JP5469967B2

JP5469967B2 - オーディオシステム

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Publication number: JP5469967B2
Application number: JP2009209480A
Authority: JP
Inventors: 健一本木
Original assignee: Rohm Co Ltd
Current assignee: Rohm Co Ltd
Priority date: 2009-09-10
Filing date: 2009-09-10
Publication date: 2014-04-16
Anticipated expiration: 2029-09-10
Also published as: JP2011061985A

Description

本発明は、チャージポンプ回路に関する。

携帯電話、ＰＤＡ（Personal Digital Assistant）、デジタルカメラなどの電池駆動型の電子機器には、電池の出力電圧（電池電圧）よりも高い電源電圧や、負の電源電圧を必要とする回路部品が搭載される。こうした回路部品に適切な電源電圧を供給するために、チャージポンプ回路が利用される。

レギュレーテッド型のチャージポンプ回路は、その出力電圧を所望の電圧に安定化させるレギュレート機能を有する。レギュレート機能は、以下の処理により実現される。
処理１．出力電圧をフィードバックし、基準電圧と比較する。
処理２．比較結果に応じてチャージポンプ回路のスイッチのオン時間またはオンの程度を調節する。

あるいは処理２において、スイッチのオン時間、オンの程度を調節する代わりに、チャージポンプ回路の入力側もしくは出力側にトランジスタを設け、そのオンの程度を、比較結果に応じて調節する方式もある。

特開２０００−１７３２６６号公報特開２００４−２２２３４９号公報特開平９−２９３３７６号公報特開２００３−２１７２９１号公報特開平１１−２２０８７２号公報特開２００２−４４９３５号公報

本発明はかかる状況においてなされたものであり、そのある態様の例示的な目的のひとつは、出力電圧を安定化できるレギュレーテッド型チャージポンプ回路の提供にある。

本発明のある態様は、チャージポンプ回路の制御回路に関する。制御回路は、チャージポンプ回路の出力電圧に応じたフィードバック電圧と所定の基準電圧との誤差に応じたバイアス電流であって、誤差に対して第１の特性でその電流値が変化する制御電流と、誤差に対して第１の特性と異なる第２の特性でその電流値が変化するオーバードライブ電流とを含むバイアス電流を発生する電圧電流変換回路と、バイアス電流によってバイアスされ、ゲートクロックに応じてチャージポンプ回路の少なくともひとつのスイッチのオン、オフをスイッチングさせるバッファと、を備える。

スイッチのオン・オフの切りかえ時間（遷移時間）は、バイアス電流が大きくなるにしたがい短くなる。つまりこの態様によれば、バイアス電流の誤差依存性を２つの電流成分を用いて柔軟に設計することができ、出力電圧を好適に安定化することができる。

電圧電流変換回路は、フィードバック電圧と基準電圧を受け、誤差に応じた制御電圧を生成する誤差増幅器と、制御電圧に応じた制御電流を生成する第１トランスコンダクタンス回路と、制御電圧に応じたオーバードライブ電流を生成する第２トランスコンダクタンス回路と、を含んでもよい。

第２トランスコンダクタンス回路は、第１入力端子に制御電圧を、第２入力端子に電源電圧を受ける差動対と、差動対にテイル電流を供給する電流源と、差動対の第１入力端子側のトランジスタに負荷として接続された第１トランジスタと、差動対の第２入力端子側のトランジスタに負荷として接続された第２トランジスタと、第１トランジスタに対してカレントミラー回路を形成するように接続された第３トランジスタと、を含んでもよい。第３トランジスタに流れる電流が、オーバードライブ電流であってもよい。

第１トランスコンダクタンス回路は、ゲートに制御電圧が印加されたＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）の第４トランジスタを含んでもよい。第４トランジスタに流れる電流が、制御電流であってもよい。

本発明の別の態様は、電源回路である。この電源回路は、複数のスイッチを含むチャージポンプ回路と、複数のスイッチのオン、オフを制御する上述のいずれかの態様の制御回路と、を備える。

