KR102130362B1 - 양방향 변환 회로 및 양방향 컨버터 - Google Patents
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Abstract
양방향 변환 회로(100)가 개시된다. 양방향 변환 회로(100)는 제1 양방향 전도 네트워크(D1d), 제2 양방향 전도 네트워크(D2d), 제1 스위칭 트랜지스터(S1), 제2 스위칭 트랜지스터(S2), 제1 다이오드(D1a), 및 제2 다이오드(D2a)를 포함한다. 여기서, 제1 양방향 전도 네트워크(D1d)는 제1 스위칭 트랜지스터(S1)와 직렬로 연결되어 제1 가지를 형성하고, 제1 가지의 제1 단부가 제1 다이오드의 캐소드에 연결되어 제1 종단점을 형성하며; 제2 양방향 전도 네트워크(D2d)는 제2 스위칭 트랜지스터(S2)와 직렬로 연결되어 제2 가지를 형성하고, 제2 가지의 제2 단부가 제2 다이오드의 애노드에 연결되어 제3 종단점을 형성한다.
Description
본 출원은 전력 변환 분야에 관한 것으로, 상세하게는 전력 변환 기술에서 양방향 변환 회로 및 양방향 컨버터에 관한 것이다.
종래의 토템폴 회로(totem pole circuit)는 2개의 직렬 스위칭 트랜지스터를 포함하고 있으며, 스위칭 트랜지스터가 각각 내부에 기생 다이오드와 기생 커패시터를 가지고 있다.
종래의 토템폴이 동기식 정류의 시나리오에서 동작하고, 전류가 연속적이며, 출력 전압이 400V보다 큰 고전압이면, 400V 이상의 내전압(withstand voltage)을 가지고 있는 장치가 스위칭 트랜지스터로서 선택된다. 이러한 장치의 기생 다이오드의 역회복 전류(reverse recovery current)가 상대적으로 크다.
스위칭 트랜지스터가 턴 오프될 때, 스위칭 트랜지스터의 기생 다이오드에 의해 생성된 역회복 전류가 지금 막 턴 온되는 다른 스위칭 트랜지스터에 불리한 영향을 미칠 수 있으며, 심한 경우에는 전체 회로의 동작 상태에 영향을 미칠 수 있다.
종래의 토템폴 회로(totem pole circuit)가 동기식 정류의 시나리오에서 역회복 전류(reverse recovery current)를 생성하는 문제점을 해결하기 위해, 본 발명의 실시예는 양방향 변환 회로 및 양방향 컨버터를 제공한다.
제1 양태에 따르면, 본 발명의 일 실시예는 양방향 변환 회로를 제공한다. 상기 양방향 변환 회로는,
제1 양방향 전도 네트워크(first bidirectional conduction network), 제2 양방향 전도 네트워크, 제1 스위칭 트랜지스터, 제2 스위칭 트랜지스터, 제1 다이오드, 및 제2 다이오드를 포함하고,
상기 제1 양방향 전도 네트워크와 상기 제1 스위칭 트랜지스터는 직렬로 연결되어 제1 가지를 형성하고 - 여기서, 상기 제1 가지의 제1 단부가 상기 제1 다이오드의 캐소드에 연결되어 제1 종단점을 형성함 -;
상기 제2 양방향 전도 네트워크와 상기 제2 스위칭 트랜지스터는 직렬로 연결되어 제2 가지를 형성하며 - 여기서, 상기 제2 가지의 제2 단부가 상기 제2 다이오드의 애노드에 연결되어 제3 종단점을 형성함 -;
상기 제1 가지의 제2 단부, 상기 제1 다이오드의 애노드, 상기 제2 가지의 제1 단부, 및 상기 제2 다이오드의 캐소드가 연결되어 제2 종단점을 형성하고;
상기 제1 스위칭 트랜지스터는 제1 시간부터 제2 시간까지 턴 온되고, 상기 제2 시간부터 제5 시간까지 턴 오프되며;
상기 제2 스위칭 트랜지스터는 상기 제1 시간부터 제3 시간까지 턴 오프되고, 상기 제3 시간부터 제4 시간까지 턴 온되며, 상기 제4 시간부터 상기 제5 시간까지 턴 오프되고,
상기 제1 시간은 상기 제2 종단점으로 흘러 들어가거나 또는 상기 제2 종단점에서 흘러나오는 전류의 양의 반주기(positive half cycle)의 시작 시간이고, 상기 제3 시간은 상기 전류의 양의 반주기의 종료 시간이며, 상기 제2 시간은 상기 제1 시간부터 상기 제3 시간까지의 시간 간격 내의 임의의 시간이고, 상기 제5 시간은 상기 전류의 음의 반주기(negative half cycle)의 종료 시간이며, 상기 제4 시간은 상기 제3 시간부터 상기 제5 시간까지의 시간 간격 내의 임의의 시간이다.
따라서, 제1 다이오드, 제2 다이오드, 제1 양방향 전도 네트워크, 및 제2 양방향 전도 네트워크가 종래의 토템폴 회로에 추가되고, 제1 스위칭 트랜지스터와 제2 스위칭 트랜지스터가 서로 다른 시간에 턴 온되거나 또는 턴 오프되도록 제어되어 회로 내에 역회복 전류가 생성되지 않게 함으로써, 양방향 변환 회로의 성능을 개선한다.
제1 양태를 참조하면, 상기 제1 양방향 전도 네트워크가 금속 산화막 반도체 전계 효과 트랜지스터(metal-oxide-semiconductor field-effect transistor, MOSFET), 또는 절연 게이트 양극성 트랜지스터(insulated gate bipolar transistor, IGBT), 또는 반대 극성을 가진 2개의 병렬 다이오드라는 것을 이해할 수 있을 것이다. 상기 MOSFET은 하나의 MOSFET이거나 또는 적어도 2개의 직렬 MOSFET일 수 있고, 상기 IGBT는 하나의 IGBT이거나 또는 적어도 2개의 직렬 IGBT일 수 있다.
제1 양태를 참조하면, 상기 제2 양방향 전도 네트워크가 MOSFET, 또는 IGBT, 또는 반대 극성을 가진 2개의 병렬 다이오드라는 것을 이해할 수 있을 것이다. 상기 MOSFET은 하나의 MOSFET이거나 또는 적어도 2개의 직렬 MOSFET일 수 있고, 상기 IGBT는 하나의 IGBT이거나 또는 적어도 2개의 직렬 IGBT일 수 있다.
