JP5483755B2 - 電流制御電源供給装置 - Google Patents

Description

本発明は、電力供給器、特にフライバック構造を有する変圧器（フライバックコンバータ）においてスイッチングパワーコンバータの出力電流を制御し、負荷端の電流を制御する駆動装置に関する。

一般的に使用される電気、電子装置のような負荷は、交流電源から電力の供給を受ける特性上、負荷が連結される出力端に対する電気的絶縁を必要とする。このため、電流制御電源供給装置は、変圧器を用いて交流電源が連結された駆動回路１次側と負荷が連結される２次側とを絶縁し、２次側に連結される負荷に流れる電流情報を１次側に伝達してフィードバック制御をするようになる。従来では、変圧器による電気的絶縁により電気信号を直接フィードバックすることができず、オプトカプラーと別途の比較器を用いた。

図１に示された従来の電流制御電源供給装置は、入力交流電圧を直流電圧に整流させ、整流された１次側の入力直流電圧をフライバックコンバータを用いて２次側に伝達するようになる。負荷端に流れる電流は、センス抵抗によって決定される電圧に変換され、この電圧と比較器の基準電圧とを比較して積分し、比較器の出力電圧を得るようになる。この出力電圧は、負荷端に流れる電流の大きさが大きいほど低くなるため、結局、オプトカプラーに流れる電流は負荷端に流れる電流に比例して増加し、フィードバック電圧が上昇するようになる。フィードバック電圧が増加すると、スイッチング制御部において１次巻線に流れる電流の導通時間が減るようになる。これに対し、負荷端に流れる電流の大きさが減少すると、１次巻線に流れる電流の導通時間が増加し、負荷端に流れる電流を基準電圧に対応する電流の大きさに制御するようになる。

このような従来の電流制御電源供給装置は、オプトカプラーと追加の比較器を用いることから費用的な側面で不利であり、特に白熱灯に代替する場合、空間的制約が伴う問題点がある。

このような問題点に鑑みて、本発明の目的は、オプトカプラーと比較器を用いずに変圧器の特性を利用して１次巻線に流れる電流をサンプルすることで負荷端に流れる電流の平均値を予測し、その予測値によりスイッチングを制御する電流制御電源供給装置を具現することにある。

本発明が成そうとする他の技術的課題は、負荷端に流れる電流を制御する電流制御電源供給装置において、力率を改善して電力損失を減らすことにある。

前述の課題を解決するための本発明による電流制御電源供給装置は、１次巻線に流れる１次電流を、２次巻線に流れる２次電流に変換して負荷端に供給する変圧器と、１次電流のピーク値をサンプルするサンプラーと、１次電流のピーク値に比例する信号を利用して前記負荷端に流れる電流の平均値に比例する信号を出力する積分器と、前記積分器の出力信号を介して前記１次電流が流れる時間を制御するスイッチング制御部とを含む。

前記電流制御電源供給装置は、前記積分器は、前記変圧器の１次側に保存されたエネルギーが２次側に完全に伝達されるまでの時間に対して、前記１次電流のピーク値に比例する信号を積分することを特徴とする。

前記電流制御電源供給装置は、前記積分器は、変圧器の１次側に保存されたエネルギーが２次側に完全に伝達されるまでの時間に対して、１次巻線両端に印加される電圧をセンシングしてエネルギー時間を求め、その時間の間、前記１次電流のピーク値に比例する信号を積分することを特徴とする。

前記電流制御電源供給装置は、変圧器の１次側に保存されたエネルギーが２次側に完全に伝達されるまでの時間に対して、変圧器に補助巻線を取付けて１次巻線に印加される同一波形の電圧を得、これを介して１次巻線の電圧変化を検出してエネルギー伝達時間を求め、その時間の間、前記１次電流のピーク値に比例する信号を積分することを特徴とする。

前記電流制御電源供給装置は、変圧器の１次側に保存されたエネルギーが２次側に完全に伝達されるまでの時間に対して、１次巻線とスイッチ連結部分の電圧変化を検出してエネルギー伝達時間を求め、その時間の間、前記１次電流のピーク値に比例する信号を積分することを特徴とする。

前記電流制御電源供給装置は、変圧器の１次側に保存されたエネルギーが２次側に完全に伝達されるまでの時間に対して、スイッチ連結部分の電圧が前記１次側にかかる電圧より大きくなり始める時から両電圧が再び同じとなる時までの時間の間、前記１次電流のピーク値に比例する信号を積分することを特徴とする。

前記電流制御電源供給装置は、前記１次電流をオン／オフさせるスイッチをさらに含み、前記サンプラーは、前記スイッチがオンである間１次電流をサンプルし、オフされる瞬間の１次電流を前記１次電流のピーク値としてホールドし、前記スイッチング制御部は前記積分器の出力信号を介して前記スイッチのターンオン時間を制御することを特徴とする。

前記電流制御電源供給装置は、前記積分器にリセット（ｒｅｓｅｔ）信号を伝達するレベルディテクタ（ｌｅｖｅｌ ｄｅｔｅｃｔｏｒ）をさらに含むことを特徴とする。

前記電流制御電源供給装置は、前記積分器は、前記変圧器の１次側に保存されたエネルギーが２次側に完全に伝達されるまでの時間に対して、前記１次電流のピーク値に比例する信号と所定の第１レファレンス値（Ｖ_ｒｅｆ１）との差を積分し、前記変圧器でエネルギーが伝達されない間は前記第１レファレンス値（Ｖ_ｒｅｆ１）の負の値を積分することを特徴とする。

前記電流制御電源供給装置は、基準値として所定の第２レファレンス値（Ｖ_ｒｅｆ２）を有し、前記積分器から伝達された値を所定の第３レファレンス値（Ｖ_ｒｅｆ２＋△Ｖ）と比較する第１比較器と、前記積分器から伝達された値を所定の第４レファレンス値（Ｖ_ｒｅｆ２−△Ｖ）と比較する第２比較器と、前記二つの比較器から伝達された値に対して前記スイッチのオン時間に対応する信号に補償し、補償された値を前記スイッチング制御部に伝達する補償器とをさらに含むことを特徴とする。

前記電流制御電源供給装置は、前記積分器の出力信号をサンプル及びホールドして前記スイッチング制御部に伝達する第２サンプラーをさらに含むことを特徴とする。

前記電流制御電源供給装置は、前記積分器は、１次側に保存されたエネルギーが２次側に完全に伝達されるまでの時間に対して前記１次電流のピーク値に比例する信号と所定の第１レファレンス値（Ｖ_ｒｅｆ１）との差を積分し、前記変圧器でエネルギーが伝達されない間は前記第１レファレンス値（Ｖ_ｒｅｆ１）の負の値を積分する積分器であることを特徴とする。

前記電流制御電源供給装置は、基準値として所定の第２レファレンス値（Ｖ_ｒｅｆ２）を有し、前記第２サンプラーから伝達された値を所定の第２レファレンス値（Ｖ_ｒｅｆ２）と比較する比較器と、前記比較器から伝達された値に対して前記スイッチのオン時間に対応する信号に補償し、補償された値を前記スイッチング制御部に伝達する補償器とをさらに含むことを特徴とする。

前記電流制御電源供給装置は、前記負荷端は、一つ以上の発光素子を含むことを特徴とする。

本発明による電流制御電源供給装置は、１次電流を２次電流に変換して負荷端に供給する変圧器と、前記１次電流のピーク値をサンプルする第１サンプラーと、前記１次電流のピーク値に比例する信号を利用して前記負荷端に流れる電流の平均値に比例する信号を出力する積分器と、前記積分器の出力信号をサンプルする第２サンプラーと、積分器と第２サンプラーにリセット（ｒｅｓｅｔ）信号を伝達するレベルディテクタ（ｌｅｖｅｌ ｄｅｔｅｃｔｏｒ）と、前記第２サンプラーの出力信号を介して前記１次電流が流れる時間を制御するスイッチング制御部とを含む。