本発明のさらに別の態様はオーディオシステムに関する。オーディオシステムは、正の電源電圧を反転し、負の電源電圧を生成する上述の電源回路と、正および負の電源電圧を受け、オーディオ信号を増幅するアンプと、を備える。

なお、以上の構成要素を任意の組み合わせたもの、あるいは本発明の表現を、方法、装置などの間で変換したものもまた、本発明の態様として有効である。

本発明のある態様の制御回路によれば、出力電圧を安定化できる。

実施の形態に係る電源回路の構成を示すブロック図である。図１の電圧電流変換回路の具体的な構成例を示す回路図である。図２の電圧電流変換回路の電圧−電流特性を示す図である。図４（ａ）、（ｂ）はそれぞれ、図１の電源回路の動作特性およびそのタイムチャートである。図１の電源回路を用いたオーディオシステムの構成を示すブロック図である。

以下、本発明を好適な実施の形態をもとに図面を参照しながら説明する。各図面に示される同一または同等の構成要素、部材、処理には、同一の符号を付するものとし、適宜重複した説明は省略する。また、実施の形態は、発明を限定するものではなく例示であって、実施の形態に記述されるすべての特徴やその組み合わせは、必ずしも発明の本質的なものであるとは限らない。

本明細書において、「部材Ａが、部材Ｂと接続された状態」とは、部材Ａと部材Ｂが物理的に直接的に接続される場合のほか、部材Ａと部材Ｂが、電気的な接続状態に影響を及ぼさない他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。
同様に、「部材Ｃが、部材Ａと部材Ｂの間に設けられた状態」とは、部材Ａと部材Ｃ、あるいは部材Ｂと部材Ｃが直接的に接続される場合のほか、電気的な接続状態に影響を及ぼさない他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。

図１は、実施の形態に係る電源回路２の構成を示すブロック図である。電源回路２は、レギュレーテッド型チャージポンプ回路（以下、単にチャージポンプ回路という）４および制御回路１００を備える。

チャージポンプ回路４は、入力電圧Ｖｄｄを受け、それを昇圧および／または極性反転し、出力電圧Ｖｓｓを生成する。チャージポンプ回路４は、複数のキャパシタと、キャパシタの充電、放電経路に設けられた複数のスイッチを含む。チャージポンプ回路４の構成は特に限定されないが、本実施の形態では反転型のチャージポンプ回路を例に説明する。

チャージポンプ回路４は、フライングキャパシタＣｆ、出力キャパシタＣｏ、複数のスイッチＳＷ１〜ＳＷ４を含む。第１スイッチＳＷ１は、入力端子ＰｉｎとフライングキャパシタＣｆの第１端子Ｐ１の間に設けられる。第２スイッチＳＷ２は、フライングキャパシタＣｆの第１端子Ｐ１と接地端子の間に設けられる。第３スイッチＳＷ３は、フライングキャパシタＣｆの第２端子Ｐ２と接地端子の間に設けられる。第４スイッチＳＷ４は、フライングキャパシタＣｆの第２端子Ｐ２と出力キャパシタＣｏの第１端子Ｐ１の間に設けられる。出力キャパシタＣｏの第２端子Ｐ２は接地されている。

チャージポンプ回路４は、第１状態φ１と第２状態φ２を交互に繰り返す。第１状態φ１において、第１スイッチＳＷ１、第３スイッチＳＷ３がオンし、フライングキャパシタＣｆが入力電圧Ｖｄｄで充電される。第２状態φ２において、第２スイッチＳＷ２、第４スイッチＳＷ４がオンし、フライングキャパシタＣｆに蓄えられた電荷が出力キャパシタＣｏに転送され、出力キャパシタＣｏが−Ｖｄｄで充電される。

第１状態φ１と第２状態φ２が交互に繰り返されることにより、出力キャパシタＣｏの第１端子Ｐ１には、入力電圧Ｖｄｄと反対の極性を有する負電圧−Ｖｄｄが発生する。この電圧−Ｖｄｄが、出力電圧Ｖｓｓとして出力される。

