JP5429328B2 - 無線装置及び信号処理方法 - Google Patents

Description

本発明は、アナログ形式の直交変調信号をデジタル信号に変換し、このデジタル信号にデジタル直交復調処理を施して同相信号及び直交信号を取り出す無線装置に関する。

ベースバンド変調信号を歪補償処理部で歪補償し、Ｄ／Ａ変換部により第１周波数のサンプリングクロックでアナログ信号に変換し、パワーアンプＰＡで増幅して送信し、一部をフィードバックして復調し、ＰＡで生じた歪成分を検出して歪成分を打ち消す歪補償係数を算出するデジタル無線装置が知られている。このデジタル無線装置は、フィードバック信号を周波数変換部で中間周波数ＩＦ信号に変換し、このＩＦ信号をＡ／Ｄ変換器により第２周波数のサンプリングクロックでアンダーサンプリングし、デジタル直交復調処理によりＡ／Ｄ変換器の出力信号を第１直交復調信号へ復調し、ＬＰＦで第１直交復調信号から歪成分検出用の第２直交復調信号を取得する。このデジタル無線装置では、第１周波数及び第２周波数のサンプリングクロックと、アナログ直交変調部への搬送波と、周波数変換部への発振周波数信号とが共通の基準発振源により生成される。このデジタル無線装置は、第１直交復調信号から第２周波数の１／２の周波数成分を除去するデジタルＦＩＲフィルタを備える。

また、歪補償係数を用いて入力信号に歪補償処理を施して歪デバイスに入力し、歪補償前の入力信号と歪デバイスの出力側からフィードバックされるフィードバック信号とに基づいて歪補償係数を演算し、演算された歪補償係数を入力信号に対応させて記憶する歪補償装置が知られている。この歪補償装置は、フィードバック信号をＡＤ変換するＡＤ変換部と、ＡＤ変換部の出力を高速フーリエ変換し、スペクトラムを算出するＦＦＴ演算部と、ＦＦＴ演算結果に基づいて信号ノイズ比ＳＮＲあるいは隣接チャネル漏洩電力比ＡＣＬＲあるいはノイズレベルＰｎあるいは有効ビット長ＥＮＢＯのいずれかの値を計算する計算部と、現時刻における計算値と１つ前の時刻における計算値を比較し、比較結果に基づいて歪デバイスとフィードバックループで生じる信号の遅延時間を調整し、この調整処理を繰り返して遅延時間を決定する遅延時間決定部と、遅延時間を設定されて歪補償装置各部のタイミング合わせを行う遅延回路を備える。

さらに、複数の光電変換素子と、共通信号線と、各光電変換素子と共通信号線との間に介在する複数のスイッチング素子と、これらを順次駆動するためのシフトレジスタなどから構成されるイメージセンサが知られている。このイメージセンサの共通信号線には、ノイズ吸収用のコンデンサと、スイッチング素子と、クロック信号に対して逆位相の信号を容量結合させるためのインバータおよびコンデンサが直列接続される。このため、共通信号線に重畳されるクロック信号のクロストークノイズ信号が低減される。

また、歪補償係数を用いて入力信号に歪補償処理を施すプリディストーション部、歪補償前の入力信号と歪デバイスの出力側からフィードバックされるフィードバック信号とに基づいて歪補償係数を演算する歪補償係数演算部、演算された歪補償係数を入力信号に対応させて記憶する歪補償係数記憶部を備えた歪補償装置が知られている。この歪補償装置は、フィードバック信号の遅延量をデジタルフィルタによって調整する遅延部を備える。

また、送信信号である参照信号とフィードバック信号の差信号を入力され、差信号が小さくなるように適応アルゴリズムにより歪補償係数を演算する歪補償係数演算部、演算された歪補償係数で記憶内容が更新される歪補償係数記憶部、歪補償係数に基づいて送信信号に歪補償を施す歪補償部を備えた歪補償装置が知られている。この歪補償装置は、参照信号とフィードバック信号の位相差を検出する位相差検出部と、この位相差を補正する位相補正部と、位相補正期間と歪補償係数更新期間を交互に発生し、位相補正期間において上記位相差を補正し、歪補償係数更新期間において歪補償係数を更新するよう制御する制御部とを備える。

特開２００１−１０３１０４号公報 国際公開第２００２／０８７０９７号公報 特開平６−８６００６号公報 特開２００１−１８９６８５号公報 国際公開第２００３／１０３１６３号公報

実施例に係る装置及び方法は、アナログデジタル変換により直交変調信号をデジタル信号に変換し、このデジタル信号にデジタル直交復調処理を施すことにより取り出される同相信号及び直交信号の品質を向上することを目的とする。

実施例の一形態による無線装置は、アナログ形式の直交変調信号から同相信号成分及び直交信号成分を交互にサンプリングするＡ／Ｄ変換器と、Ａ／Ｄ変換器の出力信号にデジタル直交復調処理を施し、同相信号及び直交信号を出力するデジタル直交復調部と、デジタル直交復調部から出力される同相信号及び直交信号に基づいて、同相信号成分のサンプリングタイミング及び直交信号成分のサンプリングタイミング間の時間差の誤差を検出する誤差検出部とを備える。

上記実施例によれば、アナログデジタル変換により直交変調信号をデジタル信号に変換し、このデジタル信号にデジタル直交復調処理を行うことにより取り出される同相信号及び直交信号の品質が向上される。

同相信号及び直交信号に発生するイメージ成分の説明図である。 （Ａ）はクロック信号の波形の説明図であり、クロストークノイズが重畳されたクロック信号の説明図（その１）である。 実施例に係る無線装置の第１例の概略構成図である。 実施例に係る無線装置の第２例の概略構成図である。 実施例に係る無線装置の第３例の概略構成図である。 実施例に係る無線装置の第４例の概略構成図である。 実施例に係る無線装置の第５例の概略構成図である。 適応ＬＭＳによる歪み補償処理の説明図である。 １／８シンボルだけ遅延させる場合のタップ係数の説明図である。 ５／８シンボルだけ遅延させる場合のタップ係数の説明図である。 同相信号成分及び直交信号成分のサンプリングタイミングの時間差の誤差による同相信号及び直交信号の少なくともいずれかに生じる誤差の説明図である。 直交誤差補正部及び遅延量変更部の動作の説明図である。 実施例に係る同相信号及び直交信号の誤差の低減処理の説明図である。 実施例に係る無線装置の第６例の概略構成図である。 （Ａ）及び（Ｂ）はクロック発生部の構成例を示す図である。 クロストークノイズが重畳されたクロック信号の説明図（その２）である。 クロストークノイズが重畳されたクロック信号の説明図（その３）である。 実施例に係る無線装置の第７例の概略構成図である。 実施例に係る無線装置の第８例の概略構成図である。 実施例に係る無線装置の第９例の概略構成図である。

アナログ直交復調回路を使用して直交変調信号を復調すると、復調により得られる同相信号及び直交信号に直交誤差や、同相信号及び直交信号との間の遅延量の誤差を生じることがある。これは、アナログ直交復調回路が線形性に乏しい部品を使用しているからである。直交誤差及び遅延量の誤差は、同相信号及び直交信号にイメージ成分を発生させる。図１は、同相信号及び直交信号に発生するイメージ成分の説明図である。イメージ成分とは、キャリア周波数ｆｃを中心にして送信信号の周波数（−ｆ）と対称関係にある周波数（＋ｆ）に発生する不要波である。このような不要波は同相信号及び直交信号を劣化させる原因となる。

直交変調信号をデジタル信号に変換し、このデジタル信号にデジタル直交復調処理を施す上述の復調方法によれば、アナログ直交復調回路を使用しなくて済むため、同相信号及び直交信号に直交誤差や遅延量の誤差を生じにくくなることが期待できる。しかしながら、上述の復調方法を使用した場合においても、復調により得られる同相信号及び直交信号にイメージ成分が発生することがあり、このイメージ成分により同相信号及び直交信号が劣化することがあった。これは次の理由による。

