TWI439028B - 具有不受突波干擾之端子電流的充電泵電路及其操作方法 - Google Patents

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Description

具有不受突波干擾之端子電流的充電泵電路及其操作方法
本發明係關於充電泵電路。更特定言之，本發明係關於可降低輸入及輸出電流變異之充電泵電路及方法。
充電泵為一電子電路，其通常使用一或多電容作為儲能元件以從功率源產生較高或較低電壓。充電泵電路一般係藉由控制電壓源與一或多電容之連接而進行操作，通常係操作在二或更多階段(phase)。例如，在一簡單充電泵電路中，為了產生更高電壓，電容之正極端在第一階段期間係連接至電壓源。在此階段期間，電荷被傳授至電容。接著，在第二階段期間，電容與電壓源斷開而與耦接至電壓源之負極端重新連接。
由於電容可保持頂板與底板間的電壓之差異，因此正極端之電壓值會係充電電壓之二倍。當電容放電時(通常放電至慮波電容)，輸出電壓會升至輸入電壓之值的二倍。使用此原理，可藉由以串聯方式加入額外的電容來增加倍增因子，來達成其它不同的電壓增值。此原理的變型使電路設計者亦可透過使用適當的電路佈局而獲得分數的電壓倍增因子，例如三分之二或一又二分之一。充電泵階段變化的頻率一般係在千赫至百萬赫之範圍間，可選擇適當頻率以最小化所需濾波電容之尺寸。
然而，習知的充電泵電路在切換時間間隔期間呈現不好的電流特性。例如，在切換器首次將充電泵電容連接至電壓源的那一刻，會產生大的湧入(inrush)電流，而對電容進行充電。若充電泵的等效輸入阻抗係小的，此湧入電流起初將相當大的，接著快速減少，因而於切換器轉換點處之輸入電壓上產生尖波或「脈衝」負載。
由於此等切換器係以一相當高頻率進行轉換，某些較敏感系統將因此受干擾，特別是當系統之源阻抗與充電泵電路之切換器及接線電阻不相上下時。此外，此等脈衝可包含實質高頻內容，其可激發任何與其耦接之高品質(high-Q)元件，例如寄生電感及旁路電容。同樣地，充電泵電路之輸出訊號亦包括不好的切換器轉換點處的此等尖波，這是由於來自充電泵電容之輸出電流放電及隨後降低所致。
已提供各種不同的方案來解決此問題，其中某些方案涉及強迫輸入一大致恆定的輸入電流至充電泵。此作法(例如)涉及到使用二或更多充電泵系統，而每一系統操作在交替模式中(一進行放電而另一進行充電，等)。然而，此種系統仍會於切換器轉換期間在其輸出處產生尖波，這是因為需要不對稱切換以可正確地操作，然而卻會導致在某些轉換點處產生不是太小就是太大的電流。
因此，有鑑於此，會希望能提供一種能改善充電泵電路之電流特性的電路及方法。
此外，亦會希望能提供一種能降低或實質消除充電泵電路之輸入及輸出電流變異之電路及方法。
另外，亦會希望能提供一種能在切換週期期間使充電泵電路產生大致恆定的輸入及輸出電流的電路及方法。
茲提供一種用於維持充電泵電路之大致恆定的輸入及輸出電流之電路及方法，其可降低切換時間間隔期間之電流變異。本發明之充電泵電路可維持從電流源至其輸出之電流路徑，以最小化或消除一般與切換時間間隔相關的輸入及輸出電流上之尖波。
依據本發明，充電泵電路之一具體實施例提供大致恆定的輸出電流並降低切換點處的電流變異，充電泵電路包括：一輸入及一輸出；一第一電容組及一第二電容組；一第一電流源，用以週期地對第一及第二電容組進行充電；一第二電流源，用以週期地對第一及第二電容組進行放電；複數個切換電路，其係配置用以選擇性地將第一電容組耦接至第一電流源以對第一電容組進行充電，該複數個切換電路係進一步配置以選擇性地將第二電容組耦接至第二電流源以對第二電容組進行放電，籍此提供大致恆定的輸出電流。其中在轉換狀態期間，第一電容組、第二電容組及第二電流源係耦接至輸出，使得當第二電容組與充電泵電路斷開時，輸出電流仍維持大致恆定，因此降低了與第二電容組之斷開相關的輸出電流變異。
第1圖顯示依據本發明之原理建構的充電泵電路100之一具體實施例的一般性方塊圖。此配置適用於在其輸出處提供增壓電壓，當與調節電路耦接時，可因此提供一經調節的增壓電壓。如圖所示，電路100一般可包括電流源103及105、切換器106-119，及電容組130及135。在某些具體實施例中，電路100可配置以包括交替電流源102及104，而非電流源103及105(如虛線所指)。
一般而言，不是使用電流源103及105，就是使用電流源102及104，但不會同時使用它們四者(即，僅使用二電流源)。若需要，可採用使用電流源102及103之實施例，及使用電流源104及105之實施例。電流源102或105之選擇與電流源103或104之選擇無關，反之亦然。為簡明起見，此處描述使用電流源103及105之實施例。然而可瞭解到，若需要，可依據下文描述之原理採用使用其它電流源之實施例。
在操作中，充電泵電路100可在VIN 處汲取一大致恆定的輸入電流，並VOUT 處提供一大致恆定的輸出電流。可減少或實質消除在切換期間的電流尖波。可達成此結果之一方法係藉由控制切換器106-119，使得電流源103具有自VIN 通過電容組130或135而到達VOUT 的一不中斷電流路徑。電路100可在二(或更多)階段下操作，使得電容組130充電的同時電容組135放電，反之亦然。基於第1圖所示的配置，電流源103係負責對電容組130及135放電，而電流源105係負責對電容組130及135充電(下文將結合第3圖更詳細說明之)。
可以多種方式具體實施第1圖所示的切換器106-119。例如，切換器106-119可實施為任何適當類型的應用電樞或半導體的切換電路。此外，在某些具體實施例中，電流源103及105可為可控制的或可程式化電流源，而非固定電流源。例如，電路100可包含感測電路(未圖示)，其可基於某些外部條件來調整電流位準，外部條件諸如在VIN 處提供的輸入電壓或電流，或在VOUT 處呈現的(或要求的)電流或電壓位準。電路100可進一步介接至(或包括)用以建立電流源103及105之電流位準(諸如外部數位控制訊號)的電路，或包括可程式化記憶體電路，其可經程式化以建立電流位準(未圖示)。
此外，電流源105較佳可包括電壓箝制電路，其藉由將電流分流至VIN (或在使用替代電流源102的具體實施例中分流至地)以避免其電壓下降至低於一所需位準。在各種操作階段轉換期間，電流源105會有一段期間不會連接至電容組130或135，且箝制電路於該期間內為該電流源提供一電流路徑。
在電流源105包括有此箝制電路的具體實施例中，電路的輸入電流在轉換期間係維持在與在其它階段時大致相同的位準。如此可確保總輸入電流在整個充電泵操作期間大致維持恆定，因為從VIN 的電流路徑可繼續通過電流源103及105。然而將瞭解到，在其它具體實施例中，若需要，亦可使用任何其它可用來維持輸入電流大致恆定的適當電路。
電容組130及135可經配置成如第2圖所示的電容組150。然而，可使用任何適當的配置來獲得所需的電壓倍增因子。如圖所示，電容組150包括切換器152-158及電容160與162。如同切換器106-119，切換器152-158可實現為任何適當的應用電樞或半導體的切換電路。同樣地，電容160及162可為任何適當類型的獨立電容，諸如電解電容或陶瓷電容，或可為半導體應用電容。
使用此配置時，電容160及162可串聯連接(例如，藉由閉合切換器152)或並聯連接(例如，藉由閉合切換器156及158)，以獲得所需的倍增因子。例如，為了獲得大小為三的倍增因子，電容160及162之頂板可藉由閉合切換器156及158並開路切換器152(總稱為「充電組態」)而進行充電。接著，可將電容串聯起來(例如，藉由閉合切換器152及開路切換器156與158)，以將電容設置在放電組態。雖然圖中僅顯示二電容，將瞭解到可以串聯或並聯方式加入額外的電容，以進一步擴展用於電路100的可能的倍增因子的數目。此外，儘管電容組130及135被描述為一樣，將瞭解到其組態可彼此不同。
回到第1圖，電路100可用來增高VIN 處所提供的電壓之值，並提供大致恆定的輸出電流，其在切換期間的電流尖波被降至最低或實質消除。如前所述，電路100一般操作於二階段中，此處稱為階段1及階段2。在階段1期間，電容組135係耦接至電流源103及VOUT ，而使電容組135進行放電並從電流源103提供電流至VOUT 。與此同時，電容組130係耦接至VIN 及電流源105，使電容組130因電流源105自VIN 汲取電流而進行充電。因此，在階段1期間，電容組130係設置在其充電組態，而電容組135係設置在其放電組態。
接著，在經過數次階段轉換後，電路100到達階段2(其中電容組130係耦接至電流源103及VOUT )，使得電容組130進行放電並從電流源103提供電流至VOUT 。與此同時，電容組135係耦接至VIN 及電流源105，使得電容組135因電流源105自VIN 汲取電流而進行充電。在階段2期間，電容組135係設置在其充電組態，而電容組130係設置在其放電組態。重覆此循環週期，電路100可產生具有大致恆定的輸入及輸出電流的增壓輸出電壓。
