JP5534318B2 - 電力供給装置 - Google Patents

Description

本発明は電力供給装置に関する。さらに、詳しくは、本発明は、電源と複数の負荷との間に切り替え部を挿入した電力供給装置に関する。

高周波を用いた誘導加熱装置や溶解炉装置において、高周波や低周波の電源１台で負荷となる複数の加熱コイルを制御する装置、又は、高周波の電源１台を時分割で使用する場合の装置構成は以下のようになっている。
図８は、従来の電力供給装置５０で用いられる切り替え回路５１の構成を示す回路図である。図８に示すように、電力供給装置５０の切り替え回路５１は、電源５２と負荷となるコイル５３，５４との間に挿入されている。通常の切り替え回路５１は、電磁接触器（マグネットと呼ばれる）やエヤー駆動の機械式接点からなるスイッチで構成されている。

しかしながら、機械式のスイッチは安価である反面、接点に寿命が有るので定期的な交換と保守が必要となる。また、機械式のスイッチは高速動作ができないために動作速度に制限が生じるので、短時間で電力配分ができない。

特許文献１には、複数の誘導コイルを１台の電源で加熱する誘導加熱装置が開示されている。
本書に添付した図９は、特許文献１に開示された誘導加熱装置を示す図である。この図９に示すように、誘導加熱装置５５は、１台の電源９０と電源９０の制御回路１００と、制御回路１００によって制御される第１の切り替え回路１０１と第２の切り替え回路１０２とから構成されている。誘導加熱装置５５は、複数の区間８１，８２，８３とからなる誘導加熱コイル８０を加熱する。各コイル区間は、一方の端子が切り替え回路１０１に接続されている。各コイル８１，８２，８３の他方の端子は第２の切り替え回路１０２に接続されている。

切り替え回路１０１及び１０２はサイリスタ又はＳＣＲの逆並列の組１０１ａ，１０１ｂ，１０１ｃ，１０２ａ，１０２ｂ及び１０２ｃを含む。各コイル８１，８２，８３は、切り替え回路１０１の逆並列のＳＣＲの一組に接続された一方の端子８４，８６，８８と、切り替え回路１０２の逆並列のＳＣＲの組に接続されたもう一方の端子８５，８７とを持つ。例えば、コイル８１の両端の端子８４，８５に対しては、コイル８１の端子８４が逆並列のＳＣＲの組１０１ａに接続され、コイル８１の端子８５は逆並列のＳＣＲの組１０２ａに接続されている。電源９０は、全ての逆並列のＳＣＲの組に接続されている。制御回路１００は、第１の切り替え回路１０１と第２の切り替え回路１０２とを切り替えることにより、電源９０から３つのコイル８１，８２，及び８３へ供給される電力の継続時間を制御している。

特許文献２には、１台のインバータによって、複数の加熱コイルに電力を供給する誘導加熱装置が開示されている。
図１０は、特許文献２に開示された誘導加熱装置を示す図である。誘導加熱装置２００は、インバータの逆変換部２０４に第１の加熱コイル２６１が接続されている。さらに、第２の加熱コイル２６２が、逆並列接続のサイリスタ対２７１，２７２を介してインバータの逆変換部２０４に接続され、逆並列接続のサイリスタ対２７１，２７２の流通角が第２の制御回路２１１で制御されている。

特表２００２―５２９９０６号公報 特開２００９−３２４９５号公報

特許文献１及び２で使用されているサイリスタは、大電流が扱え、そして高耐圧とすることが可能な素子ではある。しかしながら、サイリスタは自己消弧型半導体素子ではないので転流回路が必要となり使用し難い。さらに、サイリスタは近年では生産量も大きく減少し、新たに設備装置に使用すると保守が困難となる問題がある。
またサイリスタは、アノードとカソードとの間にある程度の電圧を印加しておきゲート信号を加え素子固有の保持電流以上の電流を流し続けないとオン状態を維持できない。つまりサイリスタをオン状態にするにはあらかじめアノード、カソード間に電圧が印加されており保持電流が流れることが条件となる。このため、交流電源からの電力を複数のコイルに供給する場合、制御回路が複雑になることや、サイリスタの流通角の制御に制限が生じる等の課題がある。