直交変調信号をサンプリングするＡ／Ｄ変換器（アナログデジタル変換器）のサンプリング周波数がｆであり、サンプリングタイミングを規定するためにＡ／Ｄ変換器に周波数ｆのクロック信号が入力される場合を想定する。このクロック信号に、ｆ／２の周波数のクロック信号がクロストークノイズとして重畳されることがある。ｆ／２の周波数のクロック信号の発生源は、例えば、直交変調回路に使用するＤ／Ａ変換器（デジタルアナログ変換器）へ供給されるクロック信号でよい。またｆ／２の周波数のクロック信号の発生源は、例えば、送信信号及び受信信号の少なくともいずれかを処理するデジタル回路へ供給されるクロック信号でもよい。

図２の（Ａ）はクロック信号の波形の説明図である。クロック信号の立ち上がりエッジ及び立ち下がりエッジの波形はある程度傾きを有する。Ａ／Ｄ変換器は、立ち上がりエッジにおいてクロック信号の強度がある閾値ＶＴを超えるタイミングで、入力信号をサンプリングする。このため、クロック信号の振幅が変化すると、クロック信号の強度が閾値ＶＴを超えるタイミングすなわちサンプリングタイミングも変化する。

図２の（Ｂ）は、クロストークノイズが重畳されたクロック信号の説明図である。振幅の変動によるサンプリングタイミングの変化をわかりやすく図示するため、図２の（Ｂ）では、正弦波によってクロック信号の波形を模倣している。図２の（Ａ）に図示する波形においても、クロストークノイズが重畳されると同様の現象が発生する。

図２の（Ｂ）に示す点線は、正弦波によって模擬的に表された元のクロック信号を示す。実線は、クロストークノイズが重畳された後のクロック信号を示す。重畳されるクロストークノイズは、元のクロック信号の周波数ｆの１／２の周波数（ｆ／２）を持つ、同じく正弦波によって模擬的に表されたクロック信号である。

上記のクロストークノイズが重畳されたクロック信号には、振幅が大きい周期と振幅と小さい周期とが交互に現れる。このため、クロストークノイズが重畳されたクロック信号において立ち上がりエッジの強度が閾値ＶＴを超えるタイミングでサンプリングすると、長いサンプリング間隔と短いサンプリング間隔とが交互に現れる。

Ａ／Ｄ変換器は、直交変調信号から同相信号成分と直交信号成分を交互にサンプリングする。すなわち、Ａ／Ｄ変換器が、連続するタイミングｔ₁、ｔ₂、ｔ₃、ｔ₄、…ｔ_2n-1、ｔ_2nにて直交変調信号をサンプリングしたとすると、タイミングｔ₁、ｔ₃、…ｔ_2n-1…で同相信号成分及び直交信号成分のいずれか一方がサンプリングされる。また、同相信号成分及び直交信号成分の残りの他方は、サンプリングタイミングｔ₂、ｔ₄、…ｔ_2n…にてサンプリングされる。

したがって、短いサンプリング間隔と長いサンプリング間隔とが交互に現れると、同相信号成分及び直交信号成分のいずれか一方が早すぎるタイミングでサンプリングされる現象、及びこれらの成分の残りの他方が遅すぎるタイミングでサンプリングされる現象の少なくともいずれかが生じる。すなわち、同相信号成分がサンプリングされるタイミングと直交信号成分がサンプリングされるタイミングとの間の時間差に、サンプリング間隔の長短の差に応じた誤差が生じる。

このように、Ａ／Ｄ変換器に入力される周波数ｆのクロック信号へｆ／２のクロック信号のクロストークノイズが重畳されると、同相信号成分がサンプリングされるタイミングと直交信号成分がサンプリングされるタイミングとの間の時間差に誤差が生じる。この誤差が、同相信号及び直交信号にイメージ成分を発生させ、同相信号及び直交信号を劣化させる原因となる。

そこで以下の実施例は、このようなサンプリングタイミング間の時間差の誤差を検出する。以下、添付する図面を参照して実施例について説明する。図３は実施例としての無線装置の第１例の概略構成図である。参照符号１は無線装置を示し、参照符号１１はＡ／Ｄ変換器を示し、参照符号１２はデジタル直交復調部を示し、参照符号１３は誤差検出部を示す。図面では、デジタル直交復調部は「デジタルＱＤＥＭ」と表記される。他の実施例を記載した図面においても同様である。

無線装置１は、Ａ／Ｄ変換器１１と、デジタル直交復調部１２と、誤差検出部１３を備える。Ａ／Ｄ変換器１１は、供給されるクロック信号により定まるクロックタイミングにおいて、アナログ形式の直交変調信号から同相信号成分及び直交信号成分をサンプリングする。このときＡ／Ｄ変換器１１は、同相信号成分と直交信号成分を交互にサンプリングする。すなわち連続する２回のサンプリングタイミングにおいてＡ／Ｄ変換器１１によりサンプリングされた信号成分の一方は同相信号成分であり、他方は直交信号成分となる。

デジタル直交復調部１２は、Ａ／Ｄ変換器から出力信号として出力される同相信号成分及び直交信号成分にデジタル直交復調処理を施し、同相信号及び直交信号を出力する。誤差検出部１３は、デジタル直交復調部１２から出力される同相信号及び直交信号に基づいて、同相信号成分のサンプリングタイミング及び直交信号成分のサンプリングタイミング間の時間差の誤差を検出する。

本実施例によれば、同相信号成分と直交信号成分との間のサンプリングタイミング間の時間差の誤差を検出することが可能となる。これによって、この時間差の誤差によって生じる同相信号及び直交信号の誤差の発生を検出することができる。したがって、例えば、同相信号及び直交信号の誤差を補償する際に、誤差検出部１３により検出される時間差の誤差を指標値として用いることが可能となる。

次に、実施例に係る無線装置の第２例を説明する。第２例の無線装置は、サンプリングタイミング間の時間差の誤差により生じる同相信号及び直交信号の誤差を低減する。図４は、実施例に係る無線装置の第２例の概略構成図である。参照符号１４は誤差低減部を示す。無線装置１は、図３を参照して説明した各構成要素に加えて誤差低減部１４を備える。誤差低減部１４は、誤差検出部１３により検出される時間差の誤差に基づいて、時間差の誤差により生じる同相信号及び前記直交信号の誤差を低減する。

本実施例によれば、同相信号成分と直交信号成分との間のサンプリングタイミング間の時間差の誤差を低減することが可能となる。これによって、同相信号及び直交信号の品質が向上される。

誤差低減部１４は、例えば、デジタル直交復調部１２から出力される同相信号及び直交信号を補正することによって、同相信号及び前記直交信号の誤差を低減してもよい。このため無線装置１は、誤差低減部１４として、例えば後述するように、同相信号及び直交信号の少なくともいずれかの遅延量を変更する遅延量変更部、及び同相信号と直交信号との間の直交誤差を補償する直交誤差補正部の少なくともいずれかを備えてよい。

また、誤差低減部１４は、同相信号成分のサンプリングタイミング及び直交信号成分のサンプリングタイミング間の時間差の誤差を低減することによって、同相信号及び前記直交信号の誤差を低減してもよい。図５は、実施例に係る無線装置の第３例の概略構成図である。参照符号１５は時間差誤差低減部を示す。

誤差低減部１４は、時間差誤差低減部１５を備える。時間差誤差低減部１５は、Ａ／Ｄ変換器１１における同相信号成分のサンプリングタイミング及び直交信号成分のサンプリングタイミング間の時間差の誤差を低減する。本実施例のように、サンプリングタイミング及び直交信号成分のサンプリングタイミング間の時間差の誤差を低減することによっても、同相信号及び直交信号の品質を向上することができる。

上記の第１例から第３例の構成は、直交変調信号を復調する復調器に広く適用可能である。一方で、例えば、送信信号を直交変調した変調信号のフィードバック信号に基づいて、送信される変調信号に生じた非線形歪を補償するプリディストータに、上記の第１例から第３例の構成を使用してもよい。

図６は、実施例に係る無線装置の第４例の概略構成図である。無線装置１は、図４に示す第２例の構成により誤差が低減された同相信号及び直交信号をフィードバック信号として用い、フィードバック信号に基づいて非線形歪を補償するプリディストータを備える。なお、無線装置１は、第２例の構成に代えて、図５に示す第３例の構成により誤差が低減された同相信号及び直交信号をフィードバック信号として用いてもよい。

