JP5472606B2 - 負荷駆動システム - Google Patents

Description

この発明は、半導体スイッチ素子を有する電力変換器を高効率運転して交流電動機等の負荷を駆動する負荷駆動システムに関するものである。

図９は、電力変換器の代表例である三相電圧形インバータにより交流電動機等の負荷を駆動する負荷駆動システムの構成図である。
図９において、１００は三相電圧形インバータ、Ｂはバッテリ等からなる直流電源（その電圧をＶ_ｄとする）、Ｃ_ｄは直流中間コンデンサ（その電圧をＥ_ｄとする）、Ｑ_ｕ，Ｑ_ｖ，Ｑ_ｗ，Ｑ_ｘ，Ｑ_ｙ，Ｑ_ｚはＩＧＢＴ等の半導体スイッチ素子、Ｕ，Ｖ，Ｗは交流出力端子である。また、Ｍは三相コイルにて示した交流電動機等の負荷である。

この負荷駆動システムによれば、スイッチング素子Ｑ_ｕ，Ｑ_ｖ，Ｑ_ｗ，Ｑ_ｘ，Ｑ_ｙ，Ｑ_ｚを任意にオンオフさせることにより、直流電源Ｂの直流電圧を所定の大きさ及び周波数の三相交流電圧に変換して負荷Ｍに供給することができる。
例えば、負荷Ｍが交流電動機である場合には、図１０に示すような三相交流電流ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗをインバータ１００から通流して電動機を駆動することが可能である。

さて、図９の回路構成において、直流電源Ｂの両端は直流中間コンデンサＣ_ｄに直接接続されている。この場合、直流電源電圧Ｖ_ｄの変動が直流中間コンデンサＣ_ｄの電圧Ｅ_ｄ（直流中間電圧）に直接影響してインバータ１００の出力が変動してしまうため、以下に述べるように、直流中間電圧Ｖ_ｄの変動分を補償してインバータ１００の出力制御を行うことが必要である。

図１１は、一般的な昇圧チョッパＣｈｏｐを前記インバータ１００に付加してなるインバータ１０１の主回路を示している。ここで、チョッパＣｈｏｐは、直流電源Ｂの正極と直流中間コンデンサＣ_ｄの両端との間に、リアクトルＬ_ｃと半導体スイッチ素子Ｑ_ｐ，Ｑ_ｎの直列回路とを接続して構成されている。

その動作としては、半導体スイッチ素子Ｑ_ｐ，Ｑ_ｎを交互にオンオフすることにより、インバータ１０１の直流中間電圧Ｅ_ｄを直流電源電圧Ｖ_ｄよりも高い値に制御する。このため、直流電源Ｂの電圧が低下した場合でも、チョッパＣｈｏｐの動作により直流中間電圧Ｅ_ｄを一定にしてインバータ１０１の出力を安定させることができる。

また、図１２（ａ）は、負荷Ｍの中性点とインバータ１０２の直流中間コンデンサＣ_ｄの一端との間に直流電源Ｂを接続した負荷駆動システムの構成図であり、後述する特許文献１，２に記載されているものと実質的に同一の回路である。
図１２（ａ）に示す回路によれば、インバータ１０２の上アームのスイッチング素子Ｑ_ｕ〜Ｑ_ｗまたは下アームのスイッチング素子Ｑ_ｘ〜Ｑ_ｚをすべてオンまたはオフさせるスイッチング動作により、前述した昇圧チョッパＣｈｏｐを用いずに、負荷Ｍの巻線のインダクタンスを利用しつつ直流電源電圧Ｖ_ｄを昇圧して直流中間コンデンサＣ_ｄに供給し、その電圧Ｅ_ｄを直流電源電圧Ｖ_ｄよりも高い値に維持することができる。これと同時に、インバータ１０２から負荷Ｍに三相交流電流を供給して負荷Ｍを駆動することも可能である。なお、ｉ_ｄは直流電源Ｂを流れる零相電流を示す。
この従来技術では、昇圧チョッパＣｈｏｐが不要になるため、部品点数やコストの削減が可能になる。

特許第３２１９０３９号公報（段落［００１４］〜［００２０］、図１〜図３等） 特許第３２２３８４２号公報（段落［００２９］〜［００３０］、図１０，図１１，図１４等）