제1 양태를 참조하면, 상기 제1 양방향 전도 네트워크의 전도 전압 강하가 상기 제1 다이오드의 전도 전압 강하보다 작고, 상기 제1 양방향 전도 네트워크의 전도 전압 강하와 상기 제1 스위칭 트랜지스터의 기생 다이오드의 전도 전압 강하의 합이 상기 제1 다이오드의 전도 전압 강하보다 크며; 상기 제2 양방향 전도 네트워크의 전도 전압 강하가 상기 제2 다이오드의 전도 전압 강하보다 작고, 상기 제2 양방향 전도 네트워크의 전도 전압 강하와 상기 제2 스위칭 트랜지스터의 기생 다이오드의 전도 전압 강하의 합이 상기 제2 다이오드의 전도 전압 강하보다 크다는 것을 이해할 수 있을 것이다.
제1 양태를 참조하면, 선택적으로, 상기 제1 스위칭 트랜지스터는 금속 산화막 반도체 전계 효과 트랜지스터(MOSFET) 또는 절연 게이트 양극성 트랜지스터(IGBT)이고, 상기 제2 스위칭 트랜지스터는 MOSFET 또는 IGBT이다.
제1 양태를 참조하면, 선택적으로, 상기 제1 다이오드는 고속 회복 다이오드(fast recovery diode) 또는 탄화규소(SiC) 다이오드이고, 상기 제2 다이오드는 고속 회복 다이오드 또는 탄화규소(SiC) 다이오드이다.
제1 양태를 참조하면, 상기 양방향 변환 회로가 동기식 정류 회로 또는 인버터 회로에 사용된다는 것을 이해할 수 있을 것이다.
제1 양태를 참조하면, 상기 양방향 변환 회로가 컨트롤러를 더 포함한다는 것을 이해할 수 있을 것이다. 여기서, 상기 컨트롤러는 상기 제1 스위칭 트랜지스터가 턴 온되거나 또는 턴 오프되게끔 제어하거나; 또는
상기 제2 스위칭 트랜지스터가 턴 온되거나 또는 턴 오프되게끔 제어하거나; 또는
상기 제1 스위칭 트랜지스터와 상기 제2 스위칭 트랜지스터가 턴 온되거나 또는 턴 오프되게끔 제어하도록 구성된다.
따라서, 본 발명의 본 실시예에서 제공된 양방향 변환 회로가 동기식 정류의 시나리오에 적용되어 고전압 동기식 정류의 역회복 전류의 문제를 해결할 수 있으며, 동시에 정류 효율을 증가시킬 수 있다. 양방향 변환 회로는 반전 시나리오에 사용될 수도 있다. 이 반전 시나리오에서는, 스위칭 트랜지스터의 기생 커패시터가 방전 가능하다.
제2 양태에 따르면, 양방향 컨버터가 제공된다. 상기 양방향 컨버터는,
제1 양태 또는 제1 양태의 임의의 실시 형태에 따른 제1 양방향 변환 회로, 제1 양태 또는 제1 양태의 임의의 실시 형태에 따른 제2 양방향 변환 회로, 및 제1 양태 또는 제1 양태의 임의의 실시 형태에 따른 제3 양방향 변환 회로;
변압기 - 상기 변압기는 1차측 권선과 2차측 권선을 포함하고, 상기 변압기의 2차측 권선의 일단이 상기 제1 양방향 변환 회로의 제2 종단점에 연결되고, 상기 변압기의 2차측 권선의 타단이 상기 제2 양방향 변환 회로의 제2 종단점에 연결됨 -;
공진 공동(resonant cavity) - 상기 공진 공동은 제1 포트, 제2 포트, 제3 포트, 및 제4 포트를 포함하고, 상기 제1 포트는 상기 제3 양방향 변환 회로의 제2 종단점에 연결되고, 상기 제2 포트는 상기 제3 양방향 변환 회로의 제3 종단점에 연결되며, 상기 제3 포트와 상기 제4 포트는 상기 변압기의 1차측 권선에 개별적으로 연결됨 -; 및
브리지리스 PFC 회로(bridgeless PFC circuit)를 포함한다. 여기서, 상기 브리지리스 PFC 회로는 2개의 교류 포트와 2개의 직류 포트를 포함하고, 상기 2개의 직류 포트는 상기 제3 양방향 변환 회로의 제1 종단점과 제3 종단점에 개별적으로 연결된다.
제2 양태를 참조하면, 상기 양방향 컨버터가 커패시터를 더 포함한다는 것을 이해할 수 있을 것이다. 여기서, 상기 제1 양방향 변환 회로의 제1 종단점이 상기 제2 양방향 변환 회로의 제1 종단점 및 상기 커패시터의 양극단에 연결되며, 상기 제1 양방향 변환 회로의 제3 종단점이 상기 제2 양방향 변환 회로의 제3 종단점 및 상기 커패시터의 음극단에 연결된다.
전술한 기술적 해결책에 기초하여, 제1 다이오드, 제2 다이오드, 제1 양방향 전도 네트워크, 및 제2 양방향 전도 네트워크가 종래의 토템폴 회로에 추가되고, 제1 스위칭 트랜지스터와 제2 스위칭 트랜지스터가 서로 다른 시간에 턴 온되거나 또는 턴 오프되도록 제어되어 양방향 변환 회로의 효율을 높이고 또한 회로 내에 역회복 전류가 생성되는 것을 방지함으로써, 양방향 변환 회로의 성능을 개선한다.
도 1은 종래의 토템폴 회로 구조를 개략적으로 나타낸 도면이다.
도 2a 및 도 2b는 도 1에 도시된 회로 구조가 동기식 정류의 시나리오에 적용된 것을 개략적으로 나타낸 도면이다.
도 3a는 본 발명의 일 실시예에 따른 양방향 변환 회로의 회로 구조를 개략적으로 나타낸 도면이다.
도 3b는 본 발명의 일 실시예에 따른 양방향 변환 회로의 다른 회로 구조를 개략적으로 나타낸 도면이다.
도 4a 내지 도 4d는 도 3b에 도시된 회로 구조가 동기식 정류의 시나리오에 적용된 것을 개략적으로 나타낸 도면이다.
도 5는 본 발명의 일 실시예에 따른 양방향 전도 네트워크의 회로 구조를 개략적으로 나타낸 도면이다.
도 6a 및 도 6b는 본 발명의 일 실시예에 따른 양방향 전도 네트워크의 다른 회로 구조를 개략적으로 나타낸 도면이다.
도 7a 내지 도 7d는 도 3b에 도시된 회로 구조가 반전 시나리오에 적용된 것을 개략적으로 나타낸 도면이다.
도 8은 본 발명의 일 실시예에 따른 양방향 컨버터의 회로 구조를 개략적으로 나타낸 도면이다.
도 9는 본 발명의 일 실시예에 따른 양방향 컨버터의 다른 회로 구조를 개략적으로 나타낸 도면이다.