前記電流制御電源供給装置は、前記レベルディテクタは、入力電圧の周期に応じて積分器の積分周期と、第２サンプラーのサンプル周期を更新することを特徴とする。

前記電流制御電源供給装置は、前記レベルディテクタは、入力電源の半周期ごとにスイッチオン時間を更新することを特徴とする。

前記電流制御電源供給装置は、前記積分器は、前記変圧器の１次側に保存されたエネルギーが２次側に完全に伝達されるまでの時間に対して、前記１次電流のピーク値に比例する信号を積分することを特徴とする。

前記電流制御電源供給装置は、前記積分器は、１次巻線両端に印加される電圧をセンシングしてエネルギー伝達時間を求め、その時間の間、前記１次電流のピーク値に比例する信号を積分することを特徴とする。

前記電流制御電源供給装置は、前記積分器は、前記変圧器に補助巻線を取付けて１次巻線に印加される同一波形の電圧を得、これを介して１次巻線の電圧変化を検出してエネルギー伝達時間を求め、その時間の間、前記１次電流のピーク値に比例する信号を積分することを特徴とする。

前記電流制御電源供給装置は、前記積分器は、１次巻線とスイッチ連結部分の電圧変化を検出してエネルギー伝達時間を求め、その時間の間、前記１次電流のピーク値に比例する信号を積分することを特徴とする。

前記電流制御電源供給装置は、前記積分器は、前記１次側と前記スイッチ連結部分の電圧が前記１次側にかかる電圧より大きくなり始める時から両電圧が再び同じとなる時までの時間の間、前記１次電流のピーク値に比例する信号を積分することを特徴とする。

前記電流制御電源供給装置は、前記１次電流をオン／オフさせるスイッチをさらに含み、前記第１サンプラーは前記スイッチがオンである間１次電流をサンプルし、オフされる瞬間の１次電流を前記１次電流のピーク値としてホールドし、前記レベルディテクタは入力電圧の周期に応じて前記積分器にリセット（ｒｅｓｅｔ）信号を伝達し、前記第２サンプラーは前記レベルディテクタのリセット（ｒｅｓｅｔ）信号がロー（ｌｏｗ）である間、前記積分器の出力信号をサンプルし、前記レベルディテクタのリセット（ｒｅｓｅｔ）信号がハイ（ｈｉｇｈ）である場合に前記積分器の出力信号をホールドして前記スイッチング制御部に伝達し、前記スイッチング制御部は前記第２サンプラーからの前記積分器の出力信号を介して前記スイッチのターンオン時間を制御することを特徴とする。

前記電流制御電源供給装置は、前記積分器は、１次側に保存されたエネルギーが２次側に完全に伝達されるまでの時間に対して、前記１次電流のピーク値に比例する信号と所定の第１レファレンス値（Ｖ_ｒｅｆ１）との差を積分し、前記変圧器でエネルギーが伝達されない間は前記第１レファレンス値（Ｖ_ｒｅｆ１）の負の値を積分する積分器であることを特徴とする。

前記電流制御電源供給装置は、基準値として所定の第２レファレンス値（Ｖ_ｒｅｆ２）を有し、前記第２サンプラーから伝達された値を所定の第２レファレンス値（Ｖ_ｒｅｆ２）と比較する比較器と、前記比較器から伝達された値に対して前記スイッチのオン時間に対応する信号に補償し、補償された値を前記スイッチング制御部に伝達する補償器とをさらに含むことを特徴とする。

前記電流制御電源供給装置は、前記積分器は、前記変圧器の１次側に保存されたエネルギーが２次側に完全に伝達されるまでの時間に対して、前記１次電流のピーク値に比例する信号と所定の第１レファレンス値（Ｖ_ｒｅｆ１）との差を積分し、前記変圧器でエネルギーが伝達されない間は前記第１レファレンス値（Ｖ_ｒｅｆ１）の負の値を積分することを特徴とする。

前記電流制御電源供給装置は、基準値として所定の第２レファレンス値（Ｖ_ｒｅｆ２）を有し、前記第２サンプラーから伝達された値を所定の第３レファレンス値（Ｖ_ｒｅｆ２＋△Ｖ）と比較する第１比較器と、前記第２サンプラーから伝達された値を所定の第４レファレンス値（Ｖ_ｒｅｆ２−△Ｖ）と比較する第２比較器と、前記二つの比較器から伝達された値に対して前記スイッチのオン時間に対応する信号に補償し、補償された値を前記スイッチング制御部に伝達する補償器とをさらに含むことを特徴とする。

前記電流制御電源供給装置は、前記負荷端は、一つ以上の発光素子を含むことを特徴とする。

本発明の一実施形態による電流制御電源供給装置は、２次側で直接電流をセンシングするためのオプトカプラー、比較器の代わりに、変圧器の特性を利用して１次巻線の電流をセンシングして負荷端に流れる電流を制御することにより費用を節減することができ、体積を減らして回路の集積化が可能である長所がある。

また、本発明の一実施形態によると、電圧制御方式は負荷端が発光素子である場合、発光素子の特性上正確な駆動に制約があるものの、本発明は電流制御方式を用いて細密かつ正確な制御が可能である。

また、本発明の一実施形態によると、電力伝達の際、入力電源による２次側電流の周期を制御することによって力率改善を図り、電力損失を減らす長所がある。

また本発明の一実施形態によると、電流制御電源供給装置を具現するのにおいて、高価のキャパシタより安価な抵抗を介した制御により、生産費用を節減することができる。

従来技術による電流制御電源供給装置の回路である。 本発明の一実施形態による電流制御電源供給装置の回路である。 図２に示された回路の主な信号を時間によって表現した波形図である。 本発明の一実施形態による力率改善機能を有した電流制御電源供給装置の回路である。 図４に示された回路の主な信号を、時間によって近似的に表現した波形図である。 図４に示された回路の制御部の回路である。 本発明の実施例による生産費用節減のための電流制御電源供給装置の制御部の回路である。 本発明のまた別の実施例による生産費用節減のための電流制御電源供給装置の制御部の回路である。 図７及び図８において、ＶｔｒａｎｓとＩｃａｐの時間による変化を示す。 図７及び図８に示された回路の主な信号を、時間によって近似的に表現した波形図である。

以下、添付の図面を参照して、本発明について詳細に説明する。本発明の構成要素の中、従来技術によって当業者が明確に把握することができ、容易に再現することができるものについては本発明の要旨を不明確にしないためにその具体的な説明を省略する。また、本発明の実施例による電源供給装置は電流制御方式であって、制御可能なすべての種類の負荷を対象とすることができる。以下では説明の便宜のために、負荷端が発光素子として具現される場合を例に挙げて説明する。

図２は、本発明による電流制御電源供給装置の実施例を示した図である。

図２を参照すると、本発明による電流制御電源供給装置は、入力交流電圧を直流電圧に整流する整流部２０１と、整流部２０１で整流された直流電圧を入力とする変圧器２０２と、変圧器２０２の１次巻線の一端に連結され、１次巻線に流れる電流を制御する制御部２１０とで構成されている。制御部２１０は、変圧器２０２の１次巻線に流れる電流（Ｉ_ＳＷ）が入力され、これをサンプル及びホールドする第１サンプラー２１１と、第１サンプラー２１１がホールドしたピーク値（Ｉ_ＰＫ）に比例する信号が入力され、これを積分する積分器２１２と、積分器２１２の出力値であるフィードバック電圧（Ｖ_ｆｂ）が入力され、これをサンプル及びホールドして、ホールドされた値をスイッチング制御部２１４に伝達する第２サンプラー２１３と、第２サンプラー２１３の出力値を受けてスイッチングを制御するスイッチング制御部２１４と、スイッチング制御部２１４の制御信号によって変圧器２０２の１次巻線に流れる電流の導通可否を制御するスイッチ（ＳＷ）とで構成される。スイッチ（ＳＷ）は、所定の制御信号によって制御される通常のスイッチとして具現される。例えば、スイッチ（ＳＷ）はドレイン端子、ソース端子及び制御信号が入力されるゲート端子を含む所定のトランジスタとして具現される。本発明の実施例によると、第２サンプラー２１３は、システム構造と回路構成の便宜のために省略され、積分器２１２の出力が直ちにスイッチング制御部２１４に伝達される。