図１２（ａ）に示す回路では、同図（ｂ）に示す如く、一般の三相電圧形インバータと同様に、三角波キャリアｖ_ｃと交流電圧指令λ_ａｃ ^＊とを比較した結果をＰＷＭ指令として与えると、直流中間コンデンサＣ_ｄに対する直流電圧指令はλ_ｚ ^＊となっている。このため、図１２（ｃ）に示すように、直流中間電圧Ｅ_ｄは直流電源電圧Ｖ_ｄに対して必然的に約２倍まで昇圧される。
なお、この場合、負荷Ｍの各相を流れる三相交流電流ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗは、図１０に比べてｉ_ｄ／３だけ減少した値となる。

一方、交流電動機の可変速運転では、図１３に示すような回転数−端子電圧特性が一般的であり、電動機の端子電圧Ｖ_ｍが回転数ｎに対して一次関数的に増加する定トルク運転領域において、低速運転時には電動機への印加電圧は低くて良いものである。
しかしながら、図１２（ｂ）に示したような方法でインバータ１０２に交流電圧指令λ_ａｃ ^＊を与えると、直流中間電圧Ｅ_ｄは必然的に直流電源電圧Ｖ_ｄの約２倍まで上昇するので、インバータ１０２のスイッチング損失が増加したり、負荷Ｍに余分な損失が発生し、効率が低下するという問題がある。このため、従来では、図１４（ａ），（ｂ）に示すような交流電圧指令λ_ａｃ ^＊をインバータ１０２に与えている。
そこで、本発明の解決課題は、電力変換器の交流出力電圧を低下させることなく損失を減少させて高効率な運転を可能にした負荷駆動システムを提供することにある。

上記課題を解決するため、請求項１に係る発明は、交流電圧指令に従い、半導体スイッチ素子を有する電力変換器により直流電圧を交流電圧に変換して負荷にそれぞれ供給する第１，第２の負荷駆動部を、前記電力変換器の直流中間回路を共通にして互いに並列に接続してなる負荷駆動システムにおいて、
前記第１の負荷駆動部は、
第１の負荷の中性点と前記直流中間回路の一端とが直流電源を介して接続され、前記第１の電力変換器により、第１の直流電圧指令に従い前記直流電源の電圧を昇圧して前記直流中間回路に供給可能であると共に、
前記第２の負荷駆動部は、
第２の負荷の中性点と前記直流中間回路の一端とが電圧可変形エネルギー貯蔵素子を介して接続され、前記第２の電力変換器により、第２の直流電圧指令に従い前記電圧可変形エネルギー貯蔵素子の電圧を昇圧して前記直流中間回路に供給可能であり、
前記第１の電力変換器から前記第１の負荷に供給するべき交流電圧が低いときには、前記直流電源の電圧に対する前記直流中間回路の電圧の昇圧比が低くなるように前記第１の直流電圧指令を設定し、前記第１の直流電圧指令に基づき、過変調にならないように前記第１の電力変換器に対する第１の交流電圧指令の振幅を設定すると共に、
前記第２の電力変換器から前記第２の負荷に供給するべき交流電圧が低いときには、前記電圧可変形エネルギー貯蔵素子の電圧に対する前記直流中間回路の電圧の昇圧比が低くなるように前記第２の直流電圧指令を設定し、前記第２の直流電圧指令に基づき、過変調にならないように前記第２の電力変換器に対する第２の交流電圧指令の振幅を設定し、
前記直流電源と前記電圧可変形エネルギー貯蔵素子との電圧が異なる場合に、それぞれの電圧に応じて前記直流中間回路の電圧の昇圧比を調整するものである。

本発明によれば、電力変換器から負荷に供給するべき交流電圧が低い場合に電力変換器の直流中間電圧を低くすることができる。これにより、電力変換器を構成する半導体スイッチ素子のスイッチング損失を減少させ、電力変換器を高効率に運転することができる。

本発明の第１参考形態に係る負荷駆動システムの構成図である。 第１参考形態における電圧指令の説明図である。 第１参考形態における交流電動機の回転数−端子電圧特性を示す図である。 図３の定トルク運転領域における電圧指令の説明図である。 本発明の第２参考形態に係る負荷駆動システムの構成図である。 第２参考形態における電圧指令の説明図である。 本発明の第１実施形態に係る負荷駆動システムの構成図である。 第１実施形態における電圧指令の説明図である。 三相電圧形インバータを用いた負荷駆動システムの構成図である。 図９における負荷電流の波形図である。 昇圧チョッパを付加した負荷駆動システムの構成図である。 特許文献１，２に記載されているものと実質的に同一の負荷駆動システムの構成図（図１２（ａ））、電圧指令の説明図（図１２（ｂ））、及び、電圧並びに電流等の説明図（図１２（ｃ））である。 一般的な交流電動機の回転数−端子電圧特性を示す図である。 図１３の定トルク運転領域における電圧指令の説明図である。