도 2a 및 도 2b는 도 1에 도시된 회로 구조가 동기식 정류의 시나리오에 적용된 것을 개략적으로 나타낸 도면이다.
도 3a는 본 발명의 일 실시예에 따른 양방향 변환 회로의 회로 구조를 개략적으로 나타낸 도면이다.
도 3b는 본 발명의 일 실시예에 따른 양방향 변환 회로의 다른 회로 구조를 개략적으로 나타낸 도면이다.
도 4a 내지 도 4d는 도 3b에 도시된 회로 구조가 동기식 정류의 시나리오에 적용된 것을 개략적으로 나타낸 도면이다.
도 5는 본 발명의 일 실시예에 따른 양방향 전도 네트워크의 회로 구조를 개략적으로 나타낸 도면이다.
도 6a 및 도 6b는 본 발명의 일 실시예에 따른 양방향 전도 네트워크의 다른 회로 구조를 개략적으로 나타낸 도면이다.
도 7a 내지 도 7d는 도 3b에 도시된 회로 구조가 반전 시나리오에 적용된 것을 개략적으로 나타낸 도면이다.
도 8은 본 발명의 일 실시예에 따른 양방향 컨버터의 회로 구조를 개략적으로 나타낸 도면이다.
도 9는 본 발명의 일 실시예에 따른 양방향 컨버터의 다른 회로 구조를 개략적으로 나타낸 도면이다.
이하, 본 발명의 실시예의 첨부 도면을 참조하여 본 발명의 실시예의 기술적 해결책에 대해 설명한다.
도 1은 종래의 토템폴 회로를 개략적으로 나타낸 블록도이다. 도 1에 도시된 바와 같이, 종래의 토템폴 회로는 2개의 직렬 스위칭 트랜지스터(S1, S2)를 포함한다. 스위칭 트랜지스터(S1)는 내부에 기생 다이오드(BD1)와 기생 커패시터(C1)를 포함하고 있으며, 스위칭 트랜지스터(S2)는 내부에 기생 다이오드(BD2)와 기생 커패시터(C2)를 포함하고 있다. Vin은 입력단일 수 있고, Vout은 출력단일 수 있다.
종래의 토템폴 회로는 동기식 정류(synchronous rectification)의 시나리오에 적용될 수 있다. 도 2a에 도시된 바와 같이, 입력 교류 전압의 양의 반주기(positive half cycle) 이내에, 스위칭 트랜지스터(S1)가 턴 온되고, 스위칭 트랜지스터(S2)가 턴 오프된다. 전류가 스위칭 트랜지스터(S1)와 스위칭 트랜지스터(S2)의 중간 노드를 통해 흐르며, 스위칭 트랜지스터(S1)에서 흘러나온다. 도 2b에 도시된 바와 같이, 교류 입력 전압의 음의 반주기 이내(negative half cycle)에, 스위칭 트랜지스터(S1)가 턴 오프되고, 스위칭 트랜지스터(S2)가 턴 온된다. 전류가 스위칭 트랜지스터(S2)를 통해 흐르며, 스위칭 트랜지스터(S1)와 스위칭 트랜지스터(S2)의 중간 노드에서 흘러나온다. 스위칭 트랜지스터(S1)와 스위칭 트랜지스터(S2)가 교대로 턴 온되고, 이 회로는 동기식 정류 효과를 구현할 수 있다.
2개의 스위칭 트랜지스터의 기생 다이오드의 역회복 전류(reverse recovery current)가 상대적으로 크므로, 스위칭 트랜지스터를 턴 오프하여 생성된 역회복 전류가 방금 막 턴 온되는 다른 스위칭 트랜지스터에 불리한 영향을 미치고, 심한 경우에는 전체 회로의 동작 상태에 영향을 미친다는 것을 이해해야 한다.
예를 들어, 도 2a 및 도 2b에 도시된 바와 같이, 교류 입력 전압의 양의 반주기 이내에, 도 2a에서 전류가 실선으로서 도시되어 있고, 전류는 턴 온된 스위칭 트랜지스터(S1)를 통해 흐른다. 교류 입력 전압의 음의 반주기 이내에, 스위칭 트랜지스터(S1)가 턴 오프되고, 스위칭 트랜지스터(S1)의 기생 다이오드(BD1)가 도 2b에 쇄선으로 나타낸 역회복 전류를 생성하며, 방금 막 턴 온되는 스위칭 트랜지스터(S2)에 불리한 영향을 미친다.
따라서, 본 발명의 실시예의 양방향 변환 회로 및 양방향 컨버터에 따르면, 제1 다이오드, 제2 다이오드, 제1 양방향 전도 네트워크, 및 제2 양방향 전도 네트워크가 종래의 토템폴 회로에 추가되고, 제1 스위칭 트랜지스터와 제2 스위칭 트랜지스터가 서로 다른 시간에 턴 온되거나 또는 턴 오프되도록 제어되여 양방향 변환 회로의 효율을 증가시키고 또한 회로 내에 역회복 전류가 생성되는 것을 방지함으로써, 양방향 변환 회로의 성능을 개선한다.
도 3a는 본 발명의 일 실시예에 따른 양방향 변환 회로(100)의 회로 구조를 개략적으로 나타낸 도면이다. 양방향 변환 회로(100)는 제1 양방향 전도 네트워크(D1d), 제2 양방향 전도 네트워크(D2d), 제1 스위칭 트랜지스터(S1), 제2 스위칭 트랜지스터(S2), 제1 다이오드(D1a), 및 제2 다이오드(D2a)를 포함한다.
제1 양방향 전도 네트워크(D1d)와 제1 스위칭 트랜지스터(S1)는 직렬로 연결되어 제1 가지를 형성한다. 여기서, 제1 가지의 제1 단부가 제1 다이오드의 캐소드(D1a)에 연결되어 제1 종단점을 형성한다.
제2 양방향 전도 네트워크(D2d)와 제2 스위칭 트랜지스터(S2)는 직렬로 연결되어 제2 가지를 형성한다. 여기서, 제2 가지의 제2 단부가 제2 다이오드의 애노드(D2a)에 연결되어 제3 종단점을 형성한다.
제1 가지의 제2 단부, 제1 다이오드(D1a)의 애노드, 제2 가지의 제1 단부, 및 제2 다이오드(D2a)의 캐소드가 연결되어 제2 종단점을 형성한다.
제1 스위칭 트랜지스터(S1)는 제1 시간(t1)부터 제2 시간(t2)까지 턴 온되고, 제2 시간(t2)부터 제5 시간(t5)까지 턴 오프된다. 제2 스위칭 트랜지스터(S2)는 제1 시간(t1)부터 제3 시간(t3)까지 턴 오프되고, 제3 시간(t3)부터 제4 시간(t4)까지 턴 온되며, 제4 시간(t4)부터 제5 시간(t5)까지 턴 오프된다.