参照符号２０はＤ／Ａ変換器を示し、参照符号２１は直交変調器を示し、参照符号２２は増幅器を示し、参照符号２３は周波数変換器を示す。参照符号３０は歪補償係数生成部を示し、参照符号３１は乗算器を示し、参照符号３２は減算器を示し、参照符号３３は歪補償係数演算部を示す。図面では、直交変調器は「ＱＭＯＤ」と表記される。他の実施例を記載した図面においても同様である。また、図４に記載した構成要素と同一の構成要素には、図４で使用した参照符号と同じ参照符号を付する。

無線装置１は、図４に記載した構成要素に加えて、Ｄ／Ａ変換器２０と、直交変調器２１と、増幅器２２と、周波数変換器２３を備える。Ｄ／Ａ変換器２０は、デジタル形式の送信信号をアナログ形式に変換する。直交変調器２１は、アナログ形式の送信信号を直交変調することによって直交変調信号を生成する。増幅器２２は直交変調信号を増幅する。増幅器２２により増幅された直交変調信号は分岐されその一方がアンテナから送信される。

分岐された直交変調信号の他方は周波数変換器２３へ入力され、周波数変換器２３は、直交変調信号を中間周波数信号へ変換する。Ａ／Ｄ変換器１１には、直交変調信号として中間周波数信号が入力され、Ａ／Ｄ変換器１１は、同相信号成分及び直交信号成分を中間周波数信号からサンプリングする。

また無線装置１は、歪補償係数生成部３０と、乗算器３１と、減算器３２と、歪補償係数演算部３３を備える。これら歪補償係数生成部３０、乗算器３１、減算器３２、歪補償係数演算部３３によってプリディストータが実現される。

歪補償係数生成部３０は、送信信号の電力に応じた複数の歪補償係数を記憶する。歪補償係数生成部３０は、送信信号を入力し、送信信号の電力に応じた歪補償係数を乗算器３１に出力する。乗算器３１は、受信した歪補償係数を送信信号に乗算することにより歪補償処理を施す。

減算器３２は、誤差低減部１４により誤差が低減された同相信号及び直交信号をフィードバック信号として入力し、送信信号を参照信号として入力する。減算器３２は、フィードバック信号と送信信号との間の差信号を演算し、歪補償係数演算部３３へ出力する。

歪補償係数演算部３３は、適応アルゴリズムによって、受信される差信号が小さくなるように歪補償係数を演算する。歪補償係数演算部３３は、歪補償係数生成部３０に記憶される歪補償係数を、演算により求めた歪補償係数で置き換えることによって、歪補償係数生成部３０に記憶される歪補償係数の内容を更新する。後述において、歪補償係数生成部３０に記憶される歪補償係数の更新処理を更に説明する。

なお、歪補償係数生成部３０は、特許請求の範囲に記載される歪補償係数記憶部の一例として挙げられる。また、歪補償係数生成部３０及び乗算器３１は、特許請求の範囲に記載される歪補償部の一例として挙げられる。また、減算器３２及び歪補償係数演算部３３は、特許請求の範囲に記載される歪補償係数演算部の一例として挙げられる。

本実施例によれば、フィードバック信号として歪補償係数の生成に使用される同相信号及び直交信号の品質が向上するため、プリディストータの歪補償性能が向上する。

図７は、実施例に係る無線装置の第５例の概略構成図である。参照符号２は送信信号発生部を示し、参照符号２４は方向性結合器を示し、参照符号２５はクロック発生部を示す。参照符号４０は直交誤差補正部を示し、参照符号４１はレート変更部を示し、参照符号４２は遅延量変更部を示し、参照符号４３はフィルタを示す。参照符号４４は周波数特性解析部を示し、参照符号４５はイメージ成分測定部を示し、参照符号４６は制御信号生成部を示す。

図７の概略構成図では、図６に記載される構成に加えて、無線装置１が、送信信号を発生させる送信信号発生部２と、方向性結合器２４と、クロック発生部２５を備えることが明示されている。方向性結合器２４は、増幅器２２により増幅された直交変調信号を分岐し、分岐された直交変調信号の一方をアンテナに出力する。方向性結合器２４は、分岐された直交変調信号の他方を周波数変換器２３に出力する。

クロック発生部２５は、サンプリングタイミングを定めるクロック信号を、Ａ／Ｄ変換器１１とＤ／Ａ変換器２０へ供給する。Ａ／Ｄ変換器１１へ供給されるクロック信号を「ＣＬＫ１」と記し、Ｄ／Ａ変換器２０へ供給されるクロック信号を「ＣＬＫ２」と記す。Ａ／Ｄ変換器１１のサンプリング周波数は、例えば、プレディストータによる歪補償を行う周波数帯域の拡大のため、Ｄ／Ａ変換器２０のサンプリング周波数の２倍に設定されていてよい。いま、Ａ／Ｄ変換器１１へ供給されるクロック信号ＣＬＫ１の周波数を「ｆ」とする。すなわちＡ／Ｄ変換器１１のサンプリング周波数はｆである。

無線装置１は、直交誤差補正部４０、レート変更部４１、遅延量変更部４２及びフィルタ４３を備える。直交誤差補正部４０は、制御信号生成部４６から出力される制御信号に従って、デジタル直交復調部１２から出力される同相信号と直交信号との間の直交誤差を補正する。レート変更部４１は、直交誤差補正部４０により補正された同相信号及び直交信号のサンプルを１個おきに間引くことにより、同相信号及び直交信号のサンプリング周波数を「ｆ」から「ｆ／２」に変更する。

遅延量変更部４２は、制御信号生成部４６から出力される制御信号に従って、同相信号及び直交信号の少なくともいずれかの遅延量を変更する。フィルタ４３は、同相信号と直交信号との間において遅延量を相対的に「１／ｆ」だけずらすことにより、同相信号と直交信号の位相を同期させる。直交誤差補正部４０、レート変更部４１、遅延量変更部４２及びフィルタ４３の動作については後により詳しく説明する。

また、無線装置１は、周波数特性解析部４４、イメージ成分測定部４５及び制御信号生成部４６を備える。周波数特性解析部４４は、フィルタ４３から出力される同相信号及び直交信号の少なくともいずれかの周波数特性を解析し、同相信号及び直交信号の少なくともいずれかの各周波数帯域毎の信号強度を測定する。周波数特性解析部４４は、例えばＦＦＴによって同相信号及び直交信号の少なくともいずれかの各周波数帯域毎の信号強度を測定してよい。

イメージ成分測定部４５は、周波数特性解析部４４の解析結果に応じて、同相信号及び直交信号の少なくともいずれかの既知の周波数帯域に現れるイメージ成分の信号強度を測定する。制御信号生成部４６は、イメージ成分測定部４５により測定されるイメージ成分の信号強度が所定の許容範囲に収まるように、遅延量変更部４２による遅延量の変更量及び直交誤差補正部４０による補正量の少なくともいずれかを調整し、イメージ成分の信号強度を低減する。

上述のとおり、Ａ／Ｄ変換器１１による同相信号成分及び直交信号成分のサンプリングタイミングの間の時間差の誤差に応じて、同相信号及び直交信号の少なくともいずれかにイメージ成分が生じる。したがって、例えば周波数特性解析部４４及びイメージ成分測定部４５は、同相信号成分及び直交信号成分のサンプリングタイミングの間の時間差の誤差を検出する誤差検出部１３の一例として挙げられる。また、例えば直交誤差補正部４０、遅延量変更部４２及び制御信号生成部４６は、上記の時間差の誤差を低減する誤差低減部１４の一例として挙げられる。

次に、歪補償係数生成部３０、乗算器３１、減算器３２及び歪補償係数演算部３３による歪み補償処理を説明する。図８は歪み補償処理の説明図である。歪補償係数生成部３０、乗算器３１、減算器３２及び歪補償係数演算部３３は、例えば適応ＬＭＳによる歪み補償処理を実施する。

乗算器３１は送信信号ｘ（ｔ）に歪補償係数ｈ_n-1（ｐ）を乗算する。参照符号５１は、送信信号の電力ｐに応じた歪関数ｆ（ｐ）を有する送信電力増幅器であり、図７における増幅器２２に対応する。参照符号５２は、送信電力増幅器５１からの出力信号を帰還してこの帰還信号を復調する帰還系を示す。帰還系５２により復調された帰還復調信号をｙ（ｔ）と記す。

