JP5611474B2 - インターリーブコンバータ - Google Patents

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Description

本発明は、２つ以上のスイッチングコンバータ回路を並列に接続したインターリーブコンバータに関する。
昨今の省エネルギー化の市場要求により、定格消費電力に対して非常に低い消費電力で連続運転する電気用品も存在し、コンバータ回路を具備した電気用品においては、低消費電力での連続運転時でも効率的な電力変換が求められている。
特に、半導体スイッチを用いたスイッチングコンバータにおいては、負荷の消費電力が低い（すなわち、低負荷である）場合は、負荷の消費電力が高い（すなわち、高負荷である）場合に対し、入力電力に対するコンバータの電力損失の割合が大きくなり、コンバータ効率が悪化する。このため、低負荷時のコンバータ効率悪化を抑制するために、様々な提案がなされている。
例えば、負荷が比較的低い電力レベルを要求するときは、その状態を検出し、その検出した状態に応じて２つ以上のスイッチのうち１つ以上のスイッチをディスエイブルすることによりスイッチングロスを減少させ、付加的な電力が必要とされる場合には、１つ以上の既にディスエイブルされたスイッチを動作状態に復帰させて電力要求を満足するように制御する技術が提案されている（例えば、特許文献１）。
特表２００３−５２３１５６号公報
特許文献１に記載された技術では、低負荷時にディスエイブル、つまり、停止状態にされたスイッチに接続されたインダクタは通電されていないため、効率的な電力変換に寄与していない。このような低電力負荷においてスイッチを停止させる運転手法において、低電力負荷において通電されていないインダクタは有意なものとなっていない。特に、低電力負荷での運転時間が長時間に亘る場合には、低電力負荷においてもインダクタの有効活用が求められている。しかしながら、低電力負荷におけるインダクタの有効活用に言及している文献は公開されていない。
本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、低電力負荷においてもインダクタを有効活用してコンバータ効率をさらに向上させ、より高効率な運用が可能なインターリーブコンバータを提供することを目的とする。
上述した課題を解決し、目的を達成するため、本発明にかかるインターリーブコンバータは、インダクタとスイッチング素子とダイオードとにより構成されるスイッチングコンバータ回路を複数個並列に接続して構成され、交流電源から供給される交流電圧を整流回路により整流し、前記インダクタを介して前記整流回路の出力電圧を前記スイッチング素子によりスイッチングすることで、力率改善あるいは昇圧動作のうちのいずれか一方あるいは両方を行い負荷に電力を供給するインターリーブコンバータであって、前記インダクタを直列に接続するか否かを選択可能とするインダクタ間スイッチと、前記インダクタと前記インダクタ間スイッチとの接続点に接続され、前記整流回路から前記インダクタ側に電力を供給するか否かを選択可能とする入力側スイッチと、前記インダクタと前記インダクタ間スイッチとの接続点に接続され、前記インダクタから前記ダイオード側に電力を供給するか否かを選択可能とする出力側スイッチと、前記インダクタ間スイッチ、前記入力側スイッチ、および前記出力側スイッチを制御する制御回路と、を備えることを特徴とする。
本発明によれば、低電力負荷においてもインダクタを有効活用してコンバータ効率をさらに向上させることができ、より高効率な運用が可能となる、という効果を奏する。
図１は、実施の形態１にかかるインターリーブコンバータの一構成例を示す図である。 図２は、実施の形態１にかかるインターリーブコンバータの高負荷運転モード時における第１のスイッチングコンバータ回路の構成を示す図である。 図３は、実施の形態１にかかるインターリーブコンバータの高負荷運転モード時における各電流波形、およびスイッチング素子を動作させるＰＷＭ信号波形を示す図である。 図４は、実施の形態１にかかるインターリーブコンバータの高負荷運転モード時における全波整流電圧波形、負荷電圧波形、および負荷への供給電圧波形を示す図である。 図５は、実施の形態１にかかるインターリーブコンバータの低負荷運転モード時における第２のスイッチングコンバータ回路の構成を示す図である。 図６は、実施の形態１にかかるインターリーブコンバータの高負荷運転モード時における各電流波形、およびスイッチング素子を動作させるＰＷＭ信号波形を示す図である。 図７は、実施の形態１にかかるインターリーブコンバータの低負荷運転モード時における全波整流電圧波形、負荷電圧波形、および負荷への供給電圧波形を示す図である。 図８は、実施の形態１にかかるインターリーブコンバータにおける負荷電力の大きさに応じた運転モード切り替え条件を示す図である。 図９は、実施の形態１にかかるインターリーブコンバータにおける運転モード切り替え制御の一例を示すフローチャートである。 図１０は、実施の形態２にかかるインターリーブコンバータの一構成例を示す図である。 図１１は、実施の形態２にかかるインターリーブコンバータの高負荷運転モード時における第１のスイッチングコンバータ回路の構成を示す図である。 図１２は、実施の形態２にかかるインターリーブコンバータの低負荷運転モード時における第２のスイッチングコンバータ回路の構成を示す図である。 図１３は、実施の形態３にかかるインターリーブコンバータの一構成例を示す図である。 図１４は、実施の形態３にかかるインターリーブコンバータにおける負荷電力の大きさに応じた運転モード切り替え条件を示す図である。 図１５は、実施の形態３にかかるインターリーブコンバータの低負荷運転モード時における第２のスイッチングコンバータ回路の構成を示す図である。 図１６は、実施の形態３にかかるインターリーブコンバータの中間負荷運転モード時における第３のスイッチングコンバータ回路の構成を示す図である。
以下に添付図面を参照し、本発明の実施の形態にかかるインターリーブコンバータについて説明する。なお、以下に示す実施の形態により本発明が限定されるものではない。
実施の形態１．
図１は、実施の形態１にかかるインターリーブコンバータの一構成例を示す図である。図１に示すように、実施の形態１にかかるインターリーブコンバータ５０は、２回路並列インターリーブコンバータとして構成され、並列に接続された２つのスイッチングコンバータ回路（以下、「第１のスイッチングコンバータ回路」という）５０１，５０２と、交流電源１から出力される交流電圧を全波整流する整流回路（ダイオードブリッジ）２と、負荷１０に与える電圧を平滑する平滑コンデンサ３と、制御回路４とを備えている。
第１のスイッチングコンバータ回路５０１は、インダクタ５ａ、スイッチング素子６ａ、およびダイオード７ａを含み構成され、整流回路２の高圧側出力端とインダクタ５ａの一方端との間が入力側スイッチ１０１ａを介して接続され、インダクタ５ａの他方端とダイオード７ａのアノードとが接続され、インダクタ５ａの他方端とダイオード７ａのアノードとの接続点とＧＮＤとの間にスイッチング素子６ａが接続され構成されている。
