JP5512428B2 - 電動機の速度制御装置及び速度制御方法 - Google Patents

Description

この発明は、改良された電動機の速度制御装置及び速度制御方法に関する。

電動機を速度指令に従って速度制御を行う場合、従来からＰＩ（比例積分）制御が広く用いられてきた。しかしながら、このＰＩ制御は１自由度のフィードバック制御であるため、目標値である速度応答と外乱である負荷応答を同時に最適化することができない。

ＰＩ制御を２自由度制御とするためには、ＰＩ制御に補償器を付加する構成となるが、ゲインと応答の関係が複雑であり、そのため調整が極めて困難である上、経年変化に対して敏感であるため定期的に再調整が必要となる。

これに対し、ＩＬＱ（Ｉｎｖｅｒｓｅ Ｌｉｎｅａｒ Ｑｕａｄｒａｔｉｃ）設計法は、現代制御理論に基づく最適レギュレータ（ＬＱ）問題の逆問題を用いた最適サーボ設計法であり、ＬＱ問題の解を、重みを与えずに簡単な極配置から導出できる。このＩＬＱ制御によれば、パラメータ変動に対して低感度で安定性に関してもロバストであるので、経年変化にも強く、電動機の制御に適用した場合に良好な結果が得られている（例えば非特許文献１参照。）。

高見、辻野、藤井「ＩＬＱ法によるＰＭ同期電動機のロバスト電流制御実験」、パワーエレクトロニクス学会誌Ｖｏｌ.２９Ｎｏ.１、２００４年２月、Ｐ５５−６３

従来の電動機の速度制御装置においては、熟練した調整技術者のノウハウに頼って上記最適化を実現していた。しかしながら、近年調整技術者が老齢化しているにもかかわらず、上記調整ノウハウの継承が困難であるという問題が顕在化してきている。非特許文献１に示されたＩＬＱ制御法によれば、上述したようにパラメータ変動に対して低感度で、ロバストな制御を実現可能であり、ゲイン調整も簡単で熟練した調整技術者を必要としない。しかしながら、この従来のＩＬＱ制御は基本的に１自由度制御であり、目標値（速度）応答と外乱（負荷）応答を同時に最適化することができない。本発明は上記問題に鑑みて為されたもので、目標値応答と外乱応答を個別に最適化することが可能な電動機の速度制御装置及び速度制御方法を提供することを目的とする。

上記目的を達成するために、本発明の電動機の速度制御装置及び速度制御方法は、直流電源または交流電源を入力とし、交流電圧を出力して電動機を駆動する電力変換装置と、前記電力変換装置のインバータ部を構成するスイッチング素子をオンオフ制御する制御手段と、前記電動機の速度を速度帰還として直接または間接的に検出する速度検出手段と、前記電動機の入力電流を検出する電流検出手段とを備え、前記制御手段は、前記速度検出手段によって得られる速度帰還が、速度指令に追従するように制御してトルク指令を出力する速度制御手段と、前記電流検出手段から得られるトルク電流が、前記トルク指令に基づくトルク電流指令に追従するように制御して前記インバータ部の出力電圧指令を得るトルク制御手段と、前記出力電圧指令に従って前記スイッチング素子にゲートパルスを供給するスイッチング指令演算手段とを具備した電動機の速度制御装置において、前記速度制御手段は、前記速度指令と前記速度帰還の偏差に積分ゲインＧ_Iを乗算して積分した値と、前記速度帰還との偏差にゲインＧ_Ｐを乗算して前記トルク指令を得るようにすると共に、前記速度指令を共通の入力とし、比例ゲインＧ_Ｆ１を乗算して不完全微分した値と、比例ゲインＧ_Ｆ２を乗算して１次遅れ演算した値を加算し、これをフィードフォワード補償量として前記積分ゲインＧ_Ｐを乗算する前の前記偏差に加算するようにし、速度指令応答時定数をτ_ｒ、トルク外乱応答時定数をτ_ｄ、電動機を含む負荷慣性モーメントをＪ、ゲイン調整パラメータをσ_ｒとしたとき、Ｇ_I＝１／τ_ｄ、Ｇ_Ｐ＝σ_ｒ×Ｊ、Ｇ_Ｆ１＝１／（σ_ｒ×τ_ｒ）、Ｇ_Ｆ２＝１−τ_ｒ／τ_ｄの各関係を満たすようにしたことを特徴としている。