さらに、サイリスタは、交流の商用周波数からせいぜい１０ｋＨｚ程度までのスイッチングしかできず、高速化ができない。また、またサイリスタで制御する場合にはサイリスタのアノードとカソードとの間に逆電圧が印加されるまでオフ出来ない。

本発明は、上記課題に鑑み、制御を容易に行うことができ、より高い周波数で動作し、保守が容易な電力供給装置を提供することを目的とする。

上記目的を達成するため、本発明の電力供給装置は、１台の交流電源と、交流電源と交流電源の第１〜第ｎの負荷との間に接続される切り替え部と、を備え、切り替え部は、第１〜第ｎの切り替え回路と、制御部と、を備え、第１〜第ｎの切り替え回路のそれぞれは、逆並列接続された半導体スイッチング素子の一対から構成され、半導体スイッチング素子の一対の一端が、交流電源の一端と各負荷の一端との間に直列接続され、各負荷の他端が、交流電源の他端に接続され、半導体スイッチング素子の一対のそれぞれは、ダイオードとトランジスタとの直列接続からなることを特徴とする。

上記構成において、各負荷の他端と交流電源の他端との間にさらに、逆並列接続された半導体スイッチング素子の一対からなる切り替え回路が接続されてもよい。
トランジスタは、好ましくは、絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ、ＭＯＳＦＥＴ及びバイポーラトランジスタの何れかである。負荷は、好ましくはコイル又は溶接用電極である。

本発明によれば、簡単な切り替え部によって、１台の交流電源から複数の負荷に交流電力を高速で分配し得る電力供給装置を提供することが可能になる。

本発明の第１の実施形態に係る電力供給装置の構成を示す回路図である。 電力供給装置の動作の一例を説明するためのタイムチャートであり、それぞれ（Ａ）は電源の電圧、（Ｂ）はＶ_ｐ１、（Ｃ）はＶ_ｎ１、（Ｄ）はＶ_ｐ２、（Ｅ）はＶ_ｎ２、（Ｆ）は第１のコイルの電圧、（Ｇ）は第２のコイルの電圧の波形を示している。 本発明の電力供給装置の変形例の構成を示す回路図である。 本発明の電力供給装置の別の変形例の構成を示す回路図である。 電力供給装置の負荷を溶接用電極とした例を示す回路図である。 電力供給装置の負荷を溶接用電極とした別の例を示す回路図である。 本発明の第２の実施形態に係る電力供給装置の構成を示す回路図である。 従来の電力供給装置で用いられる替え回路の構成を示す回路図である。 特許文献１に開示された誘導加熱装置を示す図である。 特許文献２に開示された誘導加熱装置を示す図である。

以下、幾つかの実施形態に基づいて図面を参照して本発明を詳細に説明する。
（第１の実施形態）
図１は、本発明の電力供給装置１に係る第１の実施形態の構成を示す回路図である。図１に示すように、電力供給装置１は、交流の電源２と、電源２に接続される切り替え部３と、を含んで構成されている。切り替え部３には、第１のコイル４及び第２のコイル５が接続される。つまり、第１のコイル４及び第２のコイル５は、電源２の負荷である。