制御回路１００は、チャージポンプ回路４のスイッチＳＷ１〜ＳＷ４それぞれのオン、オフを制御する。制御回路１００は、レベルシフト回路１０、電圧電流変換回路２０、バッファ回路３０、クロック発生回路４０を備える。

レベルシフト回路１０は、負の出力電圧Ｖｓｓをレベルシフトし、正のフィードバック電圧Ｖｆｂに変換する。レベルシフト回路１０は抵抗Ｒ１１、Ｒ１２、Ｒ２１、Ｒ２２を含む。抵抗Ｒ２１、Ｒ２２は、基準電圧Ｖｒｅｆと出力電圧Ｖｓｓを分圧し、フィードバック電圧Ｖｆｂを生成する。抵抗Ｒ１１、Ｒ１２は、基準電圧Ｖｒｅｆと接地電圧Ｖｇｎｄ（＝０Ｖ）を分圧し、基準電圧Ｖｒを生成する。

電圧電流変換回路２０は、チャージポンプ回路４の出力電圧Ｖｓｓに応じたフィードバック電圧Ｖｆｂと所定の基準電圧Ｖｒとの誤差ΔＶに応じたバイアス電流Ｉｂｉａｓを発生する。バイアス電流Ｉｂｉａｓは、誤差ΔＶに対して第１の特性でその電流値が変化する制御電流Ｉｃと、誤差ΔＶに対して第１の特性と異なる第２の特性でその電流値が変化するオーバードライブ電流Ｉｏｄとを含む合成電流である。バイアス電流Ｉｂｉａｓは、バッファ回路３０へと供給される。

電圧電流変換回路２０は、誤差増幅器２２、第１トランスコンダクタンス（ＧＭ）回路２４、第２ＧＭ回路２６を含む。

誤差増幅器２２は、フィードバック電圧Ｖｆｂと基準電圧Ｖｒを受け、それらの誤差ΔＶを増幅して制御電圧Ｖｃを生成する。

第１ＧＭ回路２４は、制御電圧Ｖｃに対して、第１の特性で電流値が変化する制御電流Ｉｃを生成する。第２ＧＭ回路２６は、制御電圧Ｖｃに対して第２の特性で電流値が変化するオーバードライブ電流Ｉｏｄを生成する。制御電流Ｉｃとオーバードライブ電流Ｉｏｄは配線上で合成され、
Ｉｂｉａｓ＝Ｉｃ＋Ｉｏｄ
で与えられるバイアス電流Ｉｂｉａｓが生成される。

図２は、図１の電圧電流変換回路２０の具体的な構成例を示す回路図である。図３は、図２の電圧電流変換回路２０の電圧−電流特性を示す図である。第１ＧＭ回路２４は、ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ（トランジスタＭ６）を含み、そのゲートに制御電圧Ｖｃが入力されている。図３に示すように、第１ＧＭ回路２４をＮチャンネルＭＯＳＦＥＴとした場合、制御電圧Ｖｃに対して緩やかに変化する制御電流Ｉｃが生成される。

第２ＧＭ回路２６は、差動対５０、電流源５２、トランジスタＭ１〜Ｍ３を含む。
差動対５０は、第１入力端子ＩＮ１に制御電圧Ｖｃを、第２入力端子ＩＮ２に電源電圧Ｖｄｄを受ける。電流源５２は、差動対５０にテイル電流Ｉｂを供給する。第１トランジスタＭ１は、差動対５０の第１入力端子ＩＮ１側のトランジスタＭ４に負荷として接続される。第２トランジスタＭ２は、差動対５０の第２入力端子ＩＮ２側のトランジスタＭ５に負荷として接続される。第３トランジスタＭ３は、第１トランジスタＭ１に対してミラー比がＮ倍（Ｎは実数）のカレントミラー回路を形成するように接続される。第３トランジスタＭ３に流れる電流が、オーバードライブ電流Ｉｏｄである。