また、第１のスイッチングコンバータ回路５０２は、インダクタ５ｂ、スイッチング素子６ｂ、およびダイオード７ｂを含み構成され、整流回路２の高圧側出力端とインダクタ５ｂの一方端とが接続され、インダクタ５ｂの他方端とダイオード７ｂのアノードとの間が出力側スイッチ１０２ａを介して接続され、出力側スイッチ１０２ａとダイオード７ａのアノードとの接続点とＧＮＤとの間にスイッチング素子６ｂが接続され構成されている。
また、入力側スイッチ１０１ａとインダクタ５ａとの接続点と、インダクタ５ｂと出力側スイッチ１０２ａとの接続点との間がインダクタ間スイッチ１０３ａを介して接続されている。
制御回路４は、外部からの運転モード要求情報、負荷電圧情報、および負荷電力算出用情報に応じて、各スイッチング素子６ａ，６ｂをスイッチング制御すると共に、入力側スイッチ１０１ａ、出力側スイッチ１０２ａ、およびインダクタ間スイッチ１０３ａを制御する機能を有している。
ここで、運転モードとは、本実施の形態では、負荷電力範囲に応じた運転モードとして、負荷１０への電力供給量（以下、単に「負荷電力」という）が大きい場合に適用する高負荷運転モードと、高負荷運転モードよりも負荷電力が小さい場合に適用する低負荷運転モードとを含んでいる。なお、本実施の形態では、この運転モードの切り替えは、負荷電力の大きさ、あるいは、運転モード要求情報に応じて実施される。なお、この運転モード要求情報とは、ユーザが例えばリモコン（図示せず）等を用いて実施の形態１にかかるインターリーブコンバータ５０が搭載される装置に対して要求するものである。
また、本実施の形態において、負荷電圧情報とは、負荷１０に印加される負荷電圧の所定時間当たりの平均値Ｖ２（以下、単に「負荷電圧Ｖ２」という）を示している。また、負荷電力算出用情報とは、負荷電力を算出する際に用いる情報であり、負荷１０に印加される負荷電圧および負荷１０に流れ込む負荷電流の瞬時値、あるいは、交流電源１からの入力電圧および入力電流の瞬時値等を含んでいる。これらの負荷電圧、負荷電流、入力電圧、および入力電流等は、図示しない電圧検出手段、電流検出手段により検出される。なお、これらの電圧検出手段および電流検出手段による各電圧および各電流の検出手法や、負荷電力の算出手法により、本発明が限定されるものではない。
つぎに、実施の形態１にかかるインターリーブコンバータ５０における各運転モード時の動作および運転モード切り替え制御について説明する。ここでは、まず、高負荷運転モード時の動作を、図１〜図４を参照して説明する。図２は、実施の形態１にかかるインターリーブコンバータの高負荷運転モード時における第１のスイッチングコンバータ回路の構成を示す図である。また、図３は、実施の形態１にかかるインターリーブコンバータの高負荷運転モード時における各電流波形、およびスイッチング素子を動作させるＰＷＭ信号波形を示す図である。また、図４は、実施の形態１にかかるインターリーブコンバータの高負荷運転モード時における全波整流電圧波形、負荷電圧波形、および負荷への供給電圧波形を示す図である。
高負荷運転モード時には、制御回路４は、図２に示すように、入力側スイッチ１０１ａおよび出力側スイッチ１０２ａをＯＮ制御し、インダクタ間スイッチ１０３ａをＯＦＦ制御する。つまり、この高負荷運転モード時では、図１に示すように、インダクタ５ａ、スイッチング素子６ａ、およびダイオード７ａにより第１のスイッチングコンバータ回路５０１が構成され、インダクタ５ｂ、スイッチング素子６ｂ、およびダイオード７ｂにより第１のスイッチングコンバータ回路５０２が構成され、図２に示す経路で各電流が流れる。図２に示す例では、交流電源１から整流回路２に流れ込む交流電流をＩ０、整流回路２による全波整流電流をＩ１、インダクタ５ａに流れる電流をＩ１１、インダクタ５ｂに流れる電流をＩ１２としている。
このとき、制御回路４は、図３に示すように、インダクタ５ａに流れる電流Ｉ１１とインダクタ５ｂに流れる電流Ｉ１２とが１８０°の位相差となるように、スイッチング素子６ａにＰＷＭ信号ＳＧ１１を出力し、スイッチング素子６ｂにＰＷＭ信号ＳＧ１２を出力する。これにより、スイッチング素子６ａとスイッチング素子６ｂとがそれぞれ１８０°毎にＯＮする所謂インターリーブ動作することで、インダクタ５ａに流れる電流Ｉ１１とインダクタ５ｂに流れる電流Ｉ１２とのピークが１８０°の位相差を持ちながら交流電源１から整流回路２に流れ込む交流電流Ｉ０が正弦波状に形成され、電源力率を改善させる。
また、このとき、各インダクタ５ａ，５ｂに流れる各電流Ｉ１１，Ｉ１２を各スイッチング素子６ａ，６ｂによりスイッチングすることで逆起電圧が発生するため、負荷電圧Ｖ２を整流電圧Ｖ１に対して昇圧させることができる。なお、制御回路４は、各ＰＷＭ信号ＳＧ１１，ＳＧ１２のキャリア周波数を変えることにより、負荷電圧Ｖ２をあらかじめ設定された目標負荷電圧の範囲内となるように調整する機能を有している。
つぎに実施の形態１にかかるインターリーブコンバータ５０における低負荷運転モード時の動作を、図５〜図７を参照して説明する。図５は、実施の形態１にかかるインターリーブコンバータの低負荷運転モード時における第２のスイッチングコンバータ回路の構成を示す図である。また、図６は、実施の形態１にかかるインターリーブコンバータの高負荷運転モード時における各電流波形、およびスイッチング素子を動作させるＰＷＭ信号波形を示す図である。また、図７は、実施の形態１にかかるインターリーブコンバータの低負荷運転モード時における全波整流電圧波形、負荷電圧波形、および負荷への供給電圧波形を示す図である。
低負荷運転モード時には、制御回路４は、図５に示すように、入力側スイッチ１０１ａおよび出力側スイッチ１０２ａをＯＦＦ制御し、インダクタ間スイッチ１０３ａをＯＮ制御する。つまり、この低負荷運転モード時では、図５に示すように、インダクタ５ａとインダクタ５ｂとが直列に接続されて直列インダクタ回路８ａが構成され、この直列インダクタ回路８ａ、スイッチング素子６ａ、およびダイオード７ａにより第２のスイッチングコンバータ回路６０１が構成され、図５に示す経路で電流Ｉ１が流れる。
このとき、制御回路４は、図６に示すように、スイッチング素子６ａにＰＷＭ信号ＳＧ１１を出力してスイッチング素子６ａをＯＮ／ＯＦＦ動作させ、スイッチング素子６ｂへのＰＷＭ信号ＳＧ１２の出力を停止してスイッチング素子６ｂを無効化する。これにより、各インダクタ５ａ，５ｂを有効に活用しつつ、スイッチング損失の低減を図ることができる。また、制御回路４は、ＰＷＭ信号ＳＧ１１のキャリア周波数を変えることにより、高負荷運転モード時と同様に、負荷電圧Ｖ２をあらかじめ設定された目標負荷電圧の範囲内となるように調整する機能を有している。また、制御回路４は、ＰＷＭ信号ＳＧ１１のパルス幅を可変することにより、ＰＷＭ信号ＳＧ１１のＤＵＴＹ比を変化させる機能を有している。これにより、交流電源１から整流回路２に流れ込む交流電流Ｉ０を正弦波に近づけ、電源力率を向上させることができる。
上述したように、本実施の形態では、高負荷運転モードでは、２つの第１のスイッチングコンバータ回路５０１，５０２による所謂インターリーブ動作により負荷１０への電力供給を行い、低負荷運転モードでは、インダクタ５ａ，５ｂを直列に接続して直列インダクタ回路８ａを構成し、１つの第２のスイッチングコンバータ回路６０１を構成して動作させることにより負荷１０への電力供給を行う。これにより、低負荷運転モードでは、スイッチング素子６ｂを無効化することができるため、各インダクタ５ａ，５ｂを有効に活用しつつ、スイッチング損失の低減を図ることができ、高負荷運転モードよりもスイッチング損失を低減させながら適切な電力供給を行うことが可能となる。また、２つのインダクタ５ａ，５ｂを直列接続することで電流経路のインダクタンス値が大きくなるため、昇圧能力を上げることができ、また、負荷電圧Ｖ２を低下させることなく、ＰＷＭ信号ＳＧ１１のキャリア周波数を下げることができるので、スイッチング損失のさらなる低減を実現することができる。