この発明によれば、目標値応答と外乱応答を個別に最適化することが可能な電動機の速度制御装置及び速度制御方法を提供することが可能となる。

本発明の一実施例に係る電動機の速度制御装置の全体回路構成図。 図１における速度制御器の内部構成図。 ２自由度ＩＬＱ速度制御の基本ブロック構成図。 本発明の一実施例に係る電動機の速度制御装置のステップ応答波形（その１）。 本発明の一実施例に係る電動機の速度制御装置のステップ応答波形（その２）。 本発明の一実施例に係る電動機の速度制御装置のステップ応答波形（その３）。 本発明の一実施例に係る電動機の速度制御装置のステップ応答波形（その４）。

以下、図１乃至図７を参照して本発明の実施例について説明する。

図１は本発明の一実施例に係る電動機の速度制御装置の全体回路構成図である。

電力変換装置１は直流電源を受け、これを所望の電圧及び周波数の交流に変換し、その出力で電動機５を駆動する。ここで直流電源は図示しない交流電源からコンバータを介して得るのが普通である。電力変換装置１は、入力側に設けられた平滑用のコンデンサ４と、スイッチング素子（Ｕ１、Ｖ１、Ｗ１、Ｕ２、Ｖ２、Ｗ２）をブリッジ接続したインバータ回路２を備えており、各々のスイッチング素子は制御部７からのゲート信号によってオンオフ制御されている。電動機５には速度検出器６が取り付けられており、この出力は速度帰還用信号として制御部７に与えられる。また、インバータ回路２の出力側には電流検出器３が設けられ、この出力も電流帰還信号として制御部７に与えられる。尚、電流検出器３は通常は図示したように例えばＵ相及びＷ相の２相分の電流を検出する。

以下、制御部７の内部構成について説明する。外部から与えられた速度指令ω_ｍ ^*は、速度制御器２２に与えられる。また、前述の速度帰還用信号を速度検出器２１によって電動機速度である速度帰還ω_ｍに変換して速度制御器２２に与える。速度制御器２２においてはこれらの信号の偏差が最小となるように調節制御し、その出力をトルク指令Ｔ^*としてベクトル演算器２４に与える。ベクトル制御器２４は、磁束指令演算器２３から与えられた磁束指令φ^*を用いて上記トルク指令Ｔ^*をトルク電流指令ｉ_q ^*と磁束電流指令ｉ_ｄ ^*とに変換する。尚、所謂弱め界磁制御を行う場合は、磁束指令演算器２３は、速度帰還ω_ｍが所定値（基底速度）以上になったとき、磁束指令φ^*を弱めるように動作させる。

トルク電流指令ｉ_q ^*は、前述の電流帰還信号を３相−２相変換器３１で変換して得られたトルク電流帰還ｉ_qと比較され、電流制御器３２内の図示しないトルク電流制御器はその偏差が最小となるように調節してトルク電流制御を行う。また同様に、磁束電流指令ｉ_ｄ ^*は、電流帰還信号を３相−２相変換器３１で変換して得られた磁束電流帰還ｉ_ｄと比較され、電流制御器３２内の図示しない磁束電流制御器はその偏差が最小となるように調節して磁束電流制御を行う。電流制御器３２内のトルク電流制御器及び磁束電流制御器の出力は夫々トルク電圧指令、磁束電圧指令となるが、これらは２相−３相変換器３３に入力され、ここでＵ、Ｖ、Ｗ各相の電圧指令に変換されてスイッチング指令演算回路３５に与えられる。スイッチング指令演算回路３５は、例えば所定のキャリア信号を各相の電圧指令によって変調するＰＷＭ制御を行ってインバータ回路２のスイッチング素子に与えるゲート信号を出力する。

図１に示す電動機２は誘導電動機であるので、トルク電流指令ｉ_q ^*と磁束指令φ^*からすべり演算器２５によって電動機５のすべり周波数を演算する。この演算結果に、速度帰還ω_ｍを機械角／電気角換算器２６で電気角換算した値を加算してインバータ出力周波数を求め、これを積分器３４で積分してインバータ回路２の位相基準θを求めている。この位相基準θは前述の３相−２相変換器３１及び２相−３相変換器３３の変換位相基準となる。

