JP5476674B2 - 半導体素子の模擬回路 - Google Patents

Description

本発明は半導体素子の模擬回路に係り、特に、半導体素子におけるp-n接合部の逆回復電流を、忠実にシミュレーションするための半導体素子の模擬回路に関する。

従来、半導体素子の模擬回路は、半導体素子をシミュレーションするために多用されている。例えば、半導体素子を含む電気回路の設計に際して、当該半導体素子の出力は、このような模擬回路の出力で代用される。

しかしながら、p-n接合部の逆回復電流を忠実にシミュレーションするためには、従来の単純な構成の模擬回路を使用していたのでは不十分であることが知られていた。
図２は、回路シミュレータＳＰＩＣＥ（Simulation Program with Integrated Circuit Emphasis）で用いられる従来のダイオードモデルの回路構成を示した回路図である。

同図において、アノードＡ(10)とカソードＫ(20)の間に接続された主ダイオードＤ３(30)は、順方向電流特性をシミュレーションするための飽和電流値や直列抵抗などのパラメータを包含している。可変容量Ｃ１(40)は主ダイオードＤ３(30)と並列に接続され、逆方向に電圧が印加された時に、可変容量Ｃ１(40)から過渡的な電流が流される。しかしながら、このような単純な回路構成のダイオードモデルでは、順方向電流特性のシミュレーションには使用できても、逆回復電流特性は正しくシミュレーションできないので、逆回復電流特性の検証には使用できない。

そこで、従来から、このような単純なダイオードモデルに代わって、逆回復電流特性についても正しくシミュレーションできる逆回復特性モデルが多く提案されてきた。
図３は、逆回復特性のシミュレーション回路として、図２と同様、アノードＡ(10)とカソードＫ(20)の間に接続された主ダイオードＤ４(50)に電流源Ｉ１(60)を並列接続した従来の逆回復特性モデルを示す回路図である。

同図において、電流源Ｉ１(60)は計算によって最適化された逆回復電流を出力する。電流源Ｉ１(60)が出力する逆回復電流値の計算方法は従来から多く考案されており、実際の測定波形に近い出力波形を示す電流源Ｉ１(60)のモデル化が検討されている。

例えば、特許文献１には、p-n接合部を有する半導体素子の逆回復特性をシミュレーションするシミュレータとして、前記半導体素子に切替スイッチ素子を含む電気回路を接続し、この切替スイッチ素子の電圧値が規定値以下になった時に、前記半導体素子の逆回復特性波形に付加波形を与えるように構成したシミュレータが開示されている。

また、特許文献２には、シミュレーションする主ダイオードと並列に接続された第１の電流制御形電流源と、前記主ダイオードに流れる電流と比例した電流を流す第２の電流制御形電流源を含む電気回路とを具備し、前記主ダイオードが逆電流のピークに達した後で、指数関数的な補正電流を前記第１の電流制御形電流源に流すシミュレーション回路が開示されている。

さらに、特許文献３には、瞬時に逆方向電流が流れる特性を有する半導体素子を忠実にシミュレーションするために、p-n接合部を有する半導体素子に順方向電圧を印加して順方向電流を流し、その後、印加電圧の極性を反転した時に、瞬時に流れる逆方向電流と等価な電流を流せるような電気回路を使用することが開示されている。
特開２００４−８７５８８号公報 特開平５−３２４７５０号公報 特開平９−２９３８６３号公報

しかしながら、上記従来の半導体素子の模擬回路にあっては、例えば、前述の回路シミュレータＳＰＩＣＥで用いられる従来のダイオードモデル（即ち、図２に示すＳＰＩＣＥ標準の容量モデル）の場合、多くの文献が指摘するように、主ダイオードＤ３(30)に並列接続された容量Ｃ１(40)から放電される電流の電流値が急峻となり、外部のＬ成分と共振するなど、実測の挙動と合わないといった問題点があった。