歪補償係数生成部３０は、電力演算部６１と、歪補償係数記憶部６２を備える。電力演算部６１は、送信信号ｘ（ｔ）の電力ｐ（＝ｘ（ｔ）²）を演算する。歪補償係数記憶部６２は送信信号ｘ（ｔ）の各電力ｐに応じた歪補償係数を記憶する。歪補償係数記憶部６２は、送信信号ｘ（ｔ）の電力ｐに応じた歪補償係数ｈ_n-1（ｐ）を出力する。また、歪補償係数記憶部６２は、ＬＭＳアルゴリズムにより求まる歪補償係数ｈ_n（ｐ）によって、歪補償係数ｈ_n-1（ｐ）を更新する。

歪補償係数演算部３３は、共役複素信号生成部６３と、乗算器６４、６５及び６６、加算器６７を備える。乗算器６４は、送信信号ｘ（ｔ）と帰還復調信号ｙ（ｔ）の差ｅ（ｔ）と、ｕ^*（ｔ）の乗算を行う。信号ｕ^*（ｔ）は、帰還復調信号ｙ（ｔ）の共役複素信号ｙ^*（ｔ）と歪補償係数ｈ_n-1（ｐ）の積である。

乗算器６５は、歪補償係数ｈ_n-1（ｐ）とｙ^*（ｔ）の乗算を行い信号ｕ^*（ｔ）を出力する。乗算器６６は、ｅ（ｔ）とｕ^*（ｔ）の積に、ステップサイズパラメータμを乗算する。加算器６７は、歪補償係数ｈ_n-1（ｐ）とμ×ｅ（ｔ）×ｕ＊（ｔ）とを加算する。

上記構成により、以下に示す演算が行われる。
ｈ_n（ｐ）＝ｈ_n-1（ｐ）＋μ×ｅ（ｔ）×ｕ^*（ｔ）
ｅ（ｔ）＝ｘ（ｔ）−ｙ（ｔ）
ｙ（ｔ）＝ｈ_n-1（ｐ）×ｘ（ｔ）×ｆ（ｐ）
ｕ（ｔ）＝ｘ（ｔ）×ｆ（ｐ）＝ｈ_n-1（ｐ）^*×ｙ（ｔ）
ｐ＝｜ｘ（ｔ）｜²

上記演算処理を行うことにより、送信信号ｘ（ｔ）と帰還復調信号ｙ（ｔ）の差信号ｅ（ｔ）が最小となるように歪補償係数ｈ（ｐ）が更新され、最終的に最適の歪補償係数値に収束し、送信電力増幅器の歪が補償される。

次に、フィルタ４３による同相信号及び直交信号の少なくともいずれかの遅延量の調整処理を説明する。同相信号及び直交信号の少なくともいずれかの遅延量を変更するフィルタ４３は、例えば、有限インパルス応答フィルタ（ＦＩＲフィルタ）によって実現することが可能である。タップ係数を適切に設定することによって、ＦＩＲフィルタは、入力信号を所望の時間だけ遅延させて出力することができる。例えば、図９のＦＩＲフィルタのインパルス応答特性における８つの点で示されるようなポイントの値をタップ係数に採用することで、１／８シンボルだけ入力信号を遅延させることが可能になる。また、図９に示されるような８つのポイントの値をタップ係数に採用することで、５／８シンボルだけ入力信号を遅延させることが可能になる。このような処理は、フィルタ４３は、ＦＩＲフィルタに限らず、無限インパルス応答ＩＩＲフィルタなどの他のデジタルフィルタによって構成してもよい。

図７を参照する。Ａ／Ｄ変換器１１へ供給されるクロック信号ＣＬＫ１は、クロストークによって、Ｄ／Ａ変換器２０へ供給されるクロック信号ＣＬＫ２が重畳されることがある。クロック信号ＣＬＫ２の周波数は、ＣＬＫ１の周波数ｆの１／２の周波数である。このため、クロック信号ＣＬＫ１にクロック信号ＣＬＫ２が重畳されると、図２の（Ｂ）に示すとおり、Ａ／Ｄ変換器１１のサンプリング間隔には、長い間隔と短い間隔とが交互に現れる。すなわち、同相信号成分のサンプリングタイミングと、直交信号成分のサンプリングタイミングとの間の時間差に誤差が生じる。

なお、Ａ／Ｄ変換器１１へ供給されるクロック信号ＣＬＫ１へ対する周波数ｆ／２の周波数成分のクロストークは、無線装置１のその他のデジタル回路、例えば送信信号発生部２へ供給されるクロック信号から生じることがある。したがって、クロストークによりクロック信号ＣＬＫ１へ重畳される周波数ｆ／２の周波数成分の発生源は、クロック信号ＣＬＫ２に限定されない。

すなわち、クロック信号ＣＬＫ２の周波数が、クロック信号ＣＬＫ１の周波数の１／２でない場合であっても、クロック信号ＣＬＫ２以外のクロック信号によって、クロック信号ＣＬＫ１へ対する周波数ｆ／２の周波数成分のクロストークが生じることがある。またクロック信号ＣＬＫ２からクロック信号ＣＬＫ１へのクロストークが全く発生しない場合であっても、クロック信号ＣＬＫ２以外のクロック信号によって、クロック信号ＣＬＫ１へ対する周波数ｆ／２の周波数成分のクロストークが生じることがある。

図１１は、同相信号成分及び直交信号成分のサンプリングタイミングの時間差の誤差による同相信号及び直交信号の少なくともいずれかに生じる誤差の説明図である。Ａ／Ｄ変換器１１のサンプリング周期（１／ｆ）をＴｓと記す。参照符号７１及び７２は、デジタル直交復調部１２において、Ａ／Ｄ変換器１１の出力信号にそれぞれｃｏｓ（２π（１／４Ｔｓ）ｔ）、ｓｉｎ（２π（１／４Ｔｓ）ｔ）を乗算する乗算器である。

図７のレート変更部４１は、デジタル直交復調部１２により復調された同相信号を１個おきに間引くレート変更部４１−１と、デジタル直交復調部１２により復調された直交信号を１個おきに間引くレート変更部４１−２を備える。実際には、Ａ／Ｄ変換器１１から出力されるサンプル列の偶数番目のサンプルを同相信号及び直交信号の一方として取得し、奇数番目のサンプルを同相信号及び直交信号の他方として取得することにより、デジタル直交復調部１２とレート変更部４１の処理を実現してよい。また、図７のフィルタ４３は、同相信号の遅延量を調整するフィルタ４３−１と、直交信号の遅延量を調整するフィルタ４３−２とを備える。

図１１中の部分Ａ〜部分Ｇの信号をそれぞれ信号Ａ〜信号Ｇと記す。信号Ａは、Ａ／Ｄ変換器１１により、サンプリング周期Ｔｓで直交変調信号をサンプリングした信号である。クロック信号ＣＬＫ１に周波数（ｆ／２）の周波数成分が重畳していない場合には、信号Ａを下記の通り記すことができる。

信号Ａ＝Ｉ（ｔ）ｃｏｓ（２π（１／４Ｔｓ）ｔ）＋Ｑ（ｔ）ｓｉｎ（２π（１／４Ｔｓ）ｔ） …（１）

信号Ｂは、デジタル直交復調部１２の乗算器７１から出力される、ｃｏｓ（２π（１／４Ｔｓ）ｔ）と信号Ａとの積である。いまＡ／Ｄ変換器１１が、サンプリングタイミングｔ＝２ｎ×Ｔｓにおいて同相信号成分をサンプリングし、サンプリングタイミングｔ＝（２ｎ＋１）×Ｔｓにおいて直交信号成分をサンプリングする場合を想定する。ｎは整数である。信号Ｂは、同相信号のサンプル列Ｉ（０）、０、Ｉ（２Ｔｓ）、０、Ｉ（４Ｔｓ）…となる。

信号Ｃは、デジタル直交復調部１２の乗算器７１から出力される、ｓｉｎ（２π（１／４Ｔｓ）ｔ）と信号Ａとの積である。信号Ｃは、直交信号のサンプル列０、Ｑ（Ｔｓ）、０、Ｑ（３Ｔｓ）…となる。