図２に速度制御器２２の内部構成を示す。

速度指令ω_ｍ ^*から速度帰還ω_ｍを減算した偏差は、積分ゲインＧ_Iを有する積分演算器２２１に与えられる。そして、積分演算器２２１の出力から、加減算器２２２によって速度帰還ω_ｍを減算した偏差は、比例ゲインＧ_Ｐを有する比例演算器２２３に与えられる。また、速度指令ω_ｍ ^*を入力とするフィードフォワード補償器２２４の出力はフィードフォワード補償として加減算器２２２に加算される。ここでフィードフォワード補償器２２４は、比例ゲインがＧ_Ｆ１で目標値応答である速度指令応答時定数がτ_ｒの不完全微分器２２５と、比例ゲインがＧ_Ｆ２で速度指令応答時定数がτ_ｒの一次遅れ演算器２２６とで構成されている。不完全微分器２２５及び一次遅れ演算器２２６の各々の入力は何れも速度指令ω_ｍ ^*であり、フィードフォワード補償器２２４の出力は、不完全微分器２２５及び一次遅れ演算器２２６の各々の出力を加算したものとなっている。尚、図２において不完全微分器２２５は、比例ゲインＧ_Ｆ１を乗算したあと不完全微分を行っているが、これを不完全微分を行ったあと比例ゲインＧ_Ｆ１を乗算するようにしても良い。これは一次遅れ演算器２２６についても同様である。

以上の構成により、速度制御器２２の出力、すなわち比例演算器２２３の出力がトルク指令Ｔ^*となり、図１に示した制御器７は速度指令ω_ｍ ^*に速度帰還ω_ｍが追従するようなフィードバック制御系として動作する。

ここで、積分ゲインＧ_I、比例ゲインＧ_Ｐ、比例ゲインＧ_Ｆ１及び比例ゲインＧ_Ｆ２の各定数を以下の関係に設定する。

Ｇ_I＝１／τ_ｄ （１）
Ｇ_Ｐ＝σ_ｒ×Ｊ （２）
Ｇ_Ｆ１＝１／（σ_ｒ×τ_ｒ） （３）
Ｇ_Ｆ２＝１−τ_ｒ／τ_ｄ （４）
上式において、τ_ｄはトルク外乱応答時定数、σ_ｒはゲイン調整パラメータ、Ｊは電動機５を含む負荷の慣性モーメントである。

以上の速度制御器２２を用いると目標値（速度）応答と外乱（負荷）応答を個別に最適化することが可能な電動機の速度制御装置を得ることができる。これは速度制御器２２が２自由度ＩＬＱ速度制御を実現しているからに他ならない。以下、この２自由度ＩＬＱ速度制御の概要について説明する。

図３は２自由度ＩＬＱ速度制御の基本ブロック構成図である。

速度指令ω_ｍ ^＊から電動機速度である速度帰還ω_ｍを減算した偏差は、基準最適ゲインＫ_Ｉ ^０を有する積分演算器２２１Ａに与えられる。そして、積分演算器２２１Ａの出力から、速度帰還ω_ｍに比例演算器２２７の基準最適ゲインＫ_Ｆ ^０を乗算した値を減算した偏差は、ゲイン調整パラメータσ_ｒを有する比例演算器２２３Ａに与えられる。また、速度指令ω_ｍ ^＊を入力とするフィードフォワード補償器２２４Ａの出力はフィードフォワード補償として比例演算器２２３Ａの出力に加算され、トルク指令Ｔ^*となる。このトルク指令Ｔ^*に負荷外乱トルクＴ_ｄが加算されて電動機モデル２２８に与えられる。電動機モデル２２８は、Ｊを慣性モーメント、Ｄを摩擦制動係数、ｓをラプラス演算子として、１／（ｓＪ＋Ｄ）の１次遅れ応答で電動機速度である速度帰還ω_ｍを出力する。