つぎに、実施の形態１にかかるインターリーブコンバータにおける高負荷運転モードと低負荷運転モードとの切り替え制御について説明する。
本実施の形態では、上述したように、運転モードの切り替えは、負荷電力の大きさ、あるいは、運転モード要求情報に応じて実施される。ここでは、まず、負荷電力の大きさに応じた運転モード切り替え条件について、図８を参照して説明する。図８は、実施の形態１にかかるインターリーブコンバータにおける負荷電力の大きさに応じた運転モード切り替え条件を示す図である。
制御回路４は、上述したように、負荷１０に印加される負荷電圧および負荷１０に流れ込む負荷電流の瞬時値、あるいは、交流電源１からの入力電圧および入力電流の瞬時値等を含む負荷電力算出用情報を用いて、負荷電力を算出する。この算出した負荷電圧を、図８に示す第１の負荷電力閾値ＰＬおよび第２の負荷電力閾値ＰＨと比較することにより、運転モードの切り替えを行うか否かを判定する（以下、「運転モード切り替え判定」という）。
図８に示すように、高負荷運転モード中において、負荷電力があらかじめ定められた第１の負荷電力閾値ＰＬより下回った場合には、低負荷運転モードへと移行する。これに対して、低負荷運転モード中において、負荷電力があらかじめ定められた第２の負荷電力閾値ＰＨを上回った場合には、高負荷運転モードへ移行する。いずれの条件にも当てはまらない場合には、運転モードを変更しない。本実施の形態では、高負荷運転モードから低負荷運転モードに移行する第１の負荷電力閾値ＰＬを、低負荷運転モードから高負荷運転モードに移行する第２の負荷電力閾値ＰＨよりも低い値としている（ＰＬ＜ＰＨ）。このように第１の負荷電力閾値ＰＬおよび第２の負荷電力閾値ＰＨを定めることにより、高負荷運転モードと低負荷運転モードとが頻繁に切り替わることを防止することができ、安定した運転モードの切り替え制御が可能となる。
つぎに、実施の形態１にかかるインターリーブコンバータ５０における運転モード切り替え制御について、図９を参照して説明する。図９は、実施の形態１にかかるインターリーブコンバータにおける運転モード切り替え制御の一例を示すフローチャートである。
インターリーブコンバータ５０の制御開始時において、制御回路４は、運転モード要求情報を取得し（ステップＳＴ１０１）、運転モード要求の有無を判定する（ステップＳＴ１０２）。
運転モード要求がある場合（ステップＳＴ１０２；Ｙｅｓ）、つまり、現在の運転モードから変更する場合には、制御回路４は、要求された運転モードに移行し（ステップＳＴ１０３）、入力側スイッチ１０１ａ、出力側スイッチ１０２ａ、およびインダクタ間スイッチ１０３ａを制御し、上述した各運転モードにおけるスイッチング制御を行う。
つまり、高負荷運転モードから低負荷運転モードに移行する場合には、入力側スイッチ１０１ａ、出力側スイッチ１０２ａをＯＮからＯＦＦに制御し、インダクタ間スイッチ１０３ａをＯＦＦからＯＮに制御して、第２のスイッチングコンバータ回路６０１を構成し、スイッチング素子６ａにＰＷＭ信号ＳＧ１１を出力してスイッチング素子６ａをＯＮ／ＯＦＦ動作させ、スイッチング素子６ｂへのＰＷＭ信号ＳＧ１２の出力を停止してスイッチング素子６ｂを無効化する。
また、低負荷運転モードから高負荷運転モードに移行する場合には、入力側スイッチ１０１ａ、出力側スイッチ１０２ａをＯＦＦからＯＮに制御し、インダクタ間スイッチ１０３ａをＯＮからＯＦＦに制御して、各第１のスイッチングコンバータ回路５０１，５０２を構成し、スイッチング素子６ａにＰＷＭ信号ＳＧ１１を出力し、スイッチング素子６ｂにＰＷＭ信号ＳＧ１２を出力する。
運転モード要求がない場合（ステップＳＴ１０２；Ｎｏ）、つまり、現在の運転モードから変更しない場合には、制御回路４は、負荷電力算出用情報を取得して（ステップＳＴ１０４）、負荷電力を算出する（ステップＳＴ１０５）。そして、制御回路４は、上述した運転モード切り替え判定を実施して、図８に示す運転モード切り替え条件が成立するか否かを判定する（ステップＳＴ１０６）。
運転モード切り替え条件が成立しなかった場合（ステップＳＴ１０６；Ｎｏ）、当該運転モード切り替え制御を終了するか否かを判定し（ステップＳＴ１１０）、運転モード切り替え制御を終了する場合には（ステップＳＴ１１０；Ｙｅｓ）、当該運転モード切り替え制御を終了する（ステップＳＴ１１１）。運転モード切り替え制御を終了しない場合には（ステップＳＴ１１０；Ｎｏ）、ステップＳＴ１０１の処理に戻り、ステップＳＴ１０１〜ステップＳＴ１１０の処理を繰り返し実施する。なお、このステップＳＴ１１０における運転モード切り替え制御終了判定手法により、本発明が限定されるものではない。
運転モード切り替え条件が成立した場合（ステップＳＴ１０６；Ｙｅｓ）、制御回路４は、要求された運転モードに移行する（ステップＳＴ１０３）。
制御回路４は、運転モードの移行後（ステップＳＴ１０３）、負荷電圧情報を取得し（ステップＳＴ１０７）、負荷電圧Ｖ２があらかじめ設定された目標負荷電圧範囲内であるか否かを判定する（ステップＳＴ１０８）。
負荷電圧Ｖ２が目標負荷電圧範囲外である場合には（ステップＳＴ１０８；Ｎｏ）、ＰＷＭ信号ＳＧ１１，ＳＧ１２のキャリア周波数を変更し（ステップＳＴ１０９）、ステップＳＴ１０７の処理に戻り、負荷電圧Ｖ２が目標負荷電圧範囲内となる（ステップＳＴ１０８；Ｙｅｓ）まで、ステップＳＴ１０７およびステップＳＴ１０８の処理を繰り返し実施する。
負荷電圧Ｖ２が目標負荷電圧範囲内である場合には（ステップＳＴ１０８；Ｙｅｓ）、制御回路４は、当該運転モード切り替え制御を終了するか否かを判定し（ステップＳＴ１１０）、運転モード切り替え制御を終了する場合には（ステップＳＴ１１０；Ｙｅｓ）、当該運転モード切り替え制御を終了する（ステップＳＴ１１１）。運転モード切り替え制御を終了しない場合には（ステップＳＴ１１０；Ｎｏ）、ステップＳＴ１０１の処理に戻り、ステップＳＴ１０１〜ステップＳＴ１１０の処理を繰り返し実施する。
以上説明したように、実施の形態１のインターリーブコンバータによれば、運転モードとして、負荷電力が大きい高負荷運転モードと、高負荷運転モードよりも負荷電力が小さい低負荷運転モードとを設け、高負荷運転モードでは、各１つのインダクタとスイッチング素子とダイオードとにより２つの第１のスイッチングコンバータ回路を構成して、これら２つの第１のスイッチングコンバータ回路をインターリーブ動作させて負荷への電力供給を行い、低負荷運転モードでは、２つのインダクタを直列に接続して１つの直列インダクタ回路を構成し、この１つの直列インダクタ回路と各１つのスイッチング素子とダイオードとにより１つの第２のスイッチングコンバータ回路を構成して、この１つの第２のスイッチングコンバータ回路を動作させて負荷への電力供給を行うようにしたので、低電力負荷においてもインダクタを有効活用することができる。
また、低負荷運転モードでは、第２のスイッチングコンバータ回路を構成しない１つのスイッチング素子を無効化することができるため、高負荷運転モードよりもスイッチング損失を低減させながら適切な電力供給を行うことが可能となる。
