CN110635682A - 具有开关电容器网络的升压电力转换器的启动 - Google Patents

Abstract

本申请公开了具有开关电容器网络的升压电力转换器的启动。升压电力转换器具有堆叠节点，堆叠节点中的每一个连接至堆叠开关和泵电容器以形成开关电容器网络。这些堆叠节点中有第一和第二堆叠节点。第二堆叠节点驱动多个堆叠开关中的特定堆叠开关。当堆叠开关中的所有堆叠开关断开时，第一电压使第一堆叠节点具有第一堆叠节点电压并且使第二堆叠节点具有小于第一堆叠节点电压的第二堆叠节点电压。在第一状态期间，第二堆叠节点电压不足以驱动特定堆叠开关。在第二状态期间，第二堆叠节点电压足以驱动特定堆叠开关。使开关电容器网络从第一状态转变到第二状态除了包括其他方面之外还包括使第二堆叠节点电压变得足以驱动特定堆叠开关。

Description

具有开关电容器网络的升压电力转换器的启动

技术领域

本发明涉及电力转换器，并且更具体地，涉及电力转换器中的开关电容器网络的启动。

背景技术

电子装置通常需要稳定的DC电源来进行正确操作。电池不一定能实现这个目标。毕竟，随着电池放电，其电压下降。因此，必须找到一些方式来为电子装置呈现稳定的电压。

一种有用的解决方案是升压电力转换器，其将电池的减小电压转换为根据装置的需求调谐的稳定电压。许多这样的电力转换器的核心是电容器网络。在这样的电容器网络中，使电荷以如下方式从一个电容器流到下一个电容器，该方式使得其输出处的电压是整数的倍数或整数的倒数。前者用作升压电力转换器而后者用作降压电力转换器。因为它们的操作类似于泵的操作，所以这样的网络通常被称为“电荷泵”。

在一些情况下，二极管被策略性地放置在电容器之间，以防止已经被泵送至较高电压的电荷回流到其所来自的较低电压。该方法具有无源的优点并且因此不需要控制。

在其他情况下，使用有源开关来代替无源二极管。有源开关的使用导致复杂度增加，因为现在必须提供控制器来控制何时接通和断开有源开关。然而，所得到的电荷泵部分更有效，原因是不再必须引致跨二极管的PN结的固有的电压降。这有时可以减少执行电压变换所需的级数。这种类型的电容器网络通常被称为“开关电容器网络”。

开关电容器网络具有以不同配置互连各种电容器的开关。开关本身通常使用晶体管来实现。照此，为了接通和断开开关，必须跨晶体管的栅极和源极端子施加足够的电压。自然出现的问题是这个电压应该来自何处。

发明内容

本发明提供了在启动时辅助开关电容器网络的方式，使得它可以尽可能快地并且在宽范围的输入电压上实现自持操作。

在一个方面，本发明以具有堆叠节点的升压电力转换器为特征，堆叠节点中的每一个连接至堆叠开关并连接至泵电容器以形成开关电容器网络。该网络具有接收第一电压的输入端子和输出超过第一电压的第二电压的输出端子。控制器使用第一电压来使开关电容器网络从在第一状态下操作转变成在第二状态下操作。这些堆叠节点中有第一堆叠节点和第二堆叠节点。第二堆叠节点驱动多个堆叠开关中的特定堆叠开关。当所有堆叠开关断开时，第一电压使第一堆叠节点具有第一堆叠节点电压并且使第二堆叠节点具有小于第一堆叠节点电压的第二堆叠节点电压。在第一状态期间，第二堆叠节点电压不足以驱动特定堆叠开关。到第二状态，第二堆叠节点电压将变得足以驱动特定堆叠开关。使开关电容器网络从第一状态转变到第二状态除了包括其他方面之外还包括使第二堆叠节点电压变得足以驱动特定堆叠开关。

在另一方面，本发明包括升压电力转换器，其包括控制器、堆叠开关和堆叠节点。每个堆叠节点连接至堆叠开关之一并连接至泵电容器，以形成具有输入端子和输出端子的开关电容器网络。输入端子接收第一电压，而输出端子输出超过第一电压的第二电压。这些堆叠节点中有第一堆叠节点和第二堆叠节点。第二堆叠节点驱动堆叠开关之一。控制器使用第一电压来使开关电容器网络从在第一状态下操作转变成在第二状态下操作。在第一状态下，第一堆叠节点具有第一堆叠节点电压以及第二堆叠节点具有第二堆叠节点电压，第二堆叠节点电压小于第一堆叠节点电压并且也不足以驱动应该驱动的堆叠开关。在第二状态下，第二堆叠节点已经产生了足以驱动该堆叠开关的电压。

一些实施方式包括锁定电路，其被配置成转变到以下状态：锁定电路防止特定堆叠开关被第二堆叠节点驱动。这特别有用，因为堆叠开关通常被实现为具有体二极管的晶体管。尽管效率较低，但可以依赖于该体二极管来操作，直到第二堆叠节点已经积累足够的电压来可靠地操作该晶体管。因此，锁定电路防止第二堆叠节点在获得这样做所需要的电压之前过早地尝试操作堆叠开关。

其他实施方式包括锁定电路，其被配置成当第二堆叠节点电压低于预定阈值时防止特定堆叠开关被第二堆叠节点驱动。这特别重要，因为不同的第二堆叠节点将在不同的时间达到其所需的电压。例如，与距电路的输入更远的第二堆叠节点相比，更接近电路的输入的第二堆叠节点将在达到其目标电压方面享有领先。照此，这些将趋于更快地达到其目标电压。通过切换到使用开关而不是体二极管，可以更快地绕过固有的体二极管电压降，因此加速剩余的堆叠节点朝向其目标操作电压上升的速率。因为该特征，所以在网络的操作启动期间将存在一些但不是所有堆叠开关被操作的时间。

又一其他实施方式包括具有第一输入和第二输入以及输出的比较器。第一输入连接至预定阈值电压，而第二输入连接至取决于第二堆叠节点电压的电压。比较器输出指示取决于第二堆叠节点电压的电压是否等于或大于预定阈值电压的信号。该信号选择性地防止第二堆叠节点电压被用于操作特定堆叠开关。

这些实施方式中还有第一和第二电阻器跨供给电压连接以形成分压器的实施方式。这些实施方式还包括具有第一输入和第二输入以及输出的比较器，其中第一输入连接至第一与第二电阻器之间的节点，而第二输入连接至提供预定阈值电压的电压源。在这些实施方式中，输出处的信号指示预定阈值电压是否小于节点处的电压。该信号用于选择性地防止第二堆叠节点电压被用于操作特定堆叠开关。

在又一其他实施方式中，开关电容器网络包括第一和第二堆叠节点。第一泵电容器连接至第一堆叠节点，而第二泵电容器连接至第二堆叠节点。多个堆叠开关将第二堆叠节点连接至输入端子。旁路路径在输入端子与第二堆叠节点之间延伸。该旁路路径绕过第一堆叠节点、多个堆叠开关和第一泵电容器。

在一些实施方式中，电力转换器包括将输入端子连接至第二堆叠节点并绕过至少一个其他堆叠节点的路径。当开关电容器网络开始从第一状态转变到第二状态时，该路径变得不起作用。然而，在第一状态期间，该路径用于将每个堆叠节点至少在一定程度上偏置至其所需的操作电压，以在下一次开关电容器网络启动并从第一状态转变到第二状态时给予堆叠节点领先。

又一其他实施方式包括多个旁路路径，多个旁路路径中的每一个在堆叠节点之一与输入端子之间延伸。当开关电容器网络从第一状态转变到第二状态时，旁路路径中的每一个都不能将电流从输入端子传导到堆叠节点中的每一个。

一些实施方式包括沿连接第一端子和第二堆叠节点的路径的二极管。该路径绕过堆叠节点中的至少一个。该二极管在第一状态和第二状态期间阻断从第二堆叠节点到输入端子的电流。在第一状态期间，电流流过该路径。在转变到第二状态之后该电流停止。

又一其他实施方式包括沿连接第一端子和第一泵电容器的路径的开关，该路径在该过程中绕过至少一个其他泵电容器。该开关在第一状态期间闭合而在第二状态期间断开。

其他实施方式包括将输入端子连接至输出端子的路径。在第一状态期间，电流沿输入端子与输出端子之间的该路径流动。该电流在第二状态期间停止。

在其他实施方式中有包括连接至输入端子的开关的实施方式。在这些实施方式中，控制器控制开关，以使具有预定转换速率的电压呈现在输入端子处。

在一些实施方式中，中间电容器连接至电荷泵的输入端子，并且电感器位于电力转换器的输入端口与电荷泵的输入端子之间。开关选择性地将LC滤波器与输入端子连接和断开。控制器对开关的断开和闭合进行定时以在LC滤波器中引起电流，从而使电荷被传递到中间电容器。尽管电荷量通常不足以使泵电容器达到所需的电压，但它仍然可以用来辅助这样。它还对开关的断开进行定时，以防止存储在中间电容器中的电荷朝向LC滤波器逃逸。

在又一其他实施方式中，增压转换器连接在电力转换器的输入端口与电荷泵的输入端子之间。控制器控制增压转换器使得增压转换器向输入端子提供电压。提供给输入端子的电压超过提供给输入端口的电压。

在其他实施方式中，开关电容器网络包括连接至与堆叠节点之一相对的泵电容器之一的相开关。在这些实施方式中，控制器操作相开关，以便在第一状态期间使第一电压崩溃。

在再一其他实施方式中，在第一状态期间，控制器操作开关电容器网络以便使第一电压崩溃，从而引起被定向成朝向开关电容器网络的电流，以便使输入端子处的电压超过第一电压。

在这些实施方式中还有在第一状态期间控制器操作开关电容器网络以便控制第一电压的转换速率的实施方式。

附图说明

从以下详细描述和附图中，本发明的这些和其他特征将变得明显，在附图中：

图1示出了包括开关电容器网络的升压电力转换器；

图2示出了图1中示出的电力转换器的1:5升压开关电容器网络的细节；

图3示出了图2的开关电容器网络，其中示出了晶体管开关体二极管；

图4示出了开关和/或二极管从输入连接至各个堆叠节点和输出的第一旁路开关网络的实现；

图5示出了开关和/或二极管中的一些连接在中间堆叠节点之间的第二旁路开关网络的实现；

图6示出了图3的开关电容器网络，其中开关由晶体管实现，每个晶体管由被各个堆叠节点断电的栅极驱动块驱动；

图7至图8示出了栅极驱动块的示例和栅极驱动器的实现；

图9示出了图6的开关电容器网络，其中替选的P型晶体管实现用于高侧相开关；

图10示出了图6的开关电容器网络，其中替选的偏置方案用于栅极驱动器控制高侧相开关；

图11示出了图1中示出的电力转换器的双相1:5升压开关电容器网络；

图12至图13示出了具有欠压锁定的栅极驱动块的示例以及欠压锁定的实现；

图14示出了包括开关电容器网络和绝热元件的升压电力转换器；

图15示出了绝热元件包括电感器的图14电力转换器的第一示例；

图16示出了绝热元件包括电感器、开关和/或二极管的图14电力转换器的第二示例；

图17示出了图16绝热元件中的起动开关的实现；

图18示出了在电荷泵操作之前用于控制一个或更多个起动开关的状态转变；

图19示出了绝热元件包括调节器的图14电力转换器的第三示例；以及

图20至图22示出了在图19中示出的电力转换器中使用的调节器的示例。

具体实施方式

图1示出了电力转换器10。电力转换器10接收由电压源12提供的输入电压V_IN，将输入电压V_IN变换为输出电压V_OUT，并使该输出电压V_OUT在输出电容器14处可得到，跨输出电容器14连接负载15。电力转换器10是升压电力转换器。因此，输出电压V_OUT超过输入电压V_IN。电力转换器10包括电荷泵20和调节器18。

电力转换器10通常是主机装置或“主机”内的许多部件之一。典型的主机可以具有电压源，诸如电池。然而，电池电压可能随时间而改变。另外，主机通常具有不同的部件，不同的部件具有不同的电压需求。因此，对于典型的主机有用的是具有将可得到的电压变换为期望的电压的一些方式。电力转换器10用于此目的。