この図３の制御ブロック構成は、従来の１自由度ＩＬＱ制御に対して、補償特性Ｇ_Ｃ（ｓ）を有するフィードフォワード補償器２２４Ａが付加されていることが特徴である。

図３において、フィードフォワード補償器２２４Ａはフィードバックループ内に存在せず、ループ特性に影響を及ぼさないことから、基準最適ゲインＫ_Ｆ ^０、Ｋ_Ｉ ^０は従来の１自由度ＩＬＱ最適制御の手順に従って求めればよい。従って次式で与えられる。

Ｋ_Ｆ ^０＝Ｊ、Ｋ_Ｉ ^０＝−Ｊｓ_ｒ ^＊ （５）
ここで、ｓ_ｒ ^＊は指令値応答の速さ（設計仕様）を決定する指定極である。

そして、フィードバック系の最適性を保証するゲイン調整パラメータσ_ｒの下限値σ_ｒＬは次式となる。

σ_ｒＬ＝２（Ａ−ｓ_ｒ ^＊） （６）
σ_ｒＬ＝０ （７）
ここでＡ＝−Ｄ／Ｊ（機械時定数）であり、ｓ_ｒ ^＊＜Ａのとき(６）式が成立し、Ａ＜ｓ_ｒ ^＊＜０のとき（７）式が成立する。

図３のＩＬＱ最適制御のゲインには，摩擦制動係数Ｄが存在しないので、Ｄに対してロバストであることが予想できる。実際に，ゲイン調整パラメータσ_ｒがσ_ｒＬ以上であり、ＩＬＱ制御系が最適性を保証されていれば、ＩＬＱ最適速度制御系は摩擦制動係数Ｄの変動に対して強いロバスト性を示す。尚、ＩＬＱ制御系の最適性が保証されているとは、応答が１次遅れに近くなるということである。調整パラメータσ_ｒが下限値σ_ｒＬを下回ると応答が若干振動気味となる。従って、例えば調整パラメータσ_ｒを下限値σ_ｒＬの２倍程度に設定しておくことが好ましい。

次に、フィードフォワード補償器２２４Ａの補償特性Ｇ_Ｃ（ｓ）の設計法について述べる。ＩＬＱ最適速度制御系は摩擦制動係数Ｄの変動に対して強いロバスト性を発揮するので、図３においてＤを無視して閉ループ伝達関数を求めると次式が得られる。

Ｇ（ｓ）＝ω_ｍ（ｓ）／ω_ｍ ^＊（ｓ）
＝（−σ_ｒｓ_ｒ ^＊Ｊ＋Ｇ_Ｃ（ｓ）ｓ）／{（ｓ^２＋σ_ｒｓ−σ_ｒｓ_ｒ ^＊）Ｊ} （８）
ここで、目標応答の仕様を与える目標伝達関数Ｇ^＊（ｓ）は、速度指令応答時定数τ_ｒを用いて次式で表される。

Ｇ^＊（ｓ）＝１／（１＋τ_ｒｓ） （９）
そして、（８）式と（９）式より、Ｇ（ｓ）＝Ｇ^＊（ｓ）とおけば、フィードフォワード補償器２２４Ａの補償特性Ｇ_Ｃ（ｓ）が次式のように求められる。

Ｇ_Ｃ（ｓ）＝Ｊ（ｓ＋σ_ｒ＋σ_ｒｓ_ｒ ^＊τ_ｒ）／（１＋τ_ｒｓ） （１０）
なお、外乱に対する閉ループ伝達関数は、
Ｇ_ｄ（ｓ）＝ω_ｍ（ｓ）／Ｔ_ｄ（ｓ）＝−ｓ／{（ｓ^２＋σ_ｒｓ−σ_ｒｓ_ｒ ^＊）Ｊ} （１１）
で与えられる。

上記の結果より、（１０）式の補償特性によって（９）式の目標応答仕様が得られ、（５）式の基準最適ゲインと（６）、（７）式の調整パラメータを与えることによって（１１）式の外乱応答仕様が得られることが分かる。これにより、目標（速度）応答と外乱（負荷）応答を独立に制御することが可能になり、簡単なフィードフォワード補償器を用いてパラメータ変動に対して強いロバスト性を有する２自由度速度制御を達成できる。