由電流源103所產生的電流應選擇(或經控制)為大致恆定，以匹配所需的(或要求的)電路100之輸出電流。如此電路100便能夠提供一大致恆定的輸出電流通過電容組130及135。然而，電流源105需夠大，以補償在其餘的切換期間於電容組130及135上損失的電荷。不過，電流源105亦應經配置成大致恆定，以使在VIN 處所汲取的輸入電流維持大致恆定。
現參照第3A至3H圖，其中更詳細地圖示電路100之細節及其各種操作階段及轉換狀態。起初，假設電路100開始於操作階段1(其可發生在一短暫的初始化階段之後，在該初始化階段期間會有極小量的電荷傳送給電容組130及135(例如，藉由將電容組130及135連接至電流源105))。
在此時點，切換器106、112及116及118係閉合，而其餘的切換器為開路，如第3A圖所示。使用此配置，電流會從VIN ，通過電流源103及切換器118，而流至電容組135，電容組135正透過切換器116放電至VOUT 。如前所述，電流源103之值被選擇為大致匹配所需的輸出電流。結果，在VOUT 處的輸出電流匹配此電流值。此外，電流會從VIN ，通過切換器106，而流至電容組130，電容組130正因電流源105通過切換器112汲取電流而進行充電。在階段1期間，電容組130係設置在其充電組態，而電容組135係設置在其放電組態。
接著，在經過一段適當時間後(可視電容組135的放電速率而定)，電路100開始經由轉換狀態1-3而轉換至階段2，如第3B-3D圖所圖示。例如，電路100可從階段1轉換至轉換狀態1，以避免電容組135放電超過一預定點。
電路100藉由開路切換器106及112而使電容組130與電路100之其餘部分斷開，從而自階段1變換至轉換狀態1，如第3B圖所示。在此狀態期間，電流源103及電容組135繼續供應電流至VOUT ，以維持輸出電流大致恆定。此外，由於電容組130之電容端子最好不要同時連接至超過一個電壓，因此會需要一特定端子在一段期間內不接至任何電壓。就電容組130而言，此期間係在轉換狀態1及6之期間。此外，在轉換狀態1期間，電容組130的內部組態係由其充電組態變換成其放電組態。
接著，電路100藉由閉合切換器108及110而將電容組130再次與電路100連接(明確地說係與VOUT 連接)，從而由轉換狀態1變換至轉換狀態2，如第3C圖所示。在此狀態期間，電流源103繼續供應電流至VOUT ，不同的是現在係透過電容組130及135二者供應。
由於傳送給VOUT 的電流係正由一單一電流源(103)控制，因此連接二電容組而不會改變端子電流係可能的。這是一重要的轉換狀態，其允許電容組135與電路100斷開(為了後續充電)的同時，仍可維持從電流源103通過電容組130的電流路徑。如此提供一平滑轉換，以允許電路100整體減少及(或)避免當電容組130與VOUT 重新連接時可能發生的電流(或電壓)尖波。
電路100藉由開路切換器118及116而使電容組135與電路100之其餘部分斷開，從而自轉換狀態2變換至轉換狀態3(如第3D圖所示)。在此狀態期間，電流源103及電容組130繼續供應電流至VOUT 。因此，繼續維持從電流源103至VOUT 的電流路徑，以保持輸出電流恆定。此外，由於電容組135之電容端子最好不要同時連接至超過一個電壓，因此會需要一特定端子在一段期間內不接至任何電壓。就電容組135而言，此期間係在轉換狀態3及4之期間。在此期間內，電容組135的內部組態係由其放電組態變換成其充電組態。
電路100藉由閉路切換器114及119而將電容組135連接至VIN 及電流源105，從而自轉換狀態3變換至階段2，如第3E圖所示。在此配置下，電流從VIN ，通過電流源103及切換器110，而流至電容組130，電容組130正透過切換器108放電至VOUT 。此外，電流會從VIN ，通過切換器114，而流至電容組135，電容組135正因電流源105通過切換器119汲取電流而進行充電。在階段2期間，電容組135係設置在其充電組態，而電容組130係設置在其放電組態。
在此時點，在經過一段適當時間後(可視電容組130的放電速率而定)，電路100經由轉換狀態4-6而轉換回階段1，如第3F-3H圖所圖示。例如，電路100可從階段2轉換至轉換狀態4，以避免電容組130放電超過一預定點。
電路100藉由開路切換器114及119而使電容組135與電路100之其餘部分斷開，從而自階段2變換至轉換狀態4，如第3F圖所示。在此狀態期間，電流源103及電容組130繼續供應電流至VOUT ，如此可維持從電流源103至VOUT 的電流路徑，以保持輸出電流恆定。在此期間，電容組135的內部組態應由其充電組態變換成其放電組態。
接著，電路100藉由閉合切換器118及116而將電容組135再次與電路100連接(明確地說係與VOUT 連接)，從而由轉換狀態4變換至轉換狀態5，如第3G圖所示。在此狀態期間，電流源103繼續供應電流至VOUT ，不同的是現在係透過電容組130及135二者供應。由於傳送給VOUT 的電流係正由一單一電流源(103)控制，因此連接二電容組而不會改變端子電流(輸入及輸出端)係可能的。這是一重要的轉換狀態，其允許電容組130與電路100斷開(為了後續充電)的同時，仍可維持從電流源103通過電容組135的電流路徑。如此提供一平滑轉換，以允許電路100整體減少及(或)避免當電容組135與VOUT 重新連接時可能發生的電流(或電壓)尖波。
在此時點，電路100藉由開路切換器108及110而使電容組130與電路100之其餘部分斷開，從而自轉換狀態5變換至轉換狀態6(如第3H圖所示)。在此狀態期間，電流源103及電容組135繼續供應電流至VOUT 。如此，可維持從電流源103至VOUT 的電流路徑，以保持輸出電流恆定。在此期間內，電容組130的內部組態係由其放電組態變換成其充電組態。接著，電路100變換回階段1，並重覆前述循環週期。
如前所述，電流源105係用來補充電容組130及135上的電荷。因此，會需要將電流源105之值選擇為至少夠大，以足以補償在其餘期間(cycle)(在指定的電容再充電期間)所損失的電荷。可基於充/放電組態的變換及相關的充/放電時間及速率，來計算損失電荷。例如，若二電容係以電流G1(例如，電流源103)串聯放電達一時間t 1 ，且以電流G2(例如，電流源105)並聯充電達一時間t 2 ，則G2係由方程式1給出：
其中，因子2代表串聯至並聯變換。假設在轉換狀態2及5中，電流平均分配給電容組130及135，且時序為對稱(即，階段1所經歷時間大致與階段2相同、轉換狀態1大致與轉換狀態4相同，等等)，則時間t 1 可如下表示：
(3)t 2 =t Phase1
此外，如前所述，電流源105較佳為包括一電壓箝制電路，以當電流沈入至地時，維持其電壓降高於一特定最小位準。因此，在轉換狀態1-6期間，當電流源105之一端子與電容斷開時，該端子會自然地停在將其電流分流至VIN 的電壓箝制電路所允許的最低位準，藉此可使來自VIN 的電流為恆定(其在階段1及2期間從VIN 汲取)。在某些特定實施中，電流源105可具有不特定的最小電壓橫跨其上，當其上電壓低於該最小電壓時，其電流將不再為恆定，且需要選擇大於此最小電壓的箝制電壓。
電壓箝制電路亦允許選擇大於前述最小值之電流源105，而不會損害電路100之操作。如此允許其操作參數存在某些變異(而因此允許組件值在電路製造期間可稍微變動)。在階段1及(或)2期間，若電流源105之值大於所要求的值，在該階段結束以前(即，比所要求的更快)其電壓就會到達箝制臨限而停止對電容組充電，但不會因此影響從VIN 汲取的電流。
此外，儘管希望能選擇比所要求的最小電壓還稍微大一點的箝制電壓，以使來自電流源105之輸出電流為恆定，然而在某些具體實施例中，會更希望此箝制電壓儘可能接近此最小電壓，因為箝制電壓會減少可儲存於電容上的最大電荷量，而因此減少最大可獲取的輸出電壓。然而，當電流源105受箝制時，其電流為未充分利用的能源，因為此電流係用來維持輸入電流恆定，而非用來對電容充電或放電。鑑於此情況，在某些實施例中可能會想要設計電流源105之電流位準儘可能的接近最小值(但不低於最小值)，且使電路100在經歷轉換狀態1-6所花的時間量最小化(此將減少最小電流值)，這受制於在某些點上較快的切換可能因其它效應而本身會導致大量的供應電源尖波。
在某些具體實施例中，可藉由將直接連接至電流源103的切換器(切換器110及118)以切換電流通過元件(switched current-passing elements)取代，來進一步改善電路100之效能，切換電流通過元件不強迫電容組130及135在轉換狀態2及5期間必需具有相等的電壓。如此使正開始要放電的電容組(例如，轉換狀態2之130)能夠保有更多其上的電荷，並在其放電階段(例如，電容組130之階段2)維持較高電壓。這可藉由適當地修改用於一主動切換器之控制訊號來達成，或藉由使用合適的偏壓技術(例如，將一MOSFET維持在其飽和區而非其三極區，等)來達成。
第4圖圖示充電泵電路100的一個可能的具體實施─充電泵電路200。電路200為一半導體應用實施，其包括NMOS電晶體201、206-207、212、214、217、219-220及223-225，PMOS電晶體208-211、213、215-216、218、221-222及227，以及電容230-232及235-237。
