JP5562117B2 - 点灯装置及び照明装置及び照明システム - Google Patents

Description

この発明は、調光機能を有する点灯装置に関する。

光源を点灯する明るさを点灯装置に指示する方式として、点灯装置に供給する交流電力の電圧波形を位相制御する方式がある。
点灯装置が制御回路を有する場合、制御回路を動作させるための制御電源を生成する必要がある場合がある。

特開２００５−１４２１３７号公報 特開２００８−７２８３０号公報

点灯装置に供給される交流電力が、位相制御された電圧波形を有する場合、制御電源を生成する制御電源回路は、導通角が小さくても、制御回路を動作させるのに十分な電流を供給できる必要がある。このため、逆に導通角が大きい場合に、制御電源回路における電力損失が大きくなる傾向がある。
この発明は、例えば上記のような課題を解決するためになされたものであり、導通角が小さくても、制御回路を動作させるのに十分な電流を供給するとともに、導通角にかかわらず、電力損失を抑えることを目的とする。

この発明にかかる点灯装置は、位相制御された電圧波形を有する交流電力を入力し、光源を点灯する点灯電力を生成する点灯装置において、上記交流電力を上記点灯電力に変換する電力変換回路と、上記電力変換回路を制御する制御回路と、上記制御回路を動作させる制御電力を生成する制御電源回路とを有し、上記制御電源回路は、上記交流電力から上記制御電力を生成する第一制御電源生成回路と、上記制御回路が動作した場合に上記制御電力を生成する第二制御電源生成回路とを有することを特徴とする。

この発明にかかる点灯装置によれば、制御回路の動作開始時は、第一制御電源生成回路が生成した制御電力で制御回路を動作させ、制御回路の動作開始後は、第二制御電源生成回路が生成した制御電力で制御回路を動作させるので、制御電源回路における電力損失を抑えることができる。

実施の形態１における照明システム８００の全体構成を示すシステム構成図。 実施の形態１における調光器８２０、点灯装置１００、光源回路１９０の構成を示すブロック構成図。 実施の形態１における調光器８２０の動作を示す波形図。 実施の形態１における調光器８２０の導通角φと調光度との関係を示す図。 実施の形態１における電力変換回路１１０の動作を示す波形図。 実施の形態１における制御電源回路１２０の構成を示す回路図。 実施の形態１における電力変換回路１１０の動作の一例を示す波形図。 実施の形態１におけるスイッチング素子Ｑ５４がオフの場合における第一充電回路１２３の特性の一例を示す電圧特性図。 実施の形態１における第二充電回路１２４の特性の一例を示す電圧特性図。 実施の形態１における切替回路１２５の特性の一例を示す電圧特性図。 実施の形態１における点灯装置１００の動作の一例を示す波形図。 実施の形態１における制御電源回路１２０における電力損失の例を示す波形図。 実施の形態１における点灯装置１００の動作の別の例を示す波形図。 実施の形態２における制御電源回路１２０の構成を示す回路図。

実施の形態１．
実施の形態１について、図１〜図１３を用いて説明する。

図１は、この実施の形態における照明システム８００の全体構成を示すシステム構成図である。
照明システム８００は、利用者の操作などにより、光源を点灯する明るさを調整することができるシステムである。照明システム８００は、照明装置８１０、調光器８２０を有する。

調光器８２０は、調光度を入力する。調光器８２０は、入力した調光度に基づいて、照明装置８１０に対して供給する交流電力の電圧波形を位相制御する。
調光器８２０は、例えば、可変抵抗８２１を有する。可変抵抗８２１（調光度入力回路）には、利用者が操作できるつまみがある。利用者は、このつまみを回すことにより、光源の明るさを「明るい」から「暗い」までの所望の明るさに変える。可変抵抗８２１は、利用者がつまみを回すことにより抵抗値が変化する。可変抵抗８２１の抵抗値は、利用者が望む調光度を表わす。可変抵抗８２１は、利用者が望む調光度を入力する。

照明装置８１０は、調光器８２０が位相制御した電圧波形を有する交流電力を入力し、光源を点灯する。照明装置８１０は、点灯装置１００、光源回路１９０を有する。
光源回路１９０は、例えばＬＥＤなどの光源を有する。
点灯装置１００（ＬＥＤ点灯回路）は、調光器８２０が位相制御した電圧波形を有する交流電力を入力する。点灯装置１００は、入力した交流電力から、光源回路１９０に印加して光源を点灯する電力（点灯電力）を生成する。光源回路１９０の光源は、点灯装置１００が生成した点灯電力により点灯する。

図２は、この実施の形態における調光器８２０、点灯装置１００、光源回路１９０の構成を示すブロック構成図である。

調光器８２０は、位相制御電力生成回路８２２を有する。位相制御電力生成回路８２２は、商用電源などの交流電源ＡＣから交流電力を入力する。位相制御電力生成回路８２２が入力する交流電力は、例えば、周波数が５０Ｈｚ［ヘルツ］〜６０Ｈｚ、電圧波形が正弦波で、電圧実効値が８５Ｖ［ボルト］〜２６５Ｖである。位相制御電力生成回路８２２は、可変抵抗８２１の抵抗値に基づいて、入力した交流電力を位相制御して、位相制御された電圧波形を有する交流電力を生成する。
位相制御電力生成回路８２２は、例えば、トリガ生成回路８２３、双方向三端子サイリスタＴ２４（トライアック）を有する。双方向三端子サイリスタＴ２４は、交流電源ＡＣと点灯装置１００とを繋ぐ電源ラインに介在している。双方向三端子サイリスタＴ２４がオフの期間は、交流電力の電圧波形が切り欠かれる。トリガ生成回路８２３は、双方向三端子サイリスタＴ２４をオンするトリガを生成する。トリガ生成回路８２３は、可変抵抗８２１の抵抗値に基づいて、トリガを生成するタイミングを変える。

光源回路１９０は、１または複数の光源ＬＡを有する。光源ＬＡは、例えばＬＥＤである。光源ＬＡが複数の場合、複数の光源ＬＡは、例えば、互いに直列に電気接続している。

点灯装置１００は、グランド配線ＧＮＤ、制御電源配線ＶＣＣ、整流回路ＤＢ、電力変換回路１１０、制御電源回路１２０、電流測定回路１５０、制御回路１６０を有する。
グランド配線ＧＮＤは、点灯装置１００内の基準電位となる配線である。
制御電源配線ＶＣＣは、制御回路１６０を動作させる電力（制御電力）を、制御回路１６０に供給するための配線である。