以下では図２に示された電流制御電源供給装置の作動原理について詳細に説明する。

まず、発光素子２０４を駆動するための電源として、一般的に交流電圧を電源として有するようになる。ブリッジダイオードとキャパシタで構成された整流部２０１において、交流電圧を直流電圧に整流する。

整流部２０１で整流された直流電圧は、変圧器２０２の１次巻線に印加される。スイッチ（ＳＷ）がオン状態である間、１次巻線には整流部２０１の出力信号によってエネルギーが保存される。この時、スイッチに流れる電流（Ｉ_ＳＷ）は時間の流れに応じて増加するようになるが、これは次の数学式１によって算出される。

数学式１を参照すると、１次巻線に印加される電圧が一定であるため、Ｉ_ＳＷは時間に比例して一定に増加するということが分かる。すなわち、Ｉ_ＳＷは時間に対して一定の傾きを有して増加する。

第１サンプラー２１１は、スイッチがオンである間、スイッチに流れる電流Ｉ_ＳＷをサンプルし、スイッチがオフされる瞬間のＩ_ＳＷをホールドしてその値を積分器２１２に伝達する。Ｉ_ＳＷは、スイッチがオンである間継続して増加するため、スイッチがオフされる瞬間のＩ_ＳＷがこの値のピーク値（Ｉ_ＰＫ）となり、このようなピーク値（Ｉ_ＰＫ）に比例する信号が積分器２１２に伝達される。

一方、発光素子の駆動は、電圧制御でない電流制御により行われる。発光素子２０４に流れる平均電流（ＩＬＥＤ_ＡＶＧ）は、ダイオード２０３に流れる電流（Ｉ_{ｄｉｏｄｅ}）によって伝達される電荷量を一周期（Ｔ）の時間の間、平均した値になる。発光素子２０４に流れる平均電流は、次の過程を通じて算出される。

まず、ダイオード２０３に流れる電流（Ｉ_{ｄｉｏｄｅ}）は、次の数学式２によって表される。

式２において、Ｎ_１は変圧器２０２の１次側ターン（ｔｕｒｎ）数、Ｎ_２は変圧器２０２の２次側ターン数である。このような関係によってダイオード２０３に流れる電流のピーク値であるＩ_{ｄｉｏｄｅ ＰＫ}が求められる。

これにより、発光素子２０４に流れる平均電流（ＩＬＥＤ_ＡＶＧ）は、次の数学式３で表される。

式３において、Ｔはスイッチ（ＳＷ）がオン／オフされる一周期であって、説明の便宜のために固定されているものと仮定する。発光素子２０４に流れる平均電流（ＩＬＥＤ_ＡＶＧ）は、ダイオード２０３に流れる電流（Ｉ_{ｄｉｏｄｅ}）の平均値であるため、ダイオード２０３に流れる電流（Ｉ_{ｄｉｏｄｅ}）をＴ_ｏｆｆ１時間に対して積分すると、数学式３のような結果が導き出される。ここで、Ｔ_ｏｆｆ１は、スイッチ（ＳＷ）がオンである間、変圧器２０２の１次巻線に保存されていたエネルギーが、スイッチ（ＳＷ）がオフされた後に２次巻線に全て伝達されるまでの時間である。この時間の間、積分器２１２に印加される、スイッチ（ＳＷ）のドレイン電圧（Ｖ_{ｄｒａｉｎ}）が変圧器２０２の１次側にかかるバス電圧（Ｖ_ＢＵＳ）より高くなる。

本発明の一実施形態の電流制御電源供給装置においては、発光素子２０４に流れる平均電流（ＩＬＥＤ_ＡＶＧ）を予測して、発光素子２０４を駆動することが特徴である。すなわち、変圧器２０２の２次側ではなく、１次側に流れる電流を介して発光素子２０４に流れる平均電流（ＩＬＥＤ_ＡＶＧ）を模写し、発光素子２０４の駆動のための電流を制御することが特徴である。

このために、本発明の一実施例による積分器２１２は、発光素子２０４に流れる平均電流（ＩＬＥＤ_ＡＶＧ）を模写する。積分器２１２は、変圧器２０２の１次側に流れる電流（Ｉ_ＳＷ）のピーク値（Ｉ_ＰＫ）に比例する信号が伝達され、この値をＴ_ｏｆｆ１の間積分する。これにより、積分器２１２の出力値であるフィードバック電圧（Ｖ_ｆｂ）は、Ｉ_ＰＫ×Ｔ_ｏｆｆ１の値に比例する信号となる。すなわち、フィードバック電圧（Ｖ_ｆｂ）は、次のような数学式４で表される。

ここで、Ｋ値は、次のような数学式５の通りである。

式５で表されるＫ値を積分器２１２の積分定数に設定するようになると、フィードバック電圧（Ｖ_ｆｂ）は、発光素子２０４に流れる平均電流（ＩＬＥＤ_ＡＶＧ）を模写するようになる。

スイッチの制御のためのフィードバック電圧（Ｖ_ｆｂ）は、ピーク値（Ｉ_ＰＫ）と比例関係にあり、結果としてフィードバック電圧（Ｖ_ｆｂ）は発光素子２０４の平均電流（ＩＬＥＤ_ＡＶＧ）を模写するようになる。

次に、積分器２１２がダイオード２０３に流れる電流（Ｉ_{ｄｉｏｄｅ}）を積分する時間である積分時間（Ｔ_ｏｆｆ１）を求める方法を説明する。

基本的に積分器２１２の積分時間（Ｔ_ｏｆｆ１）は、スイッチ（ＳＷ）のドレイン電圧（Ｖ_{ｄｒａｉｎ}）の変化により把握することができる。

最初の方法として、ドレイン電圧（Ｖ_{ｄｒａｉｎ}）の上昇又は下降エッジ（ｅｄｇｅ）を感知した後、ドレイン電圧（Ｖ_{ｄｒａｉｎ}）の上昇地点から下降地点までの時間を積分時間（Ｔ_ｏｆｆ１）として用いる方法である。この積分時間（Ｔ_ｏｆｆ１）の間、変圧器２０２の１次巻線から２次巻線にエネルギーが伝達される。

すなわち、ドレイン電圧（Ｖ_{ｄｒａｉｎ}）のレベル（ｌｅｖｅｌ）差を感知して、一定レベル（ｌｅｖｅｌ）以上である場合からその一定レベル（ｌｅｖｅｌ）以下である場合までの時間を、積分器２１２の積分時間（Ｔ_ｏｆｆ１）として用いる方法である。

二番目の方法としては、変圧器２０２の１次巻線に印加される電圧の変化を感知して、積分時間（Ｔ_ｏｆｆ１）を直接求める方法がある。

三番目の方法としては、変圧器２０２の１次側に補助巻線を取付けて、変圧器２０２の１次巻線に印加される電圧の波形と同じ電圧波形を得て、それから積分器２１２の積分時間（Ｔ_ｏｆｆ１）を得ることもできる。

ところが、このような方法以外にも、スイッチ（ＳＷ）がオフされる時間から変圧器２０２の１次巻線に保存されたエネルギーが２次巻線に全て伝達されるまでの時間を感知して、積分時間（Ｔ_ｏｆｆ１）として用いる方法であればどんな方法でも用いられる。

積分器２１２からの出力信号であるフィードバック電圧（Ｖ_ｆｂ）の値から、毎スイッチ（ＳＷ）のオン／オフ周期ごとに発光素子２０４に流れる平均電流（ＩＬＥＤ_ＡＶＧ）を間接的に把握することができる。この値は、スイッチング制御部２１４に入力される。スイッチング制御部２１４は、このようなフィードバック電圧（Ｖ_ｆｂ）を所定の基準値と比較して、スイッチ（ＳＷ）のデューティー（ｄｕｔｙ）タイム又はスイッチ（ＳＷ）のオンタイムを増減する方式で変圧器２０２の１次側に流れる電流（Ｉ_ＳＷ）を制御することができる。これにより、変圧器２０２の２次側に流れる電流、すなわち、ダイオード２０３に流れる電流（Ｉ_{ｄｉｏｄｅ}）が制御され、自然と発光素子２０４に流れる電流値も制御される。