现在参照图2，电荷泵20接收跨第一和第二电荷泵端子61、62的输入电压，并产生跨第三和第四电荷泵端子63、64的输出电压。电荷泵20包括级联倍增器65和电荷泵控制器66。在示出的实施方式中，级联倍增器65是单相对称级联倍增器。

级联倍增器65包括第一、第二、第三、第四和第五堆叠开关S₁、S₂、S₃、S₄、S₅。在这些堆叠开关中，第一、第三和第五堆叠开关S₁、S₃、S₅定义一组“奇数堆叠开关”，而第二和第四堆叠开关S₂、S₄定义一组“偶数堆叠开关”。

级联倍增器65还包括第一和第二低侧相开关S₇、S₈以及第一和第二高侧相开关S₆、S₉。第一和第二低侧相开关S₇、S₈将第一和第二相节点P₁、P₂连接至公共节点V_SS，该公共节点V_SS连接至第二和第四电荷泵端子62、64的公共节点V_SS。第一和第二高侧相开关S₆、S₉将第一和第二相节点P₁、P₂连接至输入节点V_X，该输入节点V_X连接至第一电荷泵端子61。为了便于讨论切换序列，第一高侧相开关S₆和第二低侧相开关S₈有时将被统称为“偶数相开关”，而第一低侧相开关S₇和第二高侧相开关S₉有时将被统称为“奇数相开关”。

级联倍增器65具有四个级。第一级包括第一堆叠开关S₁、第一堆叠节点V_C1和第一泵电容器C₁；第二级包括第二堆叠开关S₂、第二堆叠节点V_C2和第二泵电容器C₂；第三级包括第三堆叠开关S₃、第三堆叠节点V_C3和第三泵电容器C₃；以及第四级包括第四堆叠开关S₄、第四堆叠节点V_C4和第四泵电容器C₄。

在图2中示出的实施方式中，由于有四个级，所以最大电压变换比率为5。第五堆叠开关S₅将第四级连接至第五堆叠节点V_C5，该第五堆叠节点V_C5最终连接至第三电荷泵端子63。在此，电力转换器10保持其输出电压V_OUT。

第一泵电容器C₁将第一相节点P₁连接至第一堆叠节点V_C1；第三泵电容器C₃将第一相节点P₁连接至第三堆叠节点V_C3；第二泵电容器C₂将第二相节点P₂连接至第二堆叠节点V_C2；以及第四泵电容器C₄将第二相节点P₂连接至第四堆叠节点V_C4。

响应于在其第一和第二控制器输入25、26处接收一个或更多个输入信号，电荷泵控制器66将控制信号放置在控制信号路径60上。这些控制信号使得第一、第二、第三、第四和第五堆叠开关S₁、S₂、S₃、S₄、S₅、第一和第二低侧相开关S₇、S₈以及第一和第二高侧相开关S₆、S₉根据特定序列改变状态。因此，电荷泵20以特定频率在第一与第二操作状态之间重复转变。

例如，在第一操作状态期间，电荷泵控制器66闭合奇数堆叠开关S₁、S₃、S₅、第一低侧相开关S₇和第二高侧相开关S₉并断开偶数堆叠开关S₂、S₄、第一高侧相开关S₆和第二低侧相开关S₈。相比之下，在第二操作状态期间，电荷泵控制器66断开奇数堆叠开关S₁、S₃、S₅、第一低侧相开关S₇和第二高侧相开关S₉并闭合偶数堆叠开关S₂、S₄、第一高侧相开关S₆和第二低侧相开关S₈。

图3示出了电荷泵20内的级联倍增器65，其中，第一、第二、第三、第四和第五堆叠开关S₁、S₃、S₅、S₄、S₅、第一和第二高侧相开关S₆、S₉以及第一和第二低侧相开关S₇、S₈使用MOSFET晶体管来实现。

每个MOSFET晶体管具有跨其源极和漏极端子的固有的体二极管。第一体二极管D₁与第一堆叠开关S₁相关联，第二体二极管D₂与第二堆叠开关S₂相关联，第三体二极管D₃与第三堆叠开关S₃相关联，第四体二极管D₄与第四堆叠开关S₄相关联，第五体二极管D₅与第五堆叠开关S₅相关联，第六体二极管D₆与第一高侧相开关S₆相关联，第七体二极管D₇与第一低侧相开关S₇相关联，第八体二极管D₈与第二低侧相开关S₈相关联，以及第九体二极管D₉与第二高侧相开关S₉相关联。

通过使用其栅极端子来使漏极源极路径导通或不导通，可以使晶体管用作开关。如本文中使用的，使晶体管“导通”意味着在晶体管的源极与漏极之间形成导电通道。这相当于闭合开关。表达使晶体管“截止”意味着允许导电通道消散。这相当于断开开关。

由于第一至第五体二极管D₁、D₂、D₃、D₄、D₅的存在和极性，所以即使当所有堆叠开关S₁至S₅已经被断开时，从输入节点V_X到第五堆叠节点VC5也存在正向电路径。因此，即使所有堆叠开关S₁至S₅已经被断开，在输入节点V_X与第五堆叠节点V_C5之间仍将存在电压降。

堆叠节点V_C1至V_C5的上游的每个体二极管D₁至D₅减小该堆叠节点V_C1至V_C5处的电压。对于第一堆叠节点V_C1，电压损失很小，因为只有第一体二极管D₁将第一堆叠节点与输入节点V_X分开。然而，由于上游体二极管的数量逐渐增加，随后的堆叠节点V_C2至V_C5逐渐损失更多的电压。根据输入节点V_X处的电压的幅度、跨每个体二极管的正向压降以及堆叠节点的数量，距输入电压最远的堆叠节点处的电压可能等于公共节点V_SS处的最低电压V_SS。

电荷泵20的一些实施方式依赖于堆叠节点V_C1至V_C5处的电压来断开和闭合一个或更多个堆叠开关S₁至S₅并且断开和闭合一个或更多个相开关S₆至S₉。该布置提供了操作电荷泵20的有效方式。然而，这样的实施方式的操作预先假定在每个堆叠节点V_C1至V_C5处存在充足的电压。如果甚至一个堆叠节点具有不充足的电压，则电荷泵20将不能正确地操作，并且实际上可能完全不操作。

通常，电荷泵20将存在于三种不同的状态之一：关闭状态、稳定状态和启动状态。

在稳定状态期间，电荷泵20接收输入电压V_IN并将其变换为是其输入的倍数的输出电压V_OUT。在这种稳定状态下，应首先制造电荷泵20。在关闭状态下，没有电压被施加到电荷泵的输入端子61、62或者在输入端子61、62上不存在正差分。

启动状态在这两种状态之间。在启动状态期间，在电荷泵的输入端子61、62上呈现正电压差。然而，在每个堆叠节点V_C1至V_C5处可能没有充足的电压来使电荷泵20执行其功能。本文描述的方法和装置旨在减小该启动状态的长度使得电荷泵20可以迅速达到稳定状态，或者旨在防止电荷泵20无限期地卡在启动状态。

在稳定状态操作中，电荷泵20在其内部电容器内保持足够的电荷，使得那些电容器将具有用于施加到必须被使得在导通状态与非导通状态之间转变的那些晶体管的栅极的必要的电压。然而，启动状态造成了困境。

当首次启动时，这些相同的内部电容器可能没有积累足够的电荷以产生将足以保证那些相同的晶体管能够被可靠地操作的电压。在没有开关处于操作的情况下，这些内部电容器中的电荷将永远不能积累到足以生成操作必须操作以便积累该电荷的恰好那些开关所需的电压。这引起了“鸡或蛋”问题：操作开关所需的电压源依赖于那些开关的正确操作，以便首先产生操作那些开关所需的电压。因此，电荷泵20可能永远不能达到稳定状态操作。

在升压电力转换器10的情况下，在每个堆叠节点V_C1至V_C5处的充足的电压的可得性不是给定的，特别是在启动状态的开始时。这是因为到电力转换器的输入电压V_IN可以是操作之前的最高可得到的电压，并且升压电力转换器10的工作是生成高于输入电压V_IN的输出电压V_OUT以及对操作是必需的电荷泵20内的所有其他电压。

为了避免这种困难，有用的是提供将输入节点V_X直接连接至每个堆叠节点V_C1至V_C5的旁路路径，从而对连接至每个节点的泵电容器进行预充电。每个这样的旁路路径绕过一个或更多个体二极管D₁至D₅。因此，这些被绕过的体二极管不能累积地对堆叠节点V_C1至V_C5处的电压降做出贡献。

在图4中，旁路阵列28实现一个或更多个旁路路径30。每个旁路路径30绕过堆叠开关S₁至S₄中的一个或更多个。在这样做时，每个旁路路径30提供堆叠节点V_C1至V_C4之一与输入节点V_X之间的直接连接。旁路阵列28还在输入节点V_X与堆叠节点V_C5之间提供旁路路径30，用于对图1的电力转换器10中的输出电容器14进行预充电。

旁路路径30仅在启动状态期间并且仅在输入节点V_X处的电压超过输入节点V_X连接至的堆叠节点V_C1至V_C5处的电压时有效。

图4示出了旁路阵列28的彼此叠加的两种替选实现。旁路阵列28的二极管实现依赖于旁路二极管34，而旁路阵列28的开关实现依赖于旁路开关36。旁路二极管34以虚线示出，以指示它们可以表示以实线示出的旁路开关36的替选方案。

在二极管实现中，每个旁路路径30包括旁路二极管34，其阴极和阳极被取向成允许电荷从输入节点V_X流向相应的堆叠节点V_C1、V_C2、V_C3、V_C4、V_C5，而且同时阻断电流在反向方向上从任何堆叠节点V_C1至V_C5流向输入节点V_X。只要堆叠节点V_C1至V_C5低于输入节点V_X处的电压，电荷就流向堆叠节点V_C1至V_C5。在这样做时，电荷绕过堆叠节点V_C1至V_C5上游的所有体二极管D₁至D₅。这将沿堆叠节点V_C1至V_C5和输出节点的电压降降低到仅一个二极管引起的电压降。一旦堆叠节点的电压等于或超过输入节点V_X处的电压，这样的正向电荷流就停止。

二极管实现的优点在于其简单性。旁路二极管34在必要时自动禁用旁路路径30。不需要控制电路。也不需要任何电路来感测电压，使得可以做出禁用旁路路径30的决定。另一方面，第一种实现的缺点是旁路二极管34将提取其自身的电压降，就像体二极管一样。因此，在通向第一堆叠节点VC1的旁路路径30中包括旁路二极管34几乎没有益处。

在开关实现中，当电荷泵20处于启动状态时，通向堆叠节点V_C1至V_C5的旁路开关36保持闭合。在该启动状态期间，在电荷泵20内不发生切换。当电荷泵20在稳定状态下开始切换时，旁路开关36断开。

旁路开关36提供了减少在旁路二极管34的使用中是固有的二极管引起的电压降的优点。然而，这样做是以与控制每个旁路开关36所需的电路相关联的额外复杂度为代价。

当图2的电荷泵20在升压电力转换器10内操作时，每个堆叠节点处的最高操作电压连续增加输入节点V_X处的电压的整数倍。例如，第一堆叠节点V_C1处的最高操作电压是输入节点V_X处的电压的两倍，第二堆叠节点V_C2处的最高操作电压是输入节点V_X处的电压的三倍，第三堆叠节点V_C3处的最高操作电压是输入节点V_X处的电压的四倍，以及第四堆叠节点V_C4处的最高操作电压是输入节点V_X处的电压的五倍。由于图2中示出的电荷泵20的电压变换比率是5，因此第五堆叠节点V_C5——也是电荷泵的输出节点——处的电压也是其输入节点V_X处的电压的大约五倍。

由于当沿堆叠节点向下行进而逐渐增加的电压，所以每个旁路二极管34或旁路开关36的反向额定电压也将不得不增加。因此，连接至第(n+1)个堆叠节点V_C(n+1)的旁路二极管34或旁路开关36将大于连接至第n个堆叠节点V_Cn的旁路二极管34或旁路开关36所需的反向额定电压。通常，随着部件的反向额定电压增加，构建它所需的芯片面积增加。另外，某些其他寄生效应诸如电容和漏电流将趋于增加。