以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
まず、図１は本発明の第１参考形態に係る負荷駆動システムを示しており、その構成は、前述した図１２（ａ）と同一である。以下では、負荷Ｍが電動機である場合につき説明する。

いま、図１において、三相電圧形インバータ１０２に対して図２に示すような交流電圧指令λ_ａｃ ^＊を与えた場合、直流電圧指令λ_ｚ ^＊の値に応じ、直流中間電圧Ｅ_ｄは直流電源電圧Ｖ_ｄに対して数式１の値に昇圧される。

すなわち、数式１によれば、直流電源電圧Ｖ_ｄに対する直流中間電圧Ｅ_ｄの昇圧比は、２／（１＋λ_ｚ ^＊）となる。
次に、インバータ１０２から負荷Ｍに出力される交流電圧Ｖ_ｉｎｖは、交流電圧指令λ_ａｃ ^＊に対して数式２のようになる。

数式２は、インバータ１０２の交流出力電圧Ｖ_ｉｎｖは、直流電源電圧Ｖ_ｄのほか、交流電圧指令λ_ａｃ ^＊と直流電圧指令λ_ｚ ^＊とによって決まることを示している。つまり、交流電圧指令λ_ａｃ ^＊だけでなく直流電圧指令λ_ｚ ^＊を操作することにより、直流中間電圧Ｅ_ｄを下げて運転することが可能である。

次に、この参考形態の動作を、図３，図４を用いて説明する。
図３は、一般的な交流電動機の回転数−端子電圧特性を示しており、前述した図１３に示したものと同一である。図３において、回転数ｎがＮ_ｂａｓｅに達するまでは、電動機の端子電圧Ｖ_ｍが一次関数的に上昇する定トルク運転領域であり、回転数ｎがＮ_ｂａｓｅ以上の領域は、端子電圧Ｖ_ｍが一定となる定出力運転領域である。

ここで、定トルク運転領域の回転数ｎ_１における運転について説明する。
図４（ａ），（ｂ）は、回転数がｎ_１であって電動機の端子電圧がＶ_ｍ１の時の電圧指令を例示したものであり、図４（ａ）は図１４（ｂ）のように直流電圧指令λ_ｚ ^＊＝λ_ｚ ^＊（ａ）＝０とした場合、図４（ｂ）はλ_ｚ ^＊＝λ_ｚ ^＊（ｂ）＞０とした場合である。

図４（ａ）において、必要な交流電圧指令をλ_ａｃ ^＊（ａ）とすると、インバータ１０２の出力電圧Ｖ_ｉｎｖは以下のようにして求められる。
すなわち、図４（ａ）では直流電圧指令λ_ｚ ^＊＝λ_ｚ ^＊（ａ）＝０であるから、数式１により数式３が得られ、前述したようにＥ_ｄはＶ_ｄの２倍にまで上昇する。

このとき、数式３を数式２に代入すれば、インバータ出力電圧Ｖ_ｉｎｖは、数式４となる。

インバータ出力電圧Ｖ_ｉｎｖは負荷Ｍの端子電圧Ｖ_ｍａに等しいため、必要な交流電圧指令λ_ａｃ ^＊（ａ）は、数式４におけるＶ_ｉｎｖ＝Ｖ_ｍａとおけば数式５となる。

一方、図４（ｂ）は、直流電圧指令λ_ｚ ^＊＝λ_ｚ ^＊（ｂ）＞０の場合であり、過変調しないために採り得る交流電圧指令をλ_ａｃ ^＊（ｂ）＝λ_ａｃ ^＊（ｍａｘ）とすると、その値は数式６となる。