電源２として、交流を発生する電源、所謂電圧形インバータからなる大電力の発振器等を用いることができる。

切り替え部３は、第１のコイル４を駆動する第１の切り替え回路３ａと、第２のコイル５を駆動する第２の切り替え回路３ｂと、制御部６とから構成されている。

第１の切り替え回路３ａ及び第２の切り替え回路３ｂは、それぞれが逆並列接続された半導体スイッチング素子８，９の一対から構成されている。半導体スイッチング素子８，９は、それぞれダイオード１０と三端子のスイッチング素子１１との直列接続からなる。半導体スイッチング素子８において、ダイオード１０と三端子のスイッチング素子１１との直列接続は、交流からなる電源２が正の半周期で導通するように構成されている。一方、半導体スイッチング素子９は半導体スイッチング素子８に対して逆並列接続となるように、ダイオード１０と三端子のスイッチング素子１１との直列接続は、交流からなる電源２が負の半周期で導通するように構成されている。半導体スイッチング素子８，９において、各スイッチング素子１１の主電極と第２の主電極とには、フリーホイーリングダイオード１２が逆並列に接続されている。例えば、三端子のスイッチング素子１１がｎチャンネルの絶縁ゲート型バイポーラトランジスタの場合、第１の主電極、第２の主電極及び制御電極は、それぞれ、コレクタ、エミッタ及びゲートと呼ばれている。この場合には、フリーホイーリングダイオード１２のカソードが絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴとも呼ばれている）のコレクタに接続されている。フリーホイーリングダイオード１２のアノードが絶縁ゲート型バイポーラトランジスタのエミッタに接続されている。ダイオード１０は、スイッチング素子１１に逆電圧が印加されたとき、フリーホイーリングダイオード１２に電流を流さないために接続されている。
なお、フリーホイーリングダイオード１２は、フライホイールダイオードや還流ダイオードとも呼ばれている。

ダイオード１０として、大電流、高耐圧のダイオードを使用する。三端子のスイッチング素子１１として、所謂自己消弧型半導体素子であるトランジスタを使用することができる。このようなトランジスタとして、絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ、ＦＥＴ、ＭＯＳ型のＦＥＴ（ＭＯＳＦＥＴ）等の電界効果トランジスタ、バイポーラトランジスタ等が挙げられる。以下の説明では、三端子のスイッチング素子１１は、ｎチャンネルの絶縁ゲート型バイポーラトランジスタとして説明する。

ダイオード１０の逆方向耐圧及び絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ１１のコレクタ耐圧は、電源２の交流電圧の３倍以上であるとして説明する。例えば、電源２の電圧、つまり実効電圧が２００Ｖ、４００Ｖ系であれば、トランジスタの耐圧は、それぞれ６００Ｖ、１２００Ｖ以上は必要となる。

第１の切り替え回路３ａにおいて、電源２の一端が第１の切り替え回路３ａの一端に接続され、第１の切り替え回路３ａの他端が第１のコイル４の一端に接続され、第１のコイル４の他端が電源２の他端に接続されている。従って、第１の切り替え回路３ａは、第１のコイル４に直列接続されている。

第１の切替え回路３ａの上段の半導体スイッチング素子８において、ダイオード１０のアノードが電源２の一端に接続され、ダイオード１０のカソードが絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ１１のコレクタに接続され、絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ１１のエミッタが第１のコイル４の一端に接続されている。絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ１１のゲートには、電源２の正側の半周期毎に所定の導通角θ_ｐ１で導通するように、制御部６から制御信号Ｖ_ｐ１が印加される。

第１の切り替え回路３ａの下段の半導体スイッチング素子９において、絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ１１のエミッタが電源２の一端に接続され、絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ１１のコレクタがダイオード１０のカソードに接続され、ダイオード１０のアノードが第２のコイル５の一端に接続されている。絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ１１のゲートには、電源２の負側の半周期毎に所定の導通角θ_ｎ１で導通するように、制御部６から制御信号Ｖ_ｎ１が印加される。

第２の切り替え回路３ｂは、第２のコイル５に直列接続されている。つまり、電源２の一端が第２の切り替え回路３ｂの一端に接続され、第２の切り替え回路３ｂの他端が第２のコイル５の一端に接続され、第２のコイル５の他端が電源２の他端に接続されている。

第２の切り替え回路３ｂの上段の半導体スイッチング素子８において、ダイオード１０及び絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ１１の接続関係は第１の切り替え回路３ａと同じであり、絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ１１のエミッタが第２のコイル５の一端に接続される点が異なっている。絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ１１のゲートには、電源２の正側の半周期毎に所定の導通角θ_ｐ２で導通するように、制御部６から制御信号Ｖ_ｐ２が印加される。