これまでの動作を簡単に整理すると次の通りである。第１サンプラー２１１は、スイッチ（ＳＷ）に流れる電流（Ｉ_ＳＷ）が入力され、この電流（Ｉ_ＳＷ）のピーク値（Ｉ_ＰＫ）を出力する。第１サンプラー２１１の動作は、スイッチ（ＳＷ）のオン／オフを制御する制御信号（Ｖ_ｇａｔｅ）によって制御される。例えば、制御信号（Ｖ_ｇａｔｅ）によってスイッチ（ＳＷ）がオン状態で持続する間、電流（Ｉ_ＳＷ）をサンプルしてから、制御信号（Ｖ_ｇａｔｅ）によってスイッチ（ＳＷ）がオフ状態となる瞬間の電流（Ｉ_ＳＷ）値をピーク値（Ｉ_ＰＫ）としてホールドすることができる。積分器２１２は、スイッチ（ＳＷ）に流れる電流（Ｉ_ＳＷ）のピーク値（Ｉ_ＰＫ）に比例する信号が入力され、フィードバック電圧（Ｖ_ｆｂ）を出力する。積分器２１２は、スイッチ（ＳＷ）のドレイン電圧（Ｖ_{ｄｒａｉｎ}）が変圧器２０２の１次側にかかるバス電圧（Ｖ_ＢＵＳ）より高い区間、すなわちスイッチ（ＳＷ）がオフされた後、変圧器２０２でエネルギー伝達が完了する時間を積分時間（Ｔ_ｏｆｆ１）として積分を行う。よって、積分器２１２の出力であるフィードバック電圧（Ｖ_ｆｂ）は、スイッチ（ＳＷ）の制御信号（Ｖ_ｇａｔｅ）がオンになる瞬間、リセット（ｒｅｓｅｔ）される。第２サンプラー２１３は、フィードバック電圧（Ｖ_ｆｂ）が入力され、出力信号をスイッチング制御部２１４に伝達する。第２サンプラー２１３はスイッチ（ＳＷ）がオフ状態で持続する間動作して、スイッチング制御部２１４にフィードバック電圧（Ｖ_ｆｂ）を伝達しなければならないため、スイッチ（ＳＷ）の制御信号（Ｖ_ｇａｔｅ）がオンで持続する間、ホールド動作を行い、オフである間にサンプル動作を行う。第２サンプラー２１３は、システム構造によって省略され、積分器２１２の出力が直ちにスイッチング制御部２１４に伝達される。

以下では、図３を参照して、スイッチ（ＳＷ）がオン／オフされる一周期の間の主な信号の波形を説明する。

図３を参照すると、ドレイン電圧（Ｖ_{ｄｒａｉｎ}）はスイッチ（ＳＷ）がオンである場合、 ＯＶとなり、変圧器２０２の１次側にはバス電圧（Ｖ_ＢＵＳ）が印加される。その後、スイッチ（ＳＷ）がオフされる瞬間、変圧器２０２の１次側から２次側へのエネルギー伝達が始まるが、この時、変圧器２０２の１次巻線及び２次巻線両端には巻線数に比例する電圧がかかるようになる。したがって、ドレイン電圧（Ｖ_{ｄｒａｉｎ}）値は、次の数学式６で表される値で上昇する。

ここで、Ｖ_ＯＵＴは、変圧器２０２の２次巻線に印加される電圧である。一方、スイッチ（ＳＷ）に流れる電流（Ｉ_ＳＷ）は、前述したようにオン状態である間、エネルギーが保存されながら共に上昇するようになる。スイッチ（ＳＷ）に流れる電流（Ｉ_ＳＷ）の上昇傾きは、変圧器２０２の１次巻線に印加される電圧の大きさに比例する。ダイオード２０３に流れる電流（Ｉ_{ｄｉｏｄｅ}）は、巻線の巻線比によって次の数学式７で表される最大値を有するようになる。

ダイオード（２０３）に流れる電流（Ｉ_{ｄｉｏｄｅ}）は、数学式７で表される最大値(Ｉ_{ｄｉｏｄｅ ＰＫ}）から一定の傾きを有して減少するようになる。 以下では、本発明の実施例によって力率改善機能（ｐｏｗｅｒ ｆａｃｔｏｒ ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ）を有する回路について説明する。

図４は、本発明の一実施例による力率改善機能が追加された発光素子４０４の駆動装置の構成を示す図である。図４は、本発明の力率改善回路の一例であって、固定された導通時間（ｆｉｘｅｄ ｏｎ ｔｉｍｅ）方式で力率改善を行う回路を示す。また、図４の力率改善回路は、間接センシング（ｉｎｄｉｒｅｃｔ ｓｅｎｓｉｎｇ）方式を用いて具現した回路の一例である。

図４を参照すると、力率改善機能が追加された電流制御電源供給装置は、入力交流電圧を整流する整流部４０１と、整流部４０１で整流された交流電圧を入力として、１次側から２次側にエネルギーを伝達する変圧器４０２と、変圧器４０２の１次巻線の一端に連結され、１次巻線に流れる電流を制御する制御部４１０とで構成される。制御部４１０は、変圧器４０２の１次巻線に流れる電流（Ｉ_ＳＷ）が入力され、これをサンプル及びホールドする第１サンプラー４１１と、第１サンプラー４１１がホールドしたピーク値（Ｉ_ＰＫ）に比例する信号が入力され、これを積分する積分器４１２と、変圧器４０２の２次側電圧をセンシングし、これを介して積分器４１２に積分時間を伝達する補助巻線４１５と、積分器４１２の出力値であるフィードバック電圧（Ｖ_ｆｂ）が入力され、これをサンプル及びホールドしてホールドされた値をスイッチング制御部４１４に伝達する第２サンプラー４１３と、第２サンプラー４１３の出力値を受けてスイッチ（ＳＷ）のオン／オフ動作を制御するスイッチング制御部４１４と、整流部４０１から正弦波が入力されて入力電圧の周期に応じて積分器４１２及び第２サンプラー４１３のリセットタイミングを決定するレベルディテクタ（ｌｅｖｅｌ ｄｅｔｅｃｔｏｒ）４１６と、スイッチング信号（Ｖ_ｇａｔｅ）によりオン／オフされ、スイッチング制御部４１４の制御信号に応じて変圧器４０２の１次巻線に流れる電流の導通可否を制御するスイッチ（ＳＷ）とで構成される。

以下、図４に示された電流制御電源供給装置の具現方法について詳細に説明する。

まず、図４に示される回路は、図２に示される電流制御電源供給装置の実施例と基本的に類似する。ただし、発光素子４０４を駆動するための電源として、交流電圧を電源として有するようになることは同じであるが、図２の場合と異なりキャパシタがないか、 容量が非常に小さいキャパシタが連結されて、時定数が非常に小さくなる。よって、入力電圧が整流部４０１を経ると、図５のバス電圧（Ｖ_ＢＵＳ）のように整流された正弦波の形態を有するようになる。

また、力率改善（ｐｏｗｅｒ ｆａｃｔｏｒ ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ）のためのレベルディテクタ（ｌｅｖｅｌ ｄｅｔｅｃｔｏｒ）４１６がさらに付加されており、積分時間（Ｔ_ｏｆｆ１）算定のための補助巻線４１５が追加された。

発光素子４０４を駆動するための電源から、Ｉ_ＳＷが傾きを有して増加するようになる過程は図２の過程と同一であるため、図２に関する説明を参照すれば分かる。

次に、積分器４１２の積分時間（Ｔ_ｏｆｆ１）を求める方法を説明する。まず、補助巻線４１５を介して１次巻線に流れる電圧と同一の波形の電圧をセンシングする。補助巻線４１５は、変圧器の１次側又は２次側のどちらの場所に来てもよく、この時、１次巻線に印加される電圧と２次巻線に印加される電圧、及び補助巻線４１５に印加される電圧はいずれも同一の波形を有するようになる。補助巻線４１５から１次巻線に流れる電圧と同一の波形の電圧を得た後、図２の説明で言及した方法等により補助巻線４１５の電圧変化を通じてＴ_ｏｆｆ１を求めることができる。