선택적으로, 제1 시간(t1)부터 제3 시간(t3)까지일 수 있는 입력 교류 전압의 양의 반주기 이내에, 제1 가지와 제1 다이오드(D1a)가 교대로 턴 온된다. 제3 시간(t3)부터 제5 시간(t5)까지일 수 있는 입력 교류 전압의 음의 반주기 이내에, 제2 가지와 제2 다이오드(D2a)가 교대로 턴 온된다.
구체적으로, 본 발명의 본 실시예의 양방향 변환 회로에 따르면, 제1 다이오드(D1a), 제2 다이오드(D2a), 제1 양방향 전도 네트워크(D1d), 및 제2 양방향 전도 네트워크(D2d)가 종래의 토템폴 회로에 기초하여 추가된다. 또한, 회로 내에 역회복 전류가 생성될 수 없고 또한 회로가 교류 전압/직류 전압의 양방향 변환을 구현할 수 있도록, 제1 스위칭 트랜지스터(S1) 또는 제2 스위칭 트랜지스터(S2)가 제1 시간(t1)부터 제5 시간(t5)까지 턴 온되거나 또는 턴 오프되도록 제어됨으로써 제1 가지, 제1 다이오드(D1a), 제2 가지, 및 제2 다이오드(D2a)를 교대로 턴 온한다.
예를 들어, 제1 종단점과 제3 종단점이 입력단이고 또한 제2 종단점이 출력단인 경우, 양방향 변환 회로가 인버터 회로이다. 반대로, 제2 종단점이 입력단이고 또한 제1 종단점과 제3 종단점이 출력단인 경우, 양방향 변환 회로가 정류 회로이다.
선택적으로, 제1 시간(t1)은 제2 종단점으로 흘러가거나 또는 제2 종단점에서 흘러나오는 전류의 양의 반주기의 시작 시간일 수 있고, 제3 시간(t3)은 전류의 양의 반주기의 종료 시간일 수 있으며, 제2 시간(t2)은 제1 시간(t1)부터 제3 시간(t3)까지의 시간 간격 내의 임의의 시간일 수 있고, 제5 시간(t5)은 전류의 음의 반주기의 종료 시간일 수 있으며, 제4 시간(t4)은 제3 시간(t3)부터 제5 시간(t5)까지의 시간 간격 내의 임의의 시간일 수 있다.
선택적으로, 본 발명의 본 실시예의 양방향 변환 회로(100)는 컨트롤러를 포함할 수 있다. 컨트롤러는 제1 스위칭 트랜지스터(S1)와 제2 스위칭 트랜지스터(S2)가 턴 온되거나 또는 턴 오프되게끔 제어하도록 구성될 수 있다.
구체적으로, 컨트롤러는, 제1 스위칭 트랜지스터(S1)가 제1 시간(t1)부터 제2 시간(t2)까지 턴 온되고, 제2 시간(t2)부터 제5 시간(t5)까지 턴 오프되도록 제어할 수 있고; 제2 스위칭 트랜지스터(S2)가 제1 시간(t1)부터 제3 시간(t3)까지 턴 오프되고, 제3 시간(t3)시간부터 제4 시간(t4)까지 턴 온되며, 제4 시간(t4)부터 제5 시간(t5)까지 턴 오프되도록 제어할 수 있다.
도 3b는 본 발명의 일 실시예에 따른 양방향 변환 회로의 다른 회로 구조를 개략적으로 나타낸 도면이다. 스위칭 트랜지스터가 기생 커패시터와 기생 다이오드를 포함할 수 있다. 구체적으로, 제1 스위칭 트랜지스터(S1)가 기생 커패시터(C1)와 기생 다이오드(BD1)를 포함할 수 있고, 제2 스위칭 트랜지스터(S2)가 기생 커패시터(C2)와 기생 다이오드(BD2)를 포함할 수 있다.
스위칭 트랜지스터의 소프트 스위칭을 구현할 수 있도록, 반전 시나리오에서는 기생 커패시터(C1)와 기생 커패시터(C2)가 방전 가능하다는 것을 이해해야 한다.
추가적으로, 제1 가지 상에서의 제1 스위칭 트랜지스터(S1)와 제1 양방향 전도 네트워크(D1d)의 위치가 본 발명의 본 실시예에서 제공된 양방향 변환 회로에 제한되지 않는다고 이해해야 한다. 예를 들어, 제1 스위칭 트랜지스터(S1)가 제2 종단점에 인접할 수 있거나, 또는 제1 양방향 전도 네트워크(D1d)가 제2 종단점에 인접할 수 있다. 유사하게, 제2 가지 상에서의 제2 스위칭 트랜지스터(S2)와 제2 양방향 전도 네트워크(D2d)의 위치도 제한되지 않는다. 예를 들어, 제2 스위칭 트랜지스터(S2)가 제2 종단점에 인접할 수 있거나, 또는 제2 양방향 전도 네트워크(D2d)가 제2 종단점에 인접할 수 있다.
전술한 기술적 해결책에 기초하여, 본 발명의 실시예의 양방향 변환 회로 및 양방향 컨버터에 따르면, 제1 다이오드(D1a), 제2 다이오드(D2a), 제1 양방향 전도 네트워크(D1d), 및 제2 양방향 전도 네트워크(D2d)가 종래의 토템폴 회로에 추가되고, 제1 스위칭 트랜지스터(S1)와 제2 스위칭 트랜지스터(S2)가 서로 다른 시간에 턴 온되거나 또는 턴 오프되도록 제어되어 양방향 변환 회로의 효율을 증가시키고 또한 회로 내에 역회복 전류가 생성되는 것을 방지함으로써, 양방향 변환 회로의 성능을 개선한다.
도 4a 내지 도 4d는 도 3b에 도시된 회로 구조가 동기식 정류의 시나리오에 적용된 것을 나타낸 개략도이다. 도 4a 내지 도 4d에 도시된 바와 같이, 입력 교류 전압이 출력용 직류 전압으로 변환될 수 있도록, 제1 가지와 제1 다이오드(D1a), 및 제2 가지와 제2 다이오드(D2a)가 전류에 대해 교대로 턴 온된다. 구체적인 동작 과정이 도 4a 내지 도 4d에 도시되어 있다.