充電泵200在各方面皆類似於第1圖所示之充電泵，充電泵200一般包括有類似編號的組件及功能塊以表示類似功能及大致的對應關係。例如，充電泵200包括切換器206、208、210、212、214、216、218及219(第4圖之電晶體206、208、210、212、214、216、218及219)，及電容230及235。此外，充電泵電路200之操作方式大致如同前述之充電泵100。
如第4圖所示，電路200包括電容230及235，其允許電路200於VOUT 處產生稍小於2VIN 的一最大電壓(視偏壓方式而定，下文將說明之)。如同第1圖，電路200在同樣的相對位置使用充/放電電流源(相對於電流源102及104所代表的替代位置)，因為沒有任何切換的電流源暴露於「地至VIN 」電壓範圍之外的電壓而因此簡化了實施。
放電電流源(即第1圖之電流源103)以PMOS電晶體213來實施，而其輸出電流係由控制訊號Vcontrol 之電壓位準所控制。NMOS電晶體225鏡射由PMOS電晶體211所建立的電流，且NMOS電晶體225功能如同充電電流源(第1圖之電流源105)。
由PMOS電晶體211與213(N)及NMOS電晶體224與225(M)構成電流鏡，基於電路200花在轉換狀態的週期時間的分數來選擇電流鏡之N對M的關係。選擇N>>1，將可最小化因設定此偏壓所損失的功率源。與電流源105相結合之前述的電流分流箝制電路係以NMOS電晶體223來實施，其閘極係依方程式4所提供的適當電壓來進行偏壓，方程式4如以下：
(4)V B2 V GS , 223 +VDSsat,225
如此，可使NMOS電晶體225基本上維持在三極區外操作，且因此保持其輸出電流為恆定。
電路200中之電晶體之控制係藉由外部時脈訊號來達成，在某些具體實施例中，時脈訊號值之範圍係從零伏特至VIN 。外部時脈訊號可供應至第4圖中之控制線VP1A 、VP1B 、VP2A 及VP2B 。第5圖圖示這些時脈訊號之時序，及其與第3圖所示之狀態及階段轉換的關係，下文將更詳細說明之。
電容231、232、236及237係分別與連接二極體的NMOS電晶體201、207、217及220相關聯。這些電晶體提升送至電晶體206、208、216及211的閘驅動訊號之電壓，使得其能夠在VIN -VGS 及2VIN -VGS 範圍之間擺動，如此能夠以微小電壓降使PMOS電晶體208及216關閉及NMOS電晶體206及214開啟(其增加充電階段期間所傳送的電荷，而因此增加最大的持續VOUT 電壓)。
此外，PMOS電晶體209、215、221及222使VP1A 及VP2A 時脈訊號之位準移位，使其在由下端的VB1 +VGS 及上端的VIN 所界定的範圍內擺動。如此提供前述之有效率的電流經過切換行為。也就是說，若將控制電壓VB1 選擇為接近VIN ，則PMOS電晶體210及218保持在飽和區而不會轉移至三極區，如此電容230及235之底板不會被迫處在相同電壓。
更明確地說，在某些具體實施例中，應將控制電壓VB1 選擇為盡可能接近VIN ，同時不減少PMOS電晶體213之輸出電流。此值大致由以下之方程式5計算得：
(5)VB1 =VIN -VDSsat,213 -VGS,210 -VGS,221
一般而言，充電泵電路200之操作與任何閘驅動訊號之「快速邊緣(“fast edge”)」無關。若想要維持低的邊緣率以最小化或消除因時脈訊號所致的供應源干擾，可逕行維持低的邊緣率而不會影響充電泵電路200之操作。
由前述的操作參數可知，在有負載狀況下決定VOUT 處的最大的維持電壓係可能的。例如，若基於前述說明將VB1 及VB2 選擇為其最佳值，且安排時脈訊號使得轉換狀態不占大部分的總週期時間t cycle ，則VOUT 的最大值可由方程式6得出：
其中C1 為電容230之值，且將電容235之值選擇為與電容230相同。
因此，方程式6基於對VOUT 及IOUT 之最差情況要求，定義出電容230(及235)之應選定值。較快週期時間將允許較小的電容值，但外部切換瞬變現象將會快速發生，這樣可能增加VIN 或VOUT 之外部干擾。
此外，PMOS電晶體227允許VOUT 降至VIN 之下，而仍能使電路200正常操作。若V OUT <V IN ，NMOS電晶體227操作為輸出電流的一疊接，以保持其源極比VIN 還高出VGS 。當VOUT 上升超過VIN 之際，NMOS電晶體227進入三極區，而作為充電泵輸出及VOUT 之間的一小電阻。在此電阻中之電壓降代表最大的持續輸出電壓VOUT 的損失，因此應相應地選擇NMOS電晶體227。
現參照第5圖，其圖示一時序圖250以例示說明與控制充電泵電路200中之電晶體的切換的時脈訊號相關聯的邏輯位準。如圖所示，時脈訊號252(VP1A )在階段1一開始為一邏輯高訊號，以一邏輯高位準開始轉換狀態1(由第5圖中T1表示)，但於T1之末端開始變換至一邏輯低位準，並於轉換狀態2(由第5圖中T2表示)的一開始到達一邏輯低位準。這樣會造成PMOS電晶體208及210開啟。控制訊號252在T2的其餘時間、轉換狀態3(由第5圖中T3表示)、階段2、轉換狀態4處(由第5圖中T4表示)皆維持在一邏輯低位準，於轉換狀態5(由第5圖中T5表示)之末端開始變換至一邏輯高位準，並於轉換狀態6(由第5圖中T6表示)期間到達一邏輯高位準，並維持在一邏輯高位準，直到再次到達T1為止。T6處之轉換造成PMOS電晶體208及210關閉。
時脈訊號254(VP1B )在階段1期間以一邏輯高位準開始，但在階段1之末端開始變換至一邏輯低位準，並於T1之一開始到達一邏輯低位準。這樣造成NMOS電晶體206及212關閉。控制訊號254在T1的其餘時間保持在一邏輯低位準，並一直保持在一邏輯低位準直到其到達T6為止。在T6之末端處，控制訊號254開始變換至一邏輯高位準，在階段1期間到達一邏輯高位準，並維持在一邏輯高位準，直到再次到達T1為止。階段1處之轉換使NMOS電晶體206及212開啟。
時脈訊號256(VP2A )在階段1期間以一邏輯低位準開始，但在T2之末端開始變換至一邏輯高位準，並於T3之一開始到達一邏輯高位準。這樣造成PMOS電晶體216及218關閉。控制訊號256在T3的其餘時間保持在一邏輯高位準，並一直保持在一邏輯高位準直到其到達T4為止。在T4之末端處，控制訊號256開始變換至一邏輯低位準，在T5期間到達一邏輯低位準，並維持在一邏輯低位準，直到再次到達T2為止。T5處之轉換使PMOS電晶體216及218開啟。
時脈訊號258(VP2B )在階段1期間以一邏輯低位準開始，並維持在一邏輯低位準直到其到達T3，而在T3開始變換至一邏輯高位準，並在階段2之一開始到達一邏輯高位準。這樣造成NMOS電晶體214及219開啟。控制訊號258維持在一邏輯高位準，直到其到達階段2之末端，在階段2之末端開始變換至一邏輯低位準。控制訊號258在T4之一開始變成為一邏輯低位準，並維持在一邏輯低位準，直到其再次到達階段2為止。在階段2之末端處的轉換使NMOS電晶體214及219關閉。
第6圖圖示依據本發明之原理所建構的充電泵電路的另一具體實施例的一般性方塊圖。此配置適用於提供一降低的電壓，當與調節電路耦接時，此降低的電壓可提供一步階下降的經調節電壓(即，用於建構一降壓轉換器)。如圖所示，電路300一般可包括電流源303及305、切換器306-319及電容組330及335。在某些具體實施例中，電路300可配置以包括替代電流源302及304，而非電流源303及305(如虛線所指)。
一般而言，不是使用電流源303及305，就是使用電流源302及304，但不會同時使用它們四者(即，僅使用二電流源)。若需要，可採用使用電流源302及303之實施例，及使用電流源304及305之實施例。電流源302或305之選擇與電流源303或304之選擇無關，反之亦然。為簡明起見，此處描述使用電流源303及305之實施例。然而可瞭解到，若需要，可依據此處描述之原理採用使用其它電流源之實施例。
在操作中，充電泵電路300可在VIN 處汲取一大致恆定輸入電流，並VOUT 處提供一大致恆定輸出電流。可減少或實質消除在切換期間的電流尖波。可達成此結果之一方法係藉由控制切換器306-319，使得電流源303具有從地通過電容330或335而到達VOUT 的一不中斷電流路徑。電路300可在二(或更多)階段下操作，使得電容330充電的同時電容335放電，反之亦然。基於第6圖所示的配置，電流源303係負責對電容330及335放電，而電流源305係負責對電容330及335充電(下文將結合第7圖更詳細說明之)。
可以多種方式具體實施第6圖所示的切換器306-319。例如，切換器306-319可實施為任何適當類型的電樞或半導體應用切換器。此外，在某些具體實施例中，電流源303及305可為可控制的或可程式化電流源，而非固定電流源。例如，電路300可包含感測電路(未圖示)，其可基於某些外部條件來調整電流位準，外部條件諸如在VIN 處提供的輸入電壓或電流，或在VOUT 處呈現的(或所要求的)電流或電壓位準。電路300可進一步介接至(或包括)用以建立電流源303及305之電流位準(諸如外部數位控制訊號)的電路，或包括可程式化記憶體電路，其可經程式化以建立電流位準(未圖示)。