また、この問題点を解決するために考案された、電流源から逆回復電流を出力する方法を採用したシミュレーション回路（図３）の場合は、外部で計算された任意の電流波形を再現できるため、一見したところは有用に見える。しかしながら、電流源といった他の素子を存在させることは、実際の構成とは物理的に異なった構成であるため、誤ったシミュレーション結果となる恐れがある。

例えば、ダイオードに直列に抵抗を接続するなど、シミュレーション回路を実際の回路とは異なる回路構成に変えた場合には、逆回復電流の値は変化しなければならない筈であるのにシミュレーション回路の電流源は、外部の負荷抵抗に関係なく一定の電流を流す特性を有する素子であるため、シミュレーション回路の変化が電流値に正しく反映されない恐れがある。

また、パラメータが実際の半導体素子の物理構成と関係を有さない場合には、シミュレーションの電流値を増減させるためには、どのパラメ一タの値を、どの方向に動かすべきかが、ユーザには把握し難くなるといった問題点もある。

前述した特許文献１〜３に開示された半導体素子の模擬回路も、上述のいずれかの問題点を有するものである。
さらに、周囲温度などの設定を変えた条件下でのシミュレーションを行う場合には、パラメータ設定が、より分かり易いモデルである方が望ましい。

本発明は、上記従来の問題点に鑑みてなされたものであって、p-n接合部を有する半導体素子の逆回復電流を、忠実に、当該半導体素子の実際の物理条件（即ち実際の動作環境）に即してシミュレーションすることができる半導体素子の模擬回路を提供することを目的としている。

本発明の他の目的は、モデルパラメータの設定を、半導体素子の実際の物理条件（即ち実際の動作環境）と関連付けて簡潔に行える半導体素子の模擬回路を提供することにある。

上記課題を解決するために、本発明に係る半導体素子の模擬回路は、p-n接合部を有する半導体素子の順方向特性を決定する主ダイオードと、前記主ダイオードと並列に接続された、可変抵抗と前記主ダイオードと逆向きの理想ダイオードとの直列接続回路と、を備え、前記理想ダイオードは、前記可変抵抗に流れる電流の向きを一方向に限定する整流目的を完遂し、前記可変抵抗は、その値を前記p-n接合部の蓄積少数キャリアの電荷量に従って過渡的に変化させて、逆回復特性の波形を決定することを特徴とする。

また、前記半導体装置の模擬回路において、前記可変抵抗の抵抗値を、逆回復動作の開始時は低い値とすると共に、逆回復動作の開始以降は、逆回復電流値の時間積分で示される電荷量の総和に従って高い値に引き上げて逆回復特性を模擬することを特徴としている。

さらに、本発明は、請求項１または請求項２記載の半導体素子の模擬回路を、ダイオード、ＩＧＢＴ、サイリスタ、ＭＯＳＦＥＴを含む半導体装置のp-n接合部の逆回復電流特性を模擬するために使用したことを特徴とする。

本発明の半導体素子の模擬回路は、p-n接合部の順方向電流の特性を表す主ダイオードと、主ダイオードに並列接続した可変抵抗及び整流目的を完遂するために設定された逆向きの理想ダイオードの直列接続回路とによって構成し、これにより、逆回復動作時においては、この可変抵抗の抵抗値は、初期値の状態から、逆回復電流時間の積分で表される電荷量に比例して増加することになり、逆回復電流の波形は一定のピークを形成した後に減衰し、最終的には零となる。

本発明の半導体素子の模擬回路によれば、p-n接合部の逆回復特性を、実際の物理的な原理に即して忠実にシミュレーションすることが可能となる効果がある。
また、モデルパラメータの設定を、実際の物理条件と関連付けて簡潔に行えるようになる効果がある。