また、２つのインダクタを直列接続することで電流経路のインダクタンス値が大きくなるため、昇圧能力を上げることができ、また、負荷電圧を低下させることなく、第２のスイッチングコンバータ回路を構成するスイッチング素子を動作させるＰＷＭ信号のキャリア周波数を下げることができるので、スイッチング損失をさらに低減することができる。
したがって、低電力負荷におけるコンバータ効率をさらに向上させることができ、より高効率な運用が可能なインターリーブコンバータを得ることが可能となる。
また、運転モードを切り替える条件として、高負荷運転モードから低負荷運転モードに移行する第１の負荷電力閾値ＰＬを、低負荷運転モードから高負荷運転モードに移行する第２の負荷電力閾値ＰＨよりも低い値としたので（ＰＬ＜ＰＨ）、高負荷運転モードと低負荷運転モードとが頻繁に切り替わることを防止することができ、安定した運転モードの切り替え制御が可能となる。
また、運転モードをユーザが選択することも可能であるので、ユーザが意図的に負荷電力を低下させて運用する等、より柔軟な運用を行うことが可能となる。
実施の形態２．
実施の形態１では、並列に接続された２つのスイッチングコンバータ回路により構成された例について説明したが、本実施の形態では、並列に接続された３つのスイッチングコンバータ回路により構成された例について説明する。
図１０は、実施の形態２にかかるインターリーブコンバータの一構成例を示す図である。なお、実施の形態１と同一または同等の構成部には同一符号を付して、その詳細な説明は省略する。
図１０に示すように、実施の形態２にかかるインターリーブコンバータ５１は、実施の形態１にかかるインターリーブコンバータ５０は、３回路並列インターリーブコンバータとして構成され、実施の形態１において説明した構成に加えて、インダクタ５ｃ、スイッチング素子６ｃ、およびダイオード７ｃを含み構成される第１のスイッチングコンバータ回路５０３を備え、この第１のスイッチングコンバータ回路５０３は、整流回路２の高圧側出力端とインダクタ５ｃの一方端との間が入力側スイッチ１０１ｂを介して接続され、インダクタ５ｃの他方端とダイオード７ｃのアノードとの間が出力側スイッチ１０２ｂを介して接続され、インダクタ５ｃの他方端とダイオード７ｃのアノードとの接続点とＧＮＤとの間にスイッチング素子６ｃが接続され構成されている。
また、入力側スイッチ１０１ａとインダクタ５ａとの接続点と、インダクタ５ｃと出力側スイッチ１０２ｂとの接続点との間がインダクタ間スイッチ１０３ａを介して接続され、入力側スイッチ１０１ｂとインダクタ５ｃとの接続点と、インダクタ５ｂと出力側スイッチ１０２ａとの接続点との間がインダクタ間スイッチ１０３ｂを介して接続されている。
また、制御回路４ａは、外部からの運転モード要求情報、負荷電圧情報、および負荷電力算出用情報に応じて、各スイッチング素子６ａ，６ｂ，６ｃをスイッチング制御すると共に、各入力側スイッチ１０１ａ，１０１ｂ、各出力側スイッチ１０２ａ，１０２ｂ、各インダクタ間スイッチ１０３ａ，１０３ｂを制御する機能を有している。
つぎに、実施の形態２にかかるインターリーブコンバータ５１における各運転モード時の動作について説明する。ここでは、まず、高負荷運転モード時の動作を、図１１を参照して説明する。図１１は、実施の形態２にかかるインターリーブコンバータの高負荷運転モード時における第１のスイッチングコンバータ回路の構成を示す図である。
高負荷運転モード時には、制御回路４ａは、図１１に示すように、各入力側スイッチ１０１ａ，１０１ｂ、各出力側スイッチ１０２ａ，１０２ｂをＯＮ制御し、各インダクタ間スイッチ１０３ａ，１０３ｂをＯＦＦ制御する。つまり、この高負荷運転モード時では、図１１に示すように、インダクタ５ａ、スイッチング素子６ａ、およびダイオード７ａにより第１のスイッチングコンバータ回路５０１が構成され、インダクタ５ｂ、スイッチング素子６ｂ、およびダイオード７ｂにより第１のスイッチングコンバータ回路５０２が構成され、インダクタ５ｃ、スイッチング素子６ｃ、およびダイオード７ｃにより第１のスイッチングコンバータ回路５０３が構成され、図１１に示す経路で各電流が流れる。図１１に示す例では、交流電源１から整流回路２に流れ込む交流電流をＩ０、整流回路２による全波整流電流をＩ１、インダクタ５ａに流れる電流をＩ１１、インダクタ５ｂに流れる電流をＩ１２、インダクタ５ｃに流れる電流をＩ１３としている。
このとき、制御回路４ａは、インダクタ５ａに流れる電流Ｉ１１、インダクタ５ｂに流れる電流Ｉ１２、およびインダクタ５ｃに流れる電流Ｉ１３がそれぞれ１２０°の位相差となるように、スイッチング素子６ａにＰＷＭ信号ＳＧ１１を出力し、スイッチング素子６ｂにＰＷＭ信号ＳＧ１２を出力し、スイッチング素子６ｃにＰＷＭ信号ＳＧ１３を出力する。これにより、スイッチング素子６ａとスイッチング素子６ｂとスイッチング素子６ｃとがそれぞれ１２０°毎にＯＮする所謂インターリーブ動作することで、インダクタ５ａに流れる電流Ｉ１１とインダクタ５ｂに流れるＩ１２とインダクタ５ｃに流れる電流Ｉ１３とのピークがそれぞれ１２０°の位相差を持ちながら交流電源１から整流回路２に流れ込む交流電流Ｉ０が正弦波状に形成され、電源力率を改善させる。
また、このとき、各インダクタ５ａ，５ｂ，５ｃに流れる各電流Ｉ１１，Ｉ１２，Ｉ１３を各スイッチング素子６ａ，６ｂ，６ｃによりスイッチングすることで逆起電圧が発生するため、負荷電圧Ｖ２を整流電圧Ｖ１に対して昇圧させることができる。なお、制御回路４ａは、各ＰＷＭ信号ＳＧ１１，ＳＧ１２，ＳＧ１３のキャリア周波数を変えることにより、負荷電圧Ｖ２をあらかじめ設定された目標負荷電圧の範囲内となるように調整する機能を有している。
つぎに実施の形態２にかかるインターリーブコンバータ５１における低負荷運転モード時の動作を、図１２を参照して説明する。図１２は、実施の形態２にかかるインターリーブコンバータの低負荷運転モード時における第２のスイッチングコンバータ回路の構成を示す図である。
低負荷運転モード時には、制御回路４ａは、図１２に示すように、各入力側スイッチ１０１ａ，１０１ｂ、各出力側スイッチ１０２ａ，１０２ｂをＯＦＦ制御し、各インダクタ間スイッチ１０３ａ，１０３ｂをＯＮ制御する。つまり、この低負荷運転モード時では、図１２に示すように、インダクタ５ａとインダクタ５ｂとインダクタ５ｃとが直列に接続されて直列インダクタ回路８ｂが構成され、この直列インダクタ回路８ｂ、スイッチング素子６ａ、およびダイオード７ａにより第２のスイッチングコンバータ回路６０２が構成され、図１２に示す経路で電流Ｉ１が流れる。
このとき、制御回路４ａは、スイッチング素子６ａにＰＷＭ信号ＳＧ１１を出力してスイッチング素子６ａをＯＮ／ＯＦＦ動作させ、各スイッチング素子６ｂ，６ｃへの各ＰＷＭ信号ＳＧ１２，ＳＧ１３の出力を停止して各スイッチング素子６ｂ，６ｃを無効化する。これにより、各インダクタ５ａ，５ｂ，５ｃを有効に活用しつつ、スイッチング損失の低減を図ることができる。また、制御回路４ａは、ＰＷＭ信号ＳＧ１１のキャリア周波数を変えることにより、高負荷運転モード時と同様に、負荷電圧Ｖ２をあらかじめ設定された目標負荷電圧の範囲内となるように調整する機能を有している。また、制御回路４ａは、ＰＷＭ信号ＳＧ１１のパルス幅を可変することにより、ＰＷＭ信号ＳＧ１１のＤＵＴＹ比を変化させる機能を有している。これにより、交流電源１から整流回路２に流れ込む交流電流Ｉ０を正弦波に近づけ、電源力率を向上させることができる。