在图4中，每个堆叠节点V_C1、V_C2、V_C3、V_C4、V_C5具有其自己的旁路路径30。然而，这不是必需的。不同的堆叠节点V_C1至V_C5遭受连续较大的二极管引起的电压降。鉴于上述现象，可能优选的是仅向选择的堆叠节点诸如遭受最大二极管引起的电压降的那些堆叠节点提供旁路路径30。

图5示出了一个这样的实施方式。图5中示出的实施方式省略了到第一堆叠节点V_C1的旁路路径，因为第一堆叠节点V_C1不能承受足够大的电压降以使到第一堆叠节点V_C1的额外旁路路径在芯片面积或复杂度方面是值得的。

和图4一样，图5示出了彼此叠加的两种替选实现。旁路阵列28的第一实现依赖于旁路二极管34，而旁路阵列28的第二实现依赖于旁路开关36。旁路二极管34以虚线示出，以指示它们可以表示以实线示出的旁路开关36的替选方案。

图5中示出的实施方式以第一旁路路径30和第二旁路路径31为特征。通向第二堆叠节点V_C2的第一旁路路径30包括旁路二极管34和/或旁路开关36。第二旁路路径31分叉成第一支线33和第二支线35。第一支线33通向第三堆叠节点V_C3并且包括两个串联连接的旁路二极管D_B1、D_B2和/或两个串联连接的旁路开关S_B1、S_B2。第二支线35包括在第三堆叠节点V_C3与也是电荷泵的输出的第五堆叠节点V_C5之间的旁路二极管D_B3和/或旁路开关S_B3。

特别关注的是沿第二旁路路径31的二极管的分布。

可以看出，第二旁路路径31以输入节点V_X与第三堆叠节点V_C3之间的第一和第二串联旁路二极管D_B1、D_B2为特征。这将沿从输入节点V_X到第三堆叠节点V_C3处的电压的正向电路径的差异从三个二极管引起的电压降减小到两个二极管引起的电压降。

尽管省略第二旁路二极管D_B2将节省芯片面积并仍进一步降低电压差，但是那么第一旁路二极管D_B1将不得不在稳定状态操作期间承受从第三堆叠节点V_C3到输入节点V_X的整个反向电压。

为了避免使单个二极管承受整个反向电压，图5中示出的实施方式使用第一和第二串联旁路二极管D_B1、D_B2来在两个二极管上分割反向电压。这允许使用具有较低反向额定电压的旁路二极管。

在一些情况下，制造过程中的限制使得难以制造具有适当高的反向额定电压的二极管。可以通过使用其中的每一个具有较小的反向额定电压的第一和第二串联旁路二极管D_B1、D_B2来规避这样的限制。因此，没有一个二极管将不得不忍受在电荷泵20的操作期间出现的整个反向电压。

在一些情况下，即使制造过程能够形成具有所需的反向额定电压的二极管，有时仍期望无论如何将旁路二极管串联放置。例如，具有较低反向额定电压的两个二极管所消耗的芯片面积之和可能将小于具有所需的反向额定电压的单个二极管所消耗的芯片面积。

在依赖于开关而不是二极管的替选实施方式中，出现类似的问题。这通过沿输入节点V_X与第三堆叠节点V_C3之间的第二旁路路径31串联地提供第一和第二串联旁路开关S_B1、S_B2以类似的方式来解决。通过使第二旁路开关S_B2与第一旁路开关S_B1串联，可以在第一与第二旁路开关S_B1、S_B2之间对阻断电压进行分压，而不是使第一旁路开关S_B1承受整个阻断电压。这可以通过使用各自具有较低的反向额定电压的两个较小的旁路开关而不是具有至少两倍高的反向额定电压的一个较大的开关来节省芯片面积。然而，折衷是由于不得不控制两个旁路开关而不是一个旁路开关而出现的增加的设计复杂度。

通过沿第二支线35具有第三串联旁路二极管D_B3来再次应用前述原理。第五堆叠节点V_C5与输入节点V_X之间所需的阻断电压差将大于第五堆叠节点V_C5与第三堆叠节点V_C3之间的阻断电压差。在示出的实施方式中，第五堆叠节点V_C5与输入节点V_X之间所需的阻断电压差将是输入节点V_X处的电压的四倍，而第五堆叠节点V_C5与第三堆叠节点V_C3之间所需的阻断电压差将仅是输入节点V_X处的电压的两倍。照此，可以通过在输入节点V_X与第五堆叠节点V_C5之间使用第一、第二和第三串联旁路二极管D_B1、D_B2、D_B3以将二极管引起的电压降的数量从5个减少到3个来消耗更少的芯片面积。

相同的原理在图5中示出的第二实现中起作用。在该第二实现中，第三旁路开关S_B3位于沿第二支线35。第五堆叠节点V_C5与其输入节点V_X之间的阻断电压差将大于第五堆叠节点V_C5与第三堆叠节点V_C3之间的阻断电压差。照此，可以通过在第一、第二和第三旁路开关S_B1、S_B2、S_B3上对阻断电压差进行分压来减小所消耗的芯片面积。

原则上，还可以具有一些旁路路径30、31使用旁路二极管34而其他路径使用旁路开关36的混合实现。旁路开关36和旁路二极管34也可以沿相同的旁路路径共存。这是因为旁路开关36和旁路二极管34本质上服务于相同的目的，但是只是以不同的方式实现该目的或功能以实现类似的结果。

图6示出了图2和图3中示出的级联倍增器65的实现，其中，第一、第二、第三、第四和第五堆叠开关S₁、S₂、S₃、S₄、S₅中的每一个使用相应的第一、第二、第三、第四和第五晶体管M₁、M₂、M₃、M₄、M₅来实现，并且其中，相开关S₆、S₇、S₈、S₉中的每一个使用相应的第六、第七、第八和第九晶体管M₆、M₇、M₈、M₉来实现。第五晶体管M₅是PMOS晶体管，而所有其他晶体管是NMOS晶体管。

可以使用NMOS晶体管实现第五堆叠开关S₅。然而，这样做需要比PMOS晶体管所需的设计复杂度更大的设计复杂度。另外，将需要额外的部件来驱动NMOS晶体管。使用PMOS晶体管时不需要这些部件。

第一、第三、第五、第七和第九晶体管M₁、M₃、M₅、M₇、M₉定义一组“奇数晶体管”，而第二、第四、第六和第八晶体管M₂、M₄、M₆、M₈定义一组“偶数晶体管”。在第一操作状态期间，仅使奇数晶体管导通。在第二操作状态期间，仅使偶数晶体管导通。因此，电荷泵20的稳定状态操作涉及在第一与第二操作状态之间来回切换。

图6中示出的每个节点旁边是一对以m/n形式的数字。如果在输入节点V_X处施加5伏特的电压，则该节点处的电压在第一操作状态期间将是m伏特而在第二操作状态期间将是n伏特。

例如，在第一操作状态期间，第一、第二、第三和第四堆叠节点V_C1、V_C2、V_C3、V_C4处的电压分别为5V、15V、15V、25V，而第一和第二相节点P₁、P₂处的电压分别为0V和5V。相比之下，在第二操作状态期间，第一、第二、第三和第四堆叠节点V_C1、V_C2、V_C3、V_C4处的电压分别为10V、10V、20V、20V，而第一和第二相节点P₁、P₂处的电压分别为5V和0V。无论操作状态如何，第五堆叠节点V_C5处的电压都是25V。这是通过设计的，因为第五堆叠节点也是电荷泵20的输出节点。

图6还示出了第一至第九栅极驱动器G₁至G₉，第一至第九栅极驱动器G₁至G₉中的每一个连接至旨在驱动的任何晶体管的栅极端子。图7示出了用于实现第一至第九栅极驱动器G₁至G₉中的每一个的栅极驱动块50。

现在参照图7，栅极驱动块50具有连接至要被驱动的晶体管M₁至M₉的栅极端子的栅极驱动端子59。如本文中使用的，“驱动”晶体管意味着使晶体管的漏极源极通道在导通与非导通状态之间转变。

每个栅极驱动块50具有栅极驱动控制端子54。栅极驱动控制端子54接收旨在使晶体管的漏极源极通道在导通与非导通状态之间转变的信号。该信号是如结合图2所讨论的电荷泵控制器66放置在控制信号路径60上的控制信号EN₁至EN₉之一。这些控制信号EN₁至EN₉可以在图6中看到。

通常，电子部件响应两个电压之间的差。通常将两个电压中的较高电压称为“正”电压而将较低电压称为“负”电压。当然，这实际上并不意味着一个电压是正而另一个是负。这是因为电压的实际数值取决于被设置成等于零的任意定义的参考电压。由于最终重要的仅是差，因此有用的是将负电压设置为零并将其称为“接地”或“大地”。这使得可以仅讨论正电压。

在电荷泵20的一些实施方式中，可以呈现具有不同负电压的不同部件。特别地，特定晶体管处的“接地”可能不与电路中其他地方的接地相对应。为了适应这，每个栅极驱动块50包括电平移位器51，电平移位器51将电压差转换为更适合于驱动晶体管M₁至M₉的另一电压差。

图7中示出的栅极驱动块50包括第一和第二正供给端子57、58以及第一和第二负供给端子55、56。第一正供给端子57接收第一正供给电压V_DDI。第一负供给端子55接收第一负供给电压V_SSI。这些可以在图7中的上下文中看到。第二正供给端子58接收第二正供给电压V_DDO。第二负供给端子56接收第二负供给电压V_SSO。

栅极驱动块50还包括电平移位器51和栅极驱动器52。电平移位器51接收第一正供给电压V_DDI、第一负供给电压V_SSI、第二正供给电压V_DDO和第二负供给电压V_SSO。栅极驱动器52仅接收第二正供给电压V_DDO和第二负供给电压V_SSO。

四个供给电压定义第一供给电压差和第二供给电压差。第一供给电压差是第一正供给电压V_DDI与第一负供给电压V_SSI之间的差。第二供给电压差是第二正供给电压V_DDO与第二负供给电压V_SSO之间的差。

电平移位器51具有电平移位器逻辑输入，其连接至栅极驱动控制端子54以接收第一逻辑信号V_SWI。电平移位器51还具有电平移位器逻辑输出，在电平移位器逻辑输出上放置它生成的第二逻辑信号V_LSO。

栅极驱动器52具有栅极驱动器逻辑输入端子，其从电平移位器51接收第二逻辑信号V_LSO。栅极驱动器52还具有栅极驱动器逻辑输出端子，在栅极驱动器逻辑输出端子上放置它生成的第三逻辑信号V_SWO。该第三逻辑信号V_SWO连接至栅极驱动端子59并最终连接至晶体管的栅极以驱动晶体管。

响应于接收第一逻辑信号V_SWI，电平移位器51内的逻辑在第一正供给电压V_DDI与第一负供给电压V_SSI之间进行选择。然后电平移位器51将第一逻辑信号V_SWI转化为第二逻辑信号V_LSO，其遵循第一逻辑信号V_SWI的逻辑极性。该第二逻辑信号V_LSO被提供给栅极驱动器逻辑输入端子，该第二逻辑信号V_LSO又使栅极驱动器52在第二正供给电压V_DDO与第二负供给电压V_SSO之间进行选择。这两个电压中选择的一个是栅极驱动器52在栅极驱动端子59处作为第三逻辑信号V_SWO输出的电压。

图8示出了栅极驱动器52的细节。栅极驱动器具有栅极驱动器逻辑输入IN和栅极驱动器逻辑输出OUT。在图7的上下文中，栅极驱动器逻辑输入IN接收第二逻辑信号V_LSO。栅极驱动器逻辑输出OUT携带第三逻辑信号V_SWO。

第一、第二、第三和第四逆变器按该顺序将栅极驱动器逻辑输入IN耦合至栅极驱动器逻辑输出OUT。每个逆变器包括高侧PMOS晶体管M_P1至M_P4和相应的低侧NMOS晶体管M_N1至M_N4。由于电子和空穴迁移率的差异，每个PMOS晶体管M_Pn通常大于其相应的NMOS晶体管M_Nn。

栅极驱动器的四个逆变器的物理尺寸并不完全相同。特别地，在栅极驱动器逻辑输入IN处开始，每个随后的逆变器比前一个逆变器大k倍。例如，如果k等于5并且第一逆变器的宽度是1微米，则第二、第三和第四逆变器的宽度分别是5微米、25微米和125微米。通过以这种方式逐渐减弱逆变器，耦合至栅极驱动器逻辑输入IN的小逻辑门可以驱动耦合至栅极驱动器逻辑输出OUT的大功率晶体管。