次に、図３の２自由度ＩＬＱ速度制御の基本ブロック構成図と図２の速度制御器２２の内部構成図が基本的に同一のものであることを説明する。

まず、図２のトルク外乱応答時定数τ_ｄと図３の指令値応答の速さ（設計仕様）を決定する指定極ｓ_ｒ ^＊とは、τ_ｄ＝−１／ｓ_ｒ ^＊の関係にある。

また、図３の制御ループは、基準最適ゲインＫ_Ｆ ^０を有する比例演算器２２７を用いているが、（５）式よりＫ_Ｆ ^０＝Ｊであるので、基準最適ゲインＫ_Ｆ ^０及びＫ_Ｉ ^０をＪで除算し、比例演算器２２３Ａのゲイン調整パラメータσ_ｒをＪ倍して整合をとれば、比例演算器２２７のゲインは１となることが分かる。同様に、フィードフォワード補償器２２４Ａの補償特性Ｇ_Ｃ（ｓ）をＪ×σ_ｒで除算すれば、比例演算器２２３Ａの出力側に加算していたフィードフォワード補償器２２４Ａの補償出力を、比例演算器２２３Ａの入力側に加算するように変更すべきことも分かる。この結果、図３の制御ブロックと図２の制御ブロックは同一構成となる。

上記条件を用い、（１０）式をＪ×σ_ｒで除算して更に変形すると、
Ｇ_Ｃ（ｓ）／（Ｊσ_ｒ）＝（ｓ＋σ_ｒ＋σ_ｒｓ_ｒ ^＊τ_ｒ）／{（１＋τ_ｒ×ｓ）σ_ｒ}
＝Ｇ_Ｆ１×τ_ｒｓ／（１＋τ_ｒｓ）＋Ｇ_Ｆ2×１／（１＋τ_ｒｓ） （１２）
ただし、Ｇ_Ｆ１＝１／（σ_ｒτ_ｒ）、Ｇ_Ｆ2＝１−τ_ｒ／τ_ｄである。この（１２）式の第１項は不完全微分であり、第２項は１次遅れであるので、（１２）式は図２のフィードフォワード補償器２２４の補償特性そのものであることが分かる。

以上の説明によって、本願の図２に示した速度制御器２２の構成において各ゲインを式（１）乃至式（４）を満たすように定めると、２自由度ＩＬＱ速度制御を実現できることが分かる。ここで、（６）式及び（７）式を図２の速度制御器の特性に当てはめると、以下の条件となる。

すなわち、トルク外乱応答時定数τ_ｄがＪ／Ｄ以上のとき、ゲイン調整パラメータσ_ｒの値を０以上とし、トルク外乱応答時定数τ_ｄがＪ／Ｄ未満のとき、ゲイン調整パラメータσ_ｒの値を２（１／τ_ｄ−Ｄ／Ｊ）以上に設定することによって、フィードバック系の最適性が保証される。

尚、図１において、速度センサ６を用いない所謂センサレスベクトル制御を使用する場合は、速度検出器２１に代えて電圧、電流の信号から速度を推定する速度推定器を用いる。

また、電動機５が同期電動機の場合は、速度検出器６に代えて位置センサを設け、この出力を微分して速度を求めれば良い。この場合、電動機５のすべり周波数はゼロとなるので、すべり周波数演算器２５と積分器３４を省略し、位置センサの出力を位相基準θとして３相−２相変換器３１及び２相−３相変換器３３に与える構成とする。

次に、本発明に係る電動機の速度制御装置の実験結果の概要について図４乃至図７を参照して説明する。実験は図１に示した構成で行い、電動機５としては、４Ｐ−１．５ｋＷ−１７９９ｒｐｍの誘導電動機を用いた。

図４乃至図７は、上記条件における本発明に係る電動機の速度制御装置の（ａ）速度ステップ応答と（ｂ）外乱ステップ応答の実測結果であり、上段から順に速度、トルク、電流（トルク電流及び磁束電流）の各応答波形が示されている。尚、速度Ｎの単位は回転数（ｍｉｎ^-1）としてある。