上述したように、本実施の形態では、高負荷運転モードでは、３つの第１のスイッチングコンバータ回路５０１，５０２，５０３による所謂インターリーブ動作により負荷１０への電力供給を行い、低負荷運転モードでは、インダクタ５ａ，５ｂ，５ｃを直列に接続して直列インダクタ回路８ｂを構成し、１つの第２のスイッチングコンバータ回路６０２を構成して動作させることにより負荷１０への電力供給を行う。これにより、低負荷運転モードでは、各スイッチング素子６ｂ，６ｃを無効化することができるため、各インダクタ５ａ，５ｂ，５ｃを有効に活用しつつ、スイッチング損失の低減を図ることができ、高負荷運転モードよりもスイッチング損失を低減させながら適切な電力供給を行うことが可能となる。また、３つのインダクタ５ａ，５ｂ，５ｃを直列接続することで電流経路のインダクタンス値が大きくなるため、昇圧能力を上げることができ、また、負荷電圧Ｖ２を低下させることなく、ＰＷＭ信号ＳＧ１１のキャリア周波数を下げることができるので、スイッチング損失のさらなる低減を実現することができる。
なお、実施の形態２にかかるインターリーブコンバータにおける高負荷運転モードと低負荷運転モードとの切り替え制御については、実施の形態１と同様であるので、ここでは説明を省略する。
以上説明したように、実施の形態２のインターリーブコンバータによれば、並列に接続された３つのスイッチングコンバータ回路により３回路並列インターリーブコンバータとして構成した場合でも、実施の形態１と同様の効果を得ることができる。
実施の形態３．
実施の形態１および実施の形態２では、並列に接続された２つあるいは３つのスイッチングコンバータ回路により構成された例について説明したが、本実施の形態では、並列に接続された４つ以上の複数のスイッチングコンバータ回路により構成された例について説明する。
図１３は、実施の形態３にかかるインターリーブコンバータの一構成例を示す図である。なお、実施の形態１または実施の形態２と同一または同等の構成部には同一符号を付して、その詳細な説明は省略する。なお、図１３に示す例では、第１のスイッチングコンバータ回路が４つである場合の例を示している。
実施の形態３にかかるインターリーブコンバータ５２は、図１３に示す例では、４回路並列インターリーブコンバータとして構成され、実施の形態２において説明した構成に加えて、インダクタ５ｄ、スイッチング素子６ｄ、およびダイオード７ｄを含み構成される第１のスイッチングコンバータ回路５０４を備え、この第１のスイッチングコンバータ回路５０４は、整流回路２の高圧側出力端とインダクタ５ｄの一方端との間が入力側スイッチ１０１ｃを介して接続され、インダクタ５ｄの他方端とダイオード７ｄのアノードとの間が出力側スイッチ１０２ｃを介して接続され、インダクタ５ｄの他方端とダイオード７ｄのアノードとの接続点とＧＮＤとの間にスイッチング素子６ｄが接続され構成されている。
また、入力側スイッチ１０１ａとインダクタ５ａとの接続点と、インダクタ５ｄと出力側スイッチ１０２ｃとの接続点との間がインダクタ間スイッチ１０３ａを介して接続され、入力側スイッチ１０１ｃとインダクタ５ｄとの接続点と、インダクタ５ｃと出力側スイッチ１０２ｂとの接続点との間がインダクタ間スイッチ１０３ｃを介して接続され、入力側スイッチ１０１ｂとインダクタ５ｃとの接続点と、インダクタ５ｂと出力側スイッチ１０２ａとの接続点との間がインダクタ間スイッチ１０３ｂを介して接続されている。
また、制御回路４ｂは、外部からの運転モード要求情報、負荷電圧情報、および負荷電力算出用情報に応じて、各スイッチング素子６ａ，６ｂ，６ｃ，６ｄをスイッチング制御すると共に、各入力側スイッチ１０１ａ，１０１ｂ，１０１ｃ、各出力側スイッチ１０２ａ，１０２ｂ，１０２ｃ、各インダクタ間スイッチ１０３ａ，１０３ｂ，１０３ｃを制御する機能を有している。
図１４は、実施の形態３にかかるインターリーブコンバータにおける負荷電力の大きさに応じた運転モード切り替え条件を示す図である。本実施の形態では、運転モードとして、実施の形態１において説明した高負荷運転モードおよび低負荷運転モードに加え、負荷電力範囲が高負荷運転モードよりも低く、且つ、低負荷運転モードよりも高い中間負荷運転モードを含んでいる。
図１４に示すように、高負荷運転モード中において、負荷電力があらかじめ定められた第１の負荷電力閾値ＰＨＭより下回った場合には、中間負荷運転モードへと移行する。これに対して、中間負荷運転モード中において、負荷電力があらかじめ定められた第２の負荷電力閾値ＰＨＨを上回った場合には、高負荷運転モードへ移行する。また、中間負荷運転モード中において、負荷電力があらかじめ定められた第３の負荷電力閾値ＰＬＬより下回った場合には、低負荷運転モードへと移行する。これに対して、低負荷運転モード中において、負荷電力があらかじめ定められた第４の負荷電力閾値ＰＬＭを上回った場合には、中間負荷運転モードへ移行する。いずれの条件にも当てはまらない場合には、運転モードを変更しない。
本実施の形態では、高負荷運転モードから中間負荷運転モードに移行する第１の負荷電力閾値ＰＨＭを、中間負荷運転モードから高負荷運転モードに移行する第２の負荷電力閾値ＰＨＨよりも低い値としている（ＰＨＭ＜ＰＨＨ）。また、中間負荷運転モードから低負荷運転モードに移行する第３の負荷電力閾値ＰＬＬを、低負荷運転モードから中間負荷運転モードに移行する第４の負荷電力閾値ＰＬＭよりも低い値としている（ＰＬＬ＜ＰＬＭ）。
このように第１の負荷電力閾値ＰＨＭ、第２の負荷電力閾値ＰＨＨ、第３の負荷電力閾値ＰＬＬ、および第４の負荷電力閾値ＰＬＭを定めることにより、隣り合う運転モード（つまり、高負荷運転モードおよび中間負荷運転モード、中間負荷運転モードおよび低負荷運転モード）が頻繁に切り替わることを防止することができ、安定した運転モードの切り替え制御が可能となる。
つぎに、実施の形態３にかかるインターリーブコンバータ５２における各運転モード時の動作について説明する。ここでは、まず、高負荷運転モード時の動作を、図１３を参照して説明する。
高負荷運転モード時には、制御回路４ｂは、図１３に示すように、各入力側スイッチ１０１ａ，１０１ｂ，１０１ｃ、各出力側スイッチ１０２ａ，１０２ｂ，１０２ｃをＯＮ制御し、各インダクタ間スイッチ１０３ａ，１０３ｂ，１０３ｃをＯＦＦ制御する。つまり、この高負荷運転モード時では、図１３に示すように、インダクタ５ａ、スイッチング素子６ａ、およびダイオード７ａにより第１のスイッチングコンバータ回路５０１が構成され、インダクタ５ｂ、スイッチング素子６ｂ、およびダイオード７ｂにより第１のスイッチングコンバータ回路５０２が構成され、インダクタ５ｃ、スイッチング素子６ｃ、およびダイオード７ｃにより第１のスイッチングコンバータ回路５０３が構成され、インダクタ５ｄ、スイッチング素子６ｄ、およびダイオード７ｄにより第１のスイッチングコンバータ回路５０４が構成される。