为了减少所需的芯片面积并提升电力效率，期望使用低侧NMOS晶体管M_N1至M_N4和高侧PMOS晶体管M_P1至M_P4，其额定电压等于或接近于跨图6中示出的第一至第九晶体管M₁至M₉的栅极端子和源极端子的额定电压。假设跨第一至第九晶体管M₁至M₉的栅极端子和源极端子的额定电压为5V，则将还期望将5V额定的晶体管用于栅极驱动器52中的低侧NMOS晶体管M_N1至M_N4和高侧PMOS晶体管M_P1至M_P4。

通常，第一正供给电压V_DDI可以等于、小于或大于第二正供给电压V_DDO。类似地，第一负供给电压V_SSI可以等于、小于或大于第二负供给电压V_SSO。在图1升压电力转换器10的示例中，第二正供给电压V_DDO通常大于第一正供给电压V_DDI，而第二负供给电压V_SSO通常大于第一负供给电压V_SSI。

然而，存在与第一和第二供给电压差相关联的约束。第一供给电压差和第二供给电压差都不应超过在这些端子之间供电的电路中使用的晶体管的额定电压。

参照图6，第一至第九栅极驱动器G₁至G₉都接收相同的第一正供给电压V_DDI和相同的第一负供给电压V_SSI。为清楚起见，省略了通过其接收这些供给电压的端子。

通常，第一至第九栅极驱动器G₁至G₉将接收不同的第二负供给电压V_SSO。这是因为用于特定栅极驱动器G₁至G₉的第二负供给电压V_SSO来自它控制的特定晶体管M₁至M₉的源极端子。这也又意味着不同的栅极驱动器G₁至G₉将各自接收不同的第二正供给电压V_DDO。这是因为，为了能够在栅极驱动器内使用具有期望的额定电压的晶体管，第二供给电压差——第二正供给电压V_DDO与第二负供给电压V_SSO之间的差——不得超过期望的额定电压。因此，如果第二负供给电压V_SSO变化，则第二正供给电压V_DDO也必须变化。

为了提升电力效率并减少所需的部件数量，有用的是在可能的情况下得到用于从级联倍增器65的堆叠节点V_C1至V_C5之一驱动晶体管的第二正供给电压V_DDO。为了实现这个，有用的是沿将栅极驱动器连接至堆叠节点V_C1至V_C5以供给其第二正供给电压V_DDO的某些路径提供级联晶体管M_C1、M_C2、M_C3、M_C4、M_C5、M_C9。具有级联晶体管M_C1、M_C2、M_C3、M_C4、M_C5、M_C9的路径是堆叠节点V_C1至V_C5处的电压和每个相应的栅极驱动器处的第二负供给电压V_SSO将超过期望的晶体管额定电压的路径，期望的晶体管额定电压在示出的实施方式中为5伏特。为了避免在被驱动的晶体管上具有过大的供给电压差，级联晶体管M_C1至M_C5、M_C9中的相应的一个承受堆叠节点与相应的栅极驱动器处的第二正供给电压V_DDO之间的过电压，以确保供给电压差不大于期望的额定电压。

用于第七和第八栅极驱动器G₇、G₈的第二正供给电压V_DDO可以由与第一正供给电压V_DDI相同的电压或由输入节点V_X提供。该选择取决于第一正供给电压V_DDI的值或输入节点V_X处可得到的电压。

当电荷泵20处于稳定状态操作时，实现堆叠开关S₁至S₅和相开关S₆至S₉的晶体管M₁至M₉以同步模式断开和闭合，该同步模式泵送每个堆叠节点V_C1至V_C5处的电压。这确保了在每个堆叠节点V_C1至V_C5处将有足够的电压来为每个栅极驱动器G₁至G₉供电，以便驱动晶体管中的所有晶体管的栅极。

当电荷泵20在其开始切换之前使电压施加或存在于其输入节点V_X处时，堆叠节点V_C1至V_C5中的每个相邻对之间的体二极管将蚕食堆叠节点电压。根据相对于由每个体二极管引起的正向电压降的幅度的输入节点V_X处的电压，体二极管将很可能蚕食足够的电压，使得堆叠节点电压V_C1至V_C5中的一个或更多个将证明不足以为栅极驱动器G₁至G₉供电使得它可以驱动其相应的晶体管M₁至M₉。实际上，跨栅极驱动器G₁至G₉中的每一个的第二供给电压差甚至可以以负电压开始，从而无论如何防止晶体管栅极的任何操作或控制。

由于它们的放置，某些晶体管不太可能发现它们的操作受到这些体电压降的阻碍。例如，第七和第八晶体管M₇、M₈的第二正供给电压V_DDO由与第一正供给电压V_DDI相同的电压或由输入节点V_X提供。照此，第七和第八晶体管M₇、M₈将不会遭受二极管引起的电压降。

刚刚开始操作的电荷泵20在很大程度上依赖于相开关S₆至S₉来泵送堆叠节点V_C1至V_C5上的电压。这是因为相开关S₆至S₉在控制相节点P₁、P₂处的电压中起重要作用，每个相节点连接至泵电容器C₁至C₄的底部端子，如图2中所示。第一和第二高侧相开关S₆、S₉将相节点P₁、P₂连接至输入节点V_X。低侧相开关S₇、S₈将相节点P₁、P₂连接至公共节点V_SS。第一和第二高侧相开关S₆、S₉与低侧相开关S₇、S₈互补。当两个相节点P₁、P₂中的一个连接至接地时，连接至该相节点的泵电容器充电。当两个相节点P₁、P₂中的一个连接至输入节点V_X时，连接至该相节点的泵电容器放电，而且同时增加连接至这些泵电容器的顶部的堆叠节点上的电压。

参照图6中示出的特定实现，实现低侧相开关S₇、S₈的第七和第八晶体管M₇、M₈可在电荷泵切换开始时立即被控制，因为第七和第八栅极驱动器G₇、G₈由第二正供给电压V_DDO供电，第二正供给电压V_DDO与第一正供给电压V_DDI的电压相同或者与输入节点V_X处的电压相同。

上述操作假设在电荷泵切换开始时第二正供给电压V_DDO足以保证第七和第八栅极驱动器G₇、G₈的正确操作。这对于被提供给控制实现高侧相开关S₆、S₉的第六和第九晶体管M₆、M₉的第六和第九栅极驱动器G₆、G₉的第二正供给电压不太可能是这样。

例如，第一堆叠节点V_C1为第六栅极驱动器G₆提供第二正供给电压，而第二堆叠节点V_C2为第九栅极驱动器G₉提供第二正供给电压，第九栅极驱动器G₉具有它本身与其电压源即第二堆叠节点V_C2之间的级联晶体管M_C9。在电荷泵20操作之前或在电荷泵20关闭时，对于第九栅极驱动器G₉可用的第二正供给电压V_DDO可能低于对于第六栅极驱动器G₆可用的第二正供给电压V_DDO。这是因为与第一堆叠节点V_C1相比，第二堆叠节点V_C2处的额外的二极管引起的电压降。这可能抑制第九晶体管M₉以相对于其他相开关M₆、M₇、M₈同步的方式被控制的能力。这可能延迟或甚至阻止电荷泵20的启动。

图9示出了图6的级联倍增器65的替选实现，在该实现中实现高侧相开关S₆、S₉的第六和第九晶体管M₆、M₉是PMOS而不是NMOS。使用PMOS晶体管代替NMOS晶体管改变了第六和第九栅极驱动器G₆、G₉处的第二正供给电压V_DDO和第二负供给电压V_SSO的偏置需求。对于第六和第九栅极驱动器G₆、G₉两者，第二正供给电压直接连接至输入节点V_X，而不需要串联的级联晶体管。另外，对于第六和第九栅极驱动器G₆、G₉两者，第二负供给电压连接至公共节点V_SS。这意味着第六和第九栅极驱动器G₆、G₉处的第二供给电压差不再被沿堆叠节点V_C1和V_C2的二极管引起的电压降减小。然而，这种方法消耗更多的芯片面积并降低电力效率，因为对于给定尺寸，PMOS晶体管具有比NMOS晶体管更大的导通电阻。

图10示出了图6的级联倍增器65的替选实现，在该实现中控制实现高侧相开关S₆、S₉的NMOS晶体管M₆、M₉的第六和第九栅极驱动器G₆、G₉被不同地供电。该实施方式与图6中示出的实施方式共享某些特征。特别地，第二负供给电压V_SSO与相应的第六和第九晶体管M₆、M₉的源极端子的连接以及第一正供给电压V_DDI和第一负供给电压V_SSI保持与图6中示出的那些相同。

在用于第六和第九栅极驱动器G₆、G₉的第二正供给电压中出现差异。用于第六栅极驱动器G₆的第二正供给电压被标记为V_{DD_G6}，现在从第一自举电容器C_G6的阳极得到，第一自举电容器C_G6由第一自举二极管D_G6根据第七和第八栅极驱动器G₇、G₈处的相同的第二正供给电压V_DDO刷新。同样地，用于第九栅极驱动器G₉的第二正供给电压被标记为V_{DD_G9}，现在从第二自举电容器C_G9的阳极得到，第二自举电容器C_G9由第二自举二极管D_G9根据第七和第八栅极驱动器G₇、G₈处的相同的第二正供给电压V_DDO刷新。第一和第二自举二极管D_G6、D_G9也可以使用以如下的方式被控制的PMOS晶体管来实现，该方式使得它们仅允许电流流向自举电容器C_G6、C_G9。在该实施方式中，PMOS晶体管表现得像二极管并且不再需要级联晶体管M_C9。

与图6中的情况一样，第七和第八栅极驱动器G₇、G₈处的第二正供给电压V_DDO可以根据V_DDI或输入节点V_X处可得到的电压电平来由与第一正供给电压V_DDI相同的电压或由输入节点V_X提供。

图10中示出的实现的优点是：在电荷泵中的开关开始切换之前确保较高的第二供给电压差，特别是在第九栅极驱动器G₉处的第二供给电压差。这通过将第九栅极驱动器G₉处的第二供给电压差与第六栅极驱动器G₆处的第二供给电压差进行匹配来实现。

使用PMOS晶体管实现自举二极管D_G6、D_G9还增加了第六和第九栅极驱动器G₆、G₉处的第二供给电压差。这种实现通过消除第二正供给电压V_DDO与用于第六栅极驱动器G6的第二正供给电压(V_{DD_G6})和用于第九栅极驱动器G₉的第二正供给电压(V_{DD_G9})两者之间的二极管引起的电压降来进行。这确保了低侧相开关S₇、S₈和高侧相开关S₆、S₉两者能够从电荷泵的操作一开始就正确地切换。

匹配第九栅极驱动器G₉处的第二供给电压差的另一解决方案是在电荷泵20内使用双相对称级联倍增器67，如图11中所示。

在图11中，双相对称级联倍增器67的第一相包括与图2中的级联倍增器65相同的堆叠开关S₁至S₅、相开关S₆至S₉、堆叠节点V_C1至V_C4以及泵电容器C₁至C₄。双相对称级联倍增器67的第二相复制第一相的四个级，其中，第二相中的每个级包括泵电容器C₁₀至C₁₃之一和四个相应的堆叠开关S₁₀至S₁₃之一。第二相中的第一级包括堆叠开关S₁₀、堆叠节点V_C10和泵电容器C₁₀；第二相中的第二级包括堆叠开关S₁₁、堆叠节点V_C11和泵电容器C₁₁；第二相中的第三级包括堆叠开关S₁₂、堆叠节点V_C12和泵电容器C₁₂；以及第二相中的第四级包括堆叠开关S₁₃、堆叠节点V_C13和泵电容器C₁₃。堆叠开关S₁₄将第二相中的第四级连接至第五堆叠节点V_C5，第五堆叠节点V_C5连接至第三电荷泵端子63。双相对称级联倍增器67的第一相和第二相两者共享相同的相开关S₆至S₉和相节点P₁、P₂。