第２の切り替え回路３ｂの下段の半導体スイッチング素子９において、ダイオード１０及び絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ１１の接続関係は第１の切り替え回路３ａと同じであり、ダイオード１０のアノードが第２のコイル５の一端に接続される点が異なっている。絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ１１のゲートには、電源２の負側の半周期毎に所定の導通角θ_ｎ２で導通するように、制御部６から制御信号Ｖ_ｎ２が印加される。

図２は電力供給装置１の動作の一例を説明するためのタイムチャートであり、それぞれ（Ａ）が電源２の電圧、（Ｂ）がＶ_ｐ１、（Ｃ）がＶ_ｎ１、（Ｄ）がＶ_ｐ２、（Ｅ）がＶ_ｎ２、（Ｆ）が第１のコイル４の電圧、（Ｇ）が第２のコイル５の電圧の波形を示している。図２に示すように、電源２の正の半周期（図２（Ａ）参照）において、制御部６は制御信号Ｖ_ｐ１を出力し、第１の切り替え回路３ａの上段の半導体スイッチング素子８を所定の導通角θ_ｐ１の時間だけ導通させる（図２（Ｂ）参照）。電源２の負の半周期において、制御部６は、第１の切り替え回路３ａの下段の半導体スイッチング素子９を所定の導通角θ_ｎ１の時間だけ導通させる（図２（Ｃ）参照）。

図２（Ｆ）に示すように、第１のコイル４には、電源２の正の半周期では導通角θ_ｐ１に応じて電源２の正側の電圧が印加され、電源２の負の半周期では導通角θ_ｎ１に応じて電源２の負側の電圧が印加される。これにより、電源２からの電力が第１の切り替え回路３ａを介して第１のコイル４に供給される。第１のコイル４に図示しない被加熱物が配置されている場合には、この被加熱物が誘導加熱される。

同様に、第２のコイル５では、電源２の正側の半周期（図２（Ａ）参照）において、制御部６は制御信号Ｖ_ｐ２を出力し、第２の切り替え回路３ｂの上段の半導体スイッチング素子８を所定の導通角θ_ｐ２の時間だけ導通させる（図２（Ｄ）参照）。そして、電源２の負の半周期において、制御部６は、第２の切り替え回路３ｂの下段の半導体スイッチング素子９を所定の導通角θ_ｎ２の時間だけ導通させる（図２（Ｅ）参照）。
従って、図２（Ｇ）に示すように、第２のコイル５には、電源２の正の半周期では導通角θ_ｐ２に応じて電源２の正側の電圧が印加され、電源２の負の半周期では導通角θ_ｎ１に応じて電源２の負側の電圧が印加される。これにより、電源２からの電力が第２の切り替え回路３ｂを介して第２のコイル５に供給される。第２のコイル５に図示しない被加熱物が配置されている場合には、この被加熱物が誘導加熱される。

電力供給装置１によれば、単一の電源２から発生する電力を切り替え部３を介して、第１及び２のコイル４，５に供給できるようになる。この際、逆並列接続された半導体スイッチング素子８，９の一対からなる第１及び第２の第１の切り替え回路３ａ，３ｂの各絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ１１のゲートに印加されるゲート信号の導通角θ_ｐ１，θ_ｎ１，θ_ｐ２，θ_ｎ２を制御することによって、第１のコイル４及び第２のコイル５に印加される電力の調整ができる。本発明の電力供給装置１の切り替え部３は、電源２と負荷となるコイル４，５との間に挿入されており、高周波誘導加熱装置や溶解炉装置に応用することができる。電源２の負荷は、コイル４，５に限らず種々の負荷に適用することができる。

