と１回ずつ干渉することになる。従って、この出力パターン系列（Ａ_１，…，Ａ_６）を各超広帯域パルス・センサ（Ｓ_１，…，Ｓ_６）の出力パターン系列とし、超広帯域パルス・センサＳ_６を最も他と干渉しない端の位置に配置すれば、各超広帯域パルス・センサの発射パルスの周波数の干渉回数は最小限に抑えられる。
（例終り）

１ ＵＷＢパルス・センサ
２ コヒーレント発振器
３ 局部発振器
４ 任意ステップ・パターン信号生成器
４ａ パターン・メモリ
５ 周波数混合器
６ パルス変調器
７ サーキュレータ
８ アンテナ
９ フロントエンド部
１０ 位相検波器
１１ 離散スペクトル・データ生成部
１２ 逆離散フーリエ変換器
１３ 表示装置

Claims (1)

1. 複数の超広帯域パルス・センサ（Ｓ_１，…，Ｓ_Ｍ）（Ｍは２以上の整数）が同一の空間内に近接して存在するときに、前記各超広帯域パルス・センサ（Ｓ_１，…，Ｓ_Ｍ）間での電波干渉を回避するための干渉回避方法であって、
   それぞれの前記超広帯域パルス・センサＳ _ｉ （ｉ＝１，…，Ｍ）は、
   最小周波数ｆ _ｍｉｎ から最大周波数ｆ _ｍａｘ までの周波数バンドを一定の周波数間隔Δｆで等分したＮ個（Ｎ＞２）の離散周波数系列（ｆ _ｍｉｎ ，ｆ _ｍｉｎ ＋Δｆ，…，ｆ _ｍｉｎ ＋（Ｎ−１）Δｆ（＝ｆ _ｍａｘ ））を任意に順序置換して得られる離散周波数系列（ｆ _α１ ，ｆ _α２ ，…，ｆ _αＮ ）の周波数順序を表す出力パターン系列（α _１ ，α _２ ，…，α _Ｎ ）を記憶する書き換え自在なパターン・メモリと、
   前記パターン・メモリに記憶された前記出力パターン系列（α _１ ，α _２ ，…，α _Ｎ ）に従って一定の時間ステップ幅τ _PRF でステップ状に変化する周波数制御電圧Ｖ _VCO を生成する任意ステップ・パターン信号生成器と、
   前記周波数制御電圧Ｖ _VCO に従って、前記時間ステップ幅τ _PRF で前記離散周波数系列（ｆ _α１ ，ｆ _α２ ，…，ｆ _αＮ ）の順にステップ状に周波数が変化するＲＦ信号を出力する局部発振器と、を備えたＲＦ信号生成手段を備えるとともに、
   中間周波数の連続波であるＩＦ信号を出力するコヒーレント発振器と、
   前記ＲＦ信号と前記ＩＦ信号とを混合し連続発信信号を生成する周波数混合器と、
   前記連続発信信号を、前記連続発信信号の周波数がステップ状に変化した時点から一定のパルス幅τ _Ｐ （τ _Ｐ ＜τ _PRF ）だけ出力することによりパルス変調し、パルス発信信号を生成するパルス変調手段と、
   前記パルス変調手段が生成するパルス発信信号を発射するとともに、前記パルス発信信号が目標物で反射された反射波を受信するアンテナと、
   前記アンテナで受信された前記反射波を、前記ＲＦ信号と混合しダウン・コンバートすることによりダウン・コンバート信号を生成するダウン・コンバート手段と、
   前記ダウン・コンバート信号を前記ＩＦ信号により位相検波することにより直交する２つのＩ／Ｑビデオ信号を生成する位相検波器と、
   前記Ｉ／Ｑビデオ信号を、それぞれのパルス毎にフーリエ変換しＮ個の離散スペクトル・データ｛Ｒ _α１ ，Ｒ _α２ ，…，Ｒ _αＮ ｝を生成し、前記離散周波数系列（ｆ _α１ ，ｆ _α２ ，…，ｆ _αＮ ）に基づいて前記離散スペクトル・データを周波数の小さい順に並べ替えた離散スペクトル・ベクトル・データ（Ｒ _１ ，Ｒ _２ ，…，Ｒ _Ｎ ）を生成する離散スペクトル・データ生成手段と、
   前記離散スペクトル・ベクトル・データ（Ｒ _１ ，Ｒ _２ ，…，Ｒ _Ｎ ）を逆離散フーリエ変換することでレンジスペクトルＲ（φ）を生成し、前記レンジスペクトルＲ（φ）がピークをとる位相値φ _peak から前記アンテナから前記目標物までの距離ｄを算出する逆離散フーリエ変換手段と、を備えたものであり、
   それぞれの前記超広帯域パルス・センサＳ_ｉの前記パターン・メモリに記憶させる前記出力パターン系列（α_１ｉ，α_２ｉ，…，α_Ｎｉ）を、他の前記超広帯域パルス・センサＳ_ｊ（ｊ≠ｉ）の前記出力パターン系列（α_１ｊ，α_２ｊ，…，α_Ｎｊ）とは異なる系列とし、
   かつ、前記各超広帯域パルス・センサ（Ｓ _１ ，…，Ｓ _Ｍ ）のうちの２つの前記超広帯域パルス・センサＳ _ｉ ，Ｓ _ｊ （ｊ≠ｉ）の前記出力パターン系列（α _１ｉ ，α _２ｉ ，…，α _Ｎｉ ），（α _１ｊ ，α _２ｊ ，…，α _Ｎｊ ）の距離Ｌ _ｉ，ｊ を、それぞれの前記出力パターン系列（α _１ｉ ，α _２ｉ ，…，α _Ｎｉ ），（α _１ｊ ，α _２ｊ ，…，α _Ｎｊ ）に対応する前記離散周波数系列（ｆ _α１ｉ ，ｆ _α２ｉ ，…，ｆ _αＮｉ ），（ｆ _α１ｊ ，ｆ _α２ｊ ，…，ｆ _αＮｊ ）の間の距離としたとき、前記各超広帯域パルス・センサ（Ｓ _１ ，…，Ｓ _Ｍ ）間のハミング距離ｈ _ｉ，ｊ の最小値ｍｉｎ（ｈ _ｉ，ｊ ）が最大となるように前記各超広帯域パルス・センサ（Ｓ _１ ，…，Ｓ _Ｍ ）の出力パターン系列を設定することを特徴とする超広帯域パルス・センサの干渉回避方法。

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