响应于接收第一和/或第二控制器输入25、26，电荷泵控制器66将控制信号放置在控制信号路径60上。这些控制信号使得堆叠开关S₁、S₂、S₃、S₄、S₅、S₁₀、S₁₁、S₁₂、S₁₃、S₁₄和相开关S₆至S₉根据特定序列改变状态。因此，电荷泵20以特定频率在第一与第二操作状态之间重复转变。

例如，在第一操作状态期间，电荷泵控制器66闭合奇数堆叠开关S₁、S₃、S₅、S₁₁、S₁₃和奇数相开关S₇、S₉并断开偶数堆叠开关S₂、S₄、S₁₀、S₁₂、S₁₄和偶数相开关S₆、S₈。相比之下，在第二操作状态期间，电荷泵控制器66断开奇数堆叠开关S₁、S₃、S₅、S₁₁、S₁₃和奇数相开关S₇、S₉并闭合偶数堆叠开关S₂、S₄、S₁₀、S₁₂、S₁₄和偶数相开关S₆、S₈。在稳定状态操作期间，第一堆叠节点V_C1与堆叠节点V_C10在相同的两个电压电平之间切换但异相。这种行为对于第二堆叠节点V_C2和堆叠节点V_C11、第三堆叠节点V_C3和堆叠节点V_C12、第四堆叠节点V_C4和堆叠节点V_C13也是如此。

图6示出了双相对称级联倍增器67中的第一相的实现，其中晶体管实现每个堆叠开关和相开关，并且栅极驱动控制每个晶体管。双相对称级联倍增器67中的第二相以与如图6中示出的第一相相同的方式来实现，特别是在堆叠开关S₁₀至S₁₄及其相应的栅极驱动器方面，同时共享与第一相相同的晶体管相开关M₆至M₉和栅极驱动器G₆至G₉。

双相对称级联倍增器67将第九栅极驱动器G₉处的第二供给电压差与第六栅极驱动器G₆处的第二供给电压差进行匹配。这可以通过将第九栅极驱动器G₉的第二正供给电压直接连接至堆叠节点V_C10来实现，堆叠节点V_C10方便地与第二相节点P₂同相切换同时以等于输入节点V_X处的电压的量保持高于第二相节点P₂处的电压。此外，这种实现还消除了对级联晶体管M_C9以及自举二极管和自举电容器的需要。

在电荷泵的启动完成时，电荷泵20将其堆叠节点V_C1至V_C5处的电压从小于或等于输入节点V_X处呈现的电压的电压升高到与稳定状态操作相关联的高得多的电压。特别地，跨每个泵电容器C₁至C₄的平均电压增加到输入节点V_X处的电压的倍数。例如，跨第一泵电容器C₁的平均电压粗略等于输入节点V_X处的平均电压，跨第二泵电容器C₂的平均电压粗略是输入节点V_X处的电压的两倍，跨第三泵电容器C₃的平均电压粗略等于输入节点V_X处的电压的三倍，以及跨第四泵电容器C₄的平均电压粗略等于输入节点V_X处的电压的四倍。

可以使用前述方法来在电荷泵20切换开始时使相开关S₆至S₉正确地操作。这在用于相开关S₆至S₉的栅极驱动从堆叠节点V_C1至V_C5得到时特别重要。这对于在使用如图6中示出的晶体管和栅极驱动器实现时的堆叠开关S₁至S₅不一定如此。这是因为处于堆叠节点V_C1至V_C5中的相邻对之间的每个晶体管的体二极管将蚕食堆叠节点电压。根据相对于每个体二极管的正向电压的幅度的输入节点V_X处的电压，体二极管将很可能蚕食足够的电压，使得堆叠节点电压V_C1至V_C5中的一个或更多个将证明不足以为栅极驱动器G₁至G₅提供足够的电压以可靠地驱动其相应的堆叠开关晶体管M₁至M₅。因此，堆叠开关晶体管M₁至M₅很可能在电荷泵切换开始时关断，并且此后保持若干切换循环，直到跨栅极驱动器G₁至G₅的第二供给电压差从负变为足够正的电平，以使堆叠开关晶体管M₁至M₅响应于它们相应的控制信号EN₁至EN₅而开始在导通与非导通状态之间可靠地转变。

由于在电荷泵20首次启动时堆叠开关晶体管M₁至M₅将不起作用，因此有必要提供升高堆叠节点电压V_C1至V_C5的临时路径以代替堆叠开关晶体管M₁至M₅。这样的临时路径的存在可以从图3的级联倍增器65中得到，在图3的级联倍增器65中，体二极管D₁至D₉被示出为与被实现为晶体管的每个相应的开关S₁至S₉并联。因为这些体二极管D₁至D₉，所以即使所有堆叠开关S₁至S₅断开，仍然可以启动并最终操作电荷泵20。这是因为从输入节点V_X通过泵电容器C₁至C₄到电荷泵的输出的电荷的传送仍然可以通过体二极管D₁至D₅进行。

尽管该临时路径的使用导致较差的效率和较不准确的输出电压，但是足以升高堆叠节点V_C1至V_C5处的电压使得堆叠开关晶体管M₁至M₅最终可以接管。主要是通过堆叠开关晶体管M₁至M₅的体二极管D₁至D₅的该临时路径——电荷泵20在等待堆叠节点V_C1至V_C5处的电压充分上升以为栅极驱动器G₁至G₅供电使得堆叠开关晶体管M₁至M₅可以开始正确地切换时在启动期间依赖于该临时路径。

电荷泵20的启动涉及升高堆叠节点V_C1至V_C5处的电压，使得它们从第一电压范围转变到第二电压范围。当堆叠节点V_C1至V_C5处的电压处于第一范围内时，它们太低而甚至无法使任何堆叠开关晶体管M₁至M₅导通。因此，尽管它们不能做任何有用的事情，但它们至少可以毫无损害。在第二范围内，堆叠节点V_C1至V_C5处的电压已经上升到它们可以根据需要来可靠地断开和闭合堆叠开关晶体管M₁至M₅的点。

然而，为了从第一范围到第二范围，堆叠节点V_C1至V_C5处的电压必须通过位于其间的第三范围。通过第三范围充满了危险。这些电压有时仅刚刚足够高以操作堆叠开关晶体管M₁至M₅或者以适当的定时或传播延迟如此可靠地执行。

当通过栅极驱动块50的大于预期的传播延迟使堆叠开关的闭合延迟时，几乎没有损害。然而，断开开关的延迟产生直通事件的可能性。在直通事件中，永远不应同时闭合的两个堆叠开关会暂时同时闭合。

作为示例，考虑电荷泵20从第一操作状态转变到第二操作状态。在第一操作状态下，当堆叠开关S₂、S₄和相开关S₆、S₈断开时，堆叠开关S₁、S₃、S₅和相开关S₇、S₉闭合。在第二操作状态下，当堆叠开关S₂、S₄和相开关S₆、S₈闭合时，堆叠开关S₁、S₃、S₅和相开关S₇、S₉断开。假设当为栅极驱动器G₁供电的第二堆叠节点V_C2上的电压足以操作实现堆叠开关S₁的堆叠开关晶体管M₁时，在启动时发生这种转变，但仅仅是如此。因此，与使晶体管在导通与非导通状态之间转变相关联的传播延迟比预期要慢得多。

由于这个刚刚充足的电压，晶体管将操作。但它将这样缓慢地进行。该晶体管将能够根据需要改变状态。然而，它可能并不总是恰好在这个时候这样做。

在第一操作状态期间，堆叠节点V_C1耦合至输入节点V_X，并且第一相节点P₁耦合至公共节点V_SS，而堆叠节点V_C2由于第二相节点P₂耦合至输入节点V_X而被泵送至堆叠节点V_C1以上。在从第一操作状态转变到第二操作状态时，第二相节点P₂耦合至公共节点V_SS，而第一相节点P₁耦合至输入节点V_X。目的是将堆叠节点V_C1泵送至输入节点V_X以上同时耦合至堆叠节点V_C2。

尽管堆叠节点V_C3上的电压不足以为第二栅极驱动器G₂供电并且使实现堆叠开关S₂的堆叠开关晶体管M₂导通，但是第一堆叠节点V_C1仍然可以通过第二堆叠开关晶体管M₂的体二极管D₂间接地耦合至第二堆叠节点V_C2。同时，通过栅极驱动器G₁的慢传播延迟可以使第一堆叠开关晶体管M₁保持导通，同时第一堆叠节点V_C1已经开始耦合至第二堆叠节点V_C2。这使直通事件成为可能。

由于该定时误差，第一堆叠节点V_C1同时耦合至输入节点V_X和堆叠节点V_C2，而第一相节点P₁也在第二操作状态开始时耦合至输入节点V_X。这使第一泵电容器C₁立即放电。它还防止其余的泵电容器C₂至C₄不断充电成高于输入节点V_X的电压的它们的适当电压倍数。因此，电荷泵20可以保持卡住接近其初始状态。根据定时误差的严重性，电荷泵20可能在最终达到稳定状态操作之前经历延长的延迟。或者，电荷泵20可能永远不能达到稳定状态操作。

上述场景不是定时误差的唯一后果。每当栅极驱动器由于不充足的第二供给电压差而行为不当或以不正确的定时操作时，其他不期望的结果都是可能的。因此，期望防止堆叠开关操作直到它真正准备好这样做。

一种用于避免前述困难的方法是延迟或防止每个栅极驱动块50使其相应的堆叠开关晶体管导通直到检测到足够的第二供给电压差。图12示出了具有压制过早切换的电路的栅极驱动块50的实现。示出的栅极驱动块50类似于图7中示出的栅极驱动块50，但是在电平移位器51与栅极驱动器52之间添加了欠压锁定53和与门74。

与门74接收电平移位器51的输出处的第二逻辑信号V_LSO和来自欠压锁定53的第四逻辑信号V_OK这两者作为输入。与门的逻辑输出呈现第五逻辑信号V_{LSO_OK}，其进行干预使得电平移位器51可以使栅极驱动器52将第三逻辑信号V_SWO设置为将完全驱动开关的值的唯一时间是当欠压锁定53经由第四逻辑信号V_OK授予许可这样做时。欠压锁定53将仅在它认为开关准备好执行其功能时才这样做。欠压锁定53使用图13中示出的电路来这样做。

现在参照图13，欠压锁定53以由第二正供给电压V_DDO与第二负供给电压V_SSO之间的电压差供电的电压比较器49为特征。

第一比较器输入连接至位于第一与第二电阻器R1、R2之间的抽头电压V_DIV。跨第一和第二电阻器R1、R2的电压等于第二供给电压差。因此，抽头电压V_DIV是第二供给电压差的一部分。第二比较器输入连接至生成阈值电压V_THUV的阈值电压源V53。电压比较器49将第一和第二比较器输入进行比较并且仅当抽头电压V_DIV大于阈值电压V_THUV时才生成第四逻辑信号V_OK。该第四逻辑信号V_OK告知栅极驱动块50开关现在准备好被驱动。

欠压锁定53的其他可能的实现包括将第一比较器输入直接连接至第二正供给电压V_DDO或者使用带隙电路代替阈值电压源V53来生成阈值电压V_THUV。欠压锁定53的又一实现依赖于偏斜逆变器而不是电压比较器49。

使用如上所述的旁路路径不是用于减少启动电力转换器10所花费的时间的唯一机制。

如图14中所示，替选实施方式以进行如下操作的电力转换器10为特征：接收由电压源12提供的输入电压V_IN，并将其变换为输出电容器14处的输出电压V_OUT，跨输出电容器14连接负载15。电力转换器10包括控制器16、电荷泵20以及在电压源12与电荷泵20之间串联的绝热元件11。

绝热元件11接收输入电压V_IN，生成跨中间电容器24的中间电压V_X，并且然后将该中间电压V_X提供给电荷泵20。然后，电荷泵20将中间电压V_X变换为高于输入电压V_IN的输出电压V_OUT。包括绝热元件11允许电荷泵20绝热地充电。

控制器16接收一组输入信号并产生一组输出信号。这些输入信号中的一些沿输入信号路径23到达。这些输入信号携带指示电力转换器的操作的信息。控制器16还接收时钟信号CLK和外部信号IO，它们是模拟的、数字的或两者的组合。基于控制器16接收的信号，控制器16产生第一、第二、第三和第四控制信号25、26、21、22，它们一起控制绝热元件11和电荷泵20的操作。