第１サンプラー４１１と積分器４１２の作動は、図２の場合と同一であり、フィードバック電圧（Ｖ_ｆｂ）を介して第２サンプラー４１３でサンプルし、スイッチング制御部４１４でスイッチを制御する過程は、図２に関する説明を参照すると分かる。

力率改善機能（ｐｏｗｅｒ ｆａｃｔｏｒ ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ）について説明すると次の通りである。例えば、電流制御電源供給装置の交流電源供給装置が６０Ｈｚの振動数を有する場合（一般家庭の供給電源）、整流部４０１による整流作用によって変圧器４０２の１次側電圧であるバス電圧（Ｖ_ＢＵＳ）は、０Ｖから交流電源供給装置のピーク電圧まで６０Ｈｚの二倍である１２０Ｈｚのサイクルでスイープ（ｓｗｅｅｐ）する整流された正弦波（ｓｉｎｅ ｗａｖｅ）を有するようになる。図４の制御方式においては、この１２０Ｈｚのサイクルごとにスイッチ（ＳＷ）のデューティータイム又はオンタイムを更新する方式で制御をするようになる。これによって、積分器４１２は、１２０Ｈｚの周期ごとにフィードバック電圧（Ｖ_ｆｂ）の電圧を更新するようになるが、その間スイッチ（ＳＷ）は数十ＫＨｚの周期でスイッチングされるため、毎回スイッチ（ＳＷ）がスイッチングされる度に積分した値が続けて累積するようになる。すなわち、図４でフィードバック電圧（Ｖ_ｆｂ）は、１２０Ｈｚ周期の間、発光素子４０４に流れた平均電流の大きさを示すようになる。

前記の力率改善機能のために、バス電圧（Ｖ_ＢＵＳ）をセンシングして、積分器４１２と第２サンプラー４１３に１２０Ｈｚ周期でリセット信号を伝達するレベルディテクタ（ｌｅｖｅｌ ｄｅｔｅｃｔｏｒ）４１６が追加されるようになる。積分器４１２は、第１サンプラー４１１の出力値であるピーク値（Ｉ_ＰＫ）に比例する信号を積分し、積分値であるフィードバック電圧（Ｖ_ｆｂ）は、レベルディテクタ４１６からリセット信号を送る前までは続けてその値が累積するようになる。１２０Ｈｚ周期の間累積したフィードバック電圧が入力された第２サンプラー４１３は、レベルディテクタ４１６のリセット信号がロー（ｌｏｗ）である間、フィードバック電圧（Ｖ_ｆｂ）をサンプルしてから、リセット信号がハイ（ｈｉｇｈ）である場合、積分器のフィードバック電圧（Ｖ_ｆｂ）の最高値をホールドして、この値をスイッチング制御部４１４に伝達するようになる。

リセット信号がローである間は、積分器４１２は積分を行い、第２サンプラー４１３はサンプルを行い、リセット信号がハイである場合、積分器４１２はフィードバック電圧（Ｖ_ｆｂ）を初期化し、第２サンプラー４１３は積分器４１２の出力のピーク値をホールドする。

このような過程を経て、１２０Ｈｚの間に累積したフィードバック電圧がスイッチング制御部４１４に伝達され、スイッチング制御部４１４は１２０Ｈｚの間に累積した前記フィードバック電圧でスイッチ（ＳＷ）を制御するようになるため、結局、発光素子４０４に流れる平均電流（ＩＬＥＤ_ＡＶＧ）も１２０Ｈｚの周期を有するようになる。したがって、発光素子４０４に印加される電圧と電流がいずれも１２０Ｈｚの周期を有するようになるため、力率が改善される効果を有するようになる。

図５は、このような動作を説明するために、主な信号の波形変化を示すグラフである。

図４及び図５を参照すると、変圧器４０２の１次側電圧であるバス電圧（Ｖ_ＢＵＳ）は、整流部４０１のブリッジダイオードを経て整流されたものであって、周期１２０Ｈｚの正弦波を有するようになる。スイッチ（ＳＷ）に流れる電流（Ｉ_ＳＷ）は、前述したようにバス電圧（Ｖ_ＢＵＳ）値に応じて傾きが変わるようになる。電流（Ｉ_ＳＷ）は、スイッチ（ＳＷ）がオン状態で持続する間、エネルギーを保存しながら一定の傾きを有して上昇する。スイッチ電流（Ｉ_ＳＷ）の上昇傾きは、変圧器４０２の１次巻線に印加される電圧の大きさに比例する。ダイオード４０３に流れる電流（Ｉ_{ｄｉｏｄｅ}）は、スイッチ（ＳＷ）がオン状態で持続する間、変圧器４０２の１次側に蓄積されていたエネルギーがスイッチ（ＳＷ）がオフされることにより変圧器４０２の２次側に伝達される際に最高値を有するようになり、この時点から一定の傾きで減少するようになる。ダイオード４０３に流れる電流（Ｉ_{ｄｉｏｄｅ}）の最大値は、Ｉ_{ｄｉｏｄｅ ＰＫ}＝Ｉ_ＰＫ×Ｎ_１÷Ｎ_２で表される。

スイッチ（ＳＷ）がオフされる瞬間、変圧器４０２には１次側から２次側に電力供給が始まり、この時、変圧器４０２の１次巻線及び２次巻線両端には巻線数に比例する電圧がかかるようになる。したがって、スイッチ（ＳＷ）のドレイン電圧（Ｖ_{ｄｒａｉｎ}）は、Ｖ_{ｄｒａｉｎ}＝Ｖ_ＢＵＳ＋Ｖ_ＯＵＴ×Ｎ_１÷Ｎ_２で上昇するようになる。

補助巻線４１５の両端電圧（Ｖ_{ｔｒａｎｓ}）は、スイッチ（ＳＷ）のオン／オフによって上昇又は下降をするようになるが、スイッチ（ＳＷ）がオン状態である場合、補助巻線４１５の電圧（Ｖ_{ｔｒａｎｓ}）と変圧器４０２の１次側電圧であるバス電圧（Ｖ_ＢＵＳ）との間には次の数学式で表される関係が成り立つ。

一方、スイッチ（ＳＷ）がオフ状態の場合には、補助巻線４１５の電圧（Ｖ_{ｔｒａｎｓ}）と変圧器４０２の２次側電圧（Ｖ_ＯＵＴ）との間に次のような数学式で表される関係が成り立つ。

補助巻線４１５の電圧（Ｖ_{ｔｒａｎｓ}）は、数学式８及び数学式９によって算出され、このような補助巻線の電圧（Ｖ_{ｔｒａｎｓ}）は上昇又は下降するようになる。

前述したように積分器４１２の出力電圧であるフィードバック電圧（Ｖ_ｆｂ）は、変圧器４０２の１次側電圧であるバス電圧（Ｖ_ＢＵＳ）の波形の周期に合わせてリセットされる。 したがって、フィードバック電圧（Ｖ_ｆｂ）は、図５に示されるように、ダイオード４０３に流れる電流（Ｉ_{ｄｉｏｄｅ}）を積分した値が続けて累積されてから、バス電圧（Ｖ_ＢＵＳ）の波形の周期に合わせてリセットされる形態を有するようになる。

再び、図５を参照すると、変圧器４０２でエネルギーが１次側から２次側に伝達される間、積分器４１２の出力電圧であるフィードバック電圧（Ｖ_ｆｂ）は続けて増加するが、この時、スイッチ（ＳＷ）がオン状態である時間の間は一定に維持され、再びスイッチ（ＳＷ）がオフされてエネルギーが伝達される間には、フィードバック電圧（Ｖ_ｆｂ）が増加するようになる。増加していたフィードバック電圧（Ｖｆｂ）は、前述したような原理によってレベルディテクタ４１６のリセット信号によって初期化される。すなわち、Ｖ_ＢＵＳとＶ_ｆｂは１２０Ｈｚの周期を有するようになり、Ｖ_ｆｂはＩＬＥＤ_ＡＶＧを模写するため、結局、Ｖ_ＢＵＳとＩＬＥＤ_ＡＶＧは１２０Ｈｚという同じ周期を有するようになって力率が改善される。