整流回路ＤＢは、調光器８２０を経由して交流電源ＡＣの電圧を入力して整流する。整流回路ＤＢは、調光器８２０が位相制御した電圧波形を有する交流電力を全波整流して、電圧波形を脈流にする。整流回路ＤＢは、例えば、ダイオードブリッジである。

電力変換回路１１０（ＤＣ−ＤＣコンバータ回路）は、整流回路ＤＢの出力を光源ＬＡに適した低い直流電圧に変換する。電力変換回路１１０は、整流回路ＤＢが全波整流した電力を、光源回路１９０に印加して光源ＬＡを点灯する点灯電力に変換する。電力変換回路１１０が生成する点灯電力は、電圧波形・電流波形が直流である。
電力変換回路１１０は、例えば、フライバックコンバータ回路である。電力変換回路１１０は、スイッチング素子Ｑ１１、トランスＴ１２、整流素子Ｄ１６、平滑コンデンサＣ１７を有する。
トランスＴ１２は、一次巻線Ｌ１３、二次巻線Ｌ１４、三次巻線Ｌ１５を有する。なお、三次巻線Ｌ１５（バイアス巻線）は、電力変換回路１１０の一部ではなく、制御電源回路１２０の一部である。
スイッチング素子Ｑ１１は、トランスＴ１２の一次巻線Ｌ１３と直列に電気接続している。スイッチング素子Ｑ１１は、制御回路１６０が生成する駆動信号にしたがって、高周波でオンオフする。スイッチング素子Ｑ１１は、例えば、エンハンスメント型ＮＭＯＳ電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）である。
整流素子Ｄ１６（二次側整流ダイオード）と平滑コンデンサＣ１７（二次側平滑コンデンサ）とは、トランスＴ１２の出力を整流、平滑して光源回路１９０に出力電流を流す。
整流素子Ｄ１６は、トランスＴ１２の二次巻線Ｌ１４と直列に電気接続している。整流素子Ｄ１６の向きは、スイッチング素子Ｑ１１がオフのときに電流が流れる向きである。
平滑コンデンサＣ１７は、整流素子Ｄ１６を流れる電流により充電される。平滑コンデンサＣ１７の両端電圧は、電力変換回路１１０が生成する点灯電力の電圧になる。

電流測定回路１５０は、電力変換回路１１０が生成した点灯電力により光源回路１９０を流れる電流を測定する。電流測定回路１５０は、例えば、電流測定抵抗を有する。電流測定抵抗は、光源回路１９０と直列に電気接続されている。

制御回路１６０（発振回路）は、トランスＴ１２を高周波で駆動する。制御回路１６０は、高周波出力電圧でスイッチング素子Ｑ１１を駆動する。制御回路１６０は、スイッチング素子Ｑ１１をオンオフする駆動信号を生成する。図示していないが、制御回路１６０は、調光器８２０が位相制御した交流電力の電圧波形に基づいて、光源回路１９０に流す電流の目標値を算出する。制御回路１６０は、電流測定回路１５０が測定した電流が、算出した目標値に一致するよう、駆動信号のデューティ比などを調整する。これにより、制御回路１６０は、光源回路１９０を流れる電流が目標値に一致するよう、電力変換回路１１０を制御する。
制御回路１６０は、制御電源配線ＶＣＣから供給される制御電力により動作する。

制御電源回路１２０は、制御回路１６０を動作させる制御電力を生成する。制御電源回路１２０は、制御電力を生成するためのエネルギーを、次の２つから取得する。
第一に、制御電源回路１２０は、整流回路ＤＢを介して、調光器８２０が位相制御した交流電力からエネルギーを得て、制御電力を生成する。
第二に、制御電源回路１２０は、三次巻線Ｌ１５を介して、トランスＴ１２からエネルギーを得て、制御電力を生成する。
制御電源回路１２０は、生成した制御電力を、制御電源配線Ｖ_ＣＣを介して、制御回路１６０に供給する。

図３は、この実施の形態における調光器８２０の動作を示す波形図である。
横軸は、時刻を示す。縦軸は、電圧を示す。波形７１１は、調光器８２０が交流電源ＡＣから入力する交流電力の電圧波形である。波形７１２ａ〜７１２ｃは、調光器８２０が位相制御した交流電力の電圧波形である。波形７１２ａは調光度が高い場合、波形７１２ｂは調光度が中間の場合、波形７１２ｃは調光度が低い場合を示す。

波形７１１の周期７９１は、交流電源ＡＣの周波数によって定まる。例えば交流電源ＡＣの周波数が５０Ｈｚなら、周期７９１は２０ミリ秒である。
周期７９１の半周期のうち期間７９２の間、調光器８２０は双方向三端子サイリスタＴ２４をオンにして入力した交流電力をそのまま出力する。それ以外の間、調光器８２０は、双方向三端子サイリスタＴ２４をオフにして、交流電力を遮断する。期間７９２の長さは、調光度が高いほど長い。

図４は、この実施の形態における調光器８２０の導通角φと調光度との関係を示す図である。
横軸は、導通角φを示す。縦軸は、調光度を示す。実線７３１は、導通角φと調光度との関係を示す。

導通角φは、期間７９２の長さを位相で表したものであり、φ＝ｔ／Ｔ×３６０度である。ただし、Ｔは周期７９１の長さ、ｔは期間７９２の長さを示す。
導通角φは、０度以上１８０度以下の範囲内で変化する。調光度は、調光器８２０が位相制御した交流電力の電圧実効値に比例する。点灯装置１００は、調光器８２０が位相制御した交流電力の電圧実効値に比例する明るさで、光源ＬＡを点灯する。光源ＬＡがＬＥＤである場合、点灯する明るさは、光源ＬＡを流れる電流に比例するので、点灯装置１００は、光源ＬＡを流れる電流が、調光器８２０が位相制御した交流電力の電圧実効値に比例する電流値になるように制御する。
点灯装置１００は、例えば、導通角φが１８０度のとき光源ＬＡを調光度１００％で点灯する。なお、調光器８２０の構造上、導通角φを１８０度にすることができない場合があるため、導通角φが例えば１７０度以上のとき、光源ＬＡを調光度１００％で点灯する構成としてもよい。
また、点灯装置１００は、導通角φが０度のとき、光源ＬＡを消灯する（調光度０％）。なお、導通角φが０度に近い場合、点灯装置１００が動作に必要な電力を得ることができない場合があるため、導通角φが例えば１０度以下のとき、光源ＬＡを消灯する構成としてもよい。