以下、本発明の半導体素子の模擬回路の最良の実施形態について、図面を参照して詳細に説明する。
図１は、本発明の実施形態に係る半導体素子の模擬回路の回路構成を示す回路図である。同図において、本実施形態の半導体素子の模擬回路は、逆回復電流モデルであり、アノードＡ(１)とカソードＫ(２)の間に接続された、順方向特性を決定する主ダイオードＤ１(３)と、逆回復電流を決定する可変抵抗Ｒ１(４)と、逆回復電流を流す理想ダイオードＤ２(５)と、を具備し、可変抵抗Ｒ１(４)と理想ダイオードＤ２(５)とを直列に接続した直列接続回路は、主ダイオードＤ１(３)に対して並列に接続される。理想ダイオードＤ２(５)は、主ダイオードＤ１(３)と逆向きにしてカソードＫ(２)に接続される。

以下、本実施形態の半導体素子の模擬回路の動作について説明する。まず、主ダイオードＤ１(３)に対して順方向に電圧が印加される時には、この模擬回路には、従来のダイオードモデルと同様に、主ダイオードＤ１(３)の特性を示す数式（またはグラフ図）に従って電流が流れる。ここで、主ダイオードＤ１(３)は順方向電流特性をシミュレーションするための飽和電流値や直列抵抗などのパラメータを包含している。この順方向に電圧が印加される時には、理想ダイオードＤ２(５)の逆方向電流阻止機能によって、可変抵抗Ｒ１(４)と理想ダイオードＤ２(５)とを直列に接続した直列接続回路には電流が流れない。

次に、主ダイオードＤ１(３)に対して逆方向に電圧が印加される時には、この模擬回路には、可変抵抗Ｒ１(４)を通って、この模擬回路モデルのカソードＫ(２)からアノードＡ(１)へ逆回復電流が流れる。この時、可変抵抗Ｒ１(４)の値を、p-n接合の蓄積少数キャリアの電荷量に従って過渡的に変化させることで、この模擬回路からは逆回復電流の波形を得ることができる。即ち、逆回復動作の開始時は、可変抵抗Ｒ１(４)の値を小さい抵抗値に設定して大電流を流すが、蓄積キャリアが流出するに従って可変抵抗Ｒ１(４)の抵抗値を増加させ、逆回復電流の電流値を減少させる。これにより、この模擬回路からは、ピークを有する波形の逆回復電流を得ることができる。

なお、可変抵抗Ｒ１(４)の抵抗値は以下の手順で計算するものとする。すなわち、抵抗の逆数はコンダクタンスであるから、キャリア密度との関係を分かり易くするために、ここでは、可変抵抗Ｒ１(４)の機能の説明を、可変抵抗Ｒ１(４)の抵抗値の逆数のコンダクタンスを用いて説明する。

本実施形態に係る半導体素子の模擬回路では、逆回復動作が、少数キャリア密度の高い半導体デバイス中の電流輸送であると見なしている。一般的な半導体デバイスの電流特性を示す数式では、デバイス内部のコンダクタンスはキャリア密度と移動度とに比例する。逆回復電流特性に対して、この一般的な半導体デバイスの電流特性を示す数式を当てはめると、キャリアは蓄積した少数キャリアとなる。逆回復動作時に高い密度に蓄積した少数キャリアは、逆回復電流として流れ出た分だけ減少していき、最終的には零になると考えられる。このことから、半導体デバイス内部のコンダクタンスも、逆回復動作開始時には高い値を示し、その後、逆回復電流として流れ出た蓄積キャリアの電荷量に従って減少し、最終的に零になるものと考えられる。

以下、前述の半導体デバイスの物理的な動作に従って、図１に示す可変低抗Ｒ１(４)の値を定義する。
まず、微小時間Δｔの問に流出する電荷量ΔＱは、電流×時間に比例するものとして、以下の式（１）で与えられる。但し、ＩＲは逆回復電流の電流値とする。