（電力供給装置１の変形例１）
本発明の電力供給装置１の切り替え部３は、電源２と負荷となるコイル４，５との間に挿入されており、高周波誘導加熱装置や溶解炉装置に応用することができる。電源２の負荷は、コイル４，５に限らず種々の負荷に適用することができる。一例として、電源２の負荷をｎ個のコイルとした電力供給装置１の変形例について説明する。
図３は、本発明の電力供給装置の変形例１ａの構成を示す回路図である。図３に示すように、電力供給装置１ａは、電源２と電源２に接続される切り替え部３とを含んで構成されている。切り替え部３には、ｎ個のコイル１４（１４_１〜１４_ｎ）が接続されている。つまり、電力供給装置１ａは、切り替え部３によって負荷となるコイル１４_１〜１４_ｎに電力を供給するように構成されている。

切り替え部３は、第１のコイル１４_１を駆動する第１の切り替え回路３ａ，第２のコイル１４_２を駆動する第２の切り替え回路３ｂ，・・・，第ｎのコイル１４_ｎを駆動する第ｎの切り替え回路３ｎと、制御部６と、から構成されている。

第１〜第ｎの切り替え回路３ａ〜３ｎのそれぞれは、何れも逆並列接続された半導体スイッチング素子８，９の一対から構成されている。つまり、第１〜第ｎの切り替え回路３ａ〜３ｎでは、半導体スイッチング素子８，９の対をｎ組使用している。第１〜第ｎの切り替え回路３ａ〜３ｎの上段の半導体スイッチング素子８が、電源２の正側の半周期の導通を制御する。一方、第１〜第ｎの切り替え回路３ａ〜３ｎの下段の半導体スイッチング素子９が、電源２の負側の半周期の導通を制御する。

制御部６は、電源２の正側の半周期において、第１〜第ｎの切り替え回路３ａ〜３ｎの上段の半導体スイッチング素子８が、所定の導通角θ_ｐ１，θ_ｐ２，〜θ_ｐｎで導通するように、制御信号Ｖ_ｐ１，Ｖ_ｐ２，〜Ｖ_ｐｎを上段の半導体スイッチング素子８に出力する。

制御部６は、電源２の負側の半周期において、第１〜第ｎの切り替え回路３ａ〜３ｎの下段の半導体スイッチング素子９が、所定の導通角θ_ｎ１，θ_ｎ２，〜θ_ｎｎで導通するように、制御信号Ｖ_ｎ１，Ｖ_ｎ２，〜Ｖ_ｎｎを下段の半導体スイッチング素子９に出力する。

本発明の電力供給装置の変形例１ａは、第１〜第ｎの切り替え回路３ａ〜３ｎが、それぞれ対応する第１〜第ｎのコイル１４_１〜１４_ｎに直列接続されている。半導体スイッチング素子８が、制御部６から送出される制御信号Ｖ_ｐ１，Ｖ_ｐ２，〜Ｖ_ｐｎによって所定の導通角θ_ｐ１，θ_ｐ２，〜θ_ｐｎで導通し_、半導体スイッチング素子９が、制御部６から送出される制御信号Ｖ_ｎ１，Ｖ_ｎ２，〜Ｖ_ｎｎによって所定の導通角θ_ｎ１，θ_ｎ２，〜θ_ｎｎで導通する。これにより、電源２から供給される電力が第１〜第ｎのコイル１４_１〜１４_ｎに分配される。

（電力供給装置１の変形例２）
電源２の周波数が互いに異なる２つの周波数からなる電力供給装置１の変形例について説明する。
図４は、本発明の電力供給装置の別の変形例１ｂの構成を示す回路図である。図４に示す電力供給装置１ｂが図１に示す電力供給装置１と異なるのは、図１に示す電力供給装置１の単一周波数の電源２を、第１の周波数と第２の周波数を出力する２周波電源２０に代えた構成にした点である。２周波電源２０は、第１の周波数を出力する低周波電源２１と、第２の周波数を出力する高周波電源２２と、インダクタンス２３と、コンデンサ２４等を含んで構成されている。２周波電源２０は、低周波電源２１と高周波電源２２とが重畳されてなる電源である。低周波電源２１と高周波電源２２とは、通電制御部２５によって各出力が制御される。低周波電源２１の一端はインダクタンス２３を介して切り替え部３の一端に接続されると共に、高周波電源２２の一端はコンデンサ２４を介して切り替え部３の一端に接続される。低周波電源２１の他端及び高周波電源２２の他端は、第１及び第２のコイル４，５の他端と接続される。他の構成は、図１に示す電力供給装置１と同じであるので、説明は省略する。