制御電圧Ｖｃが低い領域では、差動対５０が入力トランジスタＭ５側にオンするため、第１トランジスタＭ１には電流はほとんど流れず、オーバードライブ電流Ｉｏｄも実質的にゼロとなる。制御電圧Ｖｃが電源電圧Ｖｄｄに近づくと、差動対５０がバランスするため、入力トランジスタＭ４にＩｂ／２の電流が流れ、オーバードライブ電流Ｉｏｄは、
Ｉｏｄ＝Ｎ×Ｉｂ／２
となる。

バイアス電流Ｉｂｉａｓは、制御電流Ｉｃとオーバードライブ電流Ｉｏｄの和であるから、制御電圧Ｖｃが低い領域では、制御電流Ｉｃの成分が支配的であり、制御電圧Ｖｃが電源電圧Ｖｄｄに近づくに従い、オーバードライブ電流Ｉｏｄが支配的になる。

クロック発生回路４０は、第１スイッチＳＷ１〜第４スイッチＳＷ４のオン、オフのタイミングを規定するゲートクロックＣＬＫ１〜ＣＬＫ４を発生する。ゲートクロックＣＬＫ１、ＣＬＫ３は、第１状態φ１において第１スイッチＳＷ１、第３スイッチＳＷ３をオンするレベルをとる。ゲートクロックＣＬＫ２、ＣＬＫ４は、第２状態φ２において第２スイッチＳＷ２、第４スイッチＳＷ４をオンするレベルをとる。各信号のハイレベルとローレベルの割り当ては設計事項である。第１状態φ１と第２状態φ２の境界において、第１スイッチＳＷ１と第２スイッチＳＷ２のペアが同時にオンせず、第３スイッチＳＷ３と第４スイッチＳＷ４のペアが同時にオンしないように、すべてのスイッチＳＷ１〜ＳＷ４がオフするデッドタイムが設けられる。

バッファ回路３０は、ゲートクロックＣＬＫ１〜ＣＬＫ４を受け、それらに応じてチャージポンプ回路４の第１スイッチＳＷ１〜ＳＷ４のオン、オフを切りかえる。バッファ回路３０は、複数のバッファＢＵＦ１〜ＢＵＦ４を含む。

複数のバッファのうちの少なくともひとつは、電圧電流変換回路２０からのバイアス電流Ｉｂｉａｓによってバイアスされている。図１では、第２スイッチＳＷ２に割り当てられたバッファＢＵＦ２が、バイアス電流Ｉｂｉａｓによってバイアスされる。バッファＢＵＦ２は、ゲートクロックＣＬＫ２に応じて相補的にオン、オフする２つのスイッチＳＷ２Ｈ、ＳＷ２Ｌを含む。

残りのバッファＢＵＦ１、ＢＵＦ３、ＢＵＦ４は、一般的なインバータを含み、電源電圧Ｖｄｄと接地電圧Ｖｇｎｄによってバイアスされている。

以上が電源回路２の構成である。続いてその動作を説明する。
図４（ａ）、（ｂ）はそれぞれ、図１の電源回路２の動作特性およびそのタイムチャートである。それぞれにおいて、実線は図１の回路の、破線は第２ＧＭ回路２６を設けない回路の特性を示す。図４（ａ）の横軸はチャージポンプ回路４の負荷電流ＩＬ、縦軸は出力電圧Ｖｓｓを示す。ここで出力電圧Ｖｓｓは負電圧であることに留意されたい。図４（ｂ）の横軸は時間、縦軸は第２スイッチＳＷ２のゲート電圧Ｖｇを示す。

実施の形態に係る電源回路２の動作およびその利点は、第２ＧＭ回路２６が設けられていない構成との対比によって明確となる。そこで始めに、オーバードライブ電流Ｉｏｄが生成されない場合の動作を、破線を参照して説明する。

図４（ａ）を参照すると、負荷電流ＩＬが小さい領域において、出力電圧Ｖｓｓは基準電圧Ｖｒｅｆに応じて定まる目標電圧Ｖｔｇｔに安定化される。負荷電流ＩＬがある制御限界点を越えると、出力電圧Ｖｓｓは目標電圧Ｖｔｇｔから乖離しはじめる。