図５は、この実施の形態における電力変換回路１１０の動作を示す波形図である。
横軸は、時刻を示す。縦軸は、電圧または電流を示す。波形７１３は、整流回路ＤＢが全波整流した電圧波形を示す。波形７１４は、一次巻線Ｌ１３の両端電圧を示す。波形７１５は、二次巻線Ｌ１４の両端電圧を示す。波形７２４は、一次巻線Ｌ１３を流れる電流を示す。波形７２５は、二次巻線Ｌ１４を流れる電流を示す。波形７１６は、平滑コンデンサＣ１７の両端電圧を示す。

制御回路１６０は、スイッチング素子Ｑ１１を高周波でオンオフする。
スイッチング素子Ｑ１１がオンの期間は、一次巻線Ｌ１３の両端に、整流回路ＤＢが全波整流した電圧が印加される。二次巻線Ｌ１４には、一次巻線Ｌ１３に印加された電圧に比例する逆極性の電圧が発生する。一次巻線Ｌ１３を流れる電流は、印加された電圧に比例する傾きで増加する。
スイッチング素子Ｑ１１がオフになると、一次巻線Ｌ１３を流れる電流が０になる。逆起電力により、二次巻線Ｌ１４の両端に電圧が発生し、整流素子Ｄ１６がオンになる。二次巻線Ｌ１４には、トランスＴ１２の磁束を維持する電流が流れる。二次巻線Ｌ１４を流れる電流により、平滑コンデンサＣ１７が充電される。一次巻線Ｌ１３には、二次巻線Ｌ１４の両端電圧に比例する逆極性の電圧が発生する。二次巻線Ｌ１４を流れる電流は、両端電圧に比例する傾きで減少し、０になる。

平滑コンデンサＣ１７に充電された電圧が、光源回路１９０に印加され、光源ＬＡを点灯する。
スイッチング素子Ｑ１１をオンしている期間の長さを変えることにより、一次巻線Ｌ１３を流れる電流を調整できる。制御回路１６０は、電流測定回路１５０が測定した電流が目標値に一致するよう、スイッチング素子Ｑ１１をオンしている期間の長さを変えて、一次巻線Ｌ１３を流れる電流を調整し、平滑コンデンサＣ１７の両端電圧を調整する。

図６は、この実施の形態における制御電源回路１２０の構成を示す回路図である。
制御電源回路１２０は、第一充電回路１２３、第二充電回路１２４、切替回路１２５、平滑コンデンサＣ２６を有する。

平滑コンデンサＣ２６（制御電源平滑コンデンサ）は、制御電源回路１２０が生成する制御電力の電圧値を平滑化する。平滑コンデンサＣ２６の両端電圧が、制御電源回路１２０が生成する制御電力の電圧値（制御電源電圧）となる。
第一充電回路１２３（第一制御電源生成回路）は、交流電力から制御電力を生成する。第一充電回路１２３は、交流電力から平滑コンデンサＣ２６を充電する電流（第一充電電流）を生成する。第一充電回路１２３は、整流回路ＤＢを介して入力した電流から第一充電電流を生成する。第一充電回路１２３は、基準電圧生成回路１３１、第一電流生成回路１３２を有する。
基準電圧生成回路１３１は、交流電力から基準電圧を生成する。基準電圧は、第一充電電流を生成するか否かを判定するための基準となる。基準電圧生成回路１３１は、例えば、抵抗Ｒ３３、基準電圧素子Ｚ３４を有する。基準電圧素子Ｚ３４は、例えばツェナーダイオードである。抵抗Ｒ３３と基準電圧素子Ｚ３４とは互いに直列に電気接続し、抵抗Ｒ３３の一端が整流回路ＤＢの出力に電気接続し、基準電圧素子Ｚ３４の一端がグランド配線ＧＮＤに電気接続している。抵抗Ｒ３３は、整流回路ＤＢから入力した電圧を基準電圧素子Ｚ３４に印加する。基準電圧素子Ｚ３４は、印加された電圧から基準電圧（例えば１５Ｖ）を生成する。
第一電流生成回路１３２は、平滑コンデンサＣ２６の両端電圧と、基準電圧生成回路１３１が生成した基準電圧とを比較して、平滑コンデンサＣ２６の両端電圧が基準電圧より所定電圧以上低い場合に、第一充電電流を生成する。第一電流生成回路１３２は、例えば、スイッチング素子Ｑ３５、抵抗Ｒ３６、整流素子Ｄ３７を有する。スイッチング素子Ｑ３５は、例えばエンハンスメント型ＮＭＯＳ−ＦＥＴである。スイッチング素子Ｑ３５は、ドレイン端子が整流回路ＤＢの出力に電気接続し、ゲート端子が基準電圧生成回路１３１の抵抗Ｒ３３と基準電圧素子Ｚ３４との接続点に電気接続している。整流素子Ｄ３７は、陽極がスイッチング素子Ｑ３５のソース端子に電気接続し、陰極が平滑コンデンサＣ２６の陽極に電気接続している。抵抗Ｒ３６は、一端がスイッチング素子Ｑ３５のソース端子および整流素子Ｄ３７の陽極に電気接続し、他端がグランド配線ＧＮＤに電気接続している。スイッチング素子Ｑ３５は、平滑コンデンサＣ２６の両端電圧が基準電圧より所定電圧以上低い場合にオンになる。スイッチング素子Ｑ３５がオンになると、整流回路ＤＢからスイッチング素子Ｑ３５・整流素子Ｄ３７を介して、平滑コンデンサＣ２６を充電する第一充電電流が流れる。整流素子Ｄ３７は、電流の逆流を防ぐ。抵抗Ｒ３６は、なくてもよい。