此外，電流源305較佳可包括電壓箝制電路，其藉由將電流分流至VOUT (或在使用替代電流源302的具體實施例中分流至VIN )以避免其電壓下降至低於一所需位準。在各種操作階段轉換期間，電流源305在一段期間內不會連接至電容組330或335，且箝制電路於該期間內為該電流源提供一電流路徑，以維持輸入及輸出電流大致為恆定。在這些轉換狀態期間，電流會從VIN 通過電壓箝制電路(未圖示)而到達VOUT 。
若電流源305包括箝制電路，電路的輸入及輸出電流在轉換期間係維持在與在其它階段時大致相同的位準。如此可確保總輸入及輸出電流在整個充電泵操作期間大致維持恆定，因為從VIN 至VOUT 的電流路徑可繼續通過電流源305，且從地至VOUT 的電流路徑繼續通過電流源303。然而將瞭解到，在其它具體實施例中，若需要，亦可使用任何其它可用來維持輸入電流大致恆定的適當電路。
電容組330及335可經配置成如前述的電容組150(如第2圖所示)。然而，可依需求使用任何適當的配置。
現回到第6圖，電路300可用來步階降低於VIN 處提供的電壓值，並提供大致恆定的輸出電流，以減少或實質消除其在切換期間的電流尖波。如前所述，電路300一般操作於二階段，此處稱為階段1及階段2。在階段1期間，電容組335係耦接至電流源303及地，使電容組335放電並透過電流源303提供電流至VOUT 。與此同時，電容組330係耦接至VOUT 及電流源305，使電容組330因電流源305傳送電流至VOUT 而進行充電。因此，在階段1期間，電容組330係設置在充電組態，而電容組335係設置在放電組態。
接著，在經過數次階段轉換後，電路300到達階段2(其間電容組330係耦接至電流源303及地)，使電容組330進行放電並透過電流源303提供電流至VOUT 。與此同時，電容組335係耦接至VOUT 及電流源305，使電容組335因電流源305傳送電流至VOUT 而進行充電。在階段2期間，電容組335係設置在充電組態，而電容組330係設置在放電組態。重覆此循環週期，電路300可產生具有大致恆定的輸入及輸出電流的經步階下降的輸出電壓。
由電流源303所產生的電流應選擇(或經控制)為大致恆定，並與所需的(或要求的)電路300之輸出電流有關。如此電路300便能夠提供一大致恆定輸出電流通過電容組330及335。電流源305需夠大，以足以補償在其餘的切換期間於電容組330及335上損失的電荷，並提供其餘部分的輸出電流。電流源305亦應經配置成大致恆定，以使輸入及輸出電流維持大致恆定。
現參照第7A至7H圖，其中更詳細地圖示電路300之細節及其各種操作階段及轉換狀態。起初，假設電路300開始於操作階段1(其可發生在一短暫的初始化階段之後，在該初始化階段期間會有極小量的電荷傳送給電容組330及335(例如，藉由將電容組330及335連接至電流源305))。
在此時點，切換器306、312及316及318係閉合，而其餘的切換器為開路，如第7A圖所示。使用此配置，電流會從地，通過電容組335及切換器316，而流至電流源303，接著流至VOUT 。電流亦從VIN 流至電流源305，通過電容組330及切換器312而流至VOUT 。如前所述，電流源303及305之總和值被選擇為大致匹配所需的輸出電流。結果，在VOUT 處的輸出電流匹配此電流值。在階段1期間，電容組330係設置在充電組態，而電容組335係設置在放電組態。
接著，在經過一段適當時間後(可視電容組335的放電速率而定)，電路300開始經由轉換狀態1-3而轉換至階段2，如第7B-7D圖所圖示。例如，電路300可從階段1轉換至轉換狀態1，以避免電容組335放電超過一預定點。
電路300藉由開路切換器306及312而使電容組330與電路300之其餘部分斷開，從而自階段1變換至轉換狀態1，如第7B圖所示。在此狀態期間，通過耦接至電流源305之箝制電路，電流源303及電容組335繼續供應電流至VOUT ，以維持輸出電流大致恆定。此外，由於電容組330之電容端子最好不要同時連接至超過一個電壓，因此會需要一特定端子在一段期間內不接至任何電壓。就電容組330而言，此期間係在轉換狀態1及6之期間。此外，在轉換狀態1-6期間，來自電流源305之電流係從VIN 通過一電壓箝制電路(未圖示)而被傳送至VOUT 。在轉換狀態1期間，電容組330的內部經再組態而由充電組態變換成放電組態。
接著，電路300藉由閉合切換器308及310而將電容組330再次與電路300連接(明確地說係與VOUT 連接)，從而由轉換狀態1變換至轉換狀態2，如第7C圖所示。在此狀態期間，電流源303繼續供應電流至VOUT ，不同的是現在係透過電容組330及335二者供應。由於傳送給VOUT 的電流係正由一單一電流源(303)控制，因此連接二電容組而不會改變端子電流(輸入及輸出端)係可能的。這是一重要的轉換狀態，其允許電容組335與電路300斷開(為了後續充電)的同時，仍可維持從電流源303通過電容組330的電流路徑。如此提供一平滑轉換，以允許電路300整體減少及(或)避免當電容組330與VOUT 重新連接時可能發生的電流(或電壓)尖波。
電路300藉由開路切換器318及316而使電容組335與電路300之其餘部分斷開，從而自轉換狀態2變換至轉換狀態3(如第7D圖所示)。在此狀態期間，通過耦接至電流源305之箝制電路，電流源303及電容組330繼續供應電流至VOUT 。因此，繼續維持從電流源303及305至VOUT 的電流路徑，以保持輸出電流恆定。此外，由於電容組335之電容端子最好不要同時連接至超過一個電壓，因此會需要一特定端子在一段期間內不接至任何電壓。就電容組335而言，此期間係在轉換狀態3及4之期間。在此期間內，電容組335的內部組態係由放電組態變換成充電組態。
電路300藉由閉路切換器314及319而將電容組335連接至VOUT 及電流源305，從而自轉換狀態3變換至階段2，如第7E圖所示。在此配置下，電流從地及切換器310流至電容組330，電容組330正透過電流源303放電至VOUT 。此外，電流會從VIN ，通過電流源305及切換器314，而流至電容組335，電容組335正因由電流源305通過切換器319傳送電流而進行充電。在階段2期間，電容組335係設置在充電組態，而電容組330係設置在放電組態。
在此時點，在經過一段適當時間後(可視電容組330的放電速率而定)，電路300經由轉換狀態4-6而轉換回階段1，如第7F-7H圖所圖示。例如，電路300可從階段2轉換至轉換狀態4，以避免電容組330放電超過一預定點。
電路300藉由開路切換器314及319而使電容組335與電路300之其餘部分斷開，從而自階段2變換至轉換狀態4，如第7F圖所示。在此狀態期間，電流源303及電容組330繼續供應電流至VOUT ，如此可維持從電流源303至VOUT 的電流路徑，以保持輸出電流恆定。在此期間，電容組335的內部組態應由充電組態變換成放電組態。
接著，電路300藉由閉合切換器318及316而將電容組335再次與電路300連接(明確地說係與VOUT 連接)，從而由轉換狀態4變換至轉換狀態5，如第7G圖所示。在此狀態期間，電流源303繼續供應電流至VOUT ，不同的是現在係透過電容組330及335二者供應。由於傳送給VOUT 的電流係正由基本上連續連接的電流源(303及305)控制，因此連接二電容組而不會改變端子電流(輸入及輸出端)係可能的。這是一重要的轉換狀態，其允許電容組330與電路300斷開(為了後續充電)的同時，仍可維持從電流源303通過電容組335的電流路徑。如此提供一平滑轉換，以允許電路300整體減少及(或)避免當電容組335與VOUT 重新連接時可能發生的電流(或電壓)尖波。
在此時點，電路300藉由開路切換器308及310而使電容組330與電路300之其餘部分斷開，從而自轉換狀態5變換至轉換狀態6(如第7H圖所示)。在此狀態期間，電流源303及電容組335繼續供應電流至VOUT 。如此，可維持從電流源303至VOUT 的電流路徑，以保持輸出電流恆定。在此期間內，電容組330的內部組態應由放電組態變換成充電組態。接著，電路300變換回階段1，並重覆前述循環週期。
如前所述，電流源305係用來補充電容組330及335上的電荷。因此，會需要將電流源305之值選擇為至少夠大，以足以補償在其餘週期期間(cycle)(在指定的電容再充電期間)所損失的電荷。可基於充/放電連接類型的變換及充電與放電時間及速率，來計算損失電荷。可使用前述與電路100相關的方程式及方法來進行相關計算。
此外，電流源305較佳為包括一電壓箝制電路，當從VIN 汲取電流時，可維持其電壓降高於一特定最小位準。因此，在轉換狀態1-6期間，當電流源305之一端子與電容斷開時，該端子會自然地停在將其電流分流至VOUT 的電壓箝制電路所允許的最高位準，藉此可使來自VIN 而流至VOUT 的電流為恆定。因此，供應至VOUT 的電流等於由電流源305及303所提供的電流之合。在某些特定實施中，電流源305可具有不特定的最小電壓橫跨其上，當其上電壓低於該最小電壓時，其電流將不再為恆定，且需要選擇大於此最小電壓的箝制電壓。
