JP5563997B2

JP5563997B2 - 制御回路

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Publication number: JP5563997B2
Application number: JP2011018992A
Authority: JP
Inventors: 伸也飯嶋; 隆一伊藤
Original assignee: Shindengen Electric Manufacturing Co Ltd
Current assignee: Shindengen Electric Manufacturing Co Ltd
Priority date: 2011-01-31
Filing date: 2011-01-31
Publication date: 2014-07-30
Anticipated expiration: 2031-01-31
Also published as: JP2012161160A

Description

本発明は、２以上の臨界型昇圧チョッピングコンバータを並列接続した電流臨界型インターリーブ型電源に用いられる制御回路に関する。

従来のインターリーブ型スイッチング電源として、特許文献１に開示されたものがある。この従来のインターリーブ型スイッチング電源では、例えば２つの臨界型昇圧チョッピングコンバータが、トランスの他端と接地間に設けられたスイッチング素子のオン／オフを制御する制御回路を備え、第１の臨界型昇圧チョッピングコンバータの制御回路が、第１の臨界型昇圧チョッピングコンバータの制御巻線の電圧により第１の臨界型昇圧チョッピングコンバータのスイッチング素子のオンタイミングを生成し、第２の臨界型昇圧チョッピングコンバータの制御回路が、第１の臨界型昇圧チョッピングコンバータのスイッチング素子がオフしたタイミングで第２の臨界型昇圧チョッピングコンバータのスイッチング素子のオンタイミングを生成する。

また、この従来型のインターリーブ型スイッチング電源では、２個の臨界型昇圧チョッピングコンバータそれぞれのスイッチング電流のオン時間幅を揃える制御をすることで、電流臨界動作が可能となる。従来型のインターリーブ型スイッチング電源では、例えば、制御回路３０ａ、３０ｂ、３０ｃのすべてのＦＢ端子を共通になるように接続した構成にすることで、第１の臨界型昇圧チョッピングコンバータのスイッチング素子のゲートパルスが低下したタイミングで第２の臨界型昇圧チョッピングコンバータのスイッチング素子のオンタイミングを生成し、第１の臨界型昇圧チョッピングコンバータと第２の臨界型昇圧チョッピングコンバータのスイッチング電流のオン時間幅を揃えることができる。そのため、極めて簡易な構成で制御可能な電流臨界方式のインターリーブ型スイッチング電源を実現することができる。

特開２００９−２６１２２９号公報

しかしながら、上記のような２個の臨界型昇圧チョッピングコンバータのオン時間設定端子及びＧＮＤ端子を共通接続させる方式、すなわち、制御回路３０ａ、３０ｂ、３０ｃのすべてのＦＢ端子を共通させる方式では、第１の臨界型昇圧チョッピングコンバータに使用する制御回路と、第２の臨界型昇圧チョッピングコンバータに使用する制御回路とで、特開２００９−２６１２２９号公報の図４に示されたＦＢ端子の電圧（ＶＦＢ）とスイッチング素子Ｑ３１のオン時間幅（ＴＯＮ）との関係が略近似した制御回路を使用する必要がある。

仮に、ＦＢ端子の電圧（ＶＦＢ）とスイッチング素子Ｑ３１のオン時間幅（ＴＯＮ）との関係が近似していない制御回路を使用すると、第１の臨界型昇圧チョッピングコンバータと第２の臨界型昇圧チョッピングコンバータとで、それぞれのスイッチング電流のオン時間幅がアンバランスとなってしまう。その結果、第２の臨界型昇圧チョッピングコンバータの電流臨界動作が保たれなくなってしまい、力率の低下、出力電圧リップルの増加、ノイズの増加、更には、チョークのノイズ音増加に繋がってしまう虞がある。そのため、上記従来型のインターリーブ型スイッチング電源では、第１の臨界型昇圧チョッピングコンバータと第２の臨界型昇圧チョッピングコンバータそれぞれのスイッチング電流のオン時間幅を自動的に揃えることができないため、量産において選別を要する。従って、特に、２つよりも多く臨界型昇圧チョッピングコンバータを使用する多段の電流臨界型インターリーブ型スイッチング電源を構成することが量産性という面で困難であった。

そこで、本発明は、上述の課題に鑑みてなされたものであり、部品ばらつきの影響が少なく量産に適した電流臨界型インターリーブ型電源を実現可能にする制御回路を提供することを目的とする。

本発明は、上記の課題を解決するために、以下の事項を提案している。なお、理解を容易にするために、本発明の実施形態に対応する符号を付して説明するが、これに限定されるものではない。