ここで、図４は速度指令応答時定数τ_ｒ＝０．０２５sec、トルク外乱応答時定数τ_ｄ＝０．０２５secの場合であり、図５はτ_ｒ＝０．０２５sec、τ_ｄ＝０．０５sec、図６はτ_ｒ＝０．０５sec、τ_ｄ＝０．０２５sec、そして図７はτ_ｒ＝０．０５sec、τ_ｄ＝０．０５secの場合である。各図の時間軸を見れば、ほぼ設定された応答時間どおりのステップ応答となっていることが分かる。

ここで、図４から図５への変化を見ると、速度指令応答時定数をτ_ｒ＝０．０２５secと速いままとし、トルク外乱応答時定数をτ_ｄ＝０．０２５secからτ_ｄ＝０．０５secと倍の時間に遅くしている。結果として外乱ステップ応答だけが遅くなり、速度ステップ応答は変化していない。同様に、図４から図６への変化を見ると、トルク外乱応答時定数をτ_ｄ＝０．０２５secと速いままとし、速度指令応答時定数をτ_ｒ＝０．０２５secからτ_ｒ＝０．０５secと倍の時間に遅くしている。結果として速度ステップ応答だけが遅くなり、外乱ステップ応答は変化していない。同様に図７から図５への変化は、トルク外乱応答時定数をτ_ｄ＝０．０５secと遅いままとし、速度指令応答時定数をτ_ｒ＝０．０５secからτ_ｒ＝０．０２５secと速くしている。こでも速度ステップ応答だけが速くなり、外乱ステップ応答は変化していない。図７から図６への変化は、速度指令応答時定数をτ_ｒ＝０．０５secと遅いままとし、トルク外乱応答時定数をτ_ｄ＝０．０５secからτ_ｄ＝０．０２５secと速くしている。ここでも外乱ステップ応答だけが速くなり、速度ステップ応答は変化していない。

このような図４乃至図７の特性を得るための調整は、前述の通り、まず調整パラメータσ_ｒを適切な値に選定する。そして、トルク外乱応答時定数τ_ｄのみを調整する場合は、（１）式に従って積分ゲインＧ_Iを調整する。また、速度指令応答時定数τ_ｒのみを調整する場合は、積分ゲインＧ_Iを固定した状態で、（２）乃至（４）式の関係を維持したまま比例ゲインＧ_Ｐ、Ｇ_Ｆ１及びＧ_Ｆ２を調整すれば良い。

以上説明したように、本願の電動機の速度制御装置によれば、目標値応答である速度ステップ応答と外乱応答であるトルク外乱ステップ応答とを個別に最適化することが可能で、且つ設定値どおりの応答が得られることが検証された。

１ 電力変換装置
２ インバータ回路
３ 電流検出器
４ コンデンサ
５ 電動機
６ 速度検出器
７ 制御器
２１ 速度検出器
２２ 速度制御器
２３ 磁束指令演算器
２４ ベクトル演算器
２５ すべり演算器
２６ 機械角／電気角換算器
３１ ３φ／２φ変換器
３２ 電流制御器
３３ ２φ／３φ変換器
３４ 積分器
３５ スイッチング指令演算器
２２１、２２１Ａ 積分演算器
２２２ 加減算器
２２３、２２３Ａ 比例演算器
２２４、２２４Ａ フィードフォワード補償器
２２５ 不完全微分器
２２６ 一次遅れ演算器
２２７ 比例演算器
２２８ 電動機モデル

Claims (4)