ΔＱ＝ＩＲ×Δｔ …（１）
或る時刻Ｔにおける可変抵抗Ｒ１(４)のコンダクタンスＧＢ（Ｔ）は、時刻Ｔ−ΔｔにおけるコンダクタンスＧＢ（Ｔ−Δｔ）から、ΔＱに係数を乗じた値を差し引くことで求められる。よって、コンダクタンスＧＢは以下の式（２）で定義される。但し、ＧＢ（０）＝ＧＢ０で、ＧＢ０はコンダクタンスの初期値とし、αはコンダクタンスの変化割合パラメータとする。

ＧＢ（Ｔ）＝ＧＢ（Ｔ−Δｔ）−α×ΔＱ …（２）
求める可変抵抗Ｒ１(４)の抵抗値ＲＢ（逆回復動作をシミュレーションする時の抵抗値）は、コンダクタンスＧＢの逆数を代入することにより、以下の式（３）で算出される。

ＲＢ＝１／ＧＢ …（３）
上記した式（１）〜（３）によって時間の経過に連れてコンダクタンスＧＢが減少（即ち、抵抗値ＲＢが増加）し、次第に逆回復電流は減少する。

図４は、ダイオードの一般的な逆回復特性を示すグラフ図である。同図に示すように、一般に逆回復電流の波形は急峻なピークの部分と、なだらかなテールの部分とに分けることができる。本模擬回路において、この形状を再現するために、以下に述べるように、ピーク部分とテール部分とで、コンダクタンスＧＢの変化割合を与えるパラメータαの値を変えるように定義する（この時、波形をさらにフィッティングさせるために、パラメータαを３個以上に分割してもよい。）。この結果、コンダクタンスＧＢは、（ＧＢ＞β）の時には、パラメータαの値をα１（コンダクタンスの変化割合パラメータ１）として以下の式（４）で定義され、（ＧＢ≦β）の時には、パラメータαの値をα２（コンダクタンスの変化割合パラメータ２）として以下の式（５）で定義される。ただし、βは変化割合を切り替える点のコンダクタンスの値を表すものとする。

ＧＢ（Ｔ）＝ＧＢ（Ｔ−Δｔ）−α１×ΔＱ …（４）
ＧＢ（Ｔ）＝ＧＢ（Ｔ−Δｔ）−α２×ΔＱ …（５）
このように、コンダクタンスＧＢの初期値（ＧＢ（０））と、その変化割合を与えるパラメータαとを、周囲温度条件や順方向電流の値に比例させて変化することで、実測の波形に合わせることができる。つまり、半導体素子の実際の物理条件（即ち実際の動作環境）に従ってパラメータαの値を設定することが可能である。

なお、図１に示す回路と同じ回路構成の回路を用いて、可変抵抗Ｒ１の計算式を変化させることにより、半導体素子の実際の物理条件（即ち実際の使用環境）により近い模擬回路を実現することも可能である。例えば、蓄積した電子密度及びホール密度の変化をそれぞれ計算した上で、全体のコンダクタンスを計算する方式が可能である。ホールと電子とは移動度が違うため、電子密度は急峻で減衰し、ホール密度はなだらかに減衰する。このようにして逆回復電流の急峻なピークとなだらかなテールを描くことができ、より物理的に忠実なモデルとなる。この時、計算時間（即ちシミュレーション時間）を増加させないために、キャリアを、電子とホールとに分けない形で計算式を構成してもよい。
［応用例］
以下では、本発明の応用例として、ＩＧＢＴ(Insulated Gate Bipolar Transistor)とダイオード(Free Wheeling Diode)とを組み合わせたＩＧＢＴモジュールのスイッチング特性をシミュレーションする模擬回路の例を示す。