電壓箝制電路亦允許選擇大於前述最小值之電流源305，而不會損害電路300之操作。如此允許其操作參數存在某些變異(而因此允許組件值在電路製造期間可稍微變化)。在階段1及(或)2期間，若電流源305之值大於所要求的值，在該階段結束以前其電壓就會到達箝制臨限而停止對電容組充電(即，比所要求的更快)，但不會因此影響從VIN 汲取的電流或傳送至VOUT 的電流。
此外，儘管希望能選擇比所要求的最小電壓還稍微大一點的箝制電壓，以使來自電流源305之輸出電流為恆定，然而在某些具體實施例中，會更希望此箝制電壓儘可能接近此最小電壓，因為箝制電壓會減少可儲存於電容上的最大電荷量，而因此減少最大可獲取的輸出電壓。然而，當電流源305受箝制時，其電流為未充分利用的能源，因為此電流係用來維持端子電流恆定，而非用來對電容充電或放電。鑑於此情況，在某些實施例中可能會想要設計電流源305之電流位準儘可能的接近最小值(但不低於最小值)，且使電路300在轉換狀態1-6中所花的時間量最小化(此將減少最小電流值)，這受制於在某些點上較快的切換器可能因其它效應而本身會導致大量的供應電源尖波。
在某些具體實施例中，可藉由將直接連接至電流源303的切換器(切換器308及316)以切換電流通過元件(switched current-passing elements)取代，來進一步改善電路300之效能，切換電流通過元件不強迫電容組330及335在轉換狀態2及5期間必需具有相等的電壓。如此使正開始要放電的電容組(例如，轉換狀態2之130)能夠保有更多其上的電荷，並在其放電階段(例如，電容組330之階段2)維持較高電壓。這可藉由適當地修改用於一主動切換器之控制訊號來達成，或藉由使用合適的偏壓技術(例如，將一MOSFET維持在其飽和區而非其三極區，等)來達成。
第8圖顯示依據本發明之原理建構的充電泵電路之另一具體實施例的一般性方塊圖。此配置適用於提供一電性分離輸出電壓，當與調節電路耦接時，可提供一經調節電壓，用以將VIN 與VOUT 電性分離(即，一分離式佈局(topology))。如圖所示，電路400一般可包括電流源403及405、切換器406-419，及電容組430及435。在某些具體實施例中，電路400可配置以包括交替電流源402及404，而非電流源403及405(如虛線所指)。
一般而言，不是使用電流源403及405，就是使用電流源402及404，但不會同時使用它們四者(即，僅使用二電流源)。若需要，可採用使用電流源402及403之實施例，及使用電流源404及405之實施例。電流源402或405之選擇與電流源403或404之選擇無關，反之亦然。為簡明起見，此處描述使用電流源403及405之實施例。然而可瞭解到，若需要，可依據此處描述之原理採用使用其它電流源之實施例。
在操作中，充電泵電路400可在VIN 處汲取一大致恆定輸入電流，並VOUT1 與VOUT2 之間提供一大致恆定的差動輸出電流。可減少或實質消除在切換期間的電流尖波。可達成此結果之一方法係藉由控制切換器406-419，使得電流源403具有自VOUT1 通過電容組430或435而到達VOUT2 的一大致不中斷電流路徑。電路400可操作於二(或更多)階段，使得電容組430充電的同時電容組435放電，反之亦然。基於第8圖所示的配置，電流源403係負責對電容組430及435放電，而電流源405係負責對電容組430及435充電(下文將結合第9圖更詳細說明之)。
可以多種方式具體實施第8圖所示的切換器406-419。例如，切換器406-419可實施為任何適當類型的電樞或半導體應用切換器。此外，在某些具體實施例中，電流源403及405可為可控制的或可程式化電流源，而非固定電流源。例如，電路400可包含感測電路(未圖示)，其可基於某些外部條件來調整電流位準，外部條件諸如在VIN 處提供的輸入電壓或電流，或在VOUT 處呈現的(或所要求的)電流或電壓位準。電路400可進一步介接至(或包括)用以建立電流源403及405之電流位準(諸如外部數位控制訊號)的電路，或包括可程式化記憶體電路，其可經程式化以建立電流位準(未圖示)。
此外，電流源405較佳可包括電壓箝制電路，其藉由將電流分流至地(或在使用替代電流源402的具體實施例中分流至VIN )以避免其電壓下降至低於一所需位準。在各種操作階段轉換期間，電流源405會有一段期間不會連接至電容組430或435，且箝制電路於該期間內為該電流源提供一電流路徑，以維持輸入及輸出電流大致為恆定。在這些轉換狀態期間，電流會從電流源405通過電壓箝制電路而到達地。
在電流源405包括有此箝制電路的具體實施例中，電路的輸入電流在轉換期間係維持在與在其它階段時大致相同的位準。如此可確保總輸入電流在整個充電泵操作期間大致維持恆定，因為從VIN 的電流路徑可繼續通過電流源405。然而將瞭解到，在其它具體實施例中，若需要，亦可使用任何其它可用來維持輸入電流大致恆定的適當電路。
電容組430及435可經配置成如前述的電容組150(如第2圖所示)。分離式充電泵電路400係用以提供增壓功能或提供步階降壓功能，將視電容組430及435內的電容配置而定(例如，並聯對串聯時提供增壓功能，串聯對並聯時提供降壓功能)。在某些具體實施例中，電容組430及435可個別僅包括一個電容。然而將瞭解到，若需要時，可使用任何適當的電容配置。
現回到第8圖，電路400可用以在VOUT1 與VOUT2 之間提供一分離式差動輸出電壓，其具有一大致恆定的輸出電流，在轉換期間的輸出電流的電流尖波被最小化或實質消除。如前所述，電路400一般操作於二階段中，即階段1及階段2。在階段1期間，電流源403使電容組35放電，從而提供電流至電路400之差動輸出。與此同時，電容組430係耦接至地及電流源405，使得電容組430因電流源405自VIN 汲取電流而進行充電。因此，在階段1期間，電容組430係設置在充電組態，而電容組435係設置在放電組態。
接著，在經過數次階段轉換後，電路400到達階段2(其中電容組430係藉由電流源403而耦接至電路400之差動輸出)，使電容組430進行放電。與此同時，電容組435係耦接至地及電流源405，使電容組435因電流源405自VIN 汲取電流而進行充電。在階段2期間，電容組435係設置在充電組態，而電容組430係設置在放電組態。重覆此循環週期，電路400可產生具有大致恆定的輸入及輸出電流的分離式輸出電壓。
由電流源403所產生的電流應選擇(或經控制)為大致恆定，並匹配所需的(或要求的)電路400之輸出電流。如此電路400便能夠提供一大致恆定輸出電流通過電容組430及435。然而，電流源405需夠大，以足以補償在其餘的切換期間於電容組430及435上損失的電荷。不過，電流源405亦應經配置成大致恆定，以使在VIN 處汲取的輸入電流維持大致恆定。
現參照第9A至9H圖，其中更詳細地圖示電路400之細節及其各種操作階段及轉換狀態。起初，假設電路400開始於操作階段1(其可發生在一短暫的初始化階段之後，在該初始化階段期間會有極小量的電荷傳送給電容組430及435(例如，藉由將電容組430及435連接至電流源405))。
在此時點，切換器406、410及416及419係閉合，而其餘的切換器為開路，如第9A圖所示。使用此配置，電流會從電容組435及切換器416流至電流源403，接著流至VOUT2 。藉由將電容組435之底端連接至VOUT1 ，以提供一差動參考值。電流亦從VIN 流至電流源405，以對電容組430進行充電。如前所述，電流源403之值被選擇為大致匹配所需的輸出電流。結果，在VOUT 處的輸出電流匹配此電流值。在階段1期間，電容組430係設置在充電組態，而電容組435係設置在放電組態。
接著，在經過一段適當時間後(可視電容組435的放電速率而定)，電路400開始經由轉換狀態1-3而轉換至階段2，如第9B-9D圖所圖示。例如，電路400可從階段1轉換至轉換狀態1，以避免電容組435放電超過一預定點。
電路400藉由開路切換器406及410而使電容組430與電路400之其餘部分斷開，從而自階段1變換至轉換狀態1，如第9B圖所示。在此狀態期間，電流源403及電容組435繼續供應電流至VOUT ，以維持輸出電流大致恆定。此外，由於電容組430之電容端子最好不要同時連接至超過一個電壓，因此會需要一特定端子在一段期間內不接至任何電壓。就電容組430而言，此期間係在轉換狀態1及6之期間。在轉換狀態1期間，電容組430的內部經再組態而由充電組態變換成放電組態。
接著，電路400藉由閉合切換器408及412而將電容組430再次與電路400連接(明確地說係與VOUT 連接)，從而由轉換狀態1變換至轉換狀態2，如第9C圖所示。在此狀態期間，電流源403繼續供應電流至VOUT ，不同的是現在係透過電容組430及435二者供應。更明確地說，針對所示的差動輸出，電容組430及435之頂板係透過電流源403而耦接至VOUT2 ，且電容組430及435之底板係耦接至VOUT1 。
由於輸出電流係正由一單一電流源(403)控制，因此連接二電容組而不會改變端子電流(輸入及輸出端)係可能的。這是一重要的轉換狀態，其提供平滑交接，以在允許電容組435與電路400斷開(為了後續充電)的同時，仍可維持從電流源403通過電容組430的電流路徑。如此允許電路400整體減少及(或)避免當電容組430與VOUT 重新連接時可能發生的電流(或電壓)尖波。