このとき、制御回路４ｂは、各インダクタ５ａ，５ｂ，５ｃ，５ｄに流れる電流がそれぞれ９０°の位相差となるように、スイッチング素子６ａにＰＷＭ信号ＳＧ１１を出力し、スイッチング素子６ｂにＰＷＭ信号ＳＧ１２を出力し、スイッチング素子６ｃにＰＷＭ信号ＳＧ１３を出力し、スイッチング素子６ｄにＰＷＭ信号ＳＧ１４を出力する。これにより、スイッチング素子６ａとスイッチング素子６ｂとスイッチング素子６ｃとスイッチング素子６ｄとがそれぞれ９０°毎にＯＮする所謂インターリーブ動作することで、各インダクタ５ａ，５ｂ，５ｃ，５ｄに流れる各電流のピークがそれぞれ９０°の位相差を持ちながら交流電源１から整流回路２に流れ込む交流電流が正弦波状に形成され、電源力率を改善させる。
また、このとき、各インダクタ５ａ，５ｂ，５ｃ，５ｄを各スイッチング素子６ａ，６ｂ，６ｃ，６ｄによりスイッチングすることにより逆起電圧が発生するため、負荷電圧Ｖ２を整流電圧Ｖ１に対して昇圧させることができる。なお、制御回路４ｂは、各ＰＷＭ信号ＳＧ１１，ＳＧ１２，ＳＧ１３，ＳＧ１４のキャリア周波数を変えることにより、負荷電圧Ｖ２をあらかじめ設定された目標負荷電圧の範囲内となるように調整する機能を有している。
つぎに実施の形態３にかかるインターリーブコンバータ５２における低負荷運転モード時の動作を、図１５を参照して説明する。図１５は、実施の形態３にかかるインターリーブコンバータの低負荷運転モード時における第２のスイッチングコンバータ回路の構成を示す図である。
低負荷運転モード時には、制御回路４ｂは、図１５に示すように、各入力側スイッチ１０１ａ，１０１ｂ，１０１ｃ、各出力側スイッチ１０２ａ，１０２ｂ，１０２ｃをＯＦＦ制御し、各インダクタ間スイッチ１０３ａ，１０３ｂ，１０３ｃをＯＮ制御する。つまり、この低負荷運転モード時では、図１５に示すように、インダクタ５ａとインダクタ５ｂとインダクタ５ｃとインダクタ５ｄとが直列に接続されて直列インダクタ回路８ｃが構成され、この直列インダクタ回路８ｃ、スイッチング素子６ａ、およびダイオード７ａにより第２のスイッチングコンバータ回路６０３が構成される。
このとき、制御回路４ｂは、スイッチング素子６ａにＰＷＭ信号ＳＧ１１を出力してスイッチング素子６ａをＯＮ／ＯＦＦ動作させ、各スイッチング素子６ｂ，６ｃ，６ｄへの各ＰＷＭ信号ＳＧ１２，ＳＧ１３，ＳＧ１４の出力を停止して各スイッチング素子６ｂ，６ｃ，６ｄを無効化する。これにより、各インダクタ５ａ，５ｂ，５ｃ，５ｄを有効に活用しつつ、スイッチング損失の低減を図ることができる。また、制御回路４ｂは、ＰＷＭ信号ＳＧ１１のキャリア周波数を変えることにより、高負荷運転モード時と同様に、負荷電圧Ｖ２をあらかじめ設定された目標負荷電圧の範囲内となるように調整する機能を有している。また、制御回路４ｂは、ＰＷＭ信号ＳＧ１１のパルス幅を可変することにより、ＰＷＭ信号ＳＧ１１のＤＵＴＹ比を変化させる機能を有している。これにより、交流電源１から整流回路２に流れ込む交流電流を正弦波に近づけ、電源力率を向上させることができる。
つぎに実施の形態３にかかるインターリーブコンバータ５２における中間負荷運転モード時の動作を、図１６を参照して説明する。図１６は、実施の形態３にかかるインターリーブコンバータの中間負荷運転モード時における第３のスイッチングコンバータ回路の構成を示す図である。
中間負荷運転モード時には、制御回路４ｂは、図１６に示すように、各入力側スイッチ１０１ａ，１０１ｂ、各出力側スイッチ１０２ａ，１０２ｃ、インダクタ間スイッチ１０３ｃをＯＦＦ制御し、入力側スイッチ１０１ｃ、出力側スイッチ１０２ｂ、各インダクタ間スイッチ１０３ａ，１０３ｂをＯＮ制御する。つまり、この中間負荷運転モード時では、図１６に示すように、インダクタ５ａとインダクタ５ｄとが直列に接続されて直列インダクタ回路８ｄが構成され、この直列インダクタ回路８ｄ、スイッチング素子６ａ、およびダイオード７ａにより第３のスイッチングコンバータ回路７０１が構成される。また、インダクタ５ｂとインダクタ５ｃとが直列に接続されて直列インダクタ回路８ｅが構成され、この直列インダクタ回路８ｅ、スイッチング素子６ｃ、およびダイオード７ｃにより第３のスイッチングコンバータ回路７０２が構成される。
このとき、制御回路４ｂは、スイッチング素子６ａにＰＷＭ信号ＳＧ１１を出力してスイッチング素子６ａをＯＮ／ＯＦＦ動作させ、スイッチング素子６ｃにＰＷＭ信号ＳＧ１３を出力してスイッチング素子６ｃをＯＮ／ＯＦＦ動作させ、各スイッチング素子６ｂ，６ｄへの各ＰＷＭ信号ＳＧ１２，ＳＧ１４の出力を停止して各スイッチング素子６ｂ，６ｄを無効化する。これにより、中間負荷運転モード時においても、各インダクタ５ａ，５ｂ，５ｃ，５ｄを有効に活用しつつ、スイッチング損失の低減を図ることができる。また、制御回路４ｂは、直列インダクタ回路８ｄに流れる電流と直列インダクタ回路８ｅに流れる電流とが１８０°の位相差となるように、スイッチング素子６ａにＰＷＭ信号ＳＧ１１を出力し、スイッチング素子６ｃにＰＷＭ信号ＳＧ１３を出力する。これにより、スイッチング素子６ａとスイッチング素子６ｃとがそれぞれ１８０°毎にＯＮする所謂インターリーブ動作することで、直列インダクタ回路８ｄに流れる電流と直列インダクタ回路８ｅに流れる電流とのピークが１８０°の位相差を持ちながら交流電源１から整流回路２に流れ込む交流電流が正弦波状に形成され、電源力率を改善させる。
上述したように、本実施の形態では、高負荷運転モードでは、４つの第１のスイッチングコンバータ回路５０１，５０２，５０３，５０４による所謂インターリーブ動作により負荷１０への電力供給を行い、低負荷運転モードでは、インダクタ５ａ，５ｂ，５ｃ，５ｄを直列に接続して直列インダクタ回路８ｃを構成し、１つの第２のスイッチングコンバータ回路６０３を構成して動作させることにより負荷１０への電力供給を行う。これにより、低負荷運転モードでは、各スイッチング素子６ｂ，６ｃ，６ｄを無効化することができるため、各インダクタ５ａ，５ｂ，５ｃ，５ｄを有効に活用しつつ、スイッチング損失の低減を図ることができ、高負荷運転モードよりもスイッチング損失を低減させながら適切な電力供給を行うことが可能となる。また、４つのインダクタ５ａ，５ｂ，５ｃ，５ｄを直列接続することで電流経路のインダクタンス値が大きくなるため、昇圧能力を上げることができ、また、負荷電圧Ｖ２を低下させることなく、ＰＷＭ信号ＳＧ１１のキャリア周波数を下げることができるので、スイッチング損失のさらなる低減を実現することができる。
さらに、本実施の形態では、運転モードとして、実施の形態１において説明した高負荷運転モードおよび低負荷運転モードに加え、負荷電力範囲が高負荷運転モードよりも低く、且つ、低負荷運転モードよりも高い中間負荷運転モードを有し、この中間負荷運転モードでは、インダクタ５ａ，５ｄを直列に接続して直列インダクタ回路８ｄを構成し、インダクタ５ｂ，５ｃを直列に接続して直列インダクタ回路８ｅを構成し、２つの第３のスイッチングコンバータ回路７０１，７０２を構成して、これら２つの第３のスイッチングコンバータ回路７０１，７０２による所謂インターリーブ動作により負荷１０への電力供給を行う。これにより、中間負荷運転モード時においても、各スイッチング素子６ｂ，６ｄを無効化することができるため、各インダクタ５ａ，５ｂ，５ｃ，５ｄを有効に活用しつつ、スイッチング損失の低減を図ることができ、負荷電力の大きさに応じて、より適切な電力供給を行うことが可能となる。
なお、図１３〜図１６に示す例では、実施の形態３にかかるインターリーブコンバータ５２は、４回路並列インターリーブコンバータとして構成した例について説明したが、並列に接続されたｎ個（ｎは２以上の整数）のスイッチングコンバータ回路により構成されるｎ回路並列インターリーブコンバータとして構成することも可能である。以下、この場合における各運転モード時の動作について説明する。
