JP5418769B2 - ブラシレスモータの電気角推定方法およびブラシレスモータ - Google Patents

Description

本発明は、ＰＷＭを演算する際に用いる電気角を精度よく推定する方法および該電気角の推定を精度よく行うことができるブラシレスモータに関する。

近年、電気機器や電気自動車などの分野において、消費電力の低減、装置の小型化のために、動力源であるモータの小型化、効率向上は重要な課題の一つである。小型のモータには種々のものがあるが、特にブラシレスモータは、ノイズが少ないうえに寿命が長いという特性からＯＡ機器に多く用いられている。

ブラシレスモータは、その回転子に永久磁石が用いられ、固定子には多相の駆動電圧の印加により励磁されるコイルが配置されている。したがって、駆動電圧を多相で印加する際には、固定子に対する回転子の相対的な位置を把握することが必要になる。この回転子の位置を検知するセンサとしてホール素子を用いるものが一般的である。ホール素子は磁気センサとして磁界の強弱や磁極の判別作用があり、ホール素子を回転方向に沿って配置しておくことで、駆動電圧の多相切り換えを行うために必要な回転子の回転位置を検知することができる。

また、ブラシレスモータは、回転子の回転を制御するために、磁界を発生するコイルに流れる電流をＰＷＭによって制御している。そして、その電流値を求めるときに回転子の回転角度すなわち電気角をパラメータの一つとして用いている。
特に画像形成装置の感光体などを駆動するモータでは、精度の高い回転制御（例えば０．数％程度の回転精度）が必要とされており、回転を制御するＰＷＭ演算においても正確な電気角の推定が望ましい。

電気角を求める方法としては、高分解能エンコーダを設置し該高分解能エンコーダの検知結果に基づいて、回転子の回転角度すなわち電気角を推定する方法が一般的である。
この他に、回転子が回転する際にコイルに発生する誘起電圧の変化を利用した統計的手法により、電気角を算出する方法（カルマンフィルタ推定法など）が知られている。

また、この他に、回転子の電気角及び位置センサの周期に対応する位相差並びに電圧位相指令を演算パラメータとしてＲＯＭに格納しておき、位置センサの変化周期に基づいてカウント周期が決定された時間カウンタのカウント値を読出して、該カウント値に対応する前記演算パラメータをＲＯＭから読み出し電圧位相を演算により求めることが可能な装置が提案されている（特許文献１参照）。該電圧位相の決定により前記コイルに流れる電流が決定される。

特開平９−７４７９０号公報

しかし、電気角の推定のために、高分解能エンコーダを用いる方法では、高価な高分解能エンコーダを必要とするため、モータコストが上昇してしまうという問題があり、また、エンコーダを取り付けるためのスペースが必要になり、小型化の障害になるという問題もある。
また、コイルの誘起電圧を利用した統計的手法の演算によって電気角を求める方法では、複雑な演算処理機能が要求されるため高価な演算装置を設けることが必要になり、コストが上昇してしまう問題がある。また、この演算装置を設置するためのスペースが必要であり、小型化の障害になる。さらに、小型モータに見られる磁極の多極構造では、磁極が一セクタを通過する時間が極めて短いため、演算結果の精度にも問題がある。例えば、３相ＤＣブラシレスモータで、１６極、回転速度３０００ｒｐｍの場合、電気角１周期は、１／３０００ｒｐｍ／６０ｓｅｃ／（１６極／２）／６セクタ ＝１．１５７ｅ−７ｓｅｃ となる。ベクトル制御を行う場合、この時間に対してさらに分割された角度補正が必要となり、上記演算によって精度の高い結果を得ることは難しい。

さらに、特許文献１に示される電圧位相の演算方法では、電圧位相は時間の変化に応じて線形に変化することを前提としており、相当に高価なモータでなければこの条件を満たすことは困難である。実際には、モータの負荷が変動すると、特に小型のモータでは回転にはムラが生じることがあるため、上記線形の関係を満足することは難しく、実用化に適していない。

本発明は、上記問題点を解決するためになされたものであり、ブラシレスモータの電気角を、高分解能エンコーダを要することなく、モータの構成に不可欠な機能を利用して低コストで精度よく推定することができる電気角の推定方法および該推定により高精度に回転制御を行うことができるブラシレスモータを提供することを目的とする。

すなわち、本発明のブラシレスモータの電気角推定方法では、回転子を目標回転速度で回転させるＰＷＭ駆動電圧の演算に用いる電気角を、前記ＰＷＭ駆動電圧における周期を利用して推定するブラシレスモータの電気角推定方法であって、