電路400藉由開路切換器416及419而使電容組435與電路400之其餘部分斷開，從而自轉換狀態2變換至轉換狀態3(如第9D圖所示)。在此狀態期間，電流源403及電容組430繼續供應電流至VOUT 。如此可維持從電流源403至VOUT 的電流路徑，以保持差動輸出電流恆定。此外，由於電容組435之電容端子最好不要同時連接至超過一個電壓，因此會需要一特定端子在一段期間內不接至任何電壓。就電容組435而言，此期間係在轉換狀態3及4之期間。在此期間內，電容組435的內部組態係由放電組態變換成充電組態。
電路400藉由閉路切換器414及418而將電容組435連接至地及電流源405，從而自轉換狀態3變換至階段2，如第9E圖所示。在此配置下，電流從VIN 通過電流源405及切換器414而流至電容組435，使電容組435充電。此外，電流會從電容組430流至VOUT 。在階段2期間，電容組435係設置在充電組態，而電容組430係設置在放電組態。
在此時點，在經過一段適當時間後(可視電容組430的放電速率而定)，電路400經由轉換狀態4-6而轉換回階段1，如第9F-9H圖所圖示。例如，電路400可從階段2轉換至轉換狀態4，以避免電容組430放電超過一預定點。
電路400藉由開路切換器414及418而使電容組435與電路400之其餘部分斷開，從而自階段2變換至轉換狀態4，如第9F圖所示。在此狀態期間，電流源403及電容組430繼續供應電流至VOUT ，如此可維持從電流源403至VOUT 的電流路徑，以保持輸出電流恆定。在此期間，電容組435的內部組態應由充電組態變換成放電組態。
接著，電路400藉由閉合切換器416及419而將電容組435再次與電路400及VOUT 連接，從而由轉換狀態4變換至轉換狀態5，如第9G圖所示。更明確地說，在此狀態期間，透過電流源403，電容組430及435繼續供應電流至VOUT ，且由該等電容組之底板提供差動參考值。由於輸出電流係正由一單一電流源(403)控制，因此連接二電容組而不會改變端子電流(輸入及輸出端)係可能的。這是一重要的轉換狀態，其提供平滑交接，以在允許電容組430與電路400斷開(為了後續充電)的同時，仍可維持從電流源403通過電容組435的電流路徑。如此可允許電路400整體減少及(或)避免當電容組435與VOUT 重新連接時可能發生的電流(或電壓)尖波。
在此時點，電路400藉由開路切換器408及412而使電容組430與電路400之其餘部分斷開，從而自轉換狀態5變換至轉換狀態6(如第9H圖所示)。在此狀態期間，電流源403及電容組435繼續供應電流至VOUT 。如此，可維持從電流源403至VOUT 的電流路徑，以保持輸出電流恆定。在此期間內，電容組430的內部組態應由放電組態變換成充電組態。接著，電路400變換回階段1，並重覆前述循環週期。
如前所述，電流源405係用來補充電容組430及435上的電荷。因此，會需要將電流源405之值選擇為至少夠大，以足以補償在其餘週期期間(cycle)(在指定的電容再充電期間)所損失的電荷。可基於充/放電連接類型的變換及充電與放電時間及速率，來計算損失電荷。可使用前述與電路100相關的方程式及方法來進行相關計算。
此外，如前所述，電流源405較佳為包括一電壓箝制電路，當從VIN 汲取電流時，可維持其電壓降高於一特定最小位準。因此，在轉換狀態1-6期間，當電流源405之一端子與電容斷開時，該端子會自然地停在將其電流分流至地的電壓箝制電路所允許的最高位準，藉此可使來自VIN 的電流為恆定(其係在階段1及2期間從VIN 汲取得的電流)。在某些特定實施中，電流源405可具有不特定的最小電壓橫跨其上，當其上電壓低於該最小電壓時，其電流將不再為恆定，且需要選擇大於此最小電壓的箝制電壓。
電壓箝制電路亦允許選擇大於前述最小值之電流源405，而不會損害電路400之操作。如此允許其操作參數存在某些變異(而因此允許組件值在電路製造期間可稍微變化)。在階段1及(或)2期間，若電流源405之值大於所要求的值，在該階段結束以前其電壓就會到達箝制臨限而停止對電容組充電(即，比所要求的更快)，但不會因此影響從VIN 汲取的電流。
此外，儘管希望能選擇比所要求的最小電壓還稍微大一點的箝制電壓，以使來自電流源405之輸出電流為恆定，然而在某些具體實施例中，會更希望此箝制電壓儘可能接近此最小電壓，因為箝制電壓會減少可儲存於電容上的最大電荷量，而因此減少最大可獲取的輸出電壓。
然而，當電流源405受箝制時，其電流為未充分利用的能源，因為此電流係用來維持端子電流恆定，而非用來對電容充電或放電。鑑於此情況，在某些實施例中可能會想要設計電流源405之電流位準儘可能的接近最小值(但不低於最小值)，且使電路400在轉換狀態1-6中所花的時間量最小化(此將減少最小電流值)，這受制於在某些點上較快的切換器可能因其它效應而本身會導致大量的供應電源尖波。
在某些具體實施例中，可藉由將直接連接至電流源403的切換器(切換器408及416)以切換電流通過元件(switched current-passing elements)取代，來進一步改善電路400之效能，切換電流通過元件不強迫電容組430及435在轉換狀態2及5期間必需具有相等的電壓。如此使正開始要放電的電容組(例如，轉換狀態2之430)能夠保有更多其上的電荷，並在其放電階段(例如，電容組430之階段2)維持較高電壓。這可藉由適當地修改用於一主動切換器之控制訊號來達成，或藉由使用合適的偏壓技術(例如，將一MOSFET維持在其飽和區而非其三極區，等)來達成。
雖然前述電路使用二個電容組來完成大致恆定的輸入及(或)輸出電流，將瞭解到可使用類似的技術來建立具有三或更多電容組的充電泵電路，以達到此處所述之優點。
第10圖圖示此一實施例，其為第1圖中所示電路的一「三電容組」實施例(即，產生一增壓輸出電壓)。僅為了說明目的而描述第10圖中的特定電路的功能。將瞭解到，可使用類似的技術來建立不同佈局的一「三電容組」實施版本(例如，電路300或400等)，且可輕易地將此類技術延伸以實施成四或更多電容組(未圖示)。此外，以下之說明為了簡明目的，假設電流源803及805已被選定。在其它替代實施中，可使用電流源802以取代電流源803，及(或)使用電流源804以取代電流源805。
一般而言，電路800操作於六個基礎階段及相關的轉換狀態(未圖示)中。在第一階段中，電容組830係透過電流源805而從輸入端進行充電，而電容組835及838透過電流源803進行放電以提供電流至並聯的輸出。電容組835接著於階段2，與輸出斷開而連接至輸入，此時電容組838繼續供應電流至輸出。
電容組830接著於階段3，與輸入斷開而連接至輸出，以提供平行於電容組838之電流，同時電容組835繼續由輸入進行充電。電容組838接著於階段4，與輸出斷開並連接至輸入，在階段4中電容組835及838由輸入並聯地進行充電，此時電容組830供應電流至輸出。電容組835接著於階段5，與輸入斷開並連接至輸出，在階段5中電容組838從輸入進行充電，此時電容組830及835並聯地供應電流至輸出。電容組830接著於階段6，與輸出斷開並與輸入連接，在階段6中電容組830及838並聯地從輸入進行充電，此時電容組835傳送電流至輸出。最後，電容組838與輸入斷開並連接至輸出，此時回到階段1，再次重覆循環週期。
在以上所述之程序序列中，各階段間的每一轉換較佳為僅涉及一個電容組之切換，另外的一電容組仍保持連接至輸入，而另一電容組仍保持連接至輸出。如此可確保電流源803及805具有一大致恆定的電流路徑，結果可確保大致恆定的輸入及輸出電流，即使電流源805中不具有電壓箝制電路(然而，此箝制電路或其它類似電路仍因其它理由而需存在)。
在第1圖所例示的電路100中，在轉換狀態期間，輸入電壓之箝制代表浪費的功率。因此，電路800不需要此種箝制電路，可因此具有改善功率效率之優點。此外，由於電路800之此操作包括─幾乎隨時都有一電容組從輸入進行充電及放電至輸出，因此在某些實施中，可減少與端子上的電容的變異有關的殘餘的小干擾效應(例如，相較於電路100)。
最後，電路800之實施例於每一轉換期間可切換較少(且較小的)切換器。由於切換動作一般會輕微地干擾系統，相較於電路100之干擾類型，此種小的、高頻的干擾類型在某些應用環境中係較能被接受的。
如前文所說明的，前述的充電泵電路被建構來提供大致恆定的輸出電流及可選的恆定輸入電流。然而，在某些實例中，可能需要使用此恆定輸出電流來產生一大致恆定輸出電壓。一般而言，此可藉由將電壓調節電路耦接至前述的各種充電泵電路之輸出以建立一電壓調節電路來達成。
例如，第1圖之充電泵電路可結合電壓調節電路以產生一增壓轉換器。同樣的，第6圖之充電泵電路可結合電壓調節電路以產生一降壓轉換器，且第8圖所示的分\離式充電泵電路可用來建立一分離式電壓轉換器。