第二充電回路１２４（第二制御電源生成回路）は、制御回路１６０が動作した場合に制御電力を生成する。第二充電回路１２４（安定化電源回路）は、三次巻線Ｌ１５から取得した電流から平滑コンデンサＣ２６を充電する電流（第二充電電流）を生成する。第二充電回路１２４は、比例電圧生成回路１４１、第二電流生成回路１４２を有する。
比例電圧生成回路１４１は、電力変換回路１１０が生成する点灯電力の電圧値に比例する電圧（比例電圧）を生成する。比例電圧生成回路１４１は、例えば、三次巻線Ｌ１５、整流素子Ｄ４３、平滑コンデンサＣ４４を有する。整流素子Ｄ４３は、三次巻線Ｌ１５と直列に電気接続している。整流素子Ｄ４３の向きは、電力変換回路１１０のスイッチング素子Ｑ１１がオフのときに電流が流れる向きである。平滑コンデンサＣ４４は、整流素子Ｄ４３を流れる電流により充電される。平滑コンデンサＣ４４の両端電圧は、比例電圧生成回路１４１が生成する比例電圧になる。
すなわち、比例電圧生成回路１４１は、電力変換回路１１０の二次側と同じ構成である。したがって、比例電圧生成回路１４１は、制御回路１６０が動作した場合に、比例電圧を生成する。比例電圧生成回路１４１は、三次巻線Ｌ１５に発生した電圧から、比例電圧を生成する。

第二電流生成回路１４２は、平滑コンデンサＣ２６の両端電圧と、比例電圧生成回路１４１が生成した比例電圧とを比較して、平滑コンデンサＣ２６の両端電圧が比例電圧より所定電圧以上低い場合に、第二充電電流を生成する。第二電流生成回路１４２は、例えば、抵抗Ｒ４５、基準電圧素子Ｚ４６、スイッチング素子Ｑ４７を有する。基準電圧素子Ｚ４６は、例えばツェナーダイオードである。スイッチング素子Ｑ４７は、例えば、ＮＰＮ型バイポーラトランジスタである。基準電圧素子Ｚ４６は、抵抗Ｒ４５と直列に電気接続している。抵抗Ｒ４５の一端は、比例電圧生成回路１４１の出力（整流素子Ｄ４３と平滑コンデンサＣ４４との接続点）に電気接続し、基準電圧素子Ｚ４６の一端は、グランド配線ＧＮＤに電気接続している。スイッチング素子Ｑ４７は、コレクタ端子が比例電圧生成回路１４１の出力に電気接続し、ベース端子が抵抗Ｒ４５と基準電圧素子Ｚ４６との接続点に電気接続し、エミッタ端子が平滑コンデンサＣ２６の陽極に電気接続している。基準電圧素子Ｚ４６は、平滑コンデンサＣ２６の両端電圧と比較する電圧を所定電圧以下に抑えることにより、比例電圧生成回路１４１が生成した比例電圧が高すぎる場合に、平滑コンデンサＣ２６が必要以上に高い電圧に充電されるのを防ぐ。スイッチング素子Ｑ４７は、平滑コンデンサＣ２６の両端電圧が、基準電圧素子Ｚ４６によって所定電圧以下に抑えられた比例電圧より所定電圧（スイッチング素子Ｑ４７のベース−エミッタ間順方向電圧）以上低い場合にオンになる。スイッチング素子Ｑ４７がオンになると、平滑コンデンサＣ４４からスイッチング素子Ｑ４７を介して、平滑コンデンサＣ２６を充電する電流が流れる。

切替回路１２５は、第二充電回路１２４が第二充電電流を生成している場合、第一充電回路１２３の動作を停止する。これにより、第一充電回路１２３における電力損失を小さくする。切替回路１２５は、例えば、基準電圧素子Ｚ５１、２つの分圧抵抗Ｒ５２，Ｒ５３、スイッチング素子Ｑ５４を有する。基準電圧素子Ｚ５１は、例えばツェナーダイオードである。スイッチング素子Ｑ５４は、例えばＮＰＮ型バイポーラトランジスタである。基準電圧素子Ｚ５１および２つの分圧抵抗Ｒ５２，Ｒ５３は、互いに直接に電気接続している。基準電圧素子Ｚ５１の一端は、比例電圧生成回路１４１の出力に電気接続し、分圧抵抗Ｒ５３の一端は、グランド配線ＧＮＤに電気接続している。スイッチング素子Ｑ５４は、コレクタ端子およびエミッタ端子が、基準電圧生成回路１３１の基準電圧素子Ｚ３４の両端それぞれに電気接続し、ベース端子が２つの分圧抵抗Ｒ５２，Ｒ５３の接続点に電気接続している。スイッチング素子Ｑ５４は、比例電圧生成回路１４１が生成した比例電圧から基準電圧素子Ｚ５１の両端電圧を差し引いた残りの電圧を、分圧抵抗Ｒ５２と分圧抵抗Ｒ５３とで分圧した電圧が、所定電圧（ベース−エミッタ間順方向電圧）より高い場合にオンになる。すなわち、比例電圧生成回路１４１が生成した比例電圧が所定の電圧より高い場合に、スイッチング素子Ｑ５４はオンになる。スイッチング素子Ｑ５４は、基準電圧生成回路１３１の基準電圧素子Ｚ３４と並列に電気接続されている。スイッチング素子Ｑ５４がオンになると、基準電圧素子Ｚ３４の両端が短絡状態になるので、基準電圧生成回路１３１が生成する基準電圧は０になる。すなわち、切替回路１２５は、基準電圧生成回路１３１による基準電圧の生成を停止する。スイッチング素子Ｑ３５がオフになり、第一充電回路１２３は、第一充電電流の生成を停止する。

図７は、この実施の形態における電力変換回路１１０の動作の一例を示す波形図である。
横軸は、時刻を示す。縦軸は、電圧または電流を示す。図５と共通する部分は、同一の符号を付す。波形７１７は、三次巻線Ｌ１５の両端電圧を示す。波形７２７は、三次巻線Ｌ１５を流れる電流を示す。波形７１８は、平滑コンデンサＣ４４の両端電圧を示す。

比例電圧生成回路１４１は、電力変換回路１１０の二次側と同じ構成であり、電力変換回路１１０の二次側と同様に動作する。
トランスＴ１２の巻線に発生する電圧は、巻数比に比例する。すなわち、一次巻線Ｌ１３の巻数をｎ_１、二次巻線Ｌ１４の巻数をｎ_２、三次巻線Ｌ１５の巻数をｎ_３とすると、一次巻線Ｌ１３の両端電圧Ｖ_１、二次巻線Ｌ１４の両端電圧Ｖ_２、三次巻線Ｌ１５の両端電圧Ｖ_３との間には、Ｖ_１：Ｖ_２：Ｖ_３＝ｎ_１：ｎ_２：ｎ_３という関係が成り立つ。平滑コンデンサＣ１７の両端電圧は、スイッチング素子Ｑ１１がオフのとき二次巻線Ｌ１４に発生する電圧とほぼ等しい。また、平滑コンデンサＣ４４の両端電圧は、スイッチング素子Ｑ１１がオフのとき三次巻線Ｌ１５に発生する電圧とほぼ等しい。したがって、平滑コンデンサＣ４４の両端電圧は、平滑コンデンサＣ１７の両端電圧にほぼ比例する。