信号Ｄは、サンプル列Ｉ（０）、０、Ｉ（２Ｔｓ）、０、Ｉ（４Ｔｓ）…のうち、値「０」のサンプルがレート変更部４１−１によって間引きされ、サンプリング周波数が（ｆ／２）に変更された同相信号のサンプル列Ｉ（２ｎ×Ｔｓ）である。信号Ｅは、サンプル列０、Ｑ（Ｔｓ）、０、Ｑ（３Ｔｓ）…のうち、値「０」のサンプルがレート変更部４１−２によって間引きされ、サンプリング周波数が（ｆ／２）に変更された直交信号のサンプル列Ｑ（（２ｎ＋１）×Ｔｓ）である。

信号Ｆ及びＧは、フィルタ４３−１及び４３−２によって信号Ｄ及びＥの遅延量をそれぞれ調整し、信号ＤとＥとの間において遅延量を相対的に「１／ｆ」だけずらすことにより、位相が合致された同相信号と直交信号である。例えば、フィルタ４３−１が同相信号Ｉ（２ｎ×Ｔｓ）を「１／ｆ」だけ遅延させることにより、直交信号Ｑ（（２ｎ＋１）×Ｔｓ）の位相と合わせる場合には、信号Ｆ及びＧは、それぞれＩ（（２ｎ＋１）×Ｔｓ）及びＱ（（２ｎ＋１）×Ｔｓ）となる。また例えば、フィルタ４３−２が直交信号Ｑ（（２ｎ＋１）×Ｔｓ）を「１／ｆ」だけ早めることにより、同相信号Ｉ（２ｎ×Ｔｓ）の位相と合わせる場合には、信号Ｆ及びＧは、それぞれＩ（２ｎ×Ｔｓ）及びＱ（２ｎ×Ｔｓ）となる。

次に、クロック信号ＣＬＫ１に周波数（ｆ／２）の周波数成分が重畳し、Ａ／Ｄ変換器１１による同相信号成分及び直交信号成分のサンプリングタイミングの時間差に誤差が生じた場合を説明する。いま、サンプリングタイミングの時間差の誤差により、直交信号成分をサンプリングするタイミングｔ＝（２ｎ＋１）×Ｔｓが誤差ΔＴだけずれた場合を想定する。

サンプリングタイミングｔ＝２ｎ×ＴｓにおいてＡ／Ｄ変換器１１によりサンプリングされたサンプル（信号Ａ）は上式（１）と同様である。一方で、サンプリングタイミングｔ＝（２ｎ＋１）×Ｔｓにおいてサンプリングされたサンプル（信号Ａ）は次式（２）の通りとなる。

信号Ａ＝Ｉ（ｔ＋ΔＴ）ｃｏｓ（２π（１／４Ｔｓ）×（ｔ＋ΔＴ））＋Ｑ（ｔ＋ΔＴ）ｓｉｎ（２π（１／４Ｔｓ）×（ｔ＋ΔＴ）） …（２）

次に、式（２）の信号Ａとｓｉｎ（２π（１／４Ｔｓ）ｔ）との積である信号Ｃを算出する。乗算器７２は、時刻ｔ＝２ｎ×Ｔｓにおいて「０」（＝ｓｉｎ（ｎ×π））を信号Ａに乗算し、時刻ｔ＝（２ｎ＋１）×Ｔｓにおいて「±１」（＝ｓｉｎ（ｎπ＋π／２））を信号Ａに乗算する。このように構成することによって、デジタル直交復調部１２の構成が簡易になる。

このため乗算器７２は、時刻ｔ＝２ｎ×Ｔｓにサンプリングされることが予定されていたが実際にはｔ＝２ｎ×Ｔｓ＋ΔＴにサンプリングされたサンプル（信号Ａ）にも、「０」（＝ｓｉｎ（ｎ×π））を乗算する。時刻ｔ＝（２ｎ＋１）×Ｔｓにサンプリングされることが予定されていたが実際には時刻ｔ＝（２ｎ＋１）×Ｔｓ＋ΔＴにサンプリングされた信号Ａにも「±１」（＝ｓｉｎ（ｎπ＋π／２））を乗算する。

したがって、ｎが偶数であるときのサンプリングタイミング（ｎ×Ｔｓ＋ΔＴ）にてサンプリングされたサンプルが入力された場合、乗算器７２の出力信号Ｃは「０」となる。また、ｎが奇数であるときのサンプリングタイミング（ｎ×Ｔｓ＋ΔＴ）にてサンプリングされたサンプルが入力された場合、乗算器７２の出力信号Ｃは、次式（３）のように表すことができる。

信号Ｃ＝Ｉ（ｎ×Ｔｓ＋ΔＴ）ｃｏｓ（２π（１／４Ｔｓ）×（ｎ×Ｔｓ＋ΔＴ））＋Ｑ（ｎ×Ｔｓ＋ΔＴ）ｓｉｎ（２π（１／４Ｔｓ）×（ｎ×Ｔｓ＋ΔＴ）） …（３）

上式（３）を変形することにより、次式（４）が得られる。

信号Ｃ＝−Ｉ（ｎ×Ｔｓ＋ΔＴ）ｓｉｎ（（π／２Ｔｓ）×ΔＴ）＋Ｑ（ｎ×Ｔｓ＋ΔＴ）ｃｏｓ（（π／２Ｔｓ）×ΔＴ） …（４）

式（４）の信号Ｃを１個ずつ間引くことにより、式（５）の信号Ｅが得られる。

信号Ｅ＝−Ｉ（（２ｎ＋１）×Ｔｓ＋ΔＴ）ｓｉｎ（（π／２Ｔｓ）×ΔＴ）＋Ｑ（（２ｎ＋１）×Ｔｓ＋ΔＴ）ｃｏｓ（（π／２Ｔｓ）×ΔＴ） …（５）

このように直交信号成分のサンプリングタイミングの誤差ΔＴによって、直交信号Ｅには、本来の直交信号成分Ｑ（（２ｎ＋１）×Ｔｓ）がＱ（（２ｎ＋１）×Ｔｓ＋ΔＴ）へと変動する遅延量の誤差が生じる。また誤差ΔＴによって、直交信号Ｅには、項「−Ｉ（（２ｎ＋１）×Ｔｓ＋ΔＴ）ｓｉｎ（（π／２Ｔｓ）×ΔＴ）」及び項「ｃｏｓ（（π／２Ｔｓ）×ΔＴ）」による直交誤差が生じる。

図１２は、直交誤差補正部４０と遅延量変更部４２の動作の説明図である。構成要素７３及び７７は、遅延量変更部４２による処理遅延を補償する遅延素子である。遅延量変更部４２は、直交信号成分Ｑ（（２ｎ＋１）×Ｔｓ＋ΔＴ）に生じた遅延誤差に応じて、同相信号の遅延量を調節することによって、同相信号に対する相対的な直交信号の遅延量の誤差を解消する。遅延量変更部４２は、フィルタ４３と同様のデジタルフィルタによって実現されてよい。

例えば、遅延量変更部４２は、同相信号の位相を（Ｔｓ＋ΔＴ）だけ進めることにより、フィルタ４３−１へ出力する同相信号をＩ（（２ｎ＋１）×Ｔｓ＋ΔＴ）にする。これによって同相信号の位相は、４３−２へ入力される直交信号成分をＱ（（２ｎ＋１）×Ｔｓ＋ΔＴ）の位相と等しくなる。

直交誤差補正部４０は、乗算器７４及び７６と加算器７５と、遅延素子７３を備える。乗算器７６は、直交誤差項の一方である「ｃｏｓ（（π／２Ｔｓ）×ΔＴ）」の逆数を直交信号に乗じることによって、直交信号に生じた誤差を低減する。乗算器７４は、遅延量変更部４２から出力される同相信号Ｉ（（２ｎ＋１）×Ｔｓ＋ΔＴ）にｓｉｎ（（π／２Ｔｓ）×ΔＴ）を乗算した結果を出力する。加算器７５は、乗算器７４の出力を直交信号に加えることにより、直交誤差項の他方である「−Ｉ（（２ｎ＋１）×Ｔｓ＋ΔＴ）ｓｉｎ（（π／２Ｔｓ）×ΔＴ）」を消去又は低減する。

遅延量変更部４２において調節される遅延量、及び直交誤差補正部４０における補正値を決定する調整パラメータΔＴは、後述するように、制御信号生成部４６から入力される制御信号によって与えられる。制御信号生成部４６は、イメージ成分測定部４５により測定されるイメージ成分の信号強度が所定の許容範囲に収まるように調整パラメータΔＴを調整し、イメージ成分の信号強度を低減する。