Vin은 입력단일 수 있고, Vout은 출력단일 수 있다. 입력 교류 전압의 양의 반주기 이내에, 제2 스위칭 트랜지스터(S2)가 턴 오프된다. 도 4a에 도시된 바와 같이, 제1 시간(t1)부터 제2 시간(t2)까지, 제1 스위칭 트랜지스터(S1)가 턴 온되고, 전류가 제2 종단점으로 흘러 들어가고, 제1 가지를 통해 흐르며, 제1 종단점에서 흘러나올 수 있다. 도 4b에 도시된 바와 같이, 제2 시간(t2)부터 제3 시간(t3)까지, 제1 스위칭 트랜지스터(S1)가 턴 오프되고, 전류가 제2 종단점으로 흘러 들어가고, 제1 다이오드(D1a)를 통해 흐르며, 제1 종단점에서 흘러나올 수 있다.
입력 교류 전압의 음의 반주기 이내에, 제1 스위칭 트랜지스터(S1)가 턴 오프된다. 도 4c에 도시된 바와 같이, 제3 시간(t3)부터 제4 시간(t4)까지, 제2 스위칭 트랜지스터(S2)가 턴 온되고, 전류가 제3 종단점으로 흘러 들어가고, 제2 가지를 통해 흐르며, 제2 종단점에서 흘러나올 수 있다. 도 4d에 도시된 바와 같이, 제4 시간(t4)부터 제5 시간(t5)까지, 제2 스위칭 트랜지스터(S2)가 턴 오프되고, 전류가 제3 종단점으로 흘러 들어가고, 제2 다이오드(D2a)를 통해 흐르며, 제2 종단점에서 흘러나올 수 있다.
구체적으로, 더 낮은 전도 전압 강하를 가진 가지를 통해 전류가 흐를 수 있다. 입력 교류 전압의 양의 반주기 내의 제1 시간(t1)부터 제2 시간(t2)까지, 제1 스위칭 트랜지스터(S1)가 턴 온되고, 제2 스위칭 트랜지스터(S2)가 턴 오프된다. 제1 가지 상에서의 제1 양방향 전도 네트워크(D1d)의 전도 전압 강하가 제1 다이오드(D1a)의 전도 전압 강하보다 작다. 전류가 제2 종단점으로 흘러 들어가고, 제1 가지를 통해 흐르며, 제1 종단점에서 흘러나올 수 있다. 유사하게, 입력 교류 전압의 음의 반주기 내의 제3 시간(t3)부터 제4 시간(t4)까지, 제1 스위칭 트랜지스터(S1)가 턴 오프되고, 제2 스위칭 트랜지스터(S2)가 턴 온된다. 제2 양방향 전도 네트워크의 전도 전압 강하(D2d)가 제2 다이오드(D2a)의 전도 전압 강하보다 작다. 전류가 제3 종단점으로 흘러 들어가고, 제2 가지를 통해 흐르며, 제2 종단점에서 흘러나올 수 있다.
입력 교류 전압의 양의 반주기의 제3 시간(t3)부터 제4 시간(t4)까지, 제1 스위칭 트랜지스터(S1)가 턴 오프된 후에 즉시 역회복 전류가 생성되지 않도록, 제1 스위칭 트랜지스터(S1) 대신 제1 다이오드(D1a)를 통해 전류가 흐르도록 할 수 있다는 것을 이해해야 한다. 따라서, 제1 양방향 전도 네트워크(D1d)의 전도 전압 강하와 제1 스위칭 트랜지스터(S1)의 기생 다이오드(BD1)의 전도 전압 강하의 합이 제1 다이오드(D1a)의 전도 전압 강하보다 클 수 있다. 입력 교류 전압의 음의 반주기의 제4 시간(t4)부터 제5 시간(t5)까지, 제2 스위칭 트랜지스터(S2)가 턴 오프된 후에 즉시 역회복 전류가 생성되지 않도록, 제2 스위칭 트랜지스터(S2) 대신 제2 다이오드(D2a)를 통해 전류가 흐르도록 할 수 있다. 따라서, 제2 양방향 전도 네트워크의 전도 전압 강하(D2d)와 제2 스위칭 트랜지스터(S2)의 기생 다이오드(BD2)의 전도 전압 강하의 합이 제2 다이오드(Da2)의 전도 전압 강하보다 클 수 있다.
예를 들어, 제1 양방향 전도 네트워크(D1d)의 전도 전압 강하가 1V이고, 제1 스위칭 트랜지스터(S1)의 기생 다이오드(BD1)의 전도 전압 강하가 1V이며, 제1 다이오드(D1a)의 전도 전압 강하가 1.5V이다. 제1 양방향 전도 네트워크(D1d)의 전도 전압 강하와 제1 스위칭 트랜지스터(S1)의 기생 다이오드(BD1)의 전도 전압 강하의 합이 2V이고, 제1 다이오드(D1a)의 전도 전압 강하보다 크다. 따라서, 제2 시간(t2)부터 제3 시간(t3)까지, 제1 스위칭 트랜지스터(S1)가 제3 시간(t3)에 턴 오프되는 경우에 역회복 전류가 생성되지 않도록, 제1 스위칭 트랜지스터(S1)의 기생 다이오드(BD1) 대신 제1 다이오드(D1a)를 통해 전류가 흐른다.
본 발명의 본 실시예가 동기식 정류 회로에 사용되는 경우, 동기식 정류의 시나리오에서 스위칭 트랜지스터에 역회복 전류가 생성되지 않도록, 전류가 제2 시간(t2)부터 제3 시간(t3)까지는 제1 가지 대신 제1 다이오드(D1a)를 통해 흐르게 하고, 제4 시간(t4)부터 제5 시간(t5)까지는 제2 가지 대신 제2 다이오드(D2a)를 통해 흐르게 함으로써 회로의 성능을 개선한다는 것을 이해해야 한다.
추가적으로, 이 회로에서는, 정류 효율을 높이기 위해, 전류가 대부분의 시간에 제1 가지와 제2 가지를 통해 흐르고, 짧은 시간에 제1 다이오드(D1a)와 제2 다이오드(D2a)를 통해 흐르도록 제어될 수 있다는 것을 이해해야 한다. 예를 들어, 제2 시간(t2)과 제4 시간(t4)은 입력 교류 전압이 0에 가까워질 때의 시간일 수 있다. 이때, 제1 시간(t1)부터 제2 시간(t2)까지의 시간 간격이 제2 시간(t2)부터 제3 시간(t3)까지의 시간 간격보다 훨씬 길고, 제3 시간(t3)부터 제4 시간(t4)까지의 시간 간격이 제4 시간(t4)부터 제5 시간(t5)까지의 시간 간격보다 훨씬 길다. 또한, 제1 스위칭 트랜지스터(S1)가 턴 온되는 경우, 제1 가지의 전도 전압 강하가 제1 다이오드(D1a)의 전도 전압 강하보다 작다. 제2 스위칭 트랜지스터(S2)가 턴 온되는 경우, 제2 가지의 전도 전압 강하가 제2 다이오드(D2a)의 전도 전압 강하보다 작다. 따라서, 회로의 정류 효율을 개선하고 또한 역회복 전류가 생성되지 않도록, 대부분의 시간에 회로 내 전류가 제1 가지와 제2 가지를 통해 흐른다.