図８は、この実施の形態におけるスイッチング素子Ｑ５４がオフの場合における第一充電回路１２３の特性の一例を示す電圧特性図である。
横軸・縦軸ともに電圧を示す。
実線７３２は、第一充電回路１２３が整流回路ＤＢから入力する電圧（横軸）と、基準電圧生成回路１３１が生成する基準電圧（縦軸）との関係を示す。破線で示した電圧７４１は、基準電圧素子Ｚ３４の上限電圧（ツェナーダイオードの降伏電圧など）である。第一充電回路１２３が入力した電圧が電圧７４１より低い場合、基準電圧生成回路１３１が生成する基準電圧は、第一充電回路１２３が入力した電圧とほぼ等しくなる。第一充電回路１２３が入力した電圧が電圧７４１より高い場合、基準電圧生成回路１３１が生成する基準電圧は、電圧７４１とほぼ等しくなる。すなわち、基準電圧生成回路１３１は、整流回路ＤＢの出力を低い電圧（例えば１５Ｖ）に安定化する。
破線７３６は、第一充電回路１２３が整流回路ＤＢから入力する電圧（横軸）と、抵抗Ｒ３６の両端電圧（縦軸）との関係を示す。電圧７５１は、スイッチング素子Ｑ３５がオンになる電圧（ＦＥＴのゲート−ソース間オン電圧など）である。抵抗Ｒ３６の両端電圧は、基準電圧生成回路１３１が生成した基準電圧より電圧７５１だけ低くなる。すなわち、抵抗Ｒ３６の両端には、整流回路ＤＢの出力が基準電圧素子Ｚ３４の上限電圧（ツェナー電圧）でクリップされた電圧が発生する。
実線７３３は、第一充電回路１２３が整流回路ＤＢから入力する電圧（横軸）と、平滑コンデンサＣ２６の両端電圧との関係において、整流素子Ｄ３７の状態が切り替わる境界を示す。実線７３２より上は整流素子Ｄ３７がオフになる領域、実線７３２より下は整流素子Ｄ３７がオンになる領域である。電圧７５２は、整流素子Ｄ３７がオンになる電圧（ダイオードの順方向降下電圧など）である。平滑コンデンサＣ２６の両端電圧が、抵抗Ｒ３６の両端電圧よりも電圧７５２以上低い場合に、整流素子Ｄ３７がオンになる。
これにより、第一充電回路１２３が入力した電圧が電圧７４１以上であれば、平滑コンデンサＣ２６は、破線で示した電圧７４２まで充電される。

図９は、この実施の形態における第二充電回路１２４の特性の一例を示す電圧特性図である。
横軸・縦軸ともに電圧を示す。
実線７３４は、比例電圧生成回路１４１が生成する比例電圧（横軸）と、基準電圧素子Ｚ４６の両端電圧（縦軸）との関係を示す。破線で示した電圧７４３は、基準電圧素子Ｚ４６の上限電圧（ツェナーダイオードの降伏電圧など）である。比例電圧生成回路１４１が生成した比例電圧が電圧７４３より低い場合、基準電圧素子Ｚ４６の両端電圧は、比例電圧生成回路１４１が生成した比例電圧とほぼ等しくなる。比例電圧生成回路１４１が生成した比例電圧が電圧７４３より高い場合、基準電圧素子Ｚ４６の両端電圧は、電圧７４３とほぼ等しくなる。
破線７３７は、比例電圧生成回路１４１が生成する比例電圧（横軸）と、平滑コンデンサＣ２６の両端電圧との関係において、スイッチング素子Ｑ４７の状態が切り替わる境界を示す。破線７３７より上はスイッチング素子Ｑ４７がオフになる領域、破線７３７より下はスイッチング素子Ｑ４７がオンになる領域である。電圧７５３は、スイッチング素子Ｑ４７のオン電圧（バイポーラトランジスタのベース−エミッタ間オン電圧など）である。平滑コンデンサＣ２６の両端電圧が、基準電圧素子Ｚ４６の両端電圧よりも電圧７５３以上低い場合に、スイッチング素子Ｑ４７がオンになる。
これにより、比例電圧生成回路１４１が生成した電圧が電圧７４３以上であれば、平滑コンデンサＣ２６は、破線で示した電圧７４４まで充電される。
なお、基準電圧素子Ｚ３４の上限電圧７４１および基準電圧素子Ｚ４６の上限電圧７４３は、電圧７４２より電圧７４４が高くなるように設定する。

図１０は、この実施の形態における切替回路１２５の特性の一例を示す電圧特性図である。
横軸・縦軸ともに電圧を示す。
実線７３５は、比例電圧生成回路１４１が生成する比例電圧（横軸）と、分圧抵抗Ｒ５３の両端電圧（縦軸）との関係を示す。破線で示した電圧７４５は、基準電圧素子Ｚ５１の上限電圧（ツェナーダイオードの降伏電圧など）である。破線で示した電圧７４６は、スイッチング素子Ｑ５４のオン電圧（バイポーラトランジスタのベース−エミッタ間オン電圧など）である。分圧抵抗Ｒ５３の両端には、比例電圧生成回路１４１が生成した比例電圧から電圧７４６を差し引いた残りの電圧を、２つの分圧抵抗Ｒ５２，Ｒ５３で分圧した電圧が発生する。分圧抵抗Ｒ５３の両端電圧が電圧７４６に達すると、スイッチング素子Ｑ５４がオンになる。すなわち、比例電圧生成回路１４１が生成した比例電圧が、破線で示した電圧７４７より高い場合に、スイッチング素子Ｑ５４がオンになる。
スイッチング素子Ｑ５４がオンになると、基準電圧生成回路１３１の基準電圧素子Ｚ３４の両端が短絡されるので、基準電圧生成回路１３１が生成する基準電圧は０になる。整流素子Ｄ１６がオフになり、第一充電回路１２３は、平滑コンデンサＣ２６を充電する電流を生成しない。平滑コンデンサＣ２６は、第二充電回路１２４が生成した電流により充電される。
なお、基準電圧素子Ｚ５１の上限電圧７４５は、電圧７４７が電圧７４２より高く、電圧７４３より低くなるように設定する。