低周波電源２１の第１周波数は、例えば５０〜６０Ｈｚの商用交流周波数から１ｋＨｚ程度の周波数である。高周波電源２２の第２周波数は、例えば１ｋＨｚ〜４００ｋＨｚ程度の周波数である。

電力供給装置１ｂによれば、１台の２周波電源２０で第１及び第２のコイル４，５の誘導加熱を行うことができると共に、さらに、２周波電源２０から低周波電力及び高周波電力が出力されるので、被加熱物の内部を低周波電源２１で誘導加熱し、被加熱物の表面を高周波電源２２で誘導加熱することができる。

以上説明したように、本発明の電力供給装置１によれば、切り替え部３は、ダイオード１０及び絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ１１の直列接続を逆並列接続した対が第１及び第２コイル４，５に直列接続する回路構成を有している。逆並列接続された絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ１１の各ゲート電極に印加されるゲート信号によって、単一の電源２から供給される電力が第１及び第２コイル４，５に供給される。

これにより、本発明の電力供給装置１によれば、単一の電源２から供給される電力を機械式スイッチではなく、ダイオード１０及び絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ１１の直列接続からなる半導体スイッチング素子を逆並列接続した半導体スイッチング素子８，９の一対で行うことができる。このため、切り替え部３の小型化を図ることができる。この切り替え部３では、機械式スイッチを用いた切り替え回路で必要な磨耗部品等が不要となり、その結果メンテナンスも不要、つまりメンテナンスフリーとなる。

本発明の電力供給装置１の切り替え部３は、スイッチング素子として絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ１１を使用しているので、１００ｋＨｚに及ぶ周波数で動作させることができる。つまり、切り替え部３は高速で動作する。これは、従来のサイリスタを用いた切り替え回路の動作周波数である１０ｋＨｚの１０倍の速さである。

（電力供給装置１の応用例１）
図５は、電力供給装置１の負荷を溶接用電極とした例を示す回路図である。図５に示す電力供給装置１は、図１に示している負荷のコイル４，５を第１及び第２の溶接用電極１５，１６とした場合を示している。第１の切り替え回路３ａが第１の溶接用電極１５に直列接続され、第２の切り替え回路３ｂが第２の溶接用電極１６に直列接続されている。従って、電源２の電力が、切り替え部３によって第１の溶接用電極１５及び第２の溶接用電極１６に供給される。これにより、第１の溶接用電極１５に挟まれる被加工物の抵抗溶接ができると共に、第２の溶接用電極１６に挟まれる被加工物の抵抗溶接ができる。

（電力供給装置１ｂの応用例）
図６は、電力供給装置１ｂの負荷を溶接用電極とした例を示す回路図である。図６に示す電力供給装置１は、図４に示している負荷のコイル４，５を第１及び第２の溶接用電極１５，１６に置き換えた場合を示している。第１の切り替え回路３ａが第１の溶接用電極１５に直列接続され、第２の切り替え回路３ｂが第２の溶接用電極１６に直列接続されている。従って、電源２の電力が、切り替え部３によって第１の溶接用電極１５及び第２の溶接用電極１６に供給される。これにより、第１の溶接用電極１５に挟まれる被加工物の抵抗溶接ができると共に、第２の溶接用電極１６に挟まれる被加工物の抵抗溶接ができ、さらに、２周波電源２０から低周波電力及び高周波電力が出力されるので、被溶接物の溶接箇所の表面表面を高周波電力で誘導加熱することができる。