図６は、図４に対する制御部６１０についての具体的な実施例を示す図である。

図６に示された制御部６１０による電流制御電源供給装置の具現方法について、詳細に説明する。

図６に示されているように、スイッチは抵抗Ｒ_ｓを利用してスイッチ電流（Ｉ_ｓｗ）に対応するスイッチ電圧（Ｖ_ｓｗ）を得、このスイッチ電圧（Ｖ_ｓｗ）は第１サンプラー４１１でサンプル及びホールドされる。前記第１サンプラー４１１でホールドされたスイッチ電圧（Ｖ_ｓｗ）値は、電圧電流コンバータ（Ｖｏｌｔａｇｅ ｔｏ ｃｕｒｒｅｎｔ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ、Ｖ−Ｉ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）６１７により電流値に変換される。前記電圧電流コンバータ６１７によって変換された電流値は、積分器４１２で積分されてフィードバック電圧（Ｖ_ｆｂ）が得られる。前記積分器４１２に対するリセット信号は、レベルディテクタ４１６から入力される。前記フィードバック電圧（Ｖ_ｆｂ）は、第２サンプラー４１３によってサンプル及びホールドされる。前記第２サンプラー４１３に対するリセット信号も、レベルディテクタ４１６から印加される。前記サンプル及びホールドされたフィードバック電圧（Ｖ_ｆｂ）は、比較器６１８によってレファレンス電圧（Ｖ_ｒｅｆ）と比較される。レファレンス電圧（Ｖ_ｒｅｆ）は、所定の設定電圧や接地であり得る。前記比較器６１８による結果値に対する位相を補償するために、補償器（Ｃｏｍｐｅｎｓａｔｏｒ）６１９を経るようになり、前記補償器６１９の結果値は、スイッチング制御部４１４に印加されてスイッチを制御するようになる。

図６を参照すると、積分器４１２に印加される電流は数学式１０の通りである。

数学式１０による電流値を用いて、積分器４１２においてフィードバック電圧（Ｖ_ｆｂ）は数学式１１によって得られる。

したがって、以下の第３実施例においては、費用を減らすことができる方法として本発明の電流制御電源供給装置を具現する。

図７は、本発明の一実施例による電流制御電源供給装置である。

図７を参照すると、電流制御電源供給装置は、スイッチに流れる最大電圧をサンプルしてホールドする第１サンプラー４１１と、サンプルされたピーク電圧（Ｖ_ｐｋ）と第１レファレンス電圧（Ｖ_ｒｅｆ１）との差を電流に変換する電圧電流コンバータ７１７と、前記第１サンプラー４１１と前記電圧電流コンバータ７１７の間でピーク電圧（Ｖ_ｐｋ）値と接地信号をスイッチングして前記電圧電流コンバータ７１７に印加する積分器入力スイッチング部７２０と、前記電圧電流コンバータ７１７によって変換された電流値を入力として積分を行う積分器７１２と、前記積分されたフィードバック電圧（Ｖ_ｆｂ）を入力としてサンプル及びホールドする第２サンプラー４１３と、前記第２サンプラー４１３でサンプル及びホールドされたフィードバック電圧（Ｖ_ｆｂ）を入力として第２レファレンス電圧（Ｖ_ｒｅｆ２）との差を出力する比較器６１８と、前記比較器６１８による出力電圧（Ｖ_ｅｒｒ）に対してスイッチング制御部４１４の制御信号に補償する補償器６１９と、前記補償器６１９の出力信号が入力されてスイッチを制御するスイッチング制御部４１４とを含む。

以下、図７による電流制御電源供給装置について詳細に説明する。

図７に示されているように、スイッチ（ＳＷ）は抵抗Ｒ_ｓを利用してＩ_ｓｗに対応するＶ_ｓｗを得、第１サンプラー４１１はこのＶ_ｓｗをサンプル及びホールドしてＶ_ｐｋを得る。前記積分器入力スイッチング部７２０は、補助巻線４１５の電圧（Ｖ_{ｔｒａｎｓ}）を利用して前記電圧電流変換器７１７への正の入力を制御する。すなわち、補助巻線４１５の電圧（Ｖ_{ｔｒａｎｓ}）値が正の値である場合は、前記第１サンプラー４１１による結果値 Ｖ_ｐｋを前記電圧電流コンバータ７１７に伝達し、補助巻線４１５の電圧（Ｖ_{ｔｒａｎｓ}）値が負の値である場合は、接地信号を前記電圧電流コンバータ７１７に伝達する。補助巻線４１５の電圧（Ｖ_{ｔｒａｎｓ}）の変化は、図９に示されている。これによる電流の積分によるフィードバック電圧（Ｖ_ｆｂ）の値は、数学式１２の通りである。

数学式１２によって積分器のキャパシタＣ_ＩＬＥＤに印加される電流は、図９に示されている。前記第２レファレンス値（Ｖ_ｒｅｆ２）は、フィードバック電圧（Ｖ_ｆｂ）の基準値である。すなわち、積分器７１２のリセットの際、フィードバック電圧（Ｖ_ｆｂ）は第２レファレンス値（Ｖ_ｒｅｆ２）にリセットされる。フィードバック電圧（Ｖ_ｆｂ）は、前記第２サンプラー４１３に印加されてサンプル及びホールドされる。サンプル及びホールドされたフィードバック電圧（Ｖ_ｆｂ）は、比較器６１８によって第２レファレンス電圧（Ｖ_ｒｅｆ２）との差である比較器出力電圧（Ｖ_ｅｒｒ）が出力される。この比較器出力電圧（Ｖ_ｅｒｒ）値は、数学式１３で表される。

前記比較器出力電圧（Ｖ_ｅｒｒ）値は、補償器６１９によって補償された後にスイッチング制御部４１４に伝達され、スイッチング制御部４１４は、この補償された比較器出力電圧（Ｖ_ｅｒｒ）を入力としてスイッチを制御する。

このような一連のスイッチング制御過程において、比較器出力電圧（Ｖ_ｅｒｒ）は前記数学式１３の通りであり、結局、比較器出力電圧（Ｖ_ｅｒｒ）値が０に収束するようになると、数学式１４のような関係が成り立つ。

数学式１４を参照すると、発光素子２０４に流れる平均電流（Ｉ_{ＬＥＤＡＶＧ}）は数学式１５で示すことができる。

式１５を参照すると、結局、発光素子２０４に流れる平均電流（Ｉ_{ＬＥＤＡＶＧ}）は、第１レファレンス電圧（Ｖ_ｒｅｆ１）とＲ_ｓによって決定される。したがって、キャパシタやトランスコンダクタンスでない抵抗値の正確度を高めて、精密な電流制御が可能である。第１レファレンス電圧（Ｖ_ｒｅｆ１）も正確度が高くなければならないが、これはｂａｎｄ−ｇａｐ電圧を較正（ｃａｌｉｂｒａｔｉｏｎ）することで使用が可能である。したがって、電流制御電源供給装置の生産費用が節減される。