次に、電源投入直後における点灯装置１００の動作について説明する。

図１１は、この実施の形態における点灯装置１００の動作の一例を示す波形図である。
横軸は、時刻を示す。縦軸は、電圧または電流を示す。図３〜図１０と共通する部分は、同一の符号を付す。波形７６１は、基準電圧生成回路１３１が生成する基準電圧を示す。波形７６２は、平滑コンデンサＣ２６の両端電圧を示す。波形７２２は、制御回路１６０の動作電流を示す。

点灯装置１００の電源が投入され、破線で示した時刻７７１において、基準電圧生成回路１３１が生成する基準電圧が電圧７４１になる。すぐに、平滑コンデンサＣ２６が充電され、平滑コンデンサＣ２６の両端電圧が電圧７４２になる。
制御回路１６０に電源が供給され、制御回路１６０が動作を開始する。制御回路１６０が起動時に必要とする電流は、例えば２ｍＡ［ミリアンペア］である。この電流は、第一充電回路１２３から供給される。

破線で示した時刻７７２において、制御回路１６０は、発振動作を開始する。制御回路１６０が発振時に必要とする電流は、例えば１０ｍＡである。この電流も、第一充電回路１２３から供給される。

制御回路１６０が生成した駆動信号により、スイッチング素子Ｑ１１が高周波でオンオフし、一次巻線Ｌ１３の両端に高周波電圧が印加される。二次巻線Ｌ１４を流れる電流により、平滑コンデンサＣ１７が充電される。また、三次巻線Ｌ１５を流れる電流により、平滑コンデンサＣ４４が充電される。

破線で示した時刻７７３において、平滑コンデンサＣ４４がある程度充電されたことにより、スイッチング素子Ｑ４７がオンになる。第二充電回路１２４から供給された電流により、平滑コンデンサＣ２６が充電される。平滑コンデンサＣ２６の両端電圧が電圧７４２より高くなるので、整流素子Ｄ３７がオフになり、第一充電回路１２３からの電流供給が停止する。したがって、制御回路１６０の動作電流は、第二充電回路１２４から供給されるようになる。

更に、破線で示した時刻７７４において、平滑コンデンサＣ４４の両端電圧が電圧７４７に達すると、切替回路１２５のスイッチング素子Ｑ５４がオンになり、第一充電回路１２３の動作を完全に停止させる。基準電圧素子Ｚ３４の両端が短絡され、基準電圧生成回路１３１が生成する基準電圧が０になるので、スイッチング素子Ｑ３５は完全にオフになる。

その後、破線で示した時刻７７５において、光源回路１９０を流れる電流が目標値に達すると、制御回路１６０は、平滑コンデンサＣ１７の両端電圧を、破線で示したそのときの電圧７４９で維持するよう、電力変換回路１１０を制御する。

図１２は、この実施の形態における制御電源回路１２０における電力損失の例を示す波形図である。
横軸は、時刻を示す。縦軸は、電圧・電流・電力を示す。図１１と共通する部分には、同一の符号を付す。
波形７６８は、スイッチング素子Ｑ３５の両端電圧（ドレイン−ソース間電圧）を示す。波形７２８は、スイッチング素子Ｑ３５を流れる電流（ドレイン−ソース電流）を示す。波形７６９は、スイッチング素子Ｑ４７の両端電圧（コレクタ−エミッタ間電圧）を示す。波形７２９は、スイッチング素子Ｑ４７を流れる電流（コレクタ−エミッタ電流）を示す。波形７８１は、制御電源回路１２０における電力損失を示す。

制御電源回路１２０における電力損失の大部分は、スイッチング素子Ｑ３５およびスイッチング素子Ｑ４７における電力損失である。
スイッチング素子Ｑ３５には、整流回路ＤＢが出力した脈流電圧と、抵抗Ｒ３６の両端電圧との差にあたる電圧が印加される。スイッチング素子Ｑ４７には、比例電圧生成回路１４１が生成した比例電圧と、平滑コンデンサＣ２６の両端電圧との差にあたる電圧が印加される。
制御回路１６０の動作電流は、時刻７７１〜時刻７７３の間、スイッチング素子Ｑ３５を介して、第一充電回路１２３から供給される。これに対し、時刻７７３以降は、制御回路１６０がスイッチング素子Ｑ４７を介して第二充電回路１２４から供給される。スイッチング素子Ｑ４７の両端電圧が、スイッチング素子Ｑ３５の両端電圧より小さければ、制御電源回路１２０における時刻７７３以降の電力損失を小さくすることができる。

図１３は、この実施の形態における点灯装置１００の動作の別の例を示す波形図である。
横軸は、時刻を示す。縦軸は、電圧または電流を示す。図１１と共通する部分には、同一の符号を付す。
調光器８２０が入力した調光度が低く、導通角φが小さい場合も、点灯装置１００は、同様に動作する。

すなわち、点灯装置１００の電源が投入され、時刻７７１において、制御回路１６０が動作を開始し、時刻７７２において、制御回路１６０が発振動作を開始する。
導通角φが小さいので、平滑コンデンサＣ１７および平滑コンデンサＣ４４は、図１１の場合よりもゆっくりと充電される。
このため、電源投入から時刻７７３（制御回路１６０の動作電流の供給が第一充電回路１２３から第二充電回路１２４に切り替わる時刻）、時刻７７４（切替回路１２５が動作して第一充電回路１２３の動作を完全に停止させる時刻）、時刻７７５（光源回路１９０を流れる電流が目標値に達する時刻）までの時間が長くなる。

なお、調光度が低い分、光源回路１９０を流れる電流の目標値が小さいので、光源回路１９０を流れる電流が目標値に達したときにおける平滑コンデンサＣ１７の両端電圧７４９は、図１１の場合より低くなる。ただし、光源がＬＥＤの場合、順方向降下電圧のわずかな変化で、流れる電流が大きく変わる特性があるので、調光度が変化しても、電圧７４９はほとんど変化しない。

上述したように、平滑コンデンサＣ４４の両端電圧は、平滑コンデンサＣ１７の両端電圧にほぼ比例するので、比例電圧生成回路１４１が生成する比例電圧の定常値は、電圧７４９にほぼ比例する。電圧７４９がほとんど変化しない場合、比例電圧生成回路１４１が生成する比例電圧の定常値も、ほぼ一定であるとみなすことができる。このため、二次巻線Ｌ１４の巻数に対する三次巻線Ｌ１５の巻数の比を適切な値に設定することにより、調光度にかかわらず、比例電圧生成回路１４１が生成する比例電圧の定常値と、平滑コンデンサＣ２６の両端電圧（制御電源回路１２０が生成する制御電力の電圧値）との差を小さくすることができる。これにより、制御電源回路１２０における電力損失が小さくなる。