ここで、制御回路は、外部からの運転モード要求情報、負荷電圧情報、および負荷電力算出用情報に応じて、ｎ個の各スイッチング素子をスイッチング制御すると共に、高負荷運転モードにおける第１のスイッチングコンバータ回路、低負荷運転モードにおける第２のスイッチングコンバータ回路、中間負荷運転モードにおける第３のスイッチングコンバータ回路を構成するための各入力側スイッチ、各出力側スイッチ、各インダクタ間スイッチを制御する機能を有している。
高負荷運転モード時には、制御回路は、各入力側スイッチ、各出力側スイッチ、各インダクタ間スイッチを制御して、各１個のインダクタとスイッチング素子とダイオードとを用いてｎ個の第１のスイッチングコンバータ回路を構成する。
このとき、制御回路は、ｎ個の各インダクタに流れる電流がそれぞれ（３６０°／ｎ）の位相差となるように、各スイッチング素子にそれぞれＰＷＭ信号を出力する。これにより、各スイッチング素子がそれぞれ（３６０°／ｎ）毎にＯＮする所謂インターリーブ動作することで、各インダクタに流れる各電流のピークがそれぞれ（３６０°／ｎ）の位相差を持ちながら交流電源から整流回路に流れ込む交流電流が正弦波状に形成され、電源力率を改善させる。
低負荷運転モード時には、制御回路は、各入力側スイッチ、各出力側スイッチ、各インダクタ間スイッチを制御して、ｎ個のインダクタを直列に接続して１つの直列インダクタ回路を構成し、この直列インダクタ回路とスイッチング素子とダイオードとをそれぞれ１個ずつ用いて１つの第２のスイッチングコンバータを構成する。
このとき、制御回路は、第２のスイッチングコンバータを構成する１つのスイッチング素子にＰＷＭ信号を出力してＯＮ／ＯＦＦ動作させ、それ以外の各スイッチング素子への各ＰＷＭ信号の出力を停止して無効化する。これにより、ｎ個の各インダクタを有効に活用しつつ、スイッチング損失の低減を図ることができ、ＰＷＭ信号のキャリア周波数を変えることにより、負荷電圧をあらかじめ設定された目標負荷電圧の範囲内となるように調整すると共に、ＰＷＭ信号のパルス幅を可変させＰＷＭ信号のＤＵＴＹ比を変化させることにより、交流電源から整流回路に流れ込む交流電流を正弦波に近づけ、電源力率を向上させる。
中間負荷運転モード時には、制御回路は、各入力側スイッチ、各出力側スイッチ、各インダクタ間スイッチを制御して、ｍ個（ｍはｎの１およびｎ以外の約数）の各インダクタを直列に接続して（ｎ／ｍ）個の直列インダクタ回路を構成し、この直列インダクタ回路とスイッチング素子とダイオードとをそれぞれ１個ずつ用いて（ｎ／ｍ）個の第３のスイッチングコンバータ回路を構成する。
このとき、制御回路は、（ｎ／ｍ）個の第３のスイッチングコンバータ回路を構成する各スイッチング素子にそれぞれＰＷＭ信号を出力してＯＮ／ＯＦＦ動作させ、それ以外の各スイッチング素子への各ＰＷＭ信号の出力を停止して無効化する。これにより、中間負荷運転モード時においても、ｎ個の各インダクタを有効に活用しつつ、スイッチング損失の低減を図ることができる。
また、制御回路は、各直列インダクタ回路に流れる電流がそれぞれ（３６０°／（ｎ／ｍ））の位相差となるように、（ｎ／ｍ）個の第３のスイッチングコンバータ回路を構成する各スイッチング素子にそれぞれＰＷＭ信号を出力する。これにより、各スイッチング素子がそれぞれ（３６０°／（ｎ／ｍ））毎にＯＮする所謂インターリーブ動作することで、（ｎ／ｍ）個の直列インダクタ回路に流れる各電流のピークが（３６０°／（ｎ／ｍ））の位相差を持ちながら交流電源から整流回路に流れ込む交流電流が正弦波状に形成され、電源力率を改善させる。
以上説明したように、実施の形態３のインターリーブコンバータによれば、並列に接続されたｎ個（ｎは２以上の整数）のスイッチングコンバータ回路により構成されるｎ回路並列インターリーブコンバータとして構成した場合に、実施の形態１および実施の形態２において説明した高負荷運転モードおよび低負荷運転モードに加え、負荷電力範囲が高負荷運転モードよりも低く、且つ、低負荷運転モードよりも高い中間負荷運転モードを含み、高負荷運転モードでは、各１つのインダクタとスイッチング素子とダイオードとによりｎ個の第１のスイッチングコンバータ回路を構成して、これらｎ個の第１のスイッチングコンバータ回路をインターリーブ動作させて負荷への電力供給を行い、低負荷運転モードでは、ｎ個のインダクタを直列に接続して１つの直列インダクタ回路を構成し、この直列インダクタ回路とスイッチング素子とダイオードとをそれぞれ１個ずつ用いて１つの第２のスイッチングコンバータを構成して、この１つの第２のスイッチングコンバータ回路を動作させて負荷への電力供給を行い、中間負荷運転モードでは、ｍ個（ｍはｎの１およびｎ以外の約数）のインダクタを直列に接続して（ｎ／ｍ）個の直列インダクタ回路を構成し、この直列インダクタ回路とスイッチング素子とダイオードとをそれぞれ１個ずつ用いて（ｎ／ｍ）個の第３のスイッチングコンバータ回路を構成して、この（ｎ／ｍ）個の第３のスイッチングコンバータ回路を動作させて負荷への電力供給を行うようにしたので、いずれの運転モードにおいてもインダクタを有効活用することができる。
また、中間負荷運転モード時においても、（ｎ／ｍ）個の第３のスイッチングコンバータ回路を構成しない（ｎ−（ｎ／ｍ））個の各スイッチング素子を無効化することができるため、ｎ個の各インダクタを有効に活用しつつ、スイッチング損失の低減を図ることができる。
また、中間負荷運転モード時においても、ｍ個のインダクタを直列接続することで電流経路のインダクタンス値が大きくなるため、昇圧能力を上げることができ、また、負荷電圧を低下させることなく、第３のスイッチングコンバータ回路を構成するスイッチング素子を動作させるＰＷＭ信号のキャリア周波数を下げることができるので、スイッチング損失をさらに低減することができる。
つまり、この中間負荷運転モードを有することにより、より高効率な運用が可能なインターリーブコンバータを得ることが可能となり、負荷電力の大きさに応じて、より適切な電力供給を行うことが可能となる。
また、運転モードを切り替える条件として、高負荷運転モードから中間負荷運転モードに移行する第１の負荷電力閾値ＰＨＭを、中間負荷運転モードから高負荷運転モードに移行する第２の負荷電力閾値ＰＨＨよりも低い値とし（ＰＨＭ＜ＰＨＨ）、中間負荷運転モードから低負荷運転モードに移行する第３の負荷電力閾値ＰＬＬを、低負荷運転モードから中間負荷運転モードに移行する第４の負荷電力閾値ＰＬＭよりも低い値とすることにより（ＰＬＬ＜ＰＬＭ）、運転モードが頻繁に切り替わることを防止することができ、安定した運転モードの切り替え制御が可能となる。
また、実施の形態１および実施の形態２と同様に、運転モードをユーザが選択することを可能とすることにより、ユーザが意図的に負荷電力を低下させて運用する等、より柔軟な運用を行うことが可能となる。
なお、上述した実施の形態では、中間負荷運転モードが１つである例について説明したが、この中間負荷運転モードの数はこれに限らず、２つあるいはそれ以上の中間負荷運転モードを有してもよい。この場合には、第３のスイッチングコンバータ回路の構成も１つではなく、例えば、ｍ１個のインダクタを直列に接続した（ｎ／ｍ１）個の第３のスイッチングコンバータ回路を構成する中間負荷運転モードと、ｍ２個（ｍ２≠ｍ１）のインダクタを直列に接続した（ｎ／ｍ２）個の第３のスイッチングコンバータ回路とをそれぞれ構成する複数（ここでは２個）の中間負荷運転モードとを設けることにより、負荷電力の大きさに応じたさらに適切な電力供給を行うことが可能となる。