この理由は、図３の制御電流Ｉｃおよび図４（ｂ）のタイムチャートに裏付けられる。負荷電流ＩＬが増加すると、出力電圧Ｖｓｓは増加する（０Ｖに近づく）ため、制御電圧Ｖｃが増大する。ところが図３に示すように、制御電圧Ｖｃが増大しても制御電流Ｉｃ、つまりバイアス電流Ｉｂｉａｓはそれほど上昇しない。ゲートクロックＶｇは、第２スイッチＳＷ２のゲート容量（不図示）をバッファＢＵＦ２のはき出す電流で充電することにより上昇するところ、バイアス電流Ｉｂｉａｓが小さい場合、図４（ｂ）の破線で示すように、第２スイッチＳＷ２のゲートクロックＶｇが十分に高くならず、第２スイッチＳＷ２のオンの程度が弱くなり、あるいはオン時間が短くなるため、出力キャパシタＣｏへの電荷転送が不足し、出力電圧Ｖｓｓが目標電圧Ｖｔｇｔから乖離する。

第１ＧＭ回路２４のトランスコンダクタンスを大きくすれば、つまり図３のＶｃに対するＩｃの傾きを大きくすれば、この問題は解消するように思われるが、このアプローチは、フィードバックループの安定性を損ねるため、採用することは困難である。

続いて図１の電源回路２の動作を説明する。負荷電流ＩＬが増大すると、制御電圧Ｖｃが増大する。制御電圧Ｖｃが電源電圧Ｖｄｄに近づくと、オーバードライブ電流Ｉｏｄによって、バッファＢＵＦ２のバイアス電流Ｉｂｉａｓがブーストされる。その結果、図４（ｂ）に示すように、第２スイッチＳＷ２のゲートクロックＶｇが急峻に立ち上がるため、第２スイッチＳＷ２を十分にオンすることができ、出力電圧Ｖｓｓが目標電圧Ｖｔｇｔから乖離するのを抑制することができる。

このように、実施の形態に係る制御回路１００によれば、負荷電流ＩＬの制御限界点を大きくすることができ、従来よりも安定的にチャージポンプ回路４を制御することができる。

続いて電源回路２の好ましいアプリケーションを説明する。図５は、図１の電源回路を用いたオーディオシステムの構成を示すブロック図である。オーディオシステム３００は、ヘッドアンプやスピーカアンプ（これらは、メインアンプまたはパワーアンプとも総称される）３０２、反転型のチャージポンプ回路４、スピーカ３０６を備える。メインアンプ３０２はたとえば反転アンプであり、入力電圧Ｖｉｎを反転増幅し、出力電圧Ｖｏｕｔをスピーカ３０６へと供給する。メインアンプ３０２は、電池電圧Ｖｄｄを正の電源電圧として受ける。図１の反転型のチャージポンプ回路４は、電池電圧Ｖｄｄを反転し、メインアンプ３０２の負の電源電圧Ｖｓｓを生成する。

メインアンプ３０２に入力されるオーディオ信号の振幅は、ボリウム値に応じて変化する。そこでチャージポンプ回路４の目標電圧Ｖｔｇｔは、ボリウム値に応じて最適化される。目標電圧Ｖｔｇｔは、図１の基準電圧Ｖｒｅｆを変化させ、あるいはレベルシフト回路１０の分圧比を調節することで調節できる。つまり増幅されたオーディオ信号が歪まない範囲で、負の電源電圧Ｖｓｓをなるべく高い値（０Ｖに近い値）とすることにより、無駄な電力消費を抑制し、さらに無駄な発熱を抑制することができる。

メインアンプ３０２の消費電流、つまりチャージポンプ回路４の負荷電流ＩＬは、オーディオ信号に応じてダイナミックに変化する。したがってこのようなメインアンプ３０２に対する電源回路として、図１の電源回路２は好適である。