制御電源回路１２０では、第二充電回路１２４が第二充電電流を生成した場合に、切替回路１２５が第一充電回路１２３の動作を停止させるので、第一充電回路１２３における電力損失を抑えることができる。

第一充電回路１２３では、基準電圧生成回路１３１が生成した基準電圧と、平滑コンデンサＣ２６の両端電圧とを比較して、第一電流生成回路１３２が第一充電電流を生成する。第二充電回路１２４が第二充電電流を生成すると、切替回路１２５が基準電圧の生成を停止させるので、平滑コンデンサＣ２６の両端電圧が基準電圧より高くなり、第一電流生成回路１３２が第一充電電流を生成しない。これにより、第一充電回路１２３における電力損失を抑えることができる。

第一電流生成回路１３２では、スイッチング素子Ｑ３５が電流制限抵抗としての役割を果たす。第一充電電流を生成しない場合、スイッチング素子Ｑ３５をオフにするので、第一充電回路１２３における電力損失を抑えることができる。

第二充電回路１２４では、比例電圧生成回路１４１が生成した比例電圧と、平滑コンデンサＣ２６の両端電圧とを比較して、第二電流生成回路１４２が第二充電電流を生成する。比例電圧が所定の電圧より高くなると、切替回路１２５が第一充電回路１２３の動作を停止させるので、第一充電回路１２３における電力損失を抑えることができる。

比例電圧生成回路１４１が生成する比例電圧は、点灯電力の電圧値に比例するので、光源回路１９０が、ＬＥＤのように流れる電流が大きく変化しても両端電圧の変化が小さい光源を用いている場合、トランスＴ１２の巻数比などを適切な値にすることにより、比例電圧が所定の範囲内に納まるようにすることができる。比例電圧生成回路１４１が比例電圧と平滑コンデンサＣ２６の両端電圧との差が小さくなるように設計することにより、第二充電回路１２４における電力損失を抑えることができる。

電力変換回路１１０が、フライバックコンバータのようにトランスＴ１２を有する回路である場合、トランスＴ１２に三次巻線Ｌ１５を設けることにより、比例電圧生成回路１４１が、三次巻線Ｌ１５に発生する電圧から比例電圧を生成することができる。

制御回路１６０が、位相制御された交流電力の電圧波形に基づいて、点灯電力の電流目標値を算出し、点灯電力の電流値が電流目標値に一致するよう、電力変換回路１１０を制御する。これにより、位相制御により調光度を指示する調光器８２０を用いて、調光機能を有する照明システム８００を構成することができる。

照明装置８１０は、このような点灯装置１００と光源回路１９０とを備えるので、位相制御された交流電力の導通角φにかかわらず、制御電源回路１２０における電力損失を抑えることができる。

照明システム８００は、このような照明装置８１０と調光器８２０とを備えるので、位相制御された交流電力の導通角φにかかわらず、制御電源回路１２０における電力損失を抑えることができる。

実施の形態２．
実施の形態２について、図１４を用いて説明する。
なお、実施の形態１と共通する部分については、同一の符号を付し、説明を省略する。

図１４は、この実施の形態における制御電源回路１２０の構成を示す回路図である。

制御電源回路１２０は、第一充電回路１２３（第一制御電源生成回路）と、第二充電回路１２４（第二制御電源生成回路）とを有し、切替回路１２５を有さない。
また、第二充電回路１２４の第二電流生成回路１４２は、スイッチング素子Ｑ４７に代えて、整流素子Ｄ４８を有する。整流素子Ｄ４８は、アノード端子が抵抗Ｒ４５と基準電圧素子Ｚ４６との接続点に電気接続し、カソード端子が平滑コンデンサＣ２６の陽極に電気接続している。整流素子Ｄ４８は、第一充電回路１２３や平滑コンデンサＣ２６から第二充電回路１２４に電流が逆流するのを防ぐ。
制御電源回路１２０の出力は、第一充電回路１２３の出力と、第二充電回路１２４の出力とがオア接続されたものである。

なお、基準電圧素子Ｚ４６の上限電圧７４３（ツェナーダイオードの降伏電圧など）は、基準電圧素子Ｚ３４の上限電圧７４１よりも高く設定する。

比例電圧生成回路１４１が生成した比例電圧（平滑コンデンサＣ４４の両端電圧）が電圧７４３より高い場合、基準電圧素子Ｚ４６の両端電圧は、電圧７４３とほぼ等しくなる。平滑コンデンサＣ２６の両端電圧が、整流素子Ｄ４８がオンになる電圧（ダイオードの順方向降下電圧など）を電圧７４３から差し引いた電圧より低ければ、整流素子Ｄ４８がオンになる。平滑コンデンサＣ２６は、第二充電回路１２４からの電流により充電される。これにより、平滑コンデンサＣ２６の両端電圧は、整流素子Ｄ４８がオンになる電圧を電圧７４３から差し引いた電圧とほぼ等しくなる。

一方、第一充電回路１２３の抵抗Ｒ３６には、両端電圧が、基準電圧素子Ｚ３４の上限電圧７４１から、スイッチング素子Ｑ３５がオンになる電圧（ＦＥＴのゲート−ソース間オン電圧など）を差し引いた電圧と等しくなる電流が流れる。抵抗Ｒ３６を流れる電流がそれより小さければ、スイッチング素子Ｑ３５がオンになり、抵抗Ｒ３６を流れる電流が増える。逆に、抵抗Ｒ３６を流れる電流がそれより大きければ、スイッチング素子Ｑ３５がオフになり、抵抗Ｒ３６を流れる電流が減る。これにより、抵抗Ｒ３６を流れる電流の値は、上述した値で釣り合うことになる。このとき、抵抗Ｒ３６の両端電圧はほぼ一定なので、抵抗Ｒ３６の抵抗値が大きければ大きいほど、抵抗Ｒ３６を流れる電流は小さくなる。