なお、以上の実施の形態に示した構成は、本発明の構成の一例であり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、一部を省略する等、変更して構成することも可能であることは言うまでもない。
１ 交流電源
２ 整流回路（ダイオードブリッジ）
３ 平滑コンデンサ
４，４ａ，４ｂ 制御回路
５ａ，５ｂ，５ｃ，５ｄ インダクタ
６ａ，６ｂ，６ｃ，６ｄ スイッチング素子
７ａ，７ｂ，７ｃ，７ｄ ダイオード
８ａ，８ｂ，８ｃ，８ｄ，８ｅ 直列インダクタ回路
１０ 負荷
５０，５１，５２ インターリーブコンバータ
１０１ａ,１０１ｂ，１０１ｃ 入力側スイッチ
１０２ａ，１０２ｂ，１０２ｃ 出力側スイッチ
１０３ａ，１０３ｂ，１０３ｃ インダクタ間スイッチ
５０１〜５０４ 第１のスイッチングコンバータ回路
６０１〜６０４ 第２のスイッチングコンバータ回路
７０１，７０２ 第３のスイッチングコンバータ回路

Claims (14)

  1. インダクタとスイッチング素子とダイオードとにより構成されるスイッチングコンバータ回路を複数個並列に接続して構成され、交流電源から供給される交流電圧を整流回路により整流し、前記インダクタを介して前記整流回路の出力電圧を前記スイッチング素子によりスイッチングすることで、力率改善あるいは昇圧動作のうちのいずれか一方あるいは両方を行い負荷に電力を供給するインターリーブコンバータであって、
    前記インダクタを直列に接続するか否かを選択可能とするインダクタ間スイッチと、
    前記インダクタと前記インダクタ間スイッチとの接続点に接続され、前記整流回路から前記インダクタ側に電力を供給するか否かを選択可能とする入力側スイッチと、
    前記インダクタと前記インダクタ間スイッチとの接続点に接続され、前記インダクタから前記ダイオード側に電力を供給するか否かを選択可能とする出力側スイッチと、
    前記インダクタ間スイッチ、前記入力側スイッチ、および前記出力側スイッチを制御する制御回路と、
    を備えることを特徴とするインターリーブコンバータ。
  2. 前記制御回路は、前記負荷に供給する電力量に応じて、前記インダクタ間スイッチ、前記入力側スイッチ、および前記出力側スイッチを制御することを特徴とする請求項１に記載のインターリーブコンバータ。
  3. 前記制御回路は、
    該インターリーブコンバータの運転モードとして、負荷電力範囲に応じた高負荷運転モードと低負荷運転モードとを有し、
    前記高負荷運転モードにおいて、
    各１つの前記インダクタと前記スイッチング素子と前記ダイオードとによりｎ個（ｎは２以上の整数）の第１のスイッチングコンバータ回路を構成し、
    前記低負荷運転モードにおいて、
    ｎ個の前記インダクタを直列に接続して１つの直列インダクタ回路を構成し、当該直列インダクタ回路と前記スイッチング素子と前記ダイオードとをそれぞれ１個ずつ用いて１つの第２のスイッチングコンバータを構成する
    ことを特徴とする請求項２に記載のインターリーブコンバータ。
  4. 前記制御回路は、前記負荷に印加される負荷電圧および前記負荷に流れ込む負荷電流、あるいは、前記交流電源の電圧および前記交流電源から入力される入力電流に基づいて負荷電力を算出し、当該算出した負荷電力に応じて、前記運転モードを切り替えることを特徴とする請求項３に記載のインターリーブコンバータ。
  5. 前記制御回路は、前記運転モードを切り替える条件として、前記高負荷運転モードから前記低負荷運転モードに移行する第１の負荷電力閾値を、前記低負荷運転モードから前記高負荷運転モードに移行する第２の負荷電力閾値よりも低い値としたことを特徴とする請求項４に記載のインターリーブコンバータ。
  6. 前記制御回路は、
    該インターリーブコンバータの運転モードとして、負荷電力範囲が前記高負荷運転モードよりも低く、且つ、前記低負荷運転モードよりも高い中間負荷運転モードをさらに有し、
    前記中間負荷運転モードにおいて、
    ｍ個（ｍは１およびｎ以外のｎの約数）の前記インダクタを直列に接続して（ｎ／ｍ）個の直列インダクタ回路を構成し、当該直列インダクタ回路と前記スイッチング素子と前記ダイオードとをそれぞれ１個ずつ用いて（ｎ／ｍ）個の第３のスイッチングコンバータ回路を構成する
    ことを特徴とする請求項３に記載のインターリーブコンバータ。
  7. 前記制御回路は、前記負荷に印加される負荷電圧および前記負荷に流れ込む負荷電流、あるいは、前記交流電源の電圧および前記交流電源から入力される入力電流に基づいて負荷電力を算出し、当該算出した負荷電力に応じて、前記運転モードを切り替えることを特徴とする請求項６に記載のインターリーブコンバータ。
  8. 前記制御回路は、前記運転モードを切り替える条件として、
    前記高負荷運転モードから前記中間負荷運転モードに移行する第１の負荷電力閾値を、前記中間負荷運転モードから前記高負荷運転モードに移行する第２の負荷電力閾値よりも低い値とし、
    前記中間負荷運転モードから前記低負荷運転モードに移行する第３の負荷電力閾値を、前記低負荷運転モードから前記中間負荷運転モードに移行する第４の負荷電力閾値よりも低い値とした
    ことを特徴とする請求項７に記載のインターリーブコンバータ。
  9. 前記制御回路は、前記高負荷運転モードにおいて、ｎ個の前記各インダクタに流れる電流がそれぞれ（３６０°／ｎ）の位相差となるように、ｎ個の前記各スイッチング素子を駆動することを特徴とする請求項３に記載のインターリーブコンバータ。
  10. 前記制御回路は、前記高負荷運転モードにおいて、ｎ個の前記各インダクタに流れる電流がそれぞれ（３６０°／ｎ）の位相差となるように、ｎ個の前記各スイッチング素子を駆動することを特徴とする請求項６に記載のインターリーブコンバータ。
  11. 前記制御回路は、前記中間負荷運転モードにおいて、（ｎ／ｍ）個の前記各インダクタに流れる電流がそれぞれ（３６０°／（ｎ／ｍ））の位相差となるように、（ｎ／ｍ）個の前記第３のスイッチングコンバータ回路を構成する（ｎ／ｍ）個の前記各スイッチング素子を駆動することを特徴とする請求項６に記載のインターリーブコンバータ。
  12. 前記制御回路は、前記中間負荷運転モードにおいて、（ｎ／ｍ）個の前記各インダクタに流れる電流がそれぞれ（３６０°／（ｎ／ｍ））の位相差となるように、（ｎ／ｍ）個の前記第３のスイッチングコンバータ回路を構成する（ｎ／ｍ）個の前記各スイッチング素子を駆動することを特徴とする請求項１０に記載のインターリーブコンバータ。
  13. 前記制御回路は、外部から入力される運転モード要求情報に応じて、前記運転モードを切り替えることを特徴とする請求項３に記載のインターリーブコンバータ。
  14. 前記制御回路は、外部から入力される運転モード要求情報に応じて、前記運転モードを切り替えることを特徴とする請求項６に記載のインターリーブコンバータ。
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