いま、λ_ｚ ^＊（ｂ）＞０であるから、数式６は数式７に置き換えることができる。

従って、インバータ出力電圧Ｖ_ｉｎｖは、数式２に基いて数式８のように置き換えることができる。

数式８において、Ｖ_ｉｎｖ＝Ｖ_ｍａとすれば、λ_ｚ ^＊（ｂ）は数式９によって表される。

よって、交流電圧指令λ_ａｃ ^＊の最大値λ_ａｃ ^＊（ｍａｘ）は、数式７により、数式１０のようになる。

この時のインバータ１０２の出力電圧Ｖ_ｉｎｖを確認すると、数式２に基づいて数式１１のようになり、当然に負荷Ｍの端子電圧Ｖ_ｍａと等しくなる。

つまり、回転数がｎ_１の時点では、直流電圧指令λ_ｚ ^＊（ｂ）を、０＜λ_ｚ ^＊（ｂ）＜｛（√３Ｖ_ｄ−√２Ｖ_ｍａ）／（√３Ｖ_ｄ＋√２Ｖ_ｍａ）｝の範囲で調整することができ、交流電圧指令λ_ａｃ ^＊は、数式７に従ってλ_ａｃ ^＊＝１−λ_ｚ ^＊（ｂ）により調整すればよい。
このように、負荷Ｍに供給するべき交流電圧が低いときには、直流電源電圧Ｖ_ｄに対する直流中間電圧Ｅ_ｄの昇圧比２／（１＋λ_ｚ ^＊）が低くなるように直流電圧指令λ_ｚ ^＊を調整すれば、結果的に直流中間電圧Ｅ_ｄを下げることができ、インバータ１０２を構成する半導体スイッチ素子のスイッチング損失を低減して効率を向上させることができる。

次に、本発明の第２参考形態を説明する。
図５は第２参考形態に係る負荷駆動システムの構成図であり、図１のインバータ１０２と同一構成の第１，第２のインバータ１０２１，１０２２を備え、各インバータ１０２１，１０２２の直流中間コンデンサＣ_ｄ１，Ｃ_ｄ２を並列に接続すると共に、直流電源Ｂの正極を第１，第２の電動機等の負荷Ｍ_１，Ｍ_２の中性点にそれぞれ接続して構成されている。なお、Ｉ_ｚ１，Ｉ_ｚ２は負荷Ｍ_１，Ｍ_２の中性点に流れる零相電流である。

いま、第１の負荷Ｍ_１が駆動しており、第２の負荷Ｍ_２が停止しているとする。負荷Ｍ_１を駆動するために必要な第１のインバータ１０２１に対する電圧指令を、図４（ｂ）と同様に、図６（ａ）の交流電圧指令λ_ａｃ１ ^＊及び直流電圧指令λ_ｚ１ ^＊により与えると共に、第１のインバータ１０２１の直流電圧指令λ_ｚ１ ^＊と第２のインバータ１０２２の直流電圧指令λ_ｚ２ ^＊とがほぼ等しくなるように制御する。つまり、第１，第２のインバータ１０２１，１０２２において、直流電源電圧Ｖ_ｄに対する直流中間電圧Ｅ_ｄの昇圧比がほぼ等しくなるように制御を行う。なお、図６（ｂ）は第２のインバータ１０２２に対する交流電圧指令λ_ａｃ２ ^＊（＝０）及び直流電圧指令λ_ｚ２ ^＊である。

これにより、第１のインバータ１０２１により第１の負荷Ｍ_１を駆動した場合の半導体スイッチ素子のスイッチング損失が低減されるだけでなく、第２のインバータ１０２２を構成する半導体スイッチ素子のスイッチング損失も低減することができる。
更に、例えば、特開２００９−１３１０２１号公報の段落［００１２］〜［００２９］、図１〜図６等に記載されているように、第１，第２の負荷Ｍ_１，Ｍ_２の中性点に流れる零相電流Ｉ_ｚ１，Ｉ_ｚ２の分配率を調整することも可能であり、これらを組み合わせれば、一方の負荷を駆動するインバータの責務低減効果も期待することができる。
当然のことながら、第１の負荷Ｍ_１を停止し、第２の負荷Ｍ_２を駆動した場合には、上述した動作を反転させればよいことはいうまでもない。