（第２の実施形態）
次に、本発明の第２の実施形態に係る電力供給装置について説明する。
図７は、本発明の第２の実施形態に係る電力供給装置３０の構成を示す回路図である。 図７に示す電力供給装置３０が、図１に示す電力供給装置１と異なるのは、コイル４，５の他端と交流電源２の他端との間にそれぞれ、上記した逆並列接続された半導体スイッチング素子８，９の対からなる切り替え回路３ａ２，３ｂ２がさらに接続される点にある。
具体的には、コイル４と接続される第１の切り替え回路３ａは、交流からなる電源２の一端とコイル４の一端との間に接続される第１の切り替え回路３ａ１と、コイル４の他端と交流電源２の他端との間に接続される第１の切り替え回路３ａ２とからなる。
一方、コイル５と接続される第２の切り替え回路３ｂは、交流からなる電源２の一端とコイル５の一端との間に接続される第２の切り替え回路３ｂ１と、コイル５の他端と交流からなる電源２の他端との間に接続される第２の切り替え回路３ｂ２とからなる。

図１に示す電力供給装置１にさらに追加される第１及び第２の切り替え回路３ａ２，３ｂ２は、何れも図１に示す第１の切り替え回路３ａと同じ構成であり、逆並列接続された半導体スイッチング素子８，９の対からなる。

図７に示すように、第１の切り替え回路３ａ１，３ａ２の上側の半導体スイッチング素子８は、電源２が正の周期に導通するように接続されている。第１の切り替え回路３ａ１，３ａ２の上側の半導体スイッチング素子８において、トランジスタ１１のゲートには制御部６から制御信号Ｖ_ｐ１が印加されている。これにより、第１の切り替え回路３ａ１，３ａ２の上側の半導体スイッチング素子８は、電源２が正の周期に所定の導通角θ_ｐ１で導通する。

一方、第１の切り替え回路３ａ１，３ａ２の下側の半導体スイッチング素子９は、電源２が負の周期に導通するように接続されている。第１の切り替え回路３ａ１，３ａ２の下側の半導体スイッチング素子９において、トランジスタ１１のゲートには制御部６から制御信号Ｖ_ｎ１が印加されている。これにより、第１の切り替え回路３ａ１，３ａ２の下側の半導体スイッチング素子９は、電源２が負の周期に所定の導通角θ_ｎ１で導通する。

第２の切り替え回路３ｂも、第１の切り替え回路３ａと同様に動作する。つまり、第２の切り替え回路３ｂ１，３ｂ２の上側の半導体スイッチング素子８において、トランジスタ１１のゲートには制御部６から制御信号Ｖ_ｐ２が印加されている。これにより、第２の切り替え回路３ｂ１，３ｂ２の上側の半導体スイッチング素子８は、電源２が正の周期に所定の導通角θ_ｐ２で導通する。

一方、第２の切り替え回路３ｂ１，３ｂ２の下側の半導体スイッチング素子９において、トランジスタ１１のゲートには制御部６から制御信号Ｖ_ｎ１が印加されている。これにより、第２の切り替え回路３ｂ１，３ｂ２の下側の半導体スイッチング素子９は、電源２が負の周期に所定の導通角θ_ｎ１で導通する。

本発明の電力供給装置３０に用いる制御装置６は、電力供給装置１の制御装置６と同じ構成でよい。これにより、電力供給装置３０は、図２のタイムチャートで示すＶ_ｐ１，Ｖ_ｎ１，Ｖ_ｐ２，Ｖ_ｎ２によって_、第１のコイル４と第２のコイル５に印加する電力が制御される。従って、電力供給装置３０は、電源２の電力を、Ｖ_ｐ１，Ｖ_ｎ１，Ｖ_ｐ２，Ｖ_ｎ２の制御、つまり所定の導通角θ_ｐ１，θ_ｎ１，θ_ｐ２，θ_ｎ２を制御して、第１のコイル４と第２のコイル５に印加する電力を制御することができる。