电荷泵20的其他示例包括梯形、迪克森、串并联、斐波那契和加倍器，这些中的所有都可以绝热地充电并被配置成多相或单相网络。特别有用的电荷泵20是全波级联倍增器的绝热充电版本。然而，也可以使用非绝热充电版本。

如本文中使用的，“绝热地”改变电容器上的电荷意味着使存储在该电容器中的电荷中的至少一些电荷通过使其通过非电容性元件而改变。电容器上的电荷的正绝热改变被认为是绝热充电，而电容器上的电荷的负绝热改变被认为是绝热放电。非电容性元件的示例包括电感器、磁性元件、电阻器及其组合。

在一些情况下，电容器可以在部分时间内进行绝热地充电，而在其余时间内进行非绝热地充电。这样的电容器被认为是绝热充电的。类似地，在一些情况下，电容器可以在部分时间内进行绝热地放电，而在其余时间内进行非绝热地放电。这样的电容器被认为是绝热放电的。

非绝热充电包括不是绝热的所有充电，而非绝热放电包括不是绝热的所有放电。

如本文中使用的，绝热充电的开关网络是具有是绝热充电和绝热放电这两者的至少一个电容器的开关网络。非绝热充电的开关网络为不是绝热充电开关网络的开关网络。

图15和图16示出了在图14中示出的升压电力转换器10的上下文下的绝热元件11的特定实现。

在图15中，绝热元件11包括电感器L。在该示例中，不使用来自控制器16的第三和第四控制信号21、22。在关闭状态下，当电荷泵20既不操作也不切换时，跨中间电容器24的中间电压V_X等于由电压源12提供的输入电压V_IN。

在图16中，绝热元件11包括电感器L和在一个方向上阻断电流但允许电流在另一方向上流动的电流阻断元件。电感器L连接在输入电压V_IN与节点V_PS之间。电流阻断元件连接在节点V_PS与由电荷泵20接收的中间电压V_X之间。

一些实施方式将电流阻断元件实现为起动二极管D₂₁，其被取向成允许电流流向电荷泵20但阻断从电荷泵20流出的电流。

其他实施方式将电流阻断元件实现为起动开关S₂₁，其模仿起动二极管D₂₁的操作。这样的开关闭合以允许正向电流流经电感器L朝向电荷泵20而断开以防止反向电流从电荷泵20流出。在这些实施方式中，来自控制器16的第三控制信号21控制起动开关S₂₁。

虽然可以在图16中实现起动二极管D₂₁或起动开关S₂₁，但起动二极管D₂₁提供不需要单独的控制电路的优点。另一方面，起动开关S₂₁不会引入与起动二极管D₂₁一样大的正向电压降。在一些实施方式中，起动开关S₂₁和起动二极管D₂₁可以都存在并被配置成协作。

具有起动开关S₂₁或起动二极管D₂₁允许中间电压V_X等于或基本上高于输入电压V_IN。在电荷泵20切换开始之前，具有高于输入电压V_IN的中间电压V_X会特别有用。

具有较高中间电压V_X的一个优点是可以使用这样的电压来起动堆叠节点V_C1至V_C5，使得每个堆叠节点V_C1至V_C5在其电压上领先开始电荷泵操作。由于这个领先，即使当跨堆叠节点V_C1至V_C5的电压被其上游体二极管D₁至D₅蚕食掉时，也将保留足够的剩余电压以减少当电荷泵20开始操作时与正确的堆叠开关活动的开端相关联的延迟。

一些实施方式泵送中间电压V_X以进一步提升在电荷泵20操作之前起动堆叠节点V_C1至V_C5的能力。这可以通过在电压源12首次供给电力转换器10时增加输入电压V_IN的转换速率或上升时间来执行。

在图15至图16中，电感器L和中间电容器24形成LC滤波器，其时间常数τ与电感和电容的平方根成比例。约等于或小于时间常数τ的输入电压V_IN处的转换速率引起通过电感器L的大的正向电流。这又使中间电压V_X浪涌超过输入电压V_IN。这种现象在本文中将被称为中间电容器C_VX的“过充电”。

在图15的情况下，随着通过电感器L的引起的电流返回到大约零，中间电压V_X随后将以正弦方式围绕等于输入电压V_IN的平均电压抖动或振荡。最终，振荡的幅度将减退，并且中间电压V_X将等于输入电压V_IN。

在图16中，可以仅允许正向电流流动。这可以在起动二极管D₂₁的情况下被动地完成，或者在起动开关S₂₁的情况下主动地完成。在任一情况下，结果是响应于输入电压V_IN处的类似转换速率而在中间电压V_X处进行正电压整流。

中间电压V_X处的正弦振荡的前半部分遵循图15的中间电压V_X处的正弦振荡的前半部分，但是其中由于跨起动二极管D₂₁的固有正向电压降或者跨起动开关S₂₁的固有较小的电压降而导致电压降低。正弦振荡的后半部分不遵循图15中的正弦振荡的后半部分。相反，它消失了。

正弦振荡的后半部分的消失起因于提供了起动二极管D₂₁或起动开关S₂₁来阻断反向电流流动。

通过允许正向电流并且然后阻断反向电流，起动二极管D₂₁或起动开关S₂₁有效地捕获由响应于输入电压V_IN处的转换速率而在中间电压V_X处发生的初始电压过冲带入的电荷浪涌。中间电容器24存储该捕获的电荷并使用它来支持堆叠节点V_C1至V_C5上的电压。

应当注意，使用电力转换器10的大多数主机在输入电压V_IN的转换速率或上升时间中没有给电力转换器10任何发言权。大多数这样的主机将只是供给输入电压并且预期电力转换器10执行启动所需完成的无论什么操作并提供稳定的输出电压。

根据主机的性质，输入电压V_IN可以来源于电池、USB供电的轨、AC适配器的DC输出、另一电力转换器的输出、太阳能板或其他任何地方。通常，电力转换器10将不能控制输入电压呈现给它的转换速率。因此，无论与输入电压V_IN呈现给电力转换器10的相关联的转换速率如何，电力转换器10都应当能够启动和操作。

如果输入电压V_IN呈现的转换速率比图16中示出的等效LC滤波器的时间常数τ慢得多，则它对于起动堆叠节点V_C1至V_C5将是不足的。这是因为输入电压V_IN处的慢转换速率允许中间电压V_X紧密地跟随输入电压V_IN。这又使跨电感器L的电压差最小化，并且因此防止引起的正向电流足够大以对中间电压V_X进行过充电。因此，中间电压V_X将不能浪涌超过输入电压V_IN并且然后振荡为衰减正弦曲线，因为它将使输入电压V_IN以快速转换速率呈现。反而，中间电压V_X只是跟踪缓慢上升的输入电压V_IN，但其振幅减小了由通过起动二极管D₂₁或起动开关S₂₁的电流引起的电压降。

因此，期望以输入电压V_IN被如何提供和其最初上升有多快无关的方式起动中间电压V_X和堆叠节点V_C1至V_C5处的电压。

再次参照图16，一种解决方案涉及最初断开起动开关S₂₁以阻断所有电流流经电感器L。在在电力转换器的输入处检测到非零输入电压V_IN之后，起动开关S₂₁闭合，从而引入跨电感器L的即时电压差并允许正向电流流动。该正向电流从电力转换器的输入端子流动通过电感器L并朝向电荷泵的输入。最终，正向电流的幅度衰减到零并开始在负方向上增长。这是反向电流。在检测到反向电流时，或者替选地，在经过适当的间隔时，起动开关S₂₁断开。因此，起动开关S₂₁阻断反向电流，否则这将降低中间电压V_X。此时，应当起动中间电压V_X和堆叠节点电压，并且电荷泵20可以开始在稳定状态模式下操作。在闭合起动开关S₂₁时引入跨电感器L的即时电压差类似于在输入电压V_IN处施加快速转换速率。

图17示出了可以实现起动开关S₂₁的起动功能的电路。

起动开关S₂₁具有第一开关端子V_PS和第二开关端子V_X。在这些端子之间是PMOS晶体管M_21B，其具有源极漏极路径和沿源极漏极路径的串联二极管D_21A。

PMOS晶体管的漏极和源极端子连接，使得PMOS晶体管的体二极管以其阴极在第一开关端子V_PS处连接至电感器L，并且以其阳极连接至串联二极管D_21A。只要NMOS晶体管的体二极管具有如上所述的取向，也可以使用NMOS晶体管代替PMOS晶体管M_21B。

当在电力转换器10启动开始时阻断正向和反向电流这两者流经电感器L时，通过使栅极电压V_21B浮置或者通过将栅极电压V_21B连接至第一节点V_PS，本质上使PMOS晶体管M_21B的栅极端子和源极端子短路来断开起动开关S₂₁。

在在电力转换器的输入处检测到非零输入电压V_IN之后，起动开关S₂₁闭合以允许正向电流流动。闭合起动开关S₂₁的一种方式是将阈值设置为低于第一节点V_PS处的电压，并且然后使栅极电压V_21B偏置使得其保持低于该阈值。在起动开关S₂₁这样闭合的情况下，源极漏极路径导通。这要求不超过PMOS晶体管M_21B的栅极源极额定电压。串联二极管D_21A最终阻断反向电流流经电感器L，而PMOS晶体管M_21B在整个电荷泵操作中保持导通。

仅包括开关而不包括二极管的起动开关S₂₁的其他实现是可能的，以更复杂的电路来控制每个开关为代价。

以与输入电压V_IN被如何提供和其最初上升有多快无关的方式起动中间电压V_X和堆叠节点电压V_C1、V_C2、V_C3、V_C4、V_C5的另一种解决方案避免了用于制作图17中示出的起动开关S₂₁的设计复杂度和额外的芯片面积。该解决方案依赖于在电荷泵切换开始之前使用电荷泵20内的低侧相开关S₇、S₈作为起动开关。

关闭电荷泵20将所有开关停放在其断开位置。电荷泵20的启动序列开始于在将奇数堆叠开关S₁、S₃、S₅和奇数相开关S₇、S₉与偶数堆叠开关S₂、S₄和偶数相开关S₆、S₈异相切换之前闭合低侧相开关S₇、S₈中的两者一段持续时间。在启动时第一次闭合低侧相开关S₇、S₈两者的动作导致泵电容器C₁至C₄第一次充电。该电荷最初来自中间电容器24。

如果中间电容器24很大，则它将具有大量的电荷可用于对泵电容器C₁至C₄充电。这意味着跨中间电容器24的电压将不会改变很多。因此，中间电压V_X将保持相对恒定。

另一方面，如果中间电容器24相对于泵电容器C₁至C₄仅具有小电容，则它将没有足够的电荷可用于第一次对泵电容器C₁至C₄充电。这意味着当泵电容器C₁至C₄从中间电容器24汲取电荷时，它们快速耗尽中间电容器的电荷供给。由于跨电容器的电压取决于其上有多少电荷，因此中间电容器24上的这种突然的电荷损失导致中间电压V_X崩溃。

中间电压V_X的崩溃产生跨电感器L的突然的电压差。因为通过电感器的电流是跨电感器的电压的时间积分，所以该电压差的突然出现会引起电感器L中正向电流的增加，效果类似于向图16中示出的电力转换器10施加具有快速转换速率的输入电压V_IN的效果。

该引起的电流在正向方向上流动通过电感器L，通过起动二极管D₂₁，并朝向电荷泵20。该电流中的一些补充中间电容器24中的电荷供给，从而恢复跨中间电容器24的中间电压V_X。该电流中的一些继续进入电荷泵20，在电荷泵20中对泵电容器C₁至C₄进行充电。

随着中间电压V_X重新建立，跨电感器L的电压差将减小。因此，电压差的时间积分也将减小。因此，通过电感器L的引起的正向电流开始减小直到它最终达到零。

引起的正向电流的幅度取决于电感器L的值、输入电压V_IN以及中间电容器24和泵电容器C₁至C₄的相对值。这个幅度最初会非常高。实际上，该引起的正向电流最初可以足够高以暂时升高中间电压V_X甚至高于输入电压V_IN。这正是升高堆叠节点电压V_C1、V_C2、V_C3、V_C4、V_C5所需的。

因此，明显的是，通过有目的地使中间电容器24不足以供给起动堆叠节点电压所需的电荷中的所有电荷，可以提供相当大的电流，泵电容器C₁至C₄可以从中获得它们需要的所有电荷。