次に、図７は、本発明の第１実施形態に係る負荷駆動システムの構成図である。
図７の回路は、図５の回路構成において、負荷Ｍ_１の中性点を直流電源Ｂから切り離し、この中性点と直流中間回路の負極との間に電圧可変型エネルギー貯蔵素子（以下、キャパシタという）Ｃ_ｎを接続したものである。
いま、キャパシタＣ_ｎ及び直流電源Ｂの電圧がそれぞれＶ_ｃ，Ｖ_ｄであり、Ｖ_ｃ＞Ｖ_ｄであるとする。このとき、数式１２に示す如く、Ｖ_ｃに対するＥ_ｄの昇圧比をα、Ｖ_ｄに対するＥ_ｄの昇圧比をβとすると、数式１３が得られる。

前述した数式１から、第１の負荷駆動部を構成する第１のインバータ１０２１により第１の負荷Ｍ_１を駆動する際の直流電圧指令を図８（ａ）のようにλ_ｚ１ ^＊とし、第２の負荷駆動部を構成する第２のインバータ１０２２側の直流電圧指令を図８（ｂ）のようにλ_ｚ２ ^＊とすれば、昇圧比α，βは数式１４によって表すことができる。

ここで、第２のインバータ１０２２側の直流電圧指令λ_ｚ２ ^＊は、Ｅ_ｄ＝αＶ_ｃ＝βＶ_ｄから、数式１５によって求めればよい。

以上のように、キャパシタＣ_ｎの電圧Ｖ_ｃと直流電源電圧Ｖ _ｄ とが異なる場合に、それぞれの電圧に応じて各インバータ１０２１，１０２２の直流中間回路の昇圧比を調整することで、第１，第２参考形態と同様に直流中間電圧を低下させてスイッチング損失を低減させることができる。
なお、特開２００９−１７１７５９号公報の段落［０００８］〜［００１２］、図１〜図６等に記載されているように、回転速度と電圧可変形エネルギー貯蔵素子の電圧値とによって零相電流Ｉ_ｚ１，Ｉ_ｚ２の分配率を調整することも可能であり、これらを組み合わせれば、一方の負荷を駆動するインバータの責務低減も可能になる。

１０２，１０２１，１０２２：三相電圧形インバータ
Ｂ：直流電源
Ｃ_ｄ，Ｃ_ｄ１，Ｃ_ｄ２：直流中間コンデンサ
Ｃ_ｎ：電圧可変型エネルギー貯蔵素子（キャパシタ）
Ｑ_ｕ，Ｑ_ｖ，Ｑ_ｗ，Ｑ_ｘ，Ｑ_ｙ，Ｑ_ｚ：半導体スイッチ素子
Ｕ，Ｖ，Ｗ：交流出力端子
Ｍ：負荷（電動機）

Claims (1)

1. 交流電圧指令に従い、半導体スイッチ素子を有する電力変換器により直流電圧を交流電圧に変換して負荷にそれぞれ供給する第１，第２の負荷駆動部を、前記電力変換器の直流中間回路を共通にして互いに並列に接続してなる負荷駆動システムにおいて、
   前記第１の負荷駆動部は、
   第１の負荷の中性点と前記直流中間回路の一端とが直流電源を介して接続され、前記第１の電力変換器により、第１の直流電圧指令に従い前記直流電源の電圧を昇圧して前記直流中間回路に供給可能であると共に、
   前記第２の負荷駆動部は、
   第２の負荷の中性点と前記直流中間回路の一端とが電圧可変形エネルギー貯蔵素子を介して接続され、前記第２の電力変換器により、第２の直流電圧指令に従い前記電圧可変形エネルギー貯蔵素子の電圧を昇圧して前記直流中間回路に供給可能であり、
   前記第１の電力変換器から前記第１の負荷に供給するべき交流電圧が低いときには、前記直流電源の電圧に対する前記直流中間回路の電圧の昇圧比が低くなるように前記第１の直流電圧指令を設定し、前記第１の直流電圧指令に基づき、過変調にならないように前記第１の電力変換器に対する第１の交流電圧指令の振幅を設定すると共に、
   前記第２の電力変換器から前記第２の負荷に供給するべき交流電圧が低いときには、前記電圧可変形エネルギー貯蔵素子の電圧に対する前記直流中間回路の電圧の昇圧比が低くなるように前記第２の直流電圧指令を設定し、前記第２の直流電圧指令に基づき、過変調にならないように前記第２の電力変換器に対する第２の交流電圧指令の振幅を設定し、
   前記直流電源と前記電圧可変形エネルギー貯蔵素子との電圧が異なる場合に、それぞれの電圧に応じて前記直流中間回路の電圧の昇圧比を調整することを特徴とする負荷駆動システム。

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