本発明の電力供給装置３０によれば、各コイル４，５の他端と電源２との間に、さらに、第１及び第２の切り替え回路３ａ２，３ｂ２が接続されている。このため、負荷となる各コイル４，５の両端を、電源２と接続するとき以外は電気的に絶縁できるという利点が生じる。
さらに、本発明の電力供給装置３０によれば、逆並列接続された半導体スイッチング素子８，９の一対が４組必要になる。つまり、電力供給装置１では逆並列接続された半導体スイッチング素子８，９の対が２組必要であったのに対して２倍必要になる。さらに、電力供給装置３０によれば、第１の切り替え回路３ａにおいて、コイル４の一端に接続される半導体スイッチング素子８，９の対３ａ１と、コイル４の他端に接続される半導体スイッチング素子８，９の対３ａ２は、電源２に直列接続されるので、トランジスタ１１の耐圧は、本発明の電力供給装置１に用いたトランジスタ１１の約１／２で済むので、より安価なトランジスタ１１を使用できるという利点が生じる。

本発明の電力供給装置３０の構成は、電力供給装置１ばかりではなく、電力供給装置１ａ，１ｂにも適用することができる。

本発明は、上記実施の形態に限定されることなく、特許請求の範囲に記載した発明の範囲内で種々の変形が可能であり、それらも本発明の範囲内に含まれることはいうまでもない。上述した実施形態における、切り替え部３の構成、電源２、電源２の周波数、コイル４，５のような負荷等は目的に応じて、適宜に設計することが可能である。

１，１ａ，１ｂ，３０：電力供給装置
２：電源
３：切り替え部
３ａ，３ａ１，３ａ２：第１の切り替え回路
３ｂ，３ｂ１，３ｂ２：第２の切り替え回路
４：第１のコイル
５：第２のコイル
６：制御部
８，９：半導体スイッチング素子
１０：ダイオード
１１：三端子のスイッチング素子
１２：フリーホイーリングダイオード
１４：ｎ個のコイル（１４_１〜１４_ｎ）
１５：第１の溶接用電極
１６：第２の溶接用電極
２０：２周波電源
２１：低周波電源
２２：高周波電源
２３：インダクタンス
２４：コンデンサ
２５：通電制御部

Claims (5)

1. １台の交流電源と、該交流電源と該交流電源の第１〜第ｎの負荷との間に接続される切り替え部と、を備え、
   上記切り替え部は、第１〜第ｎの切り替え回路と制御部とを備え、
   上記第１〜第ｎの切り替え回路のそれぞれは、逆並列接続された半導体スイッチング素子の一対から構成され、
   上記半導体スイッチング素子の一対の一端が、上記交流電源の一端と上記各負荷の一端との間に直列接続され、該各負荷の他端が、上記交流電源の他端に接続され、
   上記半導体スイッチング素子の一対のそれぞれは、ダイオードと、該ダイオードに直列接続される絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ又はＭＯＳＦＥＴからなるトランジスタと、該トランジスタの第１及び第２の主電極に並列に接続されるフリーホイーリングダイオードとからなり、
   上記制御部から上記トランジスタの各制御電極に、該トランジスタが所定の導通角で導通するように制御信号が印加されて、上記交流電源から供給される電力が、上記第１〜第ｎの負荷に分配される、電力供給装置。
2. 前記各負荷の他端と前記交流電源の他端との間にさらに、逆並列接続された半導体スイッチング素子の一対からなる切り替え回路が接続されることを特徴とする、請求項１に記載の電力供給装置。
3. 前記交流電源は、低周波と高周波との２周波電源からなることを特徴とする、請求項１又は２に記載の電力供給装置。
4. 前記負荷が、コイルであることを特徴とする、請求項１〜３の何れかに記載の電力供給装置。
5. 前記負荷が、溶接用電極であることを特徴とする、請求項１〜３の何れかに記載の電力供給装置。

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