図５は、ＩＧＢＴモジュール100のスイッチング特性を評価する評価回路の回路図である。図５において、ＩＧＢＴのターンオン特性の評価に際しては、上アームのインダクタンス負荷Ｌ１(200)とダイオードＤ６(140)の順方向に、還流の電流が流れている状態で、符号Ｍ２で示すＩＧＢＴ(150)をオンにし、コレクタ電流及びコレクタ電圧の過渡特性を見る。この模擬回路でのターンオンスイッチング時には、コレクタ電流特性に、ダイオードＤ６(140)の逆回復電流が含まれる。逆回復電流はスイッチング損失に大きく影響するので、逆回復電流のシミュレーション精度は重要である。そこで、本発明の模擬回路を上アームのダイオードＤ５(110)に用いて、実測波形とフィットさせる合わせ込みを行った。

図６は、図５に示すＩＧＢＴモジュール100のスイッチング特性の実測結果と、シミュレーション結果との比較を示すグラフ図である。図６において、ＩＣＥは、ＩＧＢＴのコレクタ−エミッタ間電流を表している。本発明の模擬回路を用いて実測波形とフィットさせた結果、本発明の模擬回路の出力を、図６に示すように、急峻なピークと、なだらかなテール部分とを含めて、実測の電流波形に合わせ込むことができた。

なお、半導体素子の周囲温度条件が異なる場合のシミュレーションに対しては、温度が上がれば少数キャリア密度が増えるという物性原理に基づいて抵抗値パラメータを変化させればよい。よって、本発明の模擬回路は、温度依存性を考慮する場合にも対応し易い模擬回路となっている。

本発明の模擬回路は、p-n接合部における蓄積キャリアの逆方向電流現象が生じる半導体素子全般に適用することができる。具体的には、ＩＧＢＴ、サイリスタ、ＭＯＳＦＥＴ等を含む半導体装置のスイッチング時の過渡的な電流特性のシミュレーションに適用することができる。

本発明の実施形態に係る半導体素子の模擬回路の回路構成を示す回路図である。 回路シミュレータＳＰＩＣＥ（Simulation Program with Integrated Circuit Emphasis）で用いられる従来のダイオードモデルの回路構成を示した回路図である。 逆回復特性のシミュレーション回路として主ダイオードに電流源を並列接続した従来の逆回復特性モデルを示す回路図である。 ダイオードの一般的な逆回復特性を示すグラフ図である。 ＩＧＢＴモジュールのスイッチング特性を評価する評価回路の回路図である。 図５に示すＩＧＢＴモジュールのスイッチング特性の実測結果と、シミュレーション結果との比較を示すグラフ図である。

符号の説明

１、10 アノードＡ
２、20 カソードＫ
３、30、50 主ダイオード
４ 可変抵抗Ｒ１
５ 理想ダイオードＤ２
40 コンデンサＣ１
60 電流源Ｉ１
100 ＩＧＢＴモジュール
110、140 ダイオード(Free Wheeling Diode)
130、160、300 電圧源
120、150 ＩＧＢＴ
200 インダクタＬ１

Claims (3)

1. p-n接合部を有する半導体素子の順方向特性を決定する主ダイオードと、
   前記主ダイオードと並列に接続された、可変抵抗と前記主ダイオードと逆向きの理想ダイオードとの直列接続回路と、を備え、
   前記理想ダイオードは、前記可変抵抗に流れる電流の向きを一方向に限定する整流目的を完遂し、前記可変抵抗は、その値を前記p-n接合部の蓄積少数キャリアの電荷量に従って過渡的に変化させて、逆回復特性の波形を決定することを特徴とする半導体素子の模擬回路。
2. 前記可変抵抗の抵抗値を、逆回復動作の開始時は低い値とすると共に、逆回復動作の開始以降は、逆回復電流値の時間積分で示される電荷量の総和に従って高い値に引き上げて逆回復特性を模擬することを特徴とする請求項１記載の半導体素子の模擬回路。
3. 請求項１または請求項２記載の半導体素子の模擬回路を、ダイオード、ＩＧＢＴ、サイリスタ、ＭＯＳＦＥＴを含む半導体装置のp-n接合部の逆回復電流特性を模擬するために使用したことを特徴とする半導体素子の模擬回路。