第11圖圖示一使用本發明之充電泵電路的簡單電壓轉換器電路。如圖所示，充電泵電路515(其可為此處所述的任何充電泵電路)可耦接至諸如齊納二極體527之類的並聯式調節器電路，以產生一大致恆定輸出電壓。在操作中，VIN 可被供應至充電泵電路515，其中時脈訊號(諸如第5圖所示之時脈訊號)係由時脈產生電路510提供，而控制電壓係由電壓源525提供。在此配置下，充電泵515產生一大致恆定輸出電流，如此齊納二極體527可產生一大致恆定輸出電壓橫跨於輸出端子528及529。在某些具體實施例中，若需要，可使用其它箝制裝置及更多精密的並聯式調節器。然而，此類的並聯式佈局通常會有在光負載條件期間效率較差，以及在低頻時具有相對較高的輸出阻抗的問題。
另一種提供電壓調節的方法係將整個充電泵電路視作一可控制的電流源，此電流源會受到輸出電壓與一參考電壓之間的誤差的影響而動作(即，互導放大器)。由於充電泵電路之輸入至輸出轉換基本上沒有延遲，補償互導迴圈的方法(例如，在一簡單例子中，在充電泵輸出上的電容)可用作為調節輸出電壓之方法。
例如，在第1圖及第8圖所分別圖示的增壓及分離式佈局中，僅需控制電流源103(第1圖)或電流源403(第8圖)以完成此功能。然而，如前文所指出，電流源105(第1圖)及405(第8圖)應夠大，以足以確保在再充電週期期間能夠補充電荷。因此，可基於經分派的最大值電流源103或403而將電流源105及405選擇為一恆定電流源，如此再次表示在光負載下的無效率特性(儘管如此低於使用並聯式調節器者)。
另一替代方式為，亦可控制電流源105及405，使其以固定比例方式或比例加偏移方式，追蹤電流源103及403，其將在所有操作電流處提供接近最佳的效率。
對於輸出電壓降低佈局(例如，電路300)，若電流源305之值為固定，則將可能的輸出電流限制在最小值(除了在其它佈局限制為最大值)，因此控制充電及放電電流源係有利的。儘管在其它佈局中，充電電流源並非直接為互導迴圈(其可簡化設計及控制)的一部分，但在電壓降低轉換器中，充電及放電電流源可直接貢獻輸出電流，且必須相應地控制充電電流源。
基於互導補償技術的一調節器實施例圖示為第12圖中的電路600。如所例示的電路600，電路600包括充電泵電路615(其可為此處所述的充電泵電路之任一者)、輸入電壓620、時脈產生電路610、參考電壓625、誤差放大器630、由電阻632、634所構成的電壓驅動網路、及輸出電容636。
在操作中，VIN 可被供應至充電泵電路615，其中時脈訊號(諸如第5圖所示之訊號)係由時脈產生電路610提供。由誤差放大器630建立的回授迴路會將輸出電壓與參考電壓625所產生的電壓進行比較，並產生誤差訊號，該誤差訊號使VOUT 大致維持在相等於由以下的方程式8所給出的值。
對於所圖示的回授極性，假設電路615之Vcontrol 端子相對於輸出電流具有一反相特性。接著，迴圈將依據以下的方程式8調節輸出電壓。
對於輸出的全部有效電導係由誤差放大器630之電壓增益乘上電路615之互導，再乘上電阻衰減比R1/(R1+R2)而得。由充電泵615之輸出及誤差放大器630構成的迴路，接著將穩定地被補償，只要誤差放大器及電阻分壓器在電容納(susceptance)大致等於互導的那一頻率之前不具有任何零點。
可製造第三類型的調節電路，使其結合先前第11及12圖中所描述的二方案的某些優點。例如，並聯式調節器可放置於充電泵輸出，以感測分路電流。可使用感測到的電流與參考電流之間的差，來控制充電泵中的電流源(例如，如前述之放電電流源)，以迫使分路電流為一固定值。如此可改善並聯式調節方法的加載的低頻準確性，因為並聯裝置係在恆定電流下操作。
此外，分路電流可被選擇為大致小於最大的負載電流，因為分路電流並不會減去負載電流，而分路電流可大大增進效率。
基於混合調節方案的一電壓調節器實施例圖示為第13圖之電路700。如所例示的電路700，電路700包括充電泵電路715(其可為此處所述的充電泵電路之任一者)、輸入電壓源720、時脈產生電路710、齊納二極體727、PMOS電晶體740、參考電流741、及補償電容742。
在操作中，VIN 可被供應至充電泵電路715，其中時脈訊號(諸如第5圖所示之訊號)係由時脈產生電路710提供。齊納二極體727及PMOS740在輸出端子728處產生一恆定電壓，其為一高於端子729之一固定位準。此電壓係由電齊納二極體727(Vzener )所產生的電壓，與PMOS740操作在參考電流741(IREF )之電流處之閘至源極電壓降之合來決定。此迴路之補償會因輸出負載之特性不同而變化。可選擇電容742之值，可提供適當補償，以假設基本上沒有任何電容式負載位在輸出上。對於更多的一般性或變化負載，可能需要使用額外的補償組件(或方案)。
儘管已以各種電路連接其它電路來揭露本發明之較佳具體實施例，然而本領域之熟習技藝者將認知到，這些連結不必需為直接性連結，而可在所示的經連結電路之間再連結額外的電路，而不悖離所圖示的本發明的精神。本領域之熟習技藝者亦將認知到，本發明可由此處所具體描述的實施例以外的其它方式來實施。此處所描述的具體實施例僅呈現用於例示目的而非具有限制性，本發明僅由以下所記載之申請專利範圍所限制。
100．．．充電泵電路
102．．．電流源
103．．．電流源
104．．．電流源
105．．．電流源
106．．．切換器
108．．．切換器
110．．．切換器
112．．．切換器
114．．．切換器
116．．．切換器
118．．．切換器
119．．．切換器
130．．．電容組
135．．．電容組
150．．．電容組
152．．．切換器
156．．．切換器
158．．．切換器
160．．．電容
162．．．電容
201．．．NMOS電晶體
206．．．NMOS電晶體
207．．．NMOS電晶體
208．．．PMOS電晶體
209．．．PMOS電晶體
210．．．PMOS電晶體
211．．．PMOS電晶體
212．．．NMOS電晶體
213．．．PMOS電晶體
214．．．NMOS電晶體
215．．．PMOS電晶體
216．．．PMOS電晶體
217．．．NMOS電晶體
218．．．PMOS電晶體
219．．．NMOS電晶體
220．．．NMOS電晶體
221．．．PMOS電晶體
222．．．PMOS電晶體
223．．．NMOS電晶體
224．．．NMOS電晶體
225．．．NMOS電晶體227
230．．．電容
231．．．電容
232．．．電容
235．．．電容
236．．．電容
237．．．電容
252．．．時脈訊號
254．．．時脈訊號
256．．．時脈訊號
258．．．時脈訊號
300．．．充電泵電路
302．．．電流源
303．．．電流源
304．．．電流源
305．．．電流源
306．．．切換器
308．．．切換器
310．．．切換器
312．．．切換器
314．．．切換器
316．．．切換器
318．．．切換器
319．．．切換器
330．．．電容組
335．．．電容組
400．．．充電泵電路
402．．．電流源
403．．．電流源
404．．．電流源
405．．．電流源
406．．．切換器
408．．．切換器
410．．．切換器
412．．．切換器
414．．．切換器
416．．．切換器
418．．．切換器
419．．．切換器
430．．．電容組
435．．．電容組
500．．．電壓轉換器電路
510．．．時脈產生電路
515．．．充電泵
520．．．電壓源
525．．．電壓源
527．．．齊納二極體
528．．．輸出端子
529．．．輸出端子
600．．．調節器電路
610．．．時脈產生電路
615．．．充電泵電路
620．．．輸入電壓
625．．．參考電壓
630．．．誤差放大器
632．．．電阻
634．．．電阻
636．．．輸出電容
700．．．電壓調節器電路
710．．．時脈產生電路
715．．．充電泵電路
720．．．輸入電壓源
727．．．齊納二極體
728．．．輸出端子
729．．．輸出端子
740．．．PMOS電晶體
741．．．參考電流
742．．．補償電容
800．．．充電泵電路
802．．．電流源
803．．．電流源
804．．．電流源
805．．．電流源
806．．．切換器
808．．．切換器
810．．．切換器
812．．．切換器
814．．．切換器
816．．．切換器
818．．．切換器
819．．．切換器
821．．．切換器
823．．．切換器
825．．．切換器
827．．．切換器
830．．．電容組
835．．．電容組
838．．．電容組
在考慮了以上的實施方式之描述並配合所附圖示之說明後，將更輕易明瞭本發明之前述及其它目的。在所附的所有圖示中，相同的元件符號指代相同的元件，其中：
第1圖為依據本發明之原理的充電泵電路之一具體實施例之一般性方塊圖，此充電泵電路適用以提供增壓輸出電壓；
第2圖為依據本發明之原理建構的一示例性電容器組；
第3A-3H圖為圖示說明第1圖之充電泵電路之各種操作狀態方塊圖；
第4圖為第1圖所示的充電泵電路之一可能的特定半導體實現；
第5圖為一圖示某些時脈訊號之時序圖，該等時脈訊號用以控制說明第4圖所示的充電泵電路之切換；
第6圖為依據本發明之原理建構的充電泵電路之一具體實施例的一般性方塊圖，此充電泵電路適用於提供步階下降輸出電壓；
第7A至7H圖為一圖示說明第6圖之充電泵電路的各種操作狀態之方塊圖；