通过提升泵电容器C₁至C₄的绝热充电和放电，尺寸不适当的中间电容器24的使用在稳定状态操作期间也具有协同效果。这可以帮助提高电荷泵20的电力效率。

该起动方法比添加或制作起动开关S₂₁更简单，因为它利用了电荷泵20内的现有低侧相开关S₇、S₈而无需额外的装置。此外，控制信号EN₇、EN₈在电荷泵的操作之前执行起动功能所需的修改相对简单。

如先前图2和图6中描述的，电荷泵控制器66将控制信号EN₁至EN₉放置在控制信号路径60上，以使堆叠开关S₁至S₅和相开关S₆至S₉根据特定序列改变状态。电荷泵控制器66响应于接收到从控制器16发送的第一控制信号25和第二控制信号26而这样做，如图16中所示。一种可能的实现是，第一控制信号25将低侧相开关S₇、S₈控制为起动开关，直到第二控制信号26被激活以使电荷泵20能够切换。

前述方法的限制是它们以高度依赖于应用的方式对中间电压V_X和堆叠节点电压V_C1、V_C2、V_C3、V_C4、V_C5进行起动或过充电。例如，电压过充电的量取决于电感器L的电感、泵电容器C₁至C₄的电容、输入电压V_IN和开关电阻。在一些情况下，电压过充电的量会超过用于实现电荷泵开关的晶体管的额定电压。在输入电压V_IN的幅度较高时尤其如此，巧合的是，对起动的需要也减少了。

图18示出了当电力转换器10从关闭状态70开始时可以使用沿输入信号路径23接收的信号中的一些或所有信号在控制器16中实现的状态转变。控制器16通过将第一和第二控制信号25、26发送到电荷泵20来实现每个状态转变。

当电力转换器10处于关闭状态70时，它可以保持在关闭状态70中或者根据其他状态机输入而转变到第一判定状态71。这些其他状态机输入包括例如电力转换器10是否已被启用或禁用以及是否存在任何现有故障。

在存在指示故障的输入或指示电力转换器10应保持被禁用的输入的情况下，控制器16执行状态转变T70，在状态转变T70中，电力转换器10保持在关闭状态70中。反而，如果存在启用输入且不存在故障，则控制器16通过执行状态转变T71从关闭状态70转变到第一判定状态71。

在第一判定状态71期间，控制器16将输入电压V_IN的幅度与起动阈值电压V_INIT进行比较。在一些实施方式中，它使用控制器16内的电压比较器这样做。如果输入电压V_IN低于起动阈值电压V_INIT，则起动将是必需的。

假设起动已经被视为是必需的，则控制器16通过执行状态转变T72从第一判定状态71转变到启用起动状态72。在启用起动状态72中，控制器16发送控制信号以使得执行适当的起动程序。在一些实施方式中，这包括闭合起动开关S₂₁的晶体管M_21B。在其他实施方式中，这包括闭合低侧相开关S₇、S₈。

最终，在预定时间间隔之后或者在起动完成之后，控制器16通过执行状态转变T77从启用起动状态72转变到操作状态75。在操作状态75中，控制器16根据其稳定状态序列操作电荷泵20。

相反，如果在第一判定状态71期间，控制器16确定输入电压V_IN高于起动阈值电压V_INIT，则控制器16通过执行状态转变T73从第一判定状态71转变到禁用起动状态73。在这种状态下，控制器16禁用起动，以避免对中间电压V_X进行过充电并使堆叠节点电压V_C1、V_C2、V_C3、V_C4、V_C5升高到其晶体管额定电压以上。

最终，在预定持续时间之后或者在泵电容器C₁至C₄充分充电之后，控制器16通过执行状态转变T75从禁用起动状态73转变到操作状态75。在操作状态期间，控制器16使电荷泵20在其稳定状态下操作。

在启用起动状态72和禁用起动状态73两者中，泵电容器C₁至C₄自退出关闭状态70以来第一次被充电。启用起动状态72与禁用起动状态73之间的关键区别在于充电速率，其确定中间电压V_X和堆叠节点电压V_C1、V_C2、V_C3、V_C4、V_C5是否过充电或起动至输入电压V_IN以上。启用起动状态72通过引起通过电感器L的大的正向电流而过充电或起动。通过比较，禁用起动状态73通过不引起通过电感器L的大的正向电流来避免过充电。

禁用起动的一种方式是降低输入电压V_IN的转换速率。这样做的另一种方式是绕过电力转换器10内的可以表现得像起动开关一样的那些部件，或者替选地，至少控制它们使得它们不表现得像起动开关一样。在一个示例中，通过在整个禁用起动状态73中闭合起动开关S₂₁同时允许正向和反向电感器电流流动，可以使图16中示出的绝热元件11行为像图15中示出的绝热元件11。

如先前关于图16的电力转换器10描述的，在存在非零输入电压V_IN的情况下闭合低侧相开关S₇、S₈在起动二极管D₂₁连接时提升起动并且阻断反向电流流动。因此，必需以避免使它们无意中提升堆叠节点的起动的方式闭合这些开关。

在不提升堆叠节点V_C1至V_C4的起动的情况下闭合低侧相开关S₇、S₈的一种方式是在提供输入电压V_IN之前或者甚至在不存在输入电压V_IN期间闭合它们。该步骤避免了起动中间电压V_X。

然而，在不存在输入电压V_IN的情况下闭合低侧相开关S₇、S₈可能并不总是可能的，尤其是当第一和第二正供给电压V_DDI、V_DDO也是从输入电压V_IN得到时。此外，提前了解要提供的输入电压V_IN是高于还是低于起动阈值电压V_INIT变得必需，但是获得还是不切实际。

实现禁用起动状态73的另一种方法是削弱开关充当起动开关的能力。例如，当在存在非零输入电压V_IN的情况下闭合低侧相开关S₇、S₈时，可以以限制电流流经开关S₇、S₈的方式控制闭合动作，从而也限制了通过电感器L的引起的电流和泵电容器C₁至C₄充电的速率。用以闭合低侧相开关S₇、S₈的这种电流限制或电流控制方法可以以若干方式来实现。

在图6中示出的实施方式中，第七和第八晶体管M₇、M₈实现低侧相开关S₇、S₈。第七和第八栅极驱动器G₇、G₈响应于控制信号EN₇、EN₈而驱动第七和第八晶体管M₇、M₈，第七和第八晶体管M₇、M₈经历从第一正供给电压V_DDI和第一负供给电压V_SSI到第二正供给电压V_DDO和第二负供给电压V_SSO的电压转化。在一些实施方式中，第二正供给电压V_DDO可以与第一正供给电压V_DDI或中间电压V_X相同。然而，还可以利用提供第二正供给电压V_DDO的独立源来实现第七和第八晶体管M₇、M₈的电流限制闭合。

一种方法依赖于栅极电压对晶体管的导电通道的影响。在足够低的栅极电压下，晶体管的导电通道将变得更小，并且因此电阻更大。这又减少了通过的电流。因此，控制晶体管电流的替选方式是以用于驱动第七和第八晶体管M₇、M₈的低的第二正供给电压V_DDO开始，并在整个禁用起动状态73的持续时间内逐渐将该电压增加到更高的电平。

另一种方法依赖于具有第七和第八晶体管M₇、M₈，第七和第八晶体管M₇、M₈具有并联并且可以被单独控制的多个导电通道。这对于功率FET来说并不罕见。在这种情况下，通过允许这些通道中的一些通道但不是所有通道在禁用起动状态73期间导通，可以增加总电阻并因此减小输入电流以避免起动。

相关的方法是使较高电阻晶体管与第七和第八晶体管M₇、M₈并联。这些较高电阻晶体管将在禁用起动状态73期间导通，而第七和第八晶体管M₇、M₈保持截止。在禁用起动状态73结束时，第七和第八晶体管M₇、M₈将接管，使得低电阻通道可以占优势。

用于低侧相开关S₇、S₈的电流限制闭合的上述方法也可以用于起动开关S₂₁。在闭合时控制开关电流的更复杂的方法可以涉及使用监测晶体管电流或电感器电流的电流感测放大器或调节器以及相应地调节晶体管栅极电压。

用以起动中间电压V_X和堆叠节点电压V_C1、V_C2、V_C3、V_C4、V_C5的另一种方法在绝热元件11是基于电感器的调节器时是可用的。在这种情况下，基于电感器的调节器本身可以用于起动中间电压V_X和堆叠节点电压V_C1、V_C2、V_C3、V_C4、V_C5。

图19示出了图14中示出的电力转换器10的第三示例，其中，绝热元件11包括调节器18。调节器18接收输入电压V_IN，并且然后生成中间电压V_X并将该中间电压V_X提供给电荷泵20。然后，电荷泵20将中间电压V_X变换为高于输入电压V_IN的输出电压V_OUT。

图20示出了调节器18，其接收跨第一和第二调节器端子41、42的输入电压，并产生跨第三和第四调节器端子43、44的输出电压。除了电感器L之外，调节器18包括第一、第二、第三和第四调节器开关S_A、S_B、S_C、S_D。开关控制电路40基于来自图19中的控制器16的第三和第四控制信号21、22来控制这些开关。

在示出的实施方式中，调节器18可以被重新配置成在不同模式下操作。第四控制信号22引起这样的重新配置。然而，通常，调节器18不必是可重新配置的。

当调节器18在减压模式下操作时，贯穿每个切换循环，第三调节器开关S_C保持“接通”而第四调节器开关S_D保持“断开”。第一调节器开关S_A基于调节器18的占空比或接通时间在“接通”与“断开”之间转变。该占空比取决于第三控制信号21。第二调节器开关S_B可以在“接通”与“断开”之间转变，使得其状态与第一调节器开关S_A的状态互补。这样的调节器18的一些实现省略了第四调节器开关S_D并且利用与第三调节器端子43的直接连接来替换第三调节器开关S_C。

当调节器18在增压模式下操作时，贯穿每个切换循环，第一调节器开关S_A保持“接通”而第二调节器开关S_B保持“断开”。第四调节器开关S_D根据由第三控制信号21确定的调节器18的占空比或接通时间在“接通”与“断开”之间转变。第三调节器开关S_C在“接通”与“断开”之间转变，使得其状态与第四调节器开关S_D的状态互补。一些实现通过省略第二调节器开关S_B并且利用与第一调节器端子41的直接连接替换第一调节器开关S_A来将开关的数量减少到仅两个。

当调节器18在减压-增压模式下操作时，第一、第二、第三和第四调节器开关S_A、S_B、S_C、S_D在“接通”与“断开”之间转变，响应于第三控制信号21，一些在每个切换循环期间的同一时间转变而一些在不同时间转变。开关控制电路40以如下方式控制和排序所有调节器开关S_A至S_D的转变，该方式使得根据由第四控制信号22指定的减压模式、增压模式或减压-增压模式而并入在第一、第二、第三和第四调节器开关S_A、S_B、S_C、S_D的操作期间所需的任何必要的死区时间。

基于指示电力转换器的操作的信息，控制器16发送第三控制信号21，以控制第一至第四调节器开关S_A至S_D的占空比并且因此调节跨第三和第四调节器端子43、44的输出电压。照此，控制器16使用沿输入信号路径23接收的信号中的一些或所有信号、时钟信号CLK和外部信号IO来定义反馈环路。

许多其他调节器配置通过具有周期性地使电感器在第一与第二状态之间转变的开关来调节。这样的调节器配置的示例是图21中示出的增压转换器和图22中示出的非反相减压-增压转换器。因为图21至图22中示出的调节器不是可重新配置的，所以第四控制信号22是不必要的。然而，

图21至图22中示出的调节器都以调制电感器L从而实现电压调节的一个或更多个调节器开关为特征。在一些情况下，如图20至图22所示，电感器L单独存在。在其他情况下，电感器L是变压器的一部分。图21至图22中示出的调节器还以还可以改为由开关实现的一个或更多个调节器二极管为特征。应当注意，图21中示出的调节器二极管D和图22中示出的调节器二极管D_C可以各自用作与图16中示出的起动二极管D₂₁类似的起动二极管。未示出的其他合适的调节器包括减压转换器、反激转换器、库克转换器、SEPIC转换器、谐振转换器、多电平转换器、正向转换器和全桥转换器。