なお、本実施例では、遅延量変更部４２は同相信号の遅延量を調整し、直交誤差補正部４０は直交信号を補正することにより、サンプリングタイミングの誤差ΔＴにより生じる同相信号及び直交信号の誤差を補正した。他の実施例では、遅延量変更部４２は直交信号の遅延量を調整し、直交誤差補正部４０は同相信号を補正することにより、サンプリングタイミングの誤差ΔＴにより生じる同相信号及び直交信号の誤差を補正してもよい。または、遅延量変更部４２は同相信号及び直交信号の両方の遅延量を調整し、直交誤差補正部４０は同相信号及び直交信号の両方を補正してもよい。

また、本実施例では、遅延量変更部４２による遅延量の誤差の補正と、遅延量変更部４２及び直交誤差補正部４０による直交誤差の補正との両方を行った。他の実施例では、遅延量の誤差の補正だけを行ってもよく、又は直交誤差の補正の補正だけを行ってもよい。遅延量の誤差及び直交誤差のいずれか一方を補正するだけでも、同相信号及び直交信号の品質の向上を期待することができる。

図１３は、実施例に係る同相信号及び直交信号の誤差の低減処理の説明図である。なお、別な実施の態様においては、下記のオペレーションＡＡ〜オペレーションＡＦの各オペレーションはステップであってもよい。

オペレーションＡＡにおいて周波数特性解析部４４及びイメージ成分測定部４５は、同相信号及び直交信号の少なくともいずれかに含まれるイメージ成分の強度を測定する。イメージ成分の強度が測定されることにより、同相信号成分のサンプリングタイミング及び直交信号成分のサンプリングタイミング間の時間差の誤差が測定される。オペレーションＡＡにて測定された測定量をＭ１とする。

オペレーションＡＢにおいて制御信号生成部４６は、直交誤差補正部４０及び遅延量変更部４２へ与える調整パラメータΔＴの値を変更する。オペレーションＡＣにおいて周波数特性解析部４４及びイメージ成分測定部４５は、同相信号及び直交信号の少なくともいずれかに含まれるイメージ成分の強度を測定する。オペレーションＡＣにて測定された新たな測定量をＭ２とする。

オペレーションＡＤにおいて制御信号生成部４６は、新たな測定量Ｍ２が許容範囲内にあるか否かを判定する。新たな測定量Ｍ２が許容範囲内にあるとき（オペレーションＡＤ：Ｙ）、制御信号生成部４６は、調整パラメータΔＴの調整処理を終了し、調整済みの調整パラメータΔＴを直交誤差補正部４０及び遅延量変更部４２へ与える。

新たな測定量Ｍ２が許容範囲内から逸脱しているとき（オペレーションＡＤ：Ｎ）、制御信号生成部４６は処理をオペレーションＡＥへ進める。オペレーションＡＥにおいて制御信号生成部４６は、新たな測定量Ｍ２が許容範囲から逸脱している乖離量が、測定量Ｍ１が許容範囲から逸脱している乖離量よりも大きいか否かを判定する。

新たな測定量Ｍ２の乖離量の方が、測定量Ｍ１の乖離量よりも大きいときは（オペレーションＡＥ：Ｙ）、制御信号生成部４６は処理をオペレーションＡＦへ進める。オペレーションＡＦにおいて制御信号生成部４６は、オペレーションＡＢにて調整パラメータΔＴを変更する方向を反対方向に変更する。その後処理はオペレーションＡＡに戻る。新たな測定量Ｍ２の乖離量の方が、測定量Ｍ１の乖離量よりも大きくないときは（オペレーションＡＥ：Ｎ）、処理はオペレーションＡＡに戻る。

なお、図１３の実施例では、制御信号生成部４６は、周波数特性解析部４４及びイメージ成分測定部４５の測定量が所定の許容範囲に収まるように、調整パラメータΔＴの値を調整した。これに変えて、制御信号生成部４６は、周波数特性解析部４４及びイメージ成分測定部４５の測定量が最小値となるように、調整パラメータΔＴの値を調整してもよい。

本実施例によって、歪補償係数の生成に使用される同相信号及び直交信号の品質が向上するため、プリディストータの歪補償性能が向上する。

図１４は、実施例に係る無線装置の第６例の概略構成図である。図７に記載した構成要素と同一の構成要素には、図７で使用した参照符号と同じ参照符号を付する。なお、本実施例では、レート変更部４１は、デジタル直交復調器１２から出力された同相信号及び直交信号のサンプルを１個おきに間引くことにより、同相信号及び直交信号のサンプリング周波数を「ｆ」から「ｆ／２」に変更する。また、フィルタ４３は、レート変更部４１から出力された同相信号と直交信号との間において遅延量を相対的に「１／ｆ」だけずらすことにより、同相信号と直交信号の位相を同期させる。

本実施例では、クロック発生部２５は、制御信号生成部４６により調整される調整パラメータΔＴの値によって、クロック信号ＣＬＫ１及びクロック信号ＣＬＫ２の少なくともいずれかの初期位相を調整する。

図１５の（Ａ）及び図１５の（Ｂ）は、クロック発生部２５の構成例を示す図である。クロック発生部２５は、発信器８０と、位相比較器８１及び８６と、低域通過フィルタ（ＬＰＦ）８２及び８７と、電圧制御発信器８３及び８８と、分周器８４及び８９を備える。

クロック発生部２５は、位相比較器８１と低域通過フィルタ８２と電圧制御発信器８３と分周器８４により形成される第１のＰＬＬ回路によってクロック信号ＣＬＫ１を生成する。またクロック発生部２５は、位相比較器８６と低域通過フィルタ８７と電圧制御発信器８８と分周器８９により形成される第２のＰＬＬ回路によってクロック信号ＣＬＫ２を生成する。

図１５の（Ａ）のクロック発生部２５は、クロック信号ＣＬＫ１の初期位相値を調整する初期位相調整部８５を備える。図１５の（Ｂ）のクロック発生部２５は、クロック信号ＣＬＫ２の初期位相値を調整する初期位相調整部８５を備える。またはクロック発生部２５は、クロック信号ＣＬＫ１及びＣＬＫ２の両方の初期位相値を調整できてもよい。

クロック信号ＣＬＫ１及びＣＬＫ２の少なくともいずれかの初期位相値を調整することにより、クロストークによりＣＬＫ１へＣＬＫ２が重畳したときに生じるサンプリング間隔の長短が無くなる、又は、サンプリング間隔の長短が減少する。これによって、同相信号成分及び直交信号成分がサンプリングされるタイミングの間の時間差の誤差が無くなり、又は減少するため、同相信号及び直交信号の品質が向上する。

図１６は、クロストークノイズが重畳されたクロック信号の説明図（その２）である。図２と同様に正弦波によってクロック信号の波形を模倣している。３つの波形は、それぞれクロストークを受けるクロック信号の初期位相値をずらした場合に生じる波形をそれぞれ表している。クロック信号の初期位相値を変更することにより、振幅が大きな波形部分と振幅が小さな波形部分との間の相対的な位置関係、すなわち相対的な強度が変更される。

図１６の例では、一点鎖線のクロック信号の振幅が大きい波形部分の強度は、実線のクロック信号の振幅が大きい波形部分の強度よりも小さくなっている。一方で、一点鎖線のクロック信号の振幅が小さい波形部分の強度は、実線のクロック信号の振幅が小さい波形部分の強度よりも大きくなっている。このため、例えば、図示の閾値を信号値が超える時期をサンプリングタイミングとすると、実線のクロック信号により定まるサンプリングタイミングに比べて、一点鎖線のクロック信号により定まるサンプリングタイミングの方がサンプリング周期の長短の差が短い。

図１７は、クロストークノイズが重畳されたクロック信号の説明図（その３）である。図２と同様に正弦波によってクロック信号の波形を模倣している。３つの波形は、それぞれクロストークにより重畳するクロック信号の初期位相値をずらした場合に生じる波形をそれぞれ表している。図１６の場合と同様に、実線のクロック信号により定まるサンプリングタイミングに比べて、一点鎖線のクロック信号により定まるサンプリングタイミングの方がサンプリング周期の長短の差が短い。