図８は、本発明による電流制御電源供給装置の第４実施例である。

図８に示された、電流制御電源供給装置の全体的な流れは同一である。

図８を参照して、電流制御電源供給装置について具体的に説明する。

図８に示されているように、本発明の第４実施例によると、積分器７１２の結果値であるフィードバック電圧（Ｖ_ｆｂ）が入力され、スイッチ（ＳＷ）を制御するための信号を出力する比較部８１８を含んでいてもよい。前記比較部８１８は、Ｈｉｇｈ＿ＩＬＥＤを出力する第１比較器８１８ａと、Ｌｏｗ＿ＩＬＥＤを出力する第２比較器８１８ｂとを含む。前記補償器６１９に伝達される積分器７１２の結果値であるフィードバック電圧（Ｖ _ｆｂ ）は、第１比較器８１８ａの非反転端子入力端と第２比較器８１８ｂの反転端子入力端に印加される。前記第１比較器８１８ａは、反転端子入力端に第３レファレンス電圧（Ｖ_ｒｅｆ２＋△Ｖ）が入力され、前記第２比較器８１８ｂは非反転端子入力端に第４レファレンス値（Ｖ_ｒｅｆ２−△Ｖ）が入力される。したがって、フィードバック電圧（Ｖ_ｆｂ）が第３レファレンス値（Ｖ_ｒｅｆ２＋△Ｖ）より大きいと、第１比較器８１８ａはハイ（Ｈｉｇｈ）値を出力し、第２比較器８１８ｂはロー（Ｌｏｗ）値を出力する。補償器６１９は、第１比較器８１８ａの出力であるＨｉｇｈ＿ＩＬＥＤ値に対して、スイッチング制御部４１４を制御するための信号に補償をする。スイッチング制御部４１４は、前記補償器６１９からの信号に対応して、スイッチのオン時間を減らすようになる。これに対し、フィードバック電圧（Ｖ_ｆｂ）が第４レファレンス値（Ｖ_ｒｅｆ２−△Ｖ）より小さいと、第１比較器８１８ａはロー（ｌｏｗ）信号を出力し、第２比較器８１８ｂはハイ（Ｈｉｇｈ）値を出力する。補償器６１９は、第２比較器８１８ｂの出力であるＬｏｗ＿ＩＬＥＤが入力され、スイッチング制御部４１４を制御するための信号に補償をする。スイッチング制御部４１４は、前記補償器６１９からの信号に対応してスイッチのオン時間を増やすようになる。フィードバック電圧（Ｖ_ｆｂ）が第３レファレンス値（Ｖ_ｒｅｆ２＋△Ｖ）より小さく、第４レファレンス値（Ｖ_ｒｅｆ２−△Ｖ）より大きくなると、第１比較器８１８ａと第２比較器８１８ｂはいずれもロー（Ｌｏｗ）値を出力するようになるため、スイッチング制御部４１４は現在の状態を維持する。このような動作により、フィードバック電圧は第３レファレンス値（Ｖ_ｒｅｆ２＋△Ｖ）と第４レファレンス値（Ｖ_ｒｅｆ２−△Ｖ）との間で制御される。

したがって、△Ｖ値が０に収束するようになると、数学式１４、数学式１５によって図７の場合と同一の結果が出る。電流制御の正確度は△Ｖによって決定され、実質的に Ｃ_ＩＬＥＤの値によってフィードバック電圧（Ｖ_ｆｂ）の解像度が影響を受けるが、絶対値が正確である必要はない。

本発明の実施例において、比較部８１８は２個の比較器を含んで具現されたが、必ずしもこれに限定されず、２個以上の比較器を含んで具現されてもよい。

以下において、電流制御の正確度とＣ_ＩＬＥＤ値との関係について説明する。

数学式１６の三つの辺から第２レファレンス値（Ｖ_ｒｅｆ２）を引いてから、フィードバック電圧（Ｖ_ｆｂ）に数学式１２の値を代入すると次の通りである。

数学式１７の三つの辺を

で割ってＣ_ＩＬＥＤを掛けると、次の通りである。

例えば、本発明による電流制御電源供給装置において、±５％の正確度を求めると下記のような条件を満たす。

したがって、△Ｖ＝５０ｍＶ、ｇｍ＝１０ｕＳ、Ｔ＝８．３ｍｓｅｃ、Ｖ_ｒｅｆ１＝０．２Ｖと仮定すると、Ｃ_ＩＬＥＤ≦１６．６ｎＦであれば良い。すなわち、相対的にキャパシタに要求される正確度を低めて、電流制御電源供給装置の生産費用を減らすことができる。

以上において、本発明の実施例に説明された特徴、構造、効果等は、本発明の少なくとも一つの実施例に含まれ、必ずしも一つの実施例にのみ限定される訳ではない。更に、各実施例において例示された特徴、構造、効果等は、実施例が属する分野における通常の知識を有する者によって、他の実施例についても組合せ又は変形されて実施可能である。したがって、このような組合せと変形に係る内容は、本発明の範囲に含まれるものと解釈されるべきである。

また、以上において実施例を中心として説明したが、これは単に例示であるだけであって、本発明を限定する訳ではなく、本発明が属する分野における通常の知識を有する者であれば、本実施例の本質的な特性を外れない範囲で、以上において例示されない様々な変形と応用が可能であることが分かるはずである。すなわち、実施例に具体的に示された各構成要素は、変形して実施することができる。また、このような変形と応用に係る相違点は、添付の特許請求の範囲において規定する本発明の技術的範囲に含まれるものと解釈されるべきである。

２０１ 整流部
２０２ フライバック構造を有する変圧器
２０３ ダイオード
２０４ 負荷端
２１０ 制御部
２１１ 第１サンプラー
２１２ 積分器
２１３ 第２サンプラー
２１４ スイッチング制御部
４０１ 整流部
４０２ フライバック構造を有する変圧器
４０３ ダイオード
４０４ 負荷端
４１０ 制御部
４１１ 第１サンプラー
４１２ 積分器
４１３ 第２サンプラー
４１４ スイッチング制御部
４１５ 補助巻線
４１６ レベルディテクタ
６１０ 制御部
６１７ 電圧電流変換器
６１８ 比較器
６１９ 補償器
７１０ 制御部
７１２ 積分器
７１７ 電圧電流比較器
７２０ 積分器入力スイッチング部
８１０ 制御部
８１８ 比較部
８１８ａ 第１比較器
８１８ｂ 第２比較器

Claims (24)