在美国专利第8,860,396号、美国专利第8,743,553号、美国专利第8,723,491号、美国专利第8,503,203号、美国专利第8,693,224号、美国专利第8,724,353号、美国专利第8,619,445号、美国专利第9,203,299号、美国专利第9,742,266号、美国专利第9,041,459号、美国公开第2017/0085172号、美国专利第9,887,622号、美国专利第9,882,471号、PCT公开第WO2017161368号、PCT公开第WO2017/091696号、PCT公开第WO2017/143044号、PCT公开第WO2017/160821号、PCT公开第WO2017/156532号、PCT公开第WO2017/196826号和美国公开第2017/0244318号中详细描述了合适的调节器和电荷泵。

图20中示出的调节器18可以用于使用先前描述的方法来起动堆叠节点V_C1至V_C5。一种这样的方法涉及增加输入电压V_IN的转换速率或上升时间以及闭合调节器开关S_A和S_C同时防止反向电感器电流流动。另一种方法涉及在电荷泵20操作和调节器18操作这两者之前以与图16中的起动开关S₂₁类似的方式控制第三调节器开关S_C。另一替选方案是使用第一调节器开关S_A作为起动开关，同时保持第三调节器开关S_C闭合并且其余调节器开关断开。开关控制电路40可以用于根据在启动时作为重新配置的一部分的第四控制信号22来控制特定调节器开关作为起动开关。

对于包括驱动电荷泵20的调节器18的升压电力转换器，启动可以包括在电荷泵20开始切换之前操作调节器18，在调节器18开始操作之前首先切换电荷泵20，或者同时操作调节器18和电荷泵20两者。

首先操作调节器18具有以下优点：以比先前提出的起动方法更加受控和准确的方式起动电荷泵20内的中间电压V_X和堆叠节点V_C1至V_C5。在这些情况下调节器18起动中间电压V_X的程度取决于其占空比。如果调节器18已经可以以固定的最小占空比操作，则最简单的方法是仅使用该固定的最小占空比直到反馈环路接管并通过第三控制信号21发送适当的信息以根据输出电压调节的需要来更新占空比。

然而，固定的最小占空比可能不足以起动中间电压V_X，尤其是当提供给电力转换器10的输入电压V_IN低时。一种解决方案是使用自适应占空比，其可以根据在调节器的操作开始时检测到的输入电压V_IN被调整为大于最小值。输入电压V_IN越低，对自适应占空比的正调整就越大，以便保证中间电压V_X起动至最小电平或最小电平以上。相反，在调节器的操作开始时检测到的输入电压V_IN越高，对自适应占空比的正调整就越小，因为在中间电压V_X和堆叠节点处需要的起动更少。

替选地，调节器18可以仅从其操作开始就依赖于反馈环路，以及然后通过将中间电压V_X与预定电压阈值进行比较来等待启用电荷泵的操作。在中间电压V_X尚未达到预定电压阈值时，电荷泵20不参与切换。相反，一旦调节器18将中间电压V_X增加到预定电压阈值或预定电压阈值以上，控制器16就提供第二控制信号26以使电荷泵20能够执行切换，如图19所示。

替选方法在调节器18或电荷泵20开始操作之前测量输入电压V_IN，以及然后基于输入电压V_IN来确定到底是否需要起动。如果需要起动，则可以使用涉及首先操作调节器18的上述起动方法中的任何起动方法。否则，电力转换器10可以选择在操作调节器18之前操作电荷泵20，或者它可以选择同时操作电荷泵20和调节器18两者以便更快地启动。

在一些实现中，有形和非暂态计算机可读存储介质包括表示电力转换器10的一个或更多个部件的数据库。其中，这些实现中有数据库包括表示电荷泵20的数据的实现，该数据已经被优化以促进电荷泵20的低损耗操作。

如本文中使用的，计算机可读存储介质包括在使用以向计算机提供指令和/或数据期间计算机可访问的任何非暂态存储介质。计算机可读存储介质的示例包括诸如磁盘、光盘的存储介质和半导体存储器。这些是由具有相互作用的重子和轻子的物质组成的非抽象结构。

在特定实施方式中，表示系统的数据库是可由程序读取并直接或间接地用于制造包括该系统的硬件的数据库或其他数据结构。数据库通过对物质的某些属性诸如电荷和旋转方向进行重新排列来在现实世界中表现出来。

这样的数据库的一个示例是诸如Verilog或VHDL的高级设计语言(HDL)中的硬件功能的行为级描述或寄存器传输级(RTL)描述。该描述可以由综合工具读取，该综合工具可以综合该描述以产生包括来自综合库的门列表的网表。网表包括还表示包括该系统的硬件的功能的一组门。然后，网表可以被放置和路由成产生描述要应用于掩模的几何形状的数据集。然后，掩模可以用于各种半导体制造步骤中，以产生对应于该系统的一个或多个半导体电路。可替选地，在其他示例中，数据库本身可以是数据集或具有或不具有综合库的网表。

本文已经描述了开关电容器电力转换器的各种特征、方面和实施方式。如本领域普通技术人员将理解的，所描述的特征、方面和许多实施方式易于彼此组合以及变化和修改。因此，本公开内容应被认为涵盖这样的组合、变化和修改。

另外，本文采用的术语和表达用作描述的术语而非限制。在使用这样的术语和表达时，无意排除所示和所述特征或其部分的任何等同物。应认识到，在权利要求书的范围内可以进行各种修改。其他修改、变化和可替选方案也是可以的。因此，权利要求书旨在覆盖所有这样的等同物。

已经描述了本发明及其优选实施方式，作为新的受专利证书保护的权利要求书为如下。

Claims (18)

1.一种包括升压电力转换器的装置，其中，所述升压电力转换器包括控制器、多个堆叠开关和堆叠节点，其中，每个堆叠节点连接至所述堆叠开关之一并连接至泵电容器以形成开关电容器网络，所述开关电容器网络包括接收第一电压的输入端子和输出超过所述第一电压的第二电压的输出端子，其中，所述堆叠节点包括第一堆叠节点和第二堆叠节点，所述第二堆叠节点被配置成驱动所述多个堆叠开关中的特定堆叠开关，其中，所述控制器被配置成通过使所述开关电容器网络在第一状态与第二状态之间转变而使用所述第一电压使所述开关电容器网络从在第一状态下操作转变成在第二状态下操作，在所述第一状态下，所述第一电压使所述第一堆叠节点具有第一堆叠节点电压并且使所述第二堆叠节点具有小于所述第一堆叠节点电压的第二堆叠节点电压，所述第二堆叠节点电压不足以驱动特定堆叠开关，在所述第二状态下，所述第二堆叠节点已经产生了足以驱动所述特定堆叠开关的电压。

2.根据权利要求1所述的装置，还包括锁定电路，所述锁定电路被配置成转变到以下状态：所述锁定电路防止所述特定堆叠开关被所述第二堆叠节点驱动。

3.根据权利要求1所述的装置，还包括锁定电路，所述锁定电路被配置成当所述第二堆叠节点电压低于预定阈值时防止所述特定堆叠开关被所述第二堆叠节点驱动。

4.根据权利要求1所述的装置，还包括具有第一输入和第二输入以及输出的比较器，其中，所述第一输入连接至预定阈值电压，并且其中，所述第二输入连接至取决于所述第二堆叠节点电压的电压，其中，所述比较器输出指示取决于所述第二堆叠节点电压的电压是否等于或大于所述预定阈值电压的信号，并且其中，所述信号选择性地防止所述第二堆叠节点电压被用于操作所述特定堆叠开关。

5.根据权利要求1所述的装置，还包括跨供给电压连接以形成分压器的第一电阻器和第二电阻器以及具有第一输入和第二输入以及输出的比较器，其中，所述第一输入连接至所述第一电阻器与所述第二电阻器之间的节点，其中，所述第二输入连接至提供预定阈值电压的电压源，其中，所述输出输出指示所述预定阈值电压是否小于所述节点处的电压的信号，并且其中，所述信号选择性地防止所述第二堆叠节点电压被用于操作所述特定堆叠开关。

6.根据权利要求1所述的装置，其中，所述开关电容器网络包括第一堆叠节点和第二堆叠节点，其中，第一泵电容器连接至所述第一堆叠节点，而第二泵电容器连接至所述第二堆叠节点，其中，多个堆叠开关将所述第二堆叠节点连接至所述输入端子，其中，所述电力转换器还包括在所述输入端子与所述第二堆叠节点之间的旁路路径，其中，所述旁路路径绕过所述第一堆叠节点、所述多个堆叠开关以及所述第一泵电容器。

7.根据权利要求1所述的装置，其中，所述电力转换器包括将所述输入端子连接至所述第二堆叠节点并绕过至少一个其他堆叠节点的路径，其中，当所述开关电容器网络开始从所述第一状态转变到所述第二状态时，所述路径变得不起作用。

8.根据权利要求1所述的装置，还包括多个旁路路径，所述多个旁路路径中的每一个在所述堆叠节点之一与所述输入端子之间延伸，其中，当所述开关电容器网络从所述第一状态转变到所述第二状态时，所述路径中的每一个都不能将电流从所述输入端子传导到所述堆叠节点中的每一个。

9.根据权利要求1所述的装置，其中，所述电力转换器包括沿连接所述第一端子和所述第二堆叠节点的路径的二极管，其中，所述路径绕过所述堆叠节点中的至少一个，其中，所述二极管被配置成在所述第一状态和所述第二状态期间阻断从所述第二堆叠节点到所述输入端子的电流，其中，在所述第一状态期间电流流经所述路径，并且其中，在转变到所述第二状态之后流经所述路径的电流停止。

10.根据权利要求1所述的装置，其中，所述电力转换器包括沿连接所述第一端子和第一泵电容器的路径的开关，其中，所述路径绕过至少一个其他泵电容器，其中，所述开关被配置成在所述第一状态期间闭合而在所述第二状态期间断开。

11.根据权利要求1所述的装置，其中，所述电力转换器包括将所述输入端子连接至所述输出端子的路径，其中，在所述第一状态期间电流在所述输入端子与所述输出端子之间流动，并且其中，在所述第二状态期间在所述输入端子与所述输出端子之间流动的电流停止。

12.根据权利要求1所述的装置，还包括连接至所述输入端子的开关，其中，所述控制器被配置成控制所述开关，以使得具有预定转换速率的电压呈现在所述输入端子处。

13.根据权利要求1所述的装置，其中，所述电力转换器包括输入端口、连接至所述输入端子的中间电容器、所述输入端口与所述输入端子之间的LC滤波器以及选择性地将所述LC滤波器与所述输入端子连接和断开的开关，其中，所述控制器被配置成对所述开关的断开和闭合进行定时以在所述LC滤波器中引起电流，从而使电荷被传递到所述中间电容器以使其可用于对所述泵电容器进行充电，其中，所述控制器被配置成对所述开关的断开进行定时，以防止存储在所述中间电容器中的电荷朝向所述LC滤波器逃逸。

14.根据权利要求1所述的装置，其中，所述电力转换器包括输入端口、连接至所述输入端子的中间电容器以及连接在所述输入端子与所述输入端口之间的增压转换器，其中，所述控制器被配置成控制所述增压转换器，使得所述增压转换器向所述输入端子提供电压，提供给所述输入端子的电压大于提供给所述输入端口的电压。

15.根据权利要求1所述的装置，其中，所述开关电容器网络包括相开关，所述相开关连接至与所述堆叠节点之一相对的所述泵电容器之一，其中，所述控制器被配置成操作所述相开关，以便在所述第一状态期间使所述第一电压崩溃。

16.根据权利要求1所述的装置，其中，在所述第一状态期间，所述控制器被配置成操作所述开关电容器网络以便使所述第一电压崩溃，从而引起被定向成朝向所述开关电容器网络的电流，以便使所述输入端子处的电压超过所述第一电压。

17.根据权利要求1所述的装置，其中，在所述第一状态期间，所述控制器被配置成操作所述开关电容器网络，以便控制所述第一电压的转换速率。

18.根据权利要求1所述的装置，其中，所述电力转换器包括输入端口、连接至所述输入端子的中间电容器以及连接在所述输入端子与所述输入端口之间的调节器，其中，所述控制器被配置成控制所述调节器使得所述调节器向所述输入端子提供经调节的电压，提供给所述输入端子的电压大于提供给所述输入端口的电压。

Images