実施の形態では、極性反転型のチャージポンプ回路４を例に説明したが、本発明はこれに限定されず、１．５倍、２倍、３倍、４倍など、その他の昇圧率を有し、あるいは昇圧率が切りかえ可能なチャージポンプ回路に適用することができる。当業者であれば、各チャージポンプ回路の構成に応じて、いずれのスイッチのオンの程度やオン時間を調節すべきかは適宜設計することができる。また当業者であれば、チャージポンプ回路の構成に応じて、制御電流Ｉｃおよびオーバードライブ電流Ｉｏｄそれぞれが備えるべき誤差ΔＶの依存性を最適化することができる。

実施の形態にもとづき、具体的な語句を用いて本発明を説明したが、実施の形態は、本発明の原理、応用を示しているにすぎず、実施の形態には、請求の範囲に規定された本発明の思想を逸脱しない範囲において、多くの変形例や配置の変更が可能である。

２…電源回路、４…チャージポンプ回路、１０…レベルシフト回路、２０…電圧電流変換回路、２２…誤差増幅器、２４…第１ＧＭ回路、２６…第２ＧＭ回路、３０…バッファ回路、４０…クロック発生回路、５０…差動対、Ｍ１…第１トランジスタ、Ｍ２…第２トランジスタ、Ｍ３…第３トランジスタ、Ｍ４，Ｍ５…入力トランジスタ、５２…電流源、１００…制御回路、ＳＷ１…第１スイッチ、ＳＷ２…第２スイッチ、ＳＷ３…第３スイッチ、ＳＷ４…第４スイッチ、Ｃｆ…フライングキャパシタ、Ｃｏ…出力キャパシタ。

Claims

正の電源電圧を反転し、負の電源電圧を生成する電源回路と、
前記正および負の電源電圧を受け、オーディオ信号を増幅するアンプと、
を備え、
前記電源回路は、
複数のスイッチを含むチャージポンプ回路と、
前記複数のスイッチのオン、オフを制御する制御回路と、
を備え、
前記制御回路は、
前記チャージポンプ回路の出力電圧に応じたフィードバック電圧と所定の基準電圧との誤差に応じたバイアス電流であって、前記誤差に対して第１の特性でその電流値が変化する制御電流と、前記誤差に対して前記第１の特性と異なる第２の特性でその電流値が変化するオーバードライブ電流とを含むバイアス電流を発生する電圧電流変換回路と、
前記バイアス電流によってバイアスされ、ゲートクロックに応じて前記チャージポンプ回路の少なくともひとつのスイッチのオン、オフをスイッチングさせるバッファと、
を備えることを特徴とするオーディオシステム。
前記電圧電流変換回路は、
前記フィードバック電圧と前記基準電圧を受け、前記誤差に応じた制御電圧を生成する誤差増幅器と、
前記制御電圧に応じた前記制御電流を生成する第１トランスコンダクタンス回路と、
前記制御電圧に応じた前記オーバードライブ電流を生成する第２トランスコンダクタンス回路と、
を含むことを特徴とする請求項１に記載のオーディオシステム。
前記第２トランスコンダクタンス回路は、
第１入力端子に前記制御電圧を、第２入力端子に電源電圧を受ける差動対と、
前記差動対にテイル電流を供給する電流源と、
前記差動対の前記第１入力端子側のトランジスタに負荷として接続された第１トランジスタと、
前記差動対の前記第２入力端子側のトランジスタに負荷として接続された第２トランジスタと、
前記第１トランジスタに対してカレントミラー回路を形成するように接続された第３トランジスタと、
を含み、前記第３トランジスタに流れる電流が、前記オーバードライブ電流であることを特徴とする請求項２に記載のオーディオシステム。
前記第１トランスコンダクタンス回路は、
ゲートに前記制御電圧が印加されたＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）の第４トランジスタを含み、前記第４トランジスタに流れる電流が、前記制御電流であることを特徴とする請求項２または３に記載のオーディオシステム。