図１４を参照する。制御信号生成部４６は、図７の実施例において直交誤差補正部４０及び遅延量変更部４２に与える調整パラメータΔＴを調整したのと同様に、クロック信号ＣＬＫ１及びクロック信号ＣＬＫ２の少なくともいずれかの初期位相を調整する調整パラメータΔＴを調整する。制御信号生成部４６が、調整パラメータΔＴを調整することにより、同相信号成分及び直交信号成分がサンプリングされるタイミングの間の時間差の誤差が無くなるか、減少される。このため、制御信号生成部４６及び初期位相調整部８５は、上述の時間差誤差低減部１５の一例として挙げられる。

図１５の（Ｂ）の本実施例では、クロック信号ＣＬＫ２の初期位相を調整する。クロック信号ＣＬＫ１への周波数ｆ／２の周波数成分のクロストークが、他のクロック信号により生じる場合は、クロック信号ＣＬＫ２に代えて、この他のクロック信号の初期位相を調整してもよい。

本実施例によれば、サンプリングタイミング及び直交信号成分のサンプリングタイミング間の時間差の誤差を低減されるため、同相信号及び直交信号の品質を向上することができる。

図１８は、実施例に係る無線装置の第７例の概略構成図である。図１４に記載した構成要素と同一の構成要素には、図１４で使用した参照符号と同じ参照符号を付する。参照符号４７は遅延器を示し、参照符号４８は乗算器を示し、参照符号４９は差動増幅器を示す。無線装置１は、遅延器４７と、乗算器４８と、差動増幅器４９を示す。

遅延器４７は、制御信号生成部４６により指示される調整パラメータの１つである遅延量ΔＤの分だけ、クロック信号ＣＬＫ２を遅延させる。乗算器４８は、遅延器４７により遅延したクロック信号ＣＬＫ２に、制御信号生成部４６により指示される調整パラメータの１つである係数Ａを乗じることにより、ＣＬＫ２のレベルを変更する。差動増幅器４９は、遅延器４７により遅延量が調整され、乗算器４８によりレベルが調整されたクロック信号ＣＬＫ２を、クロック信号ＣＬＫ１から減算し、その結果得られる差信号をＡ／Ｄ変換器１１へ出力する。すなわち差動増幅器４９は、クロック信号ＣＬＫ２と逆位相の信号をクロック信号ＣＬＫ１へ加える。

本実施例によれば、クロック信号ＣＬＫ２と逆位相の信号がクロック信号ＣＬＫ１に加えられるので、Ａ／Ｄ変換器１１へ供給されるクロック信号ＣＬＫ１から、クロック信号ＣＬＫ２によるクロストークの影響が消去又は低減される。

制御信号生成部４６は、図７の実施例において直交誤差補正部４０及び遅延量変更部４２に与える調整パラメータΔＴを調整したのと同様に、遅延量ΔＤ及び係数Ａを調整する。なお、クロック信号ＣＬＫ１への周波数ｆ／２の周波数成分のクロストークが、他のクロック信号により生じる場合は、クロック信号ＣＬＫ２に代えて、この他のクロック信号と逆位相の信号をクロック信号ＣＬＫ１に加えてもよい。

図１９は、実施例に係る無線装置の第８例の概略構成図である。図７に記載した構成要素と同一の構成要素には、図７で使用した参照符号と同じ参照符号を付する。無線装置１は、送信信号と、フィルタ４３から出力されるフィードバック信号としての同相信号及び直交信号との差を誤差として測定する誤差測定部１００を備える。

上述のとおり、Ａ／Ｄ変換器１１による同相信号成分及び直交信号成分のサンプリングタイミングの間の時間差の誤差に応じて、同相信号及び直交信号の少なくともいずれかに生じる誤差が発生する。したがって誤差測定部１００は、誤差検出部１３の一例として挙げられる。

制御信号生成部４６は、誤差測定部１００により測定される誤差が所定の許容範囲に収まるように、又は誤差が最小となるように、遅延量変更部４２による遅延量の変更量及び直交誤差補正部４０による補正量の少なくともいずれかを調整する。制御信号生成部４６による、遅延量変更部４２による遅延量の変更量及び直交誤差補正部４０による補正量の調整処理は、図１３を参照して説明したイメージ成分の信号強度に基づく調整処理と同様であってよい。

本実施例によっても、歪補償係数の生成に使用される同相信号及び直交信号の品質が向上するため、プリディストータの歪補償性能が向上する。

また、図１４及び図１８に示す実施例においても、周波数特性解析部４４及びイメージ成分測定部４５による誤差検出に代えて、誤差測定部１００による誤差検出を用いてもよい。

図２０は、実施例に係る無線装置の第９例の概略構成図である。図７に記載した構成要素と同一の構成要素には、図７で使用した参照符号と同じ参照符号を付する。無線装置１は、送信信号と、フィルタ４３から出力されるフィードバック信号としての同相信号及び直交信号との間の相関を測定する相関測定部１０１を備える。

上述のとおり、Ａ／Ｄ変換器１１による同相信号成分及び直交信号成分のサンプリングタイミングの間の時間差の誤差に応じて、同相信号及び直交信号の少なくともいずれかに生じる誤差が発生する。このため時間差の誤差に応じて、送信信号とフィードバック信号との間の相関値も変化する。したがって相関測定部１０１は、誤差検出部１３の一例として挙げられる。

制御信号生成部４６は、相関測定部１０１により測定される相関値が所定の許容範囲に収まるように、又は相関値が最大となるように、遅延量変更部４２による遅延量の変更量及び直交誤差補正部４０による補正量の少なくともいずれかを調整する。制御信号生成部４６による、遅延量変更部４２による遅延量の変更量及び直交誤差補正部４０による補正量の調整処理は、図１３を参照して説明したイメージ成分の信号強度に基づく調整処理と同様であってよい。

本実施例によっても、歪補償係数の生成に使用される同相信号及び直交信号の品質が向上するため、プリディストータの歪補償性能が向上する。

以上の実施例を含む実施形態に関し、更に以下の付記を開示する。

（付記１）
アナログ形式の直交変調信号から同相信号成分及び直交信号成分を交互にサンプリングするＡ／Ｄ変換器と、
前記Ａ／Ｄ変換器の出力信号にデジタル直交復調処理を施し、同相信号及び直交信号を出力するデジタル直交復調部と、
前記デジタル直交復調部から出力される同相信号及び直交信号に基づいて、前記同相信号成分のサンプリングタイミング及び前記直交信号成分のサンプリングタイミング間の時間差の誤差を検出する誤差検出部と、
を備える無線装置。

（付記２）
前記誤差検出部により検出される前記時間差の誤差に基づいて、前記時間差の誤差により生じる前記同相信号及び前記直交信号の誤差を低減する誤差低減部を備える付記１に記載の無線装置。

（付記３）
送信信号を直交変調した変調信号を増幅する増幅器、
前記増幅器により増幅された変調信号から前記Ａ／Ｄ変換器及び前記デジタル直交復調部によって復調された前記同相信号及び前記直交信号と、前記送信信号である参照信号と、の間の差が小さくなるように歪補償係数を演算する歪補償係数演算部、
演算された前記歪補償係数で記憶内容が更新される歪補償係数記憶部、
前記歪み補償係数に基づいて送信信号に歪補償を施す歪補償部をさらに備える付記１に記載の無線装置。

（付記４）
前記誤差検出部により検出される前記時間差の誤差に基づいて、前記時間差の誤差により生じる前記同相信号及び前記直交信号の誤差を低減する誤差低減部を備える付記３に記載の無線装置。

（付記５）
前記誤差低減部は、前記同相信号及び前記直交信号の少なくともいずれかの遅延量を変更する遅延量変更部を備える付記２又は４に記載の無線装置。

（付記６）
前記誤差低減部は、前記同相信号と前記直交信号との間の直交誤差を補正する直交誤差補正部を備える付記２又は４に記載の無線装置。

（付記７）
前記誤差低減部は、前記同相信号成分のサンプリングタイミング及び前記直交信号成分のサンプリングタイミング間の時間差の誤差を低減する時間差誤差低減部を備える付記２又は４に記載の無線装置。

（付記８）
第１周波数の第１クロック信号を前記Ａ／Ｄ変換器に供給する第１クロック発生器と、前記第１周波数の１／２の周波数の第２クロック信号を供給する第２クロック発生器と、を備え、
前記時間差誤差低減部は、前記第１クロック発生器が供給する前記第１クロック信号及び前記第２クロック発生器が供給する前記第２クロック信号の少なくともいずれかの位相を調整する位相調整部を備える付記７に記載の無線装置。