선택적으로, 본 발명의 본 실시예에서, 제1 다이오드(D1a)와 제2 다이오드(D2a)는 고속 회복 다이오드(fast recovery diode) 또는 탄화규소(SiC) 다이오드일 수 있다.
선택적으로, 도 5에 도시된 바와 같이, 제1 양방향 전도 네트워크(D1d) 또는 제2 양방향 전도 네트워크(D2d)는 반대 극성을 가진 2개의 병렬 다이오드(D1, D2)일 수 있다.
선택적으로, 제1 양방향 전도 네트워크(D1d) 또는 제2 양방향 전도 네트워크(D2d)는 하나의 금속 산화막 반도체 전계 효과 트랜지스터일 수 있거나, 또는 적어도 2개의 직렬 금속 산화막 반도체 전계 효과 트랜지스터일 수 있다.
선택적으로, 제1 양방향 전도 네트워크(D1d) 또는 제2 양방향 전도 네트워크(D2d)는 대안적으로, 하나의 절연 게이트 양극성 트랜지스터일 수 있거나 또는 적어도 2개의 직렬 절연 게이트 양극성 트랜지스터일 수 있다 .
예를 들어, 도 6a에 도시돤 바와 같이, 제1 양방향 전도 네트워크(D1d) 또는 제2 양방향 전도 네트워크(D2d)는 하나의 금속 산화막 반도체 전계 효과 트랜지스터(Dc1)이거나 또는 하나의 절연 게이트 양극성 트랜지스터(Dc1)일 수 있다. 대안적으로, 도 6b에 도시된 바와 같이, 제1 양방향 전도 네트워크(D1d) 또는 제2 양방향 전도 네트워크(D2d)는 2개의 직렬 금속 산화막 반도체 전계 효과 트랜지스터(Dc2)이거나 또는 2개의 직렬 절연 게이트 양극성 트랜지스터(Dc2)일 수 있다.
도 7a 내지 도 7d는 도 3b에 도시된 회로 구조가 반전 시나리오에 적용된 것을 개략적으로 나타낸 도면이다. 도 7a 내지 도 7d에 도시된 바와 같이, 입력 직류 전압이 교류 전압으로 변환될 수 있도록, 제1 가지와 제1 다이오드(D1a) 그리고 제2 가지와 제2 다이오드(D2a)가 교대로 턴 온된다. 도 7a 내지 도 7D에는 구체적인 동작 과정이 도시되어 있다.
Vin은 입력단일 수 있고, Vout은 출력단일 수 있다. 출력 교류 전압의 양의 반주기 이내에, 제2 스위칭 트랜지스터(S2)가 턴 오프된다. 도 7a에 도시된 바와 같이, 제1 시간(t1)부터 제2 시간(t2)까지, 제1 스위칭 트랜지스터(S1)가 턴 온되고, 전류가 제1 종단점으로 흘러 들어가고, 제1 가지를 통해 흐르며, 제2 종단점에서 흘러나올 수 있다. 도 7b에 도시된 바와 같이, 제2 시간(t2)부터 제3 시간(t3)까지, 제1 스위칭 트랜지스터(S1)가 턴 오프되고, 전류가 제3 종단점으로 흘러 들어가고, 제2 가지를 통해 흐르며, 제2 종단점에서 흘러나올 수 있다.
출력 교류 전압의 음의 반주기 이내에, 제1 스위칭 트랜지스터(S1)가 턴 오프된다. 도 7c에 도시된 바와 같이, 제3 시간(t3)부터 제4 시간(t4)까지, 제2 스위칭 트랜지스터(S2)가 턴 온되고, 전류가 제2 종단점으로 흘러 들어가고, 제2 가지를 통해 흐르며, 제3 종단점에서 흘러나올 수 있다. 도 7d에 도시된 바와 같이, 제4 시간(t4)부터 제5 시간(t5)까지, 제2 스위칭 트랜지스터(S2)가 턴 오프되고, 전류가 제2 종단점으로 흘러 들어가고, 제1 가지를 통해 흐르며, 제1 종단점에서 흘러나올 수 있다.
구체적으로, 제2 시간(t2)부터 제3 시간(t3)까지, 제1 스위칭 트랜지스터(S1)와 제2 스위칭 트랜지스터(S2)가 턴 오프되고, 기생 커패시터(C2)가 제2 양방향 전도 네트워크(D2d)를 이용하여 방전할 수 있다. 유사하게, 제4 시간(t4)부터 제5 시간(t5)까지, 제1 스위칭 트랜지스터(S1)와 제2 스위칭 트랜지스터(S2)가 소프트 스위칭을 구현할 수 있고 또한 회로의 전체 성능이 향상될 수 있도록, 기생 커패시터(C1)가 제1 양방향 전도 네트워크(D1d)를 이용하여 방전할 수 있다.
선택적으로, 제1 스위칭 트랜지스터(S1) 또는 제2 스위칭 트랜지스터(S2)는 MOSFET 또는 IGBT일 수 있다.
본 발명의 본 실시예의 양방향 변환 회로(100)가 다른 시나리오, 예를 들어 브리지리스 역률 개선(bridgeless power factor correction)의 시나리오에도 적용될 수 있다는 것을 이해해야 한다.
도 8 및 도 9를 참조하여 본 발명의 일 실시예에 따른 양방향 컨버터에 대해 상세하게 설명한다.
도 8은 본 발명의 일 실시예에 따른 양방향 컨버터(200)의 회로 구조를 개략적으로 나타낸 도면이다. 도 8에 도시된 바와 같이, 양방향 컨버터(200)는,
전술한 제1 양방향 변환 회로(101), 전술한 제2 양방향 변환 회로(102), 및 전술한 제3 양방향 변환 회로(103);
1차측 권선과 2차측 권선을 포함하는 변압기(201) - 변압기의 2차측 권선의 일단이 제1 양방향 변환 회로(101)의 제2 종단점에 연결되고, 변압기의 2차측 권선의 타단이 제2 양방향 변환 회로(102)의 제2 종단점에 연결됨 -;
제1 포트, 제2 포트, 제3 포트, 및 제4 포트를 포함하는 공진 공동(300) - 제1 포트는 제3 양방향 변환 회로(103)의 제2 종단점에 연결되고, 제2 포트는 제3 양방향 변환 회로(103)의 제3 종단점에 연결되며, 제3 포트와 제4 포트는 변압기(201)의 1차측 권선에 개별적으로 연결됨 -; 및
2개의 교류 포트와 2개의 직류 포트를 포함하는 브리지리스 PFC 회로(400) 를 포함한다. 여기서, 2개의 직류 포트는 제3 양방향 변환 회로(103)의 제1 종단점과 제3 종단점에 개별적으로 연결된다.