第8圖為依據本發明之原理的充電泵電路之一具體實施例的一般性方塊圖，此充電泵電路適用於提供獨立的輸出電壓；
第9A至9H圖為一圖示說明第8圖之充電泵電路的各種操作狀態之方塊圖；
第10圖為依據本發明之原理的充電泵電路之一具體實施例的一般性方塊圖，此充電泵電路使用三個電容組以適用於提供增壓輸出電壓；
第11至13圖為電壓調節電路之概略結構圖，此等電壓調節電路可搭配第1、6、8及10圖所示之充電泵電路來使用。
100．．．充電泵電路
102．．．電流源
103．．．電流源
104．．．電流源
105．．．電流源
106．．．切換器
108．．．切換器
110．．．切換器
112．．．切換器
114．．．切換器
116．．．切換器
118．．．切換器
119．．．切換器
130．．．電容組
135．．．電容組

Claims (51)

  1. 一種充電泵電路，其具有一輸入端子、一輸出端子及複數個電容組，該充電泵電路包含：複數個電流源；及複數個切換電路，其係配置以選擇性地將該等電容組耦接至該輸入端子、該輸出端子及該複數個電流源，使得在正常操作期間，被汲取流經該輸入端子的電流及該輸出端子所提供的未經濾波的電流皆保持大致恆定。
  2. 如申請專利範圍第1項所述之電路，其中該複數個電容組中每一電容組更包含一或多電容。
  3. 如申請專利範圍第2項所述之電路，其中該複數個電容組中每一電容組更包含複數個切換元件，其週期性地將該複數個電容串聯耦接、並聯耦接或串並聯結合耦接。
  4. 如申請專利範圍第1項所述之電路，其中該複數個電流源中至少一電流源係耦接至一箝制電路。
  5. 如申請專利範圍第1項所述之電路，其中耦接至該輸入端子之該複數個電容組具有不同的電壓位準。
  6. 如申請專利範圍第1項所述之電路，其中耦接至該輸 出端子之該複數個電容組具有不同的電壓位準。
  7. 如申請專利範圍第1項所述之電路，其中在一轉換期間，該複數個電容組中之二電容組係耦接至該複數個電流源之一第一電流源及耦接至該輸入端子。
  8. 如申請專利範圍第1項所述之電路，其中在一轉換期間，該複數個電容組中之二電容組係耦接至該複數個電流源之一第二電流源及耦接至該輸出端子。
  9. 如申請專利範圍第7項所述之電路，其中該複數個電流源之該第一電流源係一充電電流源。
  10. 如申請專利範圍第7項所述之電路，其中該第一電流源係耦接至一箝制電路。
  11. 如申請專利範圍第8項所述之電路，其中該複數個電流源之該第二電流源係一放電電流源。
  12. 如申請專利範圍第1項所述之電路，其係配置以提供一增壓輸出電壓。
  13. 如申請專利範圍第1項所述之電路，其係配置以提供一步階下降輸出電壓。
  14. 如申請專利範圍第1項所述之電路，其係配置以提供一實質分離的輸出電壓。
  15. 如申請專利範圍第1項所述之電路，更包括電壓調節電路，用以產生一大致恆定的輸出電壓。
  16. 如申請專利範圍第15項所述之電路，其中該電壓調節電路包含耦接至該輸出端子的一並聯式調節器。
  17. 如申請專利範圍第15項所述之電路，其中該電壓調節電路更包含一放大器電路，其基於該大致恆定的輸出電壓與一參考電壓之間的差值提供一控制訊號，該控制訊號用以控制該大致恆定的輸出電流。
  18. 如申請專利範圍第15項所述之電路，其中該電壓調節電路基於該大致恆定的輸出電壓與一參考電壓之間的差值提供一控制訊號，該控制訊號用以控制該複數個電流源中至少一者。
  19. 如申請專利範圍第16項所述之電路，其中該電壓調節電路基於流經該並聯式調節器之電流與一參考電流之間的差值提供一控制訊號，該控制訊號用以控制該複數個電流源中至少一者。
  20. 一種用於在一切換電路之一輸出端子處產生一電壓的方法，該切換電路具有複數個電容電路及至少二電流源，該方法包含以下步驟：將複數個切換器佈置於一電路中；及配置該複數個切換器，以選擇性地將該等電容電路耦接至該輸入端子、該輸出端子及該等電流源，使得在正常操作期間，被汲取流經該輸入端子之電流及由該輸出端子所提供之未經濾波的電流皆保持大致恆定。
  21. 如申請專利範圍第20項所述之方法，其中該複數個電容電路中每一者更包含複數個切換元件，其週期性地將該複數個電容串聯耦接、並聯耦接或串並聯結合耦接。
  22. 如申請專利範圍第20項所述之方法，更包含以下步驟：將該複數個電流源中至少一電流源耦接至一箝制電路。
  23. 如申請專利範圍第20項所述之方法，其中耦接至該輸入端子之該複數個電容電路具有不同的電壓位準。
  24. 如申請專利範圍第20項所述之方法，其中耦接至該輸出端子之該複數個電容電路具有不同的電壓位準。
  25. 如申請專利範圍第20項所述之方法，更包含以下步驟：在一轉換期間，將該複數個電容電路中之二電容電路耦接至該複數個電流源之一第一電流源及耦接至該輸入端子。
  26. 如申請專利範圍第20項所述之方法，更包含以下步驟：在一轉換期間，將該複數個電容電路中之二電容電路耦接至該複數個電流源之一第二電流源及耦接至該輸出端子。
  27. 如申請專利範圍第25項所述之方法，其中該第一電流源係一充電電流源。
  28. 如申請專利範圍第27項所述之方法，更包含以下步驟：將該第一電流源耦接至一箝制電路。
  29. 如申請專利範圍第26項所述之方法，其中該複數個電流源之該第二電流源係一放電電流源。
  30. 如申請專利範圍第20項所述之方法，更包含以下步驟： 將該切換電路配置以提供一增壓輸出電壓。
  31. 如申請專利範圍第20項所述之方法，更包含以下步驟：將該切換電路配置以提供一步階下降輸出電壓。
  32. 如申請專利範圍第20項所述之方法，更包含以下步驟：將該切換電路配置以提供一實質分離的輸出電壓。
  33. 如申請專利範圍第20項所述之方法，更包含以下步驟：提供電壓調節電路，用以產生一大致恆定的輸出電壓。
  34. 如申請專利範圍第33項所述之方法，其中提供電壓調節電路之步驟更包含：耦接一耦接至該切換電路之該輸出端子的一並聯式調節器。
  35. 如申請專利範圍第33項所述之方法，更包含以下步驟：產生一控制訊號，該控制訊號用以控制該大致恆定的輸出電流，該控制訊號係基於該大致恆定的輸出電壓與一參考電壓之間的差值。
  36. 如申請專利範圍第33項所述之方法，更包含以下步驟：產生一控制訊號，該控制訊號用以控制該複數個電流源中至少一者，該控制訊號係基於該大致恆定的輸出電壓與一參考電壓之間的差值。
  37. 如申請專利範圍第34項所述之方法，更包含以下步驟：產生一控制訊號，該控制訊號用以控制該複數個電流源中至少一者，該控制訊號係基於流經該並聯式調節器之電流與一參考電流之間的差值而由一放大器電路產生。
  38. 一種充電泵電路，其提供一大致恆定的輸出電流，該充電泵電路包含：一輸入端子及一輸出端子；一第一及第二電容組；一第一電流源，用以週期地對該等第一及第二電容組充電；一第二電流源，用以週期地對該等第一及第二電容組放電；及複數個切換電路，其經配置以選擇性地將該等第一及第二電容組耦接至該第一電流源，該切換電路更經配置以選擇性地將該等第一及第二電容組耦接至該第二電流 源；其中該等第一及第二電容組中至少一者係耦接至該第二電流源，且更耦接至該輸出，以維持未經濾波的該輸出電流大致恆定。
  39. 如申請專利範圍第38項所述之電路，其中該等第一及第二電容組係耦接至該第二電流源，且在一第一轉換狀態期間更耦接至該輸出端子。
  40. 如申請專利範圍第39項所述之電路，其中該等第一及第二電容組在該第一轉換狀態期間具有不同的電壓。
  41. 如申請專利範圍第38項所述之電路，其中該充電泵汲取一大致恆定的輸入電流。
  42. 如申請專利範圍第41項所述之電路，其中該第一電流源係耦接至一電壓箝制電路。
  43. 如申請專利範圍第38項所述之電路，更包含額外的電容組及切換器，其與該等第一及第二電容組結合操作以產生該大致恆定的輸出電流。
  44. 如申請專利範圍第38項所述之電路，其係配置以提供一增壓輸出電壓。
  45. 如申請專利範圍第38項所述之電路，其係配置以提供一步階下降輸出電壓。
  46. 如申請專利範圍第38項所述之電路，其係配置以提供一實質分離的輸出電壓。
  47. 如申請專利範圍第38項所述之電路，更包括電壓調節電路，用以產生一大致恆定的輸出電壓。
  48. 如申請專利範圍第47項所述之電路，其中該電壓調節電路包含耦接至該輸出端子之一並聯式調節器。
  49. 如申請專利範圍第47項所述之電路，其中該電壓調節電路更包含一放大器電路，其基於該大致恆定的輸出電壓與一參考電壓之間的差值提供一控制訊號，該控制訊號用以控制該大致恆定的輸出電流。
  50. 如申請專利範圍第47項所述之電路，其中該電壓調節電路基於該大致恆定的輸出電壓與一參考電壓之間的差值提供一控制訊號，該控制訊號用以控制該複數個電流源中至少一者。
  51. 如申請專利範圍第48項所述之電路，其中該電壓調 節電路基於流經該並聯式調節器之電流與一參考電流之間的差值提供一控制訊號，該控制訊號用以控制該複數個電流源中至少一者。
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