（付記９）
第１周波数の第１クロック信号を前記Ａ／Ｄ変換器に供給する第１クロック発生器と、前記第１周波数の１／２の周波数の第２クロック信号を供給する第２クロック発生器と、を備え、
前記時間差誤差低減部は、前記第２クロック信号と逆位相の信号を前記第１クロック信号に加える信号印加部を備える付記７に記載の無線装置。

（付記１０）
前記誤差検出部は、前記デジタル直交復調部から出力される前記同相信号及び前記直交信号に含まれる不要波成分を検出する周波数特性解析部を備える付記１〜９のいずれか一項に記載の無線装置。

（付記１１）
前記誤差検出部は、前記同相信号及び前記直交信号と前記送信信号との間の誤差量又は相関量を検出する付記４に記載の無線装置。

（付記１２）
アナログ形式の直交変調信号からＡ／Ｄ変換器によって同相信号成分及び直交信号成分を交互にサンプリングし、
前記Ａ／Ｄ変換器の出力信号にデジタル直交復調処理を施すことにより前記出力信号を同相信号及び直交信号へ変調し、
前記同相信号及び直交信号に基づいて、前記同相信号成分のサンプリングタイミング及び前記直交信号成分のサンプリングタイミング間の時間差の誤差を検出する、信号処理方法。

（付記１３）
検出された前記時間差の誤差に基づいて、前記時間差の誤差により生じる前記同相信号及び前記直交信号の誤差を低減する付記１２に記載の信号処理方法。

（付記１４）
送信信号を直交変調した変調信号を増幅器により増幅し、
前記増幅器により増幅された変調信号から前記Ａ／Ｄ変換器及び前記デジタル直交復調処理により復調された前記同相信号及び前記直交信号と、前記送信信号である参照信号と、の間の差が小さくなるように歪補償係数を演算し、
所定の記憶部に記憶される歪補償係数を演算された前記歪補償係数で更新し、
前記歪み補償係数に基づいて前記送信信号に歪補償を施す、付記１２又は１３に記載の信号処理方法。

１ 無線装置
１１ Ａ／Ｄ変換器
１２ デジタル直交復調部
１３ 誤差検出部
１４ 誤差低減部
２０ Ｄ／Ａ変換器
２１ 直交変調器
２２ 増幅器
３０ 歪補償係数生成部
３１ 乗算器
３２ 減算器
３３ 歪補償係数演算部

Claims (7)

1. アナログ形式の直交変調信号から同相信号成分及び直交信号成分をクロック信号に従って交互にサンプリングするＡ／Ｄ変換器と、
   前記Ａ／Ｄ変換器の出力信号にデジタル直交復調処理を施し、同相信号及び直交信号を出力するデジタル直交復調部と、
   前記デジタル直交復調部から出力される同相信号及び直交信号に基づいて、前記クロック信号に重畳されるクロストークノイズによって生じる前記同相信号成分のサンプリングタイミング及び前記直交信号成分のサンプリングタイミング間の時間差の誤差を検出する誤差検出部と、
   前記誤差検出部により検出される前記時間差の誤差に基づいて、前記時間差の誤差により生じる前記同相信号及び前記直交信号の誤差を低減する誤差低減部と、を備え、
   前記誤差低減部は、前記同相信号と前記直交信号との間の直交誤差を補正する直交誤差補正部を備え、該直交誤差補正部が、前記時間差の誤差により前記同相信号及び前記直交信号に対して係数成分及び加算成分として生じる誤差をそれぞれ除去する乗算器と加算器を備えることを特徴とする無線装置。
2. 送信信号を直交変調した信号を増幅する増幅器、
   前記増幅器により増幅された変調信号から前記Ａ／Ｄ変換器及び前記デジタル直交復調部によって復調された前記同相信号及び前記直交信号と、前記送信信号である参照信号と、の間の差が小さくなるように歪補償係数を演算する歪補償係数演算部、
   演算された前記歪補償係数で記憶内容が更新される歪補償係数記憶部、
   前記歪補償係数に基づいて送信信号に歪補償を施す歪補償部をさらに備える請求項１に記載の無線装置。
3. 前記誤差検出部は、前記デジタル直交復調部から出力される前記同相信号及び前記直交信号に含まれる前記直交変調信号のイメージ成分を検出する周波数特性解析部を備える請求項１又は２に記載の無線装置。
4. 前記誤差検出部は、前記同相信号及び前記直交信号と前記送信信号との間の誤差量又は相関量を検出する請求項２に記載の無線装置。
5. アナログ形式の直交変調信号からＡ／Ｄ変換器によって同相信号成分及び直交信号成分をクロック信号に従って交互にサンプリングし、
   前記Ａ／Ｄ変換器の出力信号にデジタル直交復調処理を施すことにより前記出力信号を同相信号及び直交信号へ変換し、
   前記同相信号及び直交信号に基づいて、前記クロック信号に重畳されるクロストークノイズによって生じる前記同相信号成分のサンプリングタイミング及び前記直交信号成分のサンプリングタイミング間の時間差の誤差を検出し、
   前記時間差の誤差により前記同相信号及び前記直交信号に対して係数成分及び加算成分として生じる前記同相信号と前記直交信号との間の直交誤差を、前記時間差の誤差に基づいて乗算器と加算器によりそれぞれ除去する、信号処理方法。
6. アナログ形式の直交変調信号から同相信号成分及び直交信号成分を交互にサンプリングするＡ／Ｄ変換器と、
   前記Ａ／Ｄ変換器の出力信号にデジタル直交復調処理を施し、同相信号及び直交信号を出力するデジタル直交復調部と、
   前記デジタル直交復調部から出力される同相信号及び直交信号に基づいて、前記同相信号成分のサンプリングタイミング及び前記直交信号成分のサンプリングタイミング間の時間差の誤差を検出する誤差検出部と、
   前記誤差検出部により検出される前記時間差の誤差に基づいて、前記時間差の誤差により生じる前記同相信号及び前記直交信号の誤差を低減する誤差低減部と、を備え、
   前記誤差低減部は、前記同相信号と前記直交信号との間の直交誤差を補正する直交誤差補正部を備え、該直交誤差補正部は、前記直交信号に対して誤差補正を行う第１乗算器、第２乗算器及び加算器を有し、前記同相信号に対し検出した前記誤差に基づく所定の遅延量を加え、前記第１乗算器において、該所定の遅延量が加えられた前記同相信号を入力としてこれに対し、検出された第１の誤差要素を乗算し、前記加算器において、所定の遅延が加えられた直交信号と前記第１乗算器の乗算結果とを加算し、前記第２乗算器において、検出された第２の誤差要素と前記加算器の加算結果とを乗算することによって補正された直交信号を出力することを特徴とする無線装置。
7. アナログ形式の直交変調信号から同相信号成分及び直交信号成分をクロック信号に従って交互にサンプリングするＡ／Ｄ変換器と、
   前記Ａ／Ｄ変換器の出力信号にデジタル直交復調処理を施し、同相信号及び直交信号を出力するデジタル直交復調部と、
   前記デジタル直交復調部から出力される同相信号及び直交信号に基づいて、前記クロック信号に重畳されるクロストークノイズによって生じる前記同相信号成分のサンプリングタイミング及び前記直交信号成分のサンプリングタイミング間の時間差の誤差を検出する誤差検出部と、
   前記誤差検出部により検出される前記時間差の誤差に基づいて、前記時間差の誤差により生じる前記同相信号及び前記直交信号の誤差を低減する誤差低減部と、を備え、
   前記誤差低減部は、前記同相信号と前記直交信号との間の直交誤差を補正する直交誤差補正部を備え、該直交誤差補正部は、前記直交信号に対して誤差補正を行う第１乗算器、第２乗算器及び加算器を有し、前記同相信号に対し検出した前記誤差に基づく所定の遅延量を加え、前記第１乗算器において、該所定の遅延量が加えられた前記同相信号を入力としてこれに対し、検出された第１の誤差要素を乗算し、前記加算器において、所定の遅延が加えられた直交信号と前記第１乗算器の乗算結果とを加算し、前記第２乗算器において、検出された第２の誤差要素と前記加算器の加算結果とを乗算することによって補正された直交信号を出力することを特徴とする無線装置。

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