구체적으로, 양방향 컨버터(200)의 일측이 교류 전원에 연결될 수 있고, 양방향 컨버터(200)의 타측이 직류 전원에 연결될 수 있다. 교류 전원은 교류 전압을 출력한다. 교류 전압은 양방향 컨버터(200)를 이용하여 직류 전압으로 변환될 수 있고, 직류 전압은 직류 전원으로 입력된다. 직류 전원은 직류 전압을 출력한다. 직류 전압은 양방향 컨버터(200)를 이용하여 교류 전압으로 변환될 수 있고, 교류 전압은 교류 전원으로 입력되어 교류 전압/직류 전압의 양방향 변환을 구현한다.
선택적으로, 도 9에 도시된 바와 같이, 도 9는 본 발명의 일 실시예에 따른 양방향 컨버터의 다른 회로 구조를 개략적으로 나타낸 도면이다. 양방향 컨버터(200)는 커패시터(500)를 더 포함할 수 있다. 여기서, 제1 양방향 변환 회로(101)의 제1 종단점이 제2 양방향 변환 회로(102)의 제1 종단점 및 커패시터(500)의 양극단에 연결되고, 제1 양방향 변환 회로(101)의 제3 종단점이 제2 양방향 변환 회로(102)의 제3 종단점 및 커패시터(500)의 음극단에 연결된다.
당업자라면 본 명세서에서 개시된 실시예에서 설명된 예와 함께, 유닛들과 알고리즘 단계들이 전자 하드웨어 또는 컴퓨터 소프트웨어와 전자 하드웨어의 조합으로 구현될 수 있다는 것을 이해할 수 있을 것이다. 기능이 하드웨어에 의해 수행되는지 또는 소프트웨어에 의해 수행되는지 여부가 구체적인 적용 및 기술적 해결책의 설계 제한 조건에 따라 달라진다. 당업자는 각각의 구체적인 적용을 위해 상이한 방법을 이용하여 전술한 기능을 구현할 수 있지만, 이 실시 형태가 본 출원의 범위를 벗어나는 것으로 간주하지 말아야 한다.
편리하고 간략하게 설명하기 위해, 전술한 시스템, 장치, 및 유닛의 상세한 작동 과정에 대해서는 전술한 방법 실시예의 대응하는 과정을 참조하고, 본 명세서에서는 세부사항에 대해 다시 설명하지 않는다는 점을 당업자라면 명확하게 이해할 것이다.
본 출원에서 제공된 몇몇 실시예에서, 개시된 시스템, 장치, 및 방법은 다른 방식으로 구현될 수 있다고 이해하여야 한다. 예를 들어, 전술한 장치 실시예는 단지 예일 뿐이다. 예를 들어, 유닛 구분은 단지 논리적 기능 구분일 뿐이며, 실제 구현에서는 이와 다르게 구분되어 있을 수 있다. 예를 들어, 복수의 유닛 또는 컴포넌트가 다른 시스템으로 결합되어 있거나 통합되어 있을 수 있거나, 또는 몇몇 특징이 무시되거나 수행되지 않을 수도 있다. 또한, 표시되거나 논의된 상호 연결 또는 직접 연결 또는 통신 연결은 일부 인터페이스를 이용하여 구현될 수 있다. 장치 또는 유닛 간의 간접 연결 또는 통신 연결은 전자적 형태, 또는 기계적 형태, 또는 다른 형태로 구현될 수도 있다.
별도의 부분으로 설명된 유닛이 물리적으로 분리되어 있거나 또는 분리되어 있지 않을 수 있고, 유닛으로 표시된 부분이 물리적 유닛이거나 또는 물리적 유닛이 아닐 수 있으며, 하나의 위치에 놓여 있을 수 있거나 또는 복수의 네트워크 유닛 상에 분산되어 있을 수 있다. 본 실시예의 해결책의 목적을 달성하기 위해, 실제 요구사항에 따라 유닛의 일부 또는 전부가 선택될 수 있다.
또한, 본 발명의 실시예의 기능 유닛이 하나의 처리 유닛으로 통합되어 있을 수 있거나, 또는 각각의 유닛이 또한 물리적으로 단독으로 존재할 수 있거나, 또는 2개 이상의 유닛이 하나의 유닛으로 통합되어 있을 수 있다.
이러한 기능이 소프트웨어 기능 유닛의 형태로 구현되어 독립적인 제품으로 판매되거나 사용되는 경우, 이러한 기능은 컴퓨터 판독가능 저장매체에 저장되어 있을 수 있다. 이러한 이해를 바탕으로, 본 발명의 기술적 해결책 또는 종래 기술에 기여하는 부분 또는 기술적 해결책 중 일부가 소프트웨어 제품의 형태로 구현되어 있을 수 있다. 소프트웨어 제품은 저장 매체에 저장되고, 컴퓨터 장치(개인용 컴퓨터, 서버, 또는 네트워크 장치일 수 있음)가 본 발명의 실시예에서 설명된 방법의 단계의 전부 또는 일부를 수행하도록 지시하는 여러 명령을 포함하고 있다. 전술한 저장 매체는 프로그램 코드를 저장할 수 있는 어떤 저장 매체, 예를 들어 USB 플래쉬 드라이브, 또는 착탈식 하드디스크, 또는 읽기 전용 메모리(ROM), 또는 랜덤 액세스 메모리RAM), 또는 자기 디스크, 또는 광 디스크를 포함한다.
전술한 설명은 본 출원의 구체적인 구현 방식일 뿐이며, 본 출원의 보호 범위를 제한하려는 것이 아니다. 본 출원에 개시된 기술적 범위 안에서 당업자에 의해 용이하게 이해되는 어떠한 변형이나 대체도 본 출원의 보호 범위에 속할 것이다. 따라서, 본 출원의 보호 범위는 청구 범위의 보호 범위를 따라야 한다.