1. 直流電源または交流電源を入力とし、交流電圧を出力して電動機を駆動する電力変換装置と、
   前記電力変換装置のインバータ部を構成するスイッチング素子をオンオフ制御する制御手段と、
   前記電動機の速度を速度帰還として直接または間接的に検出する速度検出手段と、
   前記電動機の入力電流を検出する電流検出手段と
   を備えた電動機の速度制御装置であって、
   前記制御手段は、
   前記速度検出手段によって得られる速度帰還が、速度指令に追従するように制御してトルク指令を出力する速度制御手段と、
   前記電流検出手段から得られるトルク電流が、前記トルク指令に基づくトルク電流指令に追従するように制御して前記インバータ部の出力電圧指令を得るトルク制御手段と、
   前記出力電圧指令に従って前記スイッチング素子にゲートパルスを供給するスイッチング指令演算手段と
   を具備し、
   前記速度制御手段は、
   前記速度指令と前記速度帰還の偏差に積分ゲインＧ_Iを乗算して積分する積分増幅器と、
   前記速度指令を共通の入力とし、比例ゲインＧ_Ｆ１を有する不完全微分器の出力及び比例ゲインＧ_Ｆ２を有する１次遅れ演算器の出力を加算して出力するフィードフォワード補償器と、
   前記積分器の出力から前記速度帰還を減算すると共に、前記フィードフォワード補償器の出力を加算する加減算器と、
   前記加減算器の出力にゲインＧ_Ｐを乗算して前記トルク指令を得る比例増幅器と
   から構成され、
   速度指令応答時定数をτ_ｒ、トルク外乱応答時定数をτ_ｄ、電動機を含む負荷慣性モーメントをＪ、ゲイン調整パラメータをσ_ｒとしたとき、Ｇ_I＝１／τ_ｄ、Ｇ_Ｐ＝σ_ｒ×Ｊ、Ｇ_Ｆ１＝１／（σ_ｒ×τ_ｒ）、Ｇ_Ｆ２＝１−τ_ｒ／τ_ｄの各関係を満たすようにしたことを特徴とする電動機の速度制御装置。
2. 前記電動機負荷の摩擦制動係数をＤとし、
   前記トルク外乱応答時定数τ_ｄがＪ／Ｄ以上のとき、前記ゲイン調整パラメータσ_ｒの値を０以上とし、
   前記トルク外乱応答時定数τ_ｄがＪ／Ｄ未満のとき、前記ゲイン調整パラメータσ_ｒの値を２（１／τ_ｄ−Ｄ／Ｊ）以上に設定するようにしたことを特徴とする請求項１に記載の電動機の速度制御装置。
3. 直流電源または交流電源を入力とし、交流電圧を出力して電動機を駆動する電力変換装置と、
   前記電力変換装置のインバータ部を構成するスイッチング素子をオンオフ制御する制御手段と、
   前記電動機の速度を速度帰還として直接または間接的に検出する速度検出手段と、
   前記電動機の入力電流を検出する電流検出手段と
   を備え、
   前記制御手段は、
   前記速度検出手段によって得られる速度帰還が、速度指令に追従するように制御してトルク指令を出力する速度制御手段と、
   前記電流検出手段から得られるトルク電流が、前記トルク指令に基づくトルク電流指令に追従するように制御して前記インバータ部の出力電圧指令を得るトルク制御手段と、
   前記出力電圧指令に従って前記スイッチング素子にゲートパルスを供給するスイッチング指令演算手段と
   を具備した電動機の速度制御装置における速度制御方法であって、
   前記速度制御手段は、
   前記速度指令と前記速度帰還の偏差に積分ゲインＧ_Iを乗算して積分した値と、前記速度帰還との偏差にゲインＧ_Ｐを乗算して前記トルク指令を得るようにすると共に、
   前記速度指令を共通の入力とし、比例ゲインＧ_Ｆ１を乗算して不完全微分した値と、比例ゲインＧ_Ｆ２を乗算して１次遅れ演算した値を加算し、これをフィードフォワード補償量として前記積分ゲインＧ_Ｐを乗算する前の前記偏差に加算するようにし、
   速度指令応答時定数をτ_ｒ、トルク外乱応答時定数をτ_ｄ、電動機を含む負荷慣性モーメントをＪ、ゲイン調整パラメータをσ_ｒとしたとき、Ｇ_I＝１／τ_ｄ、Ｇ_Ｐ＝σ_ｒ×Ｊ、Ｇ_Ｆ１＝１／（σ_ｒ×τ_ｒ）、Ｇ_Ｆ２＝１−τ_ｒ／τ_ｄの各関係を満たすようにしたことを特徴とする電動機の速度制御方法。
4. 前記電動機負荷の摩擦制動係数をＤとし、
   前記トルク外乱応答時定数τ_ｄがＪ／Ｄ以上のとき、前記ゲイン調整パラメータσ_ｒの値を０以上とし、
   前記トルク外乱応答時定数τ_ｄがＪ／Ｄ未満のとき、前記ゲイン調整パラメータσ_ｒの値を２（１／τ_ｄ−Ｄ／Ｊ）以上に設定するようにしたことを特徴とする請求項３に記載の電動機の速度制御方法。

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