（１）本発明は、商用電源の整流出力を昇圧チョッピングする複数のコンバータで構成され、前記複数のコンバータが主従関係を有し、１の主となるコンバータに着目し、そのコンバータを基準コンバータとしたときに、前記基準コンバータの有するスイッチング素子を基準スイッチング素子とし、前記基準コンバータに対し、従なる関係を有するコンバータは、多くとも１つだけ存在し、また、従となるコンバータにとっては主となるコンバータは１つだけであり、この従となるコンバータを前記基準コンバータに対する非基準コンバータとするとともに、前記非基準コンバータのスイッチング素子を非基準スイッチング素子、と関係付けして、前記基準スイッチング素子のスイッチング動作に対し所定の位相差で前記非基準スイッチング素子がスイッチングするよう位相制御するインターリーブ電源用の制御回路において、前記基準スイッチング素子のオンタイミングおよびオフタイミングを検出し、前記基準スイッチング素子のオンタイミング情報およびオフタイミング情報を得る基準動作検出部（例えば、図２の基準動作検出部１００に相当）と、充電と放電とがなされる容量素子を有する容量部（例えば、図２の容量部２００に相当）と、所定の定電流を前記容量素子に供給する第１定電流源を有し、前記基準動作検出部が検出した前記基準スイッチング素子の前記オンタイミング情報に基づいて前記第１定電流源が前記容量素子に定電流供給を開始し、前記容量素子への充電を行う充電部（例えば、図２の充電部３００に相当）と、前記基準動作検出部が検出した前記基準スイッチング素子のオフタイミング情報に基づいて、前記容量素子の電荷放電を開始し、前記充電部が前記容量素子への充電を開始してから前記容量素子の電荷放電が開始されるまでの時間と略同じ時間で前記容量素子の電荷放電を行う放電部（例えば、図２の放電部４００に相当）と、前記容量素子の電圧を検出し、前記放電部が前記容量素子の電荷放電を開始した後の前記容量素子の電圧が、前記充電部による前記容量素子の充電開始時における前記容量素子の電圧と略同じ電圧値になるタイミング情報を得る放電終了検出部（例えば、図２の放電終了検出部５００に相当）と、前記基準動作検出部により検出して得られた前記基準スイッチング素子のオフタイミング情報に基づいて前記非基準スイッチング素子をオンさせ、前記放電終了検出部により検出して得られた前記放電終了情報に基づいて前記非基準スイッチング素子をオフさせるオンオフ制御部（例えば、図２のオンオフ制御部６００に相当）と、を備えたことを特徴とする制御回路を提案している。

この発明によれば、基準動作検出部は、基準スイッチング素子のオンタイミングおよびオフタイミングを検出し、基準スイッチング素子のオンタイミング情報およびオフタイミング情報を得る。容量部は、充電と放電とがなされる容量素子を有する。充電部は、所定の定電流を容量素子に供給する第１定電流源を有し、基準動作検出部が検出した基準スイッチング素子のオンタイミング情報に基づいて第１定電流源が容量素子に定電流供給を開始し、容量素子への充電を行う。放電部は、基準動作検出部が検出した基準スイッチング素子のオフタイミング情報に基づいて、容量素子の電荷放電を開始し、充電部が容量素子への充電を開始してから容量素子の電荷放電が開始されるまでの時間と略同じ時間で容量素子の電荷放電を行う。放電終了検出部は、容量素子の電圧を検出し、放電部が容量素子の電荷放電を開始した後の容量素子の電圧が、充電部による容量素子の充電開始時における容量素子の電圧と略同じ電圧値になるタイミング情報を得る。オンオフ制御部は、基準動作検出部により検出して得られた基準スイッチング素子のオフタイミング情報に基づいて非基準スイッチング素子をオンさせ、放電終了検出部により検出して得られた放電終了情報に基づいて非基準スイッチング素子をオフさせる。ここで、「略同じ時間」とは、好ましくは、「同じ時間」であるが、非基準コンバータの臨界動作を実現できれば、必ずしも「同じ時間」である必要はなく、一定の幅を有するものである。具体的には、入力電圧の瞬時値をＶｉｎ[Ｖ]、出力電圧をＶｏ[Ｖ]、非基準側チョークコイルのインダクタンス値をＬ[Ｈ]、非基準側スイッチング素子の寄生容量をＣ[Ｆ]、充電時間に対する放電時間の時間差を△Ｔ[ｓ]とすると、下記条件を満たす時間差であればよい。
△Ｔ≦π×｛√（Ｌ×Ｃ）｝／{Ｖｏ／(Ｖｏ−Ｖｉｎ)}
例えば、Vin＝１４１Ｖ,Vo＝３９０Ｖ,Ｌ＝２００ｕＨ,Ｃ＝２２０ｐＦの場合、時間差△Ｔは４２０[ｎｓ]程度となる。

（２）本発明は、（１）の制御回路について、前記放電部は、前記充電部による前記容量素子への充電電荷を供給源とし前記第１定電流源に対して略２倍の値の定電流を流す第２定電流源を有し、前記第２定電流源により前記容量素子の電荷を放電することを特徴とする制御回路を提案している。

この発明によれば、放電部は、充電部による容量素子への充電電荷を供給源とし第１定電流源に対して略２倍の値の定電流を流す第２定電流源を有し、第２定電流源により容量素子の電荷を放電する。ここで、「略２倍」とは、好ましくは、「２倍」であるが、非基準コンバータの臨界動作を実現できれば、必ずしも「２倍」である必要はなく、一定の幅を有するものである。ここで言う一定の幅とは、前記「略２倍」がばらついた事により生じる、充電時間に対する放電時間の時間差△Ｔ[s]が前記関係式を満たす幅であれば良い。

（３）本発明は、（２）の制御回路について、前記第１定電流源および前記第２定電流源は同種の半導体素子からなるミラー回路で構成され、前記第１定電流源から前記第２定電流源を生成する回路ブロックが前記同種の半導体素子を並列に接続して構成されていることを特徴とする制御回路を提案している。

この発明によれば、前記第１定電流源および前記第２定電流源は同種の半導体素子からなるミラー回路で構成され、前記第１定電流源から前記第２定電流源を生成する回路ブロックが前記同種の半導体素子を並列に接続して構成されている。

（４）本発明は、（１）の制御回路について、前記放電終了検出部が前記放電終了情報を得た後、前記容量素子への充電開始まで前記容量素子への充電及び放電を中止し、前記容量素子の充電開始時電圧を放電終了時の値と常に略同じにすることを特徴とする制御回路を提案している。

この発明によれば、放電終了検出部が放電終了情報を得た後、容量素子への充電開始まで容量素子への充電及び放電を中止し、容量素子の充電開始時電圧を放電終了時の値と常に略同じにする。ここで、「略同じ」とは、好ましくは、「同じ」であるが、非基準コンバータの臨界動作を実現できれば、必ずしも「同じ」である必要はなく、一定の幅を有するものである。ここで言う一定の幅とは、前記「略同じ」がばらついた事により生じる、充電時間に対する放電時間の時間差△Ｔ[s]が前記関係式を満たす幅であれば良い。

（６）本発明は、（５）の制御回路について、前記放電終了検出部は前記容量素子の充電開始時電圧と略同じ値に設定された第１の閾値（例えば、図９のＶｔｈ１に相当）のコンパレータ（例えば、図９のＩＣ５０１に相当）を有し、前記閾値は、前記コンパレータの放電終了検出と同時にコンパレータが誤検出しない第２の閾値（例えば、図９のＶｔｈ２に相当）まで上昇し、前記容量素子への放電開始までに前記閾値を前記容量素子の充電開始時電圧に戻すことを特徴とする制御回路を提案している。

この発明によれば、放電終了検出部は容量素子の充電開始時電圧と略同じ値に設定された閾値のコンパレータを有し、閾値は、コンパレータの放電終了検出と同時にコンパレータが誤検出しない値まで上昇し、容量素子への放電開始までに閾値を容量素子の充電開始時電圧に戻す。

請求項１に係る発明によれば、容量素子に対する充電時間と放電時間とが略同じ時間となる。容量素子に対する上記充電時間は、前記基準スイッチング素子のオン時間と略同じ時間となり、容量素子に対する上記放電時間は、前記非基準スイッチング素子のオン時間と略同じ時間となる。すなわち、前記基準スイッチング素子のオン時間と前記非基準スイッチング素子のオン時間とが略同じ時間となる。そのため、本発明に係る制御回路を、商用電源の整流出力を昇圧チョッピングする複数のコンバータで構成されるインターリーブ電源に用いた場合には、基準スイッチング素子のオン時間幅と、非基準スイッチング素子のオン時間幅と、を自動的に略同じ幅に揃えることができ、チョーク等の部品バラツキに因らず、非基準コンバータ側ダイオード電流を検出せずに、非基準コンバータ側電流臨界動作を実現できるという効果がある。

請求項２に係る発明によれば、充電部は、充電開始信号が入力されてから放電終了信号が入力されるまで第１定電流源による電流で容量素子を充電し、放電部は、放電開始信号が入力されてから放電終了信号が入力されるまで第１定電流源に対して略２倍の値の定電流を流す第２定電流源による電流で容量素子の電荷を放電するため、容量素子に対する充電時間と放電時間とが、確実に略同じ時間となるという効果がある。

請求項３に係る発明によれば、第２電流源が同種の半導体素子からなるミラー回路で構成され、第１電流源からの第１電流から第２電流を生成する回路ブロックが同種の半導体素子を並列に接続して構成されている。したがって、簡易な構成で第１定電流源が供給する電流の略２倍の電流値を供給できる第２定電流源を構成することができるという効果がある。

請求項４に係る発明によれば、放電終了検出部が放電終了情報を得た後、容量素子への充電開始まで容量素子への充電及び放電を中止し、容量素子の充電開始時電圧を放電終了時の値と常に略同じにするため、コンパレータＩＣ５０１の第１の閾値と充電開始電圧が常に略同じになるという効果がある。

請求項５に係る発明によれば、放電終了検出部は容量素子の充電開始時電圧と略同じ値に設定された閾値のコンパレータを有し、閾値は、コンパレータの放電終了検出と同時にコンパレータが誤検出しない値まで上昇し、容量素子への放電開始までに閾値を容量素子の充電開始時電圧に戻す。すなわち、放電終了から放電開始までは、充電時および放電時の閾値よりも高い閾値を設定するため、コンパレータの端子にノイズが混入した場合でもコンパレータの誤動作を防止することができるという効果がある。

本発明の実施形態に係る非基準コンバータ側制御回路を備えたインターリーブ型スイッチング電源の接続図である。本発明の実施形態に係る非基準コンバータ側制御回路の構成を示す図である。本発明の実施形態に係る非基準コンバータ側制御回路の接続図である。本発明の実施形態に係る非基準コンバータ側制御回路のタイミングチャートである。本発明の実施形態に係る基準動作検出部の接続図およびタイミングチャートである。本発明の実施形態に係る容量部の接続図およびタイミングチャートである。本発明の実施形態に係る充電部の接続図およびタイミングチャートである。本発明の実施形態に係る放電部の接続図およびタイミングチャートである。本発明の実施形態に係る放電終了検出部の接続図およびタイミングチャートである。本発明の実施形態に係るオンオフ制御部の接続図およびタイミングチャートである。本発明の実施形態に係る充電部および放電部における定電流源ＩＤＣ１，ＩＤＣ２の詳細な回路構成を例示した図である。

以下、本発明の実施の形態について図面を参照しながら説明する。なお、本実施形態における構成要素は適宜、既存の構成要素等との置き換えが可能であり、また、他の既存の構成要素との組合せを含む様々なバリエーションが可能である。したがって、本実施形態の記載をもって、特許請求の範囲に記載された発明の内容を限定するものではない。

＜インターリーブ型スイッチング電源の接続＞
本実施形態に係る制御回路は、図１に示すように、複数のコンバータが多段接続されたインターリーブ型スイッチング電源に用いられるものであり、図１のような構成において、制御回路６０ａと制御回路６０ｂの関係は、制御回路６０ａが基準コンバータ側制御回路となり、制御回路６０ｂが非基準コンバータ側制御回路となって、主従関係を有する。また、制御回路６０ｂと制御回路６０ｃの関係は、制御回路６０ｂが基準コンバータ側制御回路となり、制御回路６０ｃが非基準コンバータ側制御回路となって、主従関係を有する。そのため、以下では、説明をわかりやすくするために、制御回路６０ａと制御回路６０ｂの関係に注目して説明する。

制御回路６０ａと制御回路６０ｂの関係に注目すると、その周辺回路は、主に、図１に示すように、整流回路１０と、チョークコイルＬ１および制御巻線Ｌ２とからなるトランス２０と、基準コンバータ側制御回路６０ａと、非基準コンバータ側制御回路６０ｂと、出力電圧検出回路５０とから構成されている。

整流回路１０は、商用電源の交流を全波整流して得られる脈流をトランス２０およびチョークコイルＬ３に供給する。トランス２０は、基準コンバータ側制御回路６０ａの基準スイッチング素子Ｑ１がオンの場合に、入出力の電圧差に相当するエネルギーをチョークコイルＬ１、Ｌ３に蓄積し、基準スイッチング素子Ｑ１がオフの場合に、チョークコイルＬ１、Ｌ３に蓄積したエネルギーを負荷に供給する。制御巻線Ｌ２は、チョークコイルＬ１を流れる電流に対応した信号を基準コンバータ側制御回路６０ａのＶＺ端子に供給する。この信号は、基準コンバータ側制御回路６０ａにおける基準スイッチング素子Ｑ１をオンするためのトリガ信号となる。

基準コンバータ側制御回路６０ａは、ＶＺ端子およびＦＢ端子に入力される信号により、基準スイッチング素子Ｑ１のオンタイミングとオン時間幅とを制御する。

出力電圧検出回路５０は、出力電圧を検出するための抵抗Ｒ１、Ｒ２と、基準電圧源Ｖｃと、出力電圧を抵抗Ｒ１、Ｒ２で分圧した分圧値をマイナス入力に、基準電圧Ｖｃをプラス入力に接続し、フィードバック抵抗Ｒ３を有するオペアンプＯＰ１とから構成されている。出力電圧検出回路５０の出力は、基準コンバータ側制御回路６０ａのＦＢ端子に接続され、出力電圧の分圧値が基準電圧よりも高くなると、両者の電位差に応じた電流をＦＢ端子から引き抜くように動作する。

＜非基準コンバータ側制御回路の構成＞
図２を用いて、非基準コンバータ側制御回路６０ｂの構成について説明する。

図２に示すように、非基準コンバータ側制御回路６０ｂは、基準動作検出部１００と、容量部２００と、充電部３００と、放電部４００と、放電終了検出部５００と、オンオフ制御部６００とから構成されている。

基準動作検出部１００は、発振波形入力端子から取り込んだ基準コンバータ側の発振波形から基準コンバータ側のオン、オフタイミングを検出し、オンタイミングを検出した場合には、充電部３００に対して、充電開始信号を出力し、オフタイミングを検出した、放電部４００に対して、放電開始信号を出力する。

容量部２００は、充電部３００から供給される定電流Ｉ１により、内部の容量素子を充電されるとともに、放電部４００からの定電流Ｉ２（定電流Ｉ１の２倍の電流量）により、内部の容量素子に充電された電荷を引き抜いて放電が行われる。

充電部３００は、基準動作検出部１００からの充電開始信号を受け、定電流Ｉ１による容量部２００への充電を開始し、放電終了検出部５００からの放電終了信号を受け、定電流Ｉ１による容量部２００への充電を停止する。

放電部４００は、基準動作検出部１００からの放電開始信号を受け、定電流Ｉ２による容量部２００からの放電を開始し、放電終了検出部５００からの放電終了信号を受け、定電流Ｉ２による容量部２００からの放電を停止する。

放電終了検出部５００は、放電部４００の放電期間において、容量電圧信号の値が所定の第1の閾値になったタイミングで、放電終了信号を出力する。また、生成した放電終了信号によって、第１の閾値をこれよりも高い第２の閾値に切り替え、次に、放電が開始されるまでに、第２の閾値を第１の閾値に切り替える。

オンオフ制御部６００は、基準動作検出部１００から出力される放電開始信号をオントリガ信号として用いることにより、非基準コンバータのスイッチング素子のゲートにオン信号を出力する。また、放電終了検出部５００から出力される放電終了信号を用いることにより、非基準コンバータのスイッチング素子のゲートにオフ信号を出力する。

＜非基準コンバータ側制御回路の接続図およびタイミングチャート＞
非基準コンバータ側制御回路の具体的な回路構成は、図３のようになっている。なお、各部の回路構成についての詳細については、後述することとし、ここでは、図４のタイミングチャートを用いて、非基準コンバータ側制御回路全体の動作について説明する。

図４に示すように、基準動作検出部１００には、基準コンバータからの発振波形信号が入力され、発振波形信号の立上りを検出したパルス状の立上り信号（図４のＢ）が充電部３００に出力される。一方で、発振波形信号の立下りを検出したパルス状の立下り信号（図４のＡ）が放電部４００およびオンオフ制御部６００に出力される。

充電部３００は、基準動作検出部１００から立上り信号（図４のＢ）および放電終了検出部５００からの放電終了信号（図４のＨ）を受け、これらの信号から図４のＣに示す信号を生成して、定電流Ｉ１を生成する定電流源に接続されたスイッチ素子をオンオフ制御し、充電期間を制御する。

放電部４００は、基準動作検出部１００から立下り信号（図４のＡ）および放電終了検出部５００からの放電終了信号（図４のＨ）を受け、これらの信号から図４のＤに示す信号を生成して、定電流Ｉ２を生成する定電流源に接続されたスイッチ素子をオンオフ制御し、放電期間を制御する。

容量部２００内の容量素子の一端は、充電部３００からの定電流Ｉ１による充電および放電部４００への定電流Ｉ２による放電がなされ、さらに他端は電源ＶＤＣ１に接続することで、図４のＥに示すように変化する。放電終了検出部５００は、図４のＥに示す容量電圧信号の値と第１の閾値を比較し、その比較結果である図４のＧに示す信号を用いて、放電終了信号（図４のＨ）を生成する。また、基準動作検出部１００から供給される立上り信号（図４のＢ）および放電終了信号（図４のＨ）により、容量電圧信号（図４のＥ）と比較するための閾値を切り替える（図４のＦ）。

すなわち、基準動作検出部１００は、発振波形入力端子から取り込んだ基準コンバータ側の発振波形から基準コンバータ側のオン、オフタイミングを検出し、オンタイミングを検出した場合には、充電部３００に対して、充電開始信号を出力し、オフタイミングを検出した場合には、放電部４００に対して、放電開始信号を出力する。充電部３００は、基準動作検出部１００からの充電開始信号を受け、定電流Ｉ１による容量部２００への充電を開始し、放電終了検出部５００からの放電終了信号を受け、定電流Ｉ１による容量部２００への充電を停止する。放電部４００は、基準動作検出部１００からの放電開始信号を受け、定電流Ｉ２による容量部２００からの放電を開始し、放電終了検出部５００からの放電終了信号を受け、定電流Ｉ２による容量部２００からの放電を停止する。放電終了検出部５００は、放電部４００の放電期間において、容量電圧信号の値が所定の第１の閾値になったタイミングで、放電終了信号を出力する。また、生成した放電終了信号によって、第１の閾値をこれよりも高い第２の閾値に切り替え、次に、放電が開始されるまでに、第２の閾値を第１の閾値に切り替える。オンオフ制御部６００は、基準動作検出部１００から出力される放電開始信号をオントリガ信号として用いることにより、非基準コンバータのスイッチング素子のゲートにオン信号を出力する。また、放電終了検出部５００から出力される放電終了信号を用いることにより、非基準コンバータのスイッチング素子のゲートにオフ信号を出力する。

したがって、容量素子に対する充電時間と放電時間とが略同じ時間となる。また、容量素子に対する充電時間は、基準スイッチング素子Ｑ１のスイッチングのオン時間と略同じ時間となり、容量素子に対する放電時間は、非基準コンバータスイッチング素子Ｑ２のスイッチングのオン時間と略同じ時間となる。

＜基準動作検出部の回路構成およびタイミングチャート＞
基準動作検出部は、図５に示すように、一方の端子に基準コンバータ発振波形が入力され、他方の端子に基準コンバータ発振波形をインバータＩＣ１０１により反転しコンデンサＣ１０１により時定数を持たせた信号を入力し、立下り信号を出力するＮＯＲ回路ＩＣ１０２と、一方の端子に基準コンバータ発振波形が入力され、他方の端子に基準コンバータ発振波形をインバータＩＣ１０３により反転しコンデンサＣ１０２により時定数を持たせた信号を入力し、立上り信号を出力するＡＮＤ回路ＩＣ１０４と、から構成されている。

つまり、図５のａ点電圧は、インバータＩＣ１０１およびコンデンサＣ１０１により、遅延を持った反転信号となる。ＮＯＲ回路ＩＣ１０２は、基準コンバータ発振波形と前記インバータＩＣ１０１の出力電圧により、図４のＡに示すような信号を生成し、これを立下り信号として出力する。この出力信号は、放電部４００およびオンオフ制御部６００に入力される。一方、ＡＮＤ回路ＩＣ１０４は、基準コンバータ発振波形と前記インバータＩＣ１０３の出力電圧により、図４のＢに示すような信号を生成し、これを立上り信号として出力する。この出力信号は、充電部３００および放電終了部５００に入力される。

＜容量部の回路構成およびタイミングチャート＞
容量部２００は、図６に示すように、容量素子であるコンデンサＣ２０１と電源ＶＤＣ１とから構成されている。充電時には、後述する充電部３００の定電流源ＩＤＣ１からコンデンサＣ２０１に電流Ｉ１が流れ込みコンデンサＣ２０１を充電する（図６のｄ点電圧の充電時波形を参照）。

一方で、後述する放電部４００が動作すると定電流Ｉ１の２倍の電流Ｉ２を有する定電流源ＩＤＣ２により、電荷が引き抜かれるが、充電部３００も動作しているためコンデンサＣ２０１は、電流Ｉ１分に相当する電荷が引き抜かれる。なお、後述する充電部３００のスイッチ素子Ｑ３０１がオンすると、コンデンサＣ２０１に残っている電荷を完全に引き抜いてしまうが、コンデンサＣ２０１とＧＮＤ間に電圧値Ｖｔｈ１の電源ＶＤＣ１が設けられているため、図６のｄ点電圧は、Ｖｔｈ１で安定する。

＜充電部の回路構成およびタイミングチャート＞
充電部３００は、図７に示すように、定電流源ＩＤＣ１とスイッチ素子Ｑ３０１とフリップフロップＩＣ３０１とから構成され、スイッチ素子Ｑ３０１は、容量部２００のコンデンサＣ２０１に並列に接続されている。

立上り信号（図７のｆ）のパルス信号が入力されるとスイッチ素子Ｑ３０１がオフ状態となって、定電流源ＩＤＣ１から定電流Ｉ１が容量部２００のコンデンサＣ２０１に供給され、充電が開始される。なお、定電流源ＩＤＣ１から定電流Ｉ１の供給は、放電終了信号（図７のｇ）のパルス信号が入力されるまで継続される。

一方で、放電終了信号（図７のｇ）のパルス信号が入力されると、次に、立上り信号（図７のｆ）のパルス信号が入力されるまで、スイッチ素子Ｑ３０１はオン状態となり、容量部のコンデンサＣ１０２の両端をショートすることにより充電を禁止する。

＜放電部の回路構成およびタイミングチャート＞
放電部は、図８に示すように、定電流源ＩＤＣ２とスイッチ素子Ｑ４０１とフリップフロップＩＣ４０１とから構成されている。

放電開始信号（図８のｉ）のパルス信号が入力されるとフリップフロップＩＣ４０１のＱ端子から図８のｊに示すＨｉｇｈレベルの信号がスイッチ素子Ｑ４０１に供給され、スイッチ素子Ｑ４０１がオン状態となって、定電流源ＩＤＣ２から定電流Ｉ２（Ｉ１＊２）により容量部２００のコンデンサＣ２０１の放電が開始される。

一方で、放電終了信号（図８のｌ）のパルス信号が入力されると、フリップフロップＩＣ４０１のＱ端子から図８のｊに示すＬｏｗレベルの信号がスイッチ素子Ｑ４０１に供給され、スイッチ素子Ｑ４０１がオフ状態となって、放電が停止する。

＜放電終了検出部の回路構成およびタイミングチャート＞
放電終了検出部５００は、図９に示すように、コンパレータＩＣ５０１と、ＮＯＲ回路ＩＣ５０２と、インバータＩＣ５０３と、フリップフロップＩＣ５０４と、スイッチ素子Ｑ５０１およびＱ５０２と、コンデンサＣ５０１と、電源ＶＤＣ２およびＶＤＣ３から構成されている。

充電開始信号（図９のｎ）のパルス信号がフリップフロップＩＣ５０４のセット端子（Ｓ）に入力されるとフリップフロップＩＣ５０４の出力端子（Ｑ）からＨｉｇｈレベルの信号がスイッチ素子Ｑ５０１に供給され、スイッチ素子Ｑ５０１がオン状態となって、コンパレータＩＣ５０１の負端子に基準電圧Ｖｔｈ１を接続する。このとき、フリップフロップＩＣ５０４の反転出力端子からは、Ｌｏｗレベルの信号がスイッチ素子Ｑ５０２に供給されるため、スイッチ素子Ｑ５０２がオフ状態を維持する。

放電終了信号（図９のｑ）のパルス信号がフリップフロップＩＣ５０４のリセット端子（Ｒ）入力されると、フリップフロップＩＣ５０４の反転出力端子からＨｉｇｈレベルの信号がスイッチ素子Ｑ５０２に供給され、スイッチ素子Ｑ５０２がオン状態となって、コンパレータＩＣ５０１の負端子に基準電圧Ｖｔｈ２を接続する。このとき、フリップフロップＩＣ５０４の出力端子（Ｑ）からは、Ｌｏｗレベルの信号がスイッチ素子Ｑ５０１に供給されるため、スイッチ素子Ｑ５０１がオフ状態を維持する。

また、コンパレータＩＣ５０１の正端子に入力される信号は、図９のｍに示すような信号であるため、コンパレータＩＣ５０１の出力信号は、図９のｐに示すような信号となる。

ＮＯＲ回路ＩＣ５０２は、前記図９のｐに示すような信号と、前記信号ｐをインバータＩＣ５０３およびコンデンサＣ５０１によって遅延させた反転信号を受けて、図９のｑに示すような信号を生成し、これを放電終了信号として出力する。

＜オンオフ制御部の回路構成およびタイミングチャート＞
オンオフ制御部６００は、図１０に示すように、フリップフロップＩＣ６０１で構成されている。

図１０に示すように、放電開始信号（図１０のｒ）がフリップフロップＩＣ６０１のセット端子（Ｓ）に入力されると、出力端子（Ｑ）からはＨｉｇｈレベルが出力され、フリップフロップＩＣ６０１のリセット端子（Ｒ）に放電終了信号（図１０のｓ）が入力されると出力端子（Ｑ）からＬｏｗレベルが出力される。（図１０のｔ）

＜充電部および放電部における定電流源ＩＤＣ１，ＩＤＣ２の詳細な回路構成＞
図１１を用いて、一例としての充電部および放電部における定電流源ＩＤＣ１，ＩＤＣ２の詳細な回路構成を説明する。

図１１は、本実施形態の充電部３００および放電部４００における定電流源ＩＤＣ１，ＩＤＣ２のミラー回路構成の一例を示したものである。この図によれば、半導体素子Ｍ１および抵抗Ｒ１０に電流Ｉ１が流れると、半導体素子Ｍ２およびＭ３にも電流Ｉ１が流れる。さらに、半導体素子Ｍ５およびＭ４にも電流Ｉ１が流れ、半導体素子Ｍ６に電流Ｉ１が流れる。

ここで、半導体素子Ｍ６は、充電部３００内の定電流源ＩＤＣ１に相当する。また、Ｃ１は、容量部２００内のコンデンサＣ２０１に、ＳＷ２は、充電部３００内のスイッチ素子Ｑ３０１に、Ｖｄｃ１は容量部２００内の電源ＶＤＣ１に相当する。

また、半導体素子Ｍ７は、他の半導体素子と同種の特性を有する半導体素子を２つ並列にした構成となっており、これにより、Ｉ１の２倍の電流量を有する定電流源となっている。すなわち、半導体素子Ｍ７は、放電部４００内の定電流源ＩＤＣ２に相当し、ＳＷ１は、スイッチ素子Ｑ４０１に相当する。

以上、説明したように、本実施形態によれば、充電部３００は、基準コンバータがオンしてから非基準コンバータがオフまで第１定電流源ＩＤＣ１による電流Ｉ１で容量素子Ｃ２０１を充電し、放電部４００は、基準コンバータのオフから非基準コンバータがオフまで第１定電流源ＩＤＣ１に対して略２倍の値の定電流を流す第２定電流源ＩＤＣ２による電流で容量素子Ｃ２０１の電荷を放電するため、容量素子Ｃ２０１に対する充電時間と放電時間とが、確実に略同じ時間となる。そのため、商用電源の整流出力を昇圧チョッピングする複数のコンバータで構成されるインターリーブ電源に、本発明に係る制御回路を用いた場合には、基準スイッチング素子Ｑ１のオン時間幅と、非基準スイッチング素子Ｑ２のオン時間幅と、を自動的に略同じ幅に揃えることが確実にでき、チョーク等の部品バラツキに因らず、非基準コンバータ側ダイオード電流を検出せずに、非基準コンバータ側電流臨界動作を実現できる。

以上、本発明の実施形態について説明したが、本発明は、上述した実施形態に限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲内で様々な変形や応用が可能である。

１０；整流回路
２０；トランス
５０；出力電圧検出回路
６０ａ、６０ｂ、６０ｃ；制御回路
１００；基準動作検出部
２００；容量部
３００；充電部
４００；放電部
５００；放電終了検出部
６００；オンオフ制御部
Ｃ１、Ｃ２；平滑コンデンサ
Ｃ１０１；コンデンサ
Ｃ１０２；コンデンサ
Ｃ２０１；コンデンサ
Ｃ５０１；コンデンサ
Ｄ１、Ｄ２、Ｄ３；平滑ダイオード
ＩＣ１０１；インバータ
ＩＣ１０２；ＮＯＲ回路
ＩＣ１０３；インバータ
ＩＣ１０４；ＡＮＤ回路
ＩＣ３０１；フリップフロップ
ＩＣ４０１；フリップフロップ
ＩＣ５０１；コンパレータ
ＩＣ５０２；ＮＯＲ回路
ＩＣ５０３；インバータ
ＩＣ５０４；フリップフロップ
ＩＣ６０１；フリップフロップ
ＩＤＣ１；定電流源
ＩＤＣ２；定電流源
Ｌ１、Ｌ３、Ｌ４；チョークコイル
Ｌ２；制御巻線
Ｍ１〜Ｍ７；半導体素子
ＯＰ１；オペアンプ
Ｑ１；スイッチング素子
Ｑ２；スイッチング素子
Ｑ３；スイッチング素子
Ｑ３０１；スイッチ素子
Ｑ４０１；スイッチ素子
Ｑ５０１；スイッチ素子
Ｑ５０２；スイッチ素子
Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３、Ｒ１０；抵抗
ＳＷ１、ＳＷ２；スイッチ
Ｖｃ；基準電圧
Ｖｃｃ；制御回路電源電圧
ＶＤＣ１；電源
ＶＤＣ２；電源
ＶＤＣ３；電源
Ｖｒｅｆ；制御回路基準電圧

Claims

商用電源の整流出力を昇圧チョッピングする複数のコンバータで構成され、前記複数のコンバータが主従関係を有し、１の主となるコンバーターに着目し、そのコンバータを基準コンバータとしたときに、前記基準コンバータの有するスイッチング素子を基準スイッチング素子とし、前記基準コンバータに対し、従なる関係を有するコンバータは、多くとも１つだけ存在し、また、従となるコンバータにとっては主となるコンバータは１つだけであり、この従となるコンバータを前記基準コンバータに対する非基準コンバータとするとともに、前記非基準コンバータのスイッチング素子を非基準スイッチング素子、と関係付けして、前記基準スイッチング素子のスイッチング動作に対し所定の位相差で前記非基準スイッチング素子がスイッチングするよう位相制御するインターリーブ電源用の制御回路において、
前記基準スイッチング素子のオンタイミングおよびオフタイミングを検出し、前記基準スイッチング素子のオンタイミング情報およびオフタイミング情報を得る基準動作検出部と、
充電と放電とがなされる容量素子を有する容量部と、
所定の定電流を前記容量素子に供給する第１定電流源を有し、前記基準動作検出部が検出した前記基準スイッチング素子の前記オンタイミング情報に基づいて前記第１定電流源が前記容量素子に定電流供給を開始し、前記容量素子への充電を行う充電部と、
前記基準動作検出部が検出した前記基準スイッチング素子のオフタイミング情報に基づいて、前記容量素子の電荷放電を開始し、前記充電部が前記容量素子への充電を開始してから前記容量素子の電荷放電が開始されるまでの時間と略同じ時間で前記容量素子の電荷放電を行う放電部と、
前記容量素子の電圧を検出し、前記放電部が前記容量素子の電荷放電を開始した後の前記容量素子の電圧が、前記充電部による前記容量素子の充電開始時における前記容量素子の電圧と略同じ電圧値になるタイミング情報を得る放電終了検出部と、
前記基準動作検出部により検出して得られた前記基準スイッチング素子のオフタイミング情報に基づいて前記非基準スイッチング素子をオンさせ、前記放電終了検出部により検出して得られた前記放電終了情報に基づいて前記非基準スイッチング素子をオフさせるオンオフ制御部と、
を備えたことを特徴とする制御回路。
前記放電部は、前記充電部による前記容量素子への充電電荷を供給源とし前記第１定電流源に対して略２倍の値の定電流を流す第２定電流源を有し、前記第２定電流源により前記容量素子の電荷を放電することを特徴とする請求項１に記載の制御回路。
前記第１定電流源および前記第２定電流源は同種の半導体素子からなるミラー回路で構成され、前記第１定電流源から前記第２定電流源を生成する回路ブロックが前記同種の半導体素子を並列に接続して構成されていることを特徴とする請求項２に記載の制御回路。
前記放電終了検出部が前記放電終了情報を得た後、前記容量素子への充電開始まで前記容量素子への充電及び放電を中止し、前記容量素子の充電開始時電圧を放電終了時の値と常に略同じにすることを特徴とする請求項１に記載の制御回路。
前記放電終了検出部は前記容量素子の充電開始時電圧と略同じ値に設定された閾値のコンパレータを有し、前記閾値は、前記コンパレータの放電終了検出と同時にコンパレータが誤検出しない値まで上昇し、前記容量素子への充電開始までに前記閾値を前記容量素子の充電開始時電圧に戻すことを特徴とする請求項４に記載の制御回路。