Claims (10)
- 양방향 변환 회로(bidirectional conversion circuit)로서,
상기 양방향 변환 회로는 제1 양방향 전도 네트워크(first bidirectional conduction network), 제2 양방향 전도 네트워크, 제1 스위칭 트랜지스터, 제2 스위칭 트랜지스터, 제1 다이오드, 및 제2 다이오드를 포함하고,
상기 제1 양방향 전도 네트워크와 상기 제1 스위칭 트랜지스터는 직렬로 연결되어 제1 가지를 형성하고 - 여기서, 상기 제1 가지의 제1 단부가 상기 제1 다이오드의 캐소드에 연결되어 제1 종단점을 형성함 -;
상기 제2 양방향 전도 네트워크와 상기 제2 스위칭 트랜지스터는 직렬로 연결되어 제2 가지를 형성하며 - 여기서, 상기 제2 가지의 제2 단부가 상기 제2 다이오드의 애노드에 연결되어 제3 종단점을 형성함 -;
상기 제1 가지의 제2 단부, 상기 제1 다이오드의 애노드, 상기 제2 가지의 제1 단부, 및 상기 제2 다이오드의 캐소드가 연결되어 제2 종단점을 형성하고;
상기 제1 스위칭 트랜지스터는 제1 시간부터 제2 시간까지 턴 온되고, 상기 제2 시간부터 제5 시간까지 턴 오프되며;
상기 제2 스위칭 트랜지스터는 상기 제1 시간부터 제3 시간까지 턴 오프되고, 상기 제3 시간부터 제4 시간까지 턴 온되며, 상기 제4 시간부터 상기 제5 시간까지 턴 오프되고,
상기 제1 시간은 상기 제2 종단점으로 흘러 들어가거나 또는 상기 제2 종단점에서 흘러나오는 전류의 양의 반주기(positive half cycle)의 시작 시간이고, 상기 제3 시간은 상기 전류의 양의 반주기의 종료 시간이며, 상기 제2 시간은 상기 제1 시간부터 상기 제3 시간까지의 시간 간격 내의 임의의 시간이고, 상기 제5 시간은 상기 전류의 음의 반주기(negative half cycle)의 종료 시간이며, 상기 제4 시간은 상기 제3 시간부터 상기 제5 시간까지의 시간 간격 내의 임의의 시간인, 양방향 변환 회로. - 제1항에 있어서,
상기 제1 양방향 전도 네트워크는 금속 산화막 반도체 전계 효과 트랜지스터(metal-oxide-semiconductor field-effect transistor, MOSFET), 또는 절연 게이트 양극성 트랜지스터(insulated gate bipolar transistor, IGBT), 또는 반대 극성을 가진 2개의 병렬 다이오드인, 양방향 변환 회로. - 제1항에 있어서,
상기 제2 양방향 전도 네트워크는 MOSFET, 또는 IGBT, 또는 반대 극성을 가진 2개의 병렬 다이오드인, 양방향 변환 회로. - 제1항에 있어서,
상기 제1 양방향 전도 네트워크의 전도 전압 강하가 상기 제1 다이오드의 전도 전압 강하보다 작고, 상기 제1 양방향 전도 네트워크의 전도 전압 강하와 상기 제1 스위칭 트랜지스터의 기생 다이오드의 전도 전압 강하의 합이 상기 제1 다이오드의 전도 전압 강하보다 크며;
상기 제2 양방향 전도 네트워크의 전도 전압 강하가 상기 제2 다이오드의 전도 전압 강하보다 작고, 상기 제2 양방향 전도 네트워크의 전도 전압 강하와 상기 제2 스위칭 트랜지스터의 기생 다이오드의 전도 전압 강하의 합이 상기 제2 다이오드의 전도 전압 강하보다 큰, 양방향 변환 회로. - 제1항에 있어서,
상기 제1 스위칭 트랜지스터는 금속 산화막 반도체 전계 효과 트랜지스터(MOSFET) 또는 절연 게이트 양극성 트랜지스터(IGBT)이고;
상기 제2 스위칭 트랜지스터는 MOSFET 또는 IGBT인, 양방향 변환 회로. - 제1항에 있어서,
상기 제1 다이오드는 고속 회복 다이오드(fast recovery diode) 또는 탄화규소(SiC) 다이오드이고;
상기 제2 다이오드는 고속 회복 다이오드 또는 탄화규소(SiC) 다이오드인, 양방향 변환 회로. - 제1항에 있어서,
상기 양방향 변환 회로는 동기 정류 회로(synchronous rectification circuit) 또는 인버터 회로에 사용되는, 양방향 변환 회로. - 제1항에 있어서,
상기 양방향 변환 회로는 컨트롤러를 더 포함하고,
상기 컨트롤러는,
상기 제1 스위칭 트랜지스터가 턴 온되거나 또는 턴 오프되게끔 제어하거나; 또는
상기 제2 스위칭 트랜지스터가 턴 온되거나 또는 턴 오프되게끔 제어하거나; 또는
상기 제1 스위칭 트랜지스터와 상기 제2 스위칭 트랜지스터가 턴 온되거나 또는 턴 오프되게끔 제어하도록 구성된, 양방향 변환 회로. - 양방향 컨버터(bidirectional converter)로서,
제1항 내지 제8항 중 어느 하나의 항에 따른 양방향 변환 회로인 제1 양방향 변환 회로;
제1항 내지 제8항 중 어느 하나의 항에 따른 양방향 변환 회로인 제2 양방향 변환 회로;
제1항 내지 제8항 중 어느 하나의 항에 따른 양방향 변환 회로인 제3 양방향 변환 회로;
변압기 - 상기 변압기는 1차측 권선과 2차측 권선을 포함하고, 상기 변압기의 2차측 권선의 일단이 상기 제1 양방향 변환 회로의 제2 종단점에 연결되고, 상기 변압기의 2차측 권선의 타단이 상기 제2 양방향 변환 회로의 제2 종단점에 연결됨 -;
공진 공동(resonant cavity) - 상기 공진 공동은 제1 포트, 제2 포트, 제3 포트, 및 제4 포트를 포함하고, 상기 제1 포트는 상기 제3 양방향 변환 회로의 제2 종단점에 연결되고, 상기 제2 포트는 상기 제3 양방향 변환 회로의 제3 종단점에 연결되며, 상기 제3 포트와 상기 제4 포트는 상기 변압기의 1차측 권선에 개별적으로 연결됨 -; 및
브리지리스 PFC 회로(bridgeless PFC circuit) - 상기 브리지리스 PFC 회로는 2개의 교류 포트와 2개의 직류 포트를 포함하고, 상기 2개의 직류 포트는 상기 제3 양방향 변환 회로의 제1 종단점과 제3 종단점에 개별적으로 연결됨 -
를 포함하는 양방향 컨버터. - 제9항에 있어서,
상기 양방향 컨버터는,
커패시터를 더 포함하고, 상기 제1 양방향 변환 회로의 제1 종단점이 상기 제2 양방향 변환 회로의 제1 종단점 및 상기 커패시터의 양극단에 연결되며, 상기 제1 양방향 변환 회로의 제3 종단점이 상기 제2 양방향 변환 회로의 제3 종단점 및 상기 커패시터의 음극단에 연결되는, 양방향 컨버터.
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