1. １次電流を２次電流に変換して負荷端に供給する変圧器と、
   前記１次電流のピーク値をサンプルするサンプラーと、
   前記１次電流のピーク値に比例する信号を利用して、前記負荷端に流れる電流の平均値に比例する信号を出力する積分器と、
   前記積分器の出力信号を介して、前記１次電流が流れる時間を制御するスイッチング制御部と
   を含み、
   前記積分器は、前記変圧器の１次側に保存されたエネルギーが、２次側に完全に伝達されるまでの時間に対して、前記１次電流のピーク値に比例する信号と所定の第１レファレンス値（Ｖｒｅｆ１）との差を積分し、前記変圧器でエネルギーが伝達されない間は前記第１レファレンス値（Ｖｒｅｆ１）の負の値を積分する、ことを特徴とする、電流制御電源供給装置。
2. 前記積分器は、
   前記変圧器の１次側に保存されたエネルギーが、２次側に完全に伝達されるまでの時間に対して、前記１次電流のピーク値に比例する信号を積分することを特徴とする、請求項１に記載の電流制御電源供給装置。
3. 前記積分器は、
   １次巻線両端に印加される電圧をセンシングしてエネルギー伝達時間を求め、その時間の間、前記１次電流のピーク値に比例する信号を積分することを特徴とする、請求項２に記載の電流制御電源供給装置。
4. 前記積分器は、
   前記変圧器に補助巻線を取付けて１次巻線に印加される同一波形の電圧を得、これを介して１次巻線の電圧変化を検出してエネルギー伝達時間を求め、その時間の間、前記１次電流のピーク値に比例する信号を積分することを特徴とする、請求項２に記載の電流制御電源供給装置。
5. 前記積分器は、
   前記変圧器の１次巻線と前記１次電流をオン／オフさせるスイッチとの連結部分の電圧変化を検出してエネルギー伝達時間を求め、その時間の間、前記１次電流のピーク値に比例する信号を積分することを特徴とする、請求項２に記載の電流制御電源供給装置。
6. 前記積分器は、
   前記１次巻線と前記スイッチ連結部分の電圧が、前記１次側にかかる電圧より大きくなり始める時から両電圧が再び同じとなる時までの時間の間、前記１次電流のピーク値に比例する信号を積分することを特徴とする、請求項５に記載の電流制御電源供給装置。
7. 前記１次電流をオン／オフさせるスイッチをさらに含み、
   前記サンプラーは前記スイッチがオンである間、１次電流をサンプルし、オフされる瞬間の１次電流を前記１次電流のピーク値としてホールドし、
   前記スイッチング制御部は、前記積分器の出力信号を介して前記スイッチのターンオン時間を制御することを特徴とする、請求項１又は２に記載の電流制御電源供給装置。
8. 前記積分器にリセット（ｒｅｓｅｔ）信号を伝達するレベルディテクタ（ｌｅｖｅｌ ｄｅｔｅｃｔｏｒ）であって、前記リセット信号をローにすることにより、前記積分器に積分を実行させ、前記リセット信号をハイにすることにより、前記積分器に積分値を初期化させる、ように構成されたレベルティテクタ、をさらに含むことを特徴とする、請求項１に記載の電流制御電源供給装置。
9. 前記積分器は、基準値として所定の第２レファレンス値（Ｖｒｅｆ２）を有し、
   前記積分器から伝達された値を所定の第３レファレンス値（Ｖｒｅｆ２＋△Ｖ）と比較する第１比較器と、
   前記積分器から伝達された値を所定の第４レファレンス値（Ｖｒｅｆ２−△Ｖ）と比較する第２比較器と、
   前記二つの比較器から伝達された値に対して、前記スイッチのオン時間に対応する信号に補償し、補償された値を前記スイッチング制御部に伝達する補償器と
   をさらに含むことを特徴とする、請求項１に記載の電流制御電源供給装置。
10. 前記積分器の出力信号をサンプル及びホールドして、前記スイッチング制御部に伝達する第２サンプラーをさらに含むことを特徴とする、請求項１に記載の電流制御電源供給装置。
11. 前記積分器は、
    前記変圧器の１次側に保存されたエネルギーが２次側に完全に伝達されるまでの時間に対して、前記１次電流のピーク値に比例する信号と所定の第１レファレンス値（Ｖｒｅｆ１）との差を積分し、前記変圧器でエネルギーが伝達されない間は前記第１レファレンス値（Ｖｒｅｆ１）の負の値を積分することを特徴とする、請求項１０に記載の電流制御電源供給装置。
12. 前記積分器は、基準値として所定の第２レファレンス値（Ｖｒｅｆ２）を有し、
    前記第２サンプラーから伝達された値を前記第２レファレンス値（Ｖｒｅｆ２）と比較する比較器と、
    前記比較器から伝達された値に対して、前記スイッチのオン時間に対応する信号に補償し、補償された値を前記スイッチング制御部に伝達する補償器と
    をさらに含むことを特徴とする、請求項１１に記載の電流制御電源供給装置。
13. 前記負荷端は、一つ以上の発光素子を含むことを特徴とする、請求項１に記載の電流制御電源供給装置。
14. １次電流を２次電流に変換して負荷端に供給する変圧器と、
    前記１次電流のピーク値をサンプルする第１サンプラーと、
    前記１次電流のピーク値に比例する信号を利用して、前記負荷端に流れる電流の平均値に比例する信号を出力する積分器と、
    前記積分器の出力信号をサンプルする第２サンプラーと、
    積分器と第２サンプラーにリセット（ｒｅｓｅｔ）信号を伝達するレベルディテクタ（ｌｅｖｅｌｄｅｔｅｃｔｏｒ）であって、前記リセット信号をローにすることにより、前記積分器に積分を実行させ、前記第２サンプラーにサンプルを実行させ、前記リセット信号をハイにすることにより、前記積分器に積分値を初期化させ、前記第２サンプラーに前記積分値のピーク値をホールドさせる、ように構成されたレベルディテクタと、
    前記第２サンプラーの出力信号を介して、前記１次電流が流れる時間を制御するスイッチング制御部と
    を含み、
    前記積分器は、前記変圧器の１次側に保存されたエネルギーが２次側に完全に伝達されるまでの時間に対して、前記１次電流のピーク値に比例する信号と所定の第１レファレンス値（Ｖｒｅｆ１）との差を積分し、前記変圧器でエネルギーが伝達されない間は前記第１レファレンス値（Ｖｒｅｆ１）の負の値を積分する、ことを特徴とする、電流制御電源供給装置。
15. 前記レベルディテクタは、入力電圧の周期に基づいて設定された周期ごとに、前記積分器及び前記第２サンプラーに伝達される前記リセット信号を、ローからハイに変更することを特徴とする、請求項１４に記載の電流制御電源供給装置。
16. 前記積分器は、
    前記変圧器の１次側に保存されたエネルギーが、２次側に完全に伝達されるまでの時間に対して前記１次電流のピーク値に比例する信号を積分することを特徴とする、請求項１４に記載の電流制御電源供給装置。
17. 前記積分器は、
    １次巻線両端に印加される電圧をセンシングしてエネルギー伝達時間を求め、その時間の間、前記１次電流のピーク値に比例する信号を積分することを特徴とする、請求項１６に記載の電流制御電源供給装置。
18. 前記積分器は、
    前記変圧器に補助巻線を取付けて１次巻線に印加される同一波形の電圧を得、これを介して１次巻線の電圧変化を検出してエネルギー伝達時間を求め、その時間の間、前記１次電流のピーク値に比例する信号を積分することを特徴とする、請求項１６に記載の電流制御電源供給装置。
19. 前記積分器は、
    前記変圧器の１次巻線と前記１次電流をオン／オフさせるスイッチとの連結部分の電圧変化を検出してエネルギー伝達時間を求め、その時間の間、前記１次電流のピーク値に比例する信号を積分することを特徴とする、請求項１６に記載の電流制御電源供給装置。
20. 前記積分器は、
    前記１次巻線と前記スイッチ連結部分の電圧が前記１次側にかかる電圧より大きくなり始める時から両電圧が再び同じとなる時までの時間の間、前記１次電流のピーク値に比例する信号を積分することを特徴とする、請求項１９に記載の電流制御電源供給装置。
21. 前記１次電流をオン／オフさせるスイッチをさらに含み、
    前記第１サンプラーは、前記スイッチがオンである間１次電流をサンプルし、オフされる瞬間の１次電流を前記１次電流のピーク値としてホールドし、
    前記第２サンプラーは、前記レベルディテクタのリセット（ｒｅｓｅｔ）信号がロー（ｌｏｗ）である間、前記積分器の出力信号をサンプルし、前記レベルディテクタのリセット（ｒｅｓｅｔ）信号がハイ（ｈｉｇｈ）である場合に、前記積分器の出力信号をホールドして前記スイッチング制御部に伝達し、前記スイッチング制御部は、前記第２サンプラーからの前記積分器の出力信号を介して前記スイッチのターンオン時間を制御することを特徴とする、請求項１４に記載の電流制御電源供給装置。
22. 前記積分器は、基準値として所定の第２レファレンス値（Ｖｒｅｆ２）を有し、
    前記第２サンプラーから伝達された値を前記の第２レファレンス値（Ｖｒｅｆ２）と比較する比較器と、
    前記比較器から伝達された値に対して、前記スイッチのオン時間に対応する信号に補償し、補償された値を前記スイッチング制御部に伝達する補償器と
    をさらに含むことを特徴とする、請求項１４に記載の電流制御電源供給装置。
23. 前記積分器は、基準値として所定の第２レファレンス値（Ｖｒｅｆ２）を有し、
    前記第２サンプラーから伝達された値を所定の第３レファレンス値（Ｖｒｅｆ２＋△Ｖ）と比較する第１比較器と、
    前記第２サンプラーから伝達された値を所定の第４レファレンス値（Ｖｒｅｆ２−△Ｖ）と比較する第２比較器と、
    前記二つの比較器から伝達された値に対して、前記スイッチのオン時間に対応する信号に補償し、補償された値を前記スイッチング制御部に伝達する補償器と
    をさらに含むことを特徴とする、請求項１４に記載の電流制御電源供給装置。
24. 前記負荷端は、一つ以上の発光素子を含むことを特徴とする、請求項１４に記載の電流制御電源供給装置。
    

Images