上述したように、基準電圧素子Ｚ４６の上限電圧７４３は、基準電圧素子Ｚ３６の上限電圧７４１よりも高い。整流素子Ｄ３７がオンになる電圧が、整流素子Ｄ４８がオンになる電圧とほぼ等しいと仮定すると、抵抗Ｒ３６の両端電圧と、平滑コンデンサＣ２６の両端電圧との差は、整流素子Ｄ３７がオンになる電圧よりも小さくなる。したがって、整流素子Ｄ３７は、オフになる。
すなわち、第一充電回路１２３は、平滑コンデンサＣ２６を充電する電流を生成しない。平滑コンデンサＣ２６は、第二充電回路１２４が生成した電流により充電される。

実施の形態１で説明した制御電源回路１２０と比較すると、切替回路１２５がないので、スイッチング素子Ｑ３５が完全にオフにはならない。このため、スイッチング素子Ｑ３５及び抵抗Ｒ３６における電力損失が発生する。しかし、抵抗Ｒ３６の抵抗値が十分大きければ、スイッチング素子Ｑ３５及び抵抗Ｒ３６を流れる電流が十分小さくなる。したがって、スイッチング素子Ｑ３５及び抵抗Ｒ３６における電力損失は無視できるから、全体としての電力効率は、実施の形態１とほぼ同じである。
また、この実施の形態における制御電源回路１２０は、実施の形態１で説明した制御電源回路１２０と比較して、切替回路１２５がない分、部品点数が少ない。このため、部品コスト・組み立てコストを抑えることができる。また、部品点数が少ない分、信頼性が高くなる。

１００ 点灯装置、１１０ 電力変換回路、１２０ 制御電源回路、１２３ 第一充電回路、１２４ 第二充電回路、１２５ 切替回路、１３１ 基準電圧生成回路、１３２ 第一電流生成回路、１４１ 比例電圧生成回路、１４２ 第二電流生成回路、１５０ 電流測定回路、１６０ 制御回路、１９０ 光源回路、７１１〜７２９，７６１〜７６９，７８１ 波形、７３１〜７３５ 実線、７３６，７３７ 破線、７４１〜７５３ 電圧、７７１〜７７５ 時刻、７９１ 周期、７９２〜７９４ 期間、８００ 照明システム、８１０ 照明装置、８２０ 調光器、８２１ 可変抵抗、８２２ 位相制御電力生成回路、８２３ トリガ生成回路、ＡＣ 交流電源、Ｃ１７，Ｃ２６，Ｃ４４ 平滑コンデンサ、Ｄ１６，Ｄ３７，Ｄ４３，Ｄ４８ 整流素子、ＤＢ 整流回路、ＧＮＤ グランド配線、Ｌ１３ 一次巻線、Ｌ１４ 二次巻線、Ｌ１５ 三次巻線、ＬＡ 光源、Ｑ１１，Ｑ３５，Ｑ４７，Ｑ５４ スイッチング素子、Ｒ３３，Ｒ３６，Ｒ４５ 抵抗、Ｒ５２，Ｒ５３ 分圧抵抗、Ｔ１２ トランス、Ｔ２４ 双方向三端子サイリスタ、ＶＣＣ 制御電源配線、Ｚ３４，Ｚ４６，Ｚ５１ 基準電圧素子。

Claims (7)

1. 位相制御された電圧波形を有する交流電力を入力し、光源を点灯する点灯電力を生成する点灯装置において、
   上記交流電力を上記点灯電力に変換する電力変換回路と、
   上記電力変換回路を制御する制御回路と、
   上記制御回路を動作させる制御電力を生成する制御電源回路とを有し、
   上記制御電源回路は、
   上記交流電力から上記制御電力を生成する第一制御電源生成回路と、
   上記制御回路が動作した場合に上記制御電力を生成する第二制御電源生成回路と、
   上記制御電力の電圧値を平滑化する制御電源平滑コンデンサとを有し、
   上記第一制御電源生成回路は、
   上記交流電力から基準電圧を生成する基準電圧生成回路と、
   上記制御電源平滑コンデンサの両端電圧と上記基準電圧生成回路が生成した基準電圧とを比較し、上記両端電圧が上記基準電圧より所定電圧以上低い場合に、上記制御電源平滑コンデンサを充電する電流を生成する第一電流生成回路とを有し、
   上記制御電源回路は、上記第二制御電源生成回路が上記制御電力を生成した場合に、上記基準電圧生成回路による基準電圧の生成を停止させることにより上記第一制御電源生成回路の動作を停止させることを特徴とする点灯装置。
2. 上記制御電源回路は、
   上記第一制御電源生成回路の出力と上記第二制御電源生成回路の出力とをオア接続して上記制御電源回路の出力とするオア接続回路を有し、
   上記第二制御電源生成回路が生成する制御電力の電圧は、上記第一制御電源生成回路が生成する制御電力の電圧よりも高いことを特徴とする請求項１に記載の点灯装置。
3. 上記電力変換回路は、直流の上記点灯電力を生成し、
   上記第二制御電源生成回路は、
   上記点灯電力の電圧値に比例する比例電圧を生成する比例電圧生成回路と、
   上記制御電源平滑コンデンサの両端電圧と上記比例電圧生成回路が生成した比例電圧とを比較し、上記両端電圧が上記比例電圧より所定電圧以上低い場合に、上記制御電源平滑コンデンサを充電する電流を生成する第二電流生成回路とを有し、
   上記制御電源回路は、上記比例電圧生成回路が生成した比例電圧が所定の電圧より高い場合に、上記第一制御電源生成回路の動作を停止させることを特徴とする請求項１または２に記載の点灯装置。
4. 上記電力変換回路は、トランスを有し、
   上記比例電圧生成回路は、上記トランスの巻線に発生する電圧から上記比例電圧を生成することを特徴とする請求項３に記載の点灯装置。
5. 上記制御回路は、上記交流電力の電圧波形に基づいて、上記点灯電力の電流目標値を算出し、
   上記点灯電力の電流値が上記電流目標値に一致するよう、上記電力変換回路を制御することを特徴とする請求項１〜４のいずれかに記載の点灯装置。
6. 請求項１〜５のいずれかに記載の点灯装置と、上記点灯装置が生成した点灯電力により点灯する光源を有する光源回路とを備えることを特徴とする照明装置。
7. 請求項６に記載の照明装置と、調光器とを備え、
   上記調光器は、
   上記光源の調光度を入力する調光度入力装置と、
   上記調光度入力装置が入力した調光度に基づいて、上記点灯装置に入力する位相制御された交流電力を生成する位相制御電力生成装置とを有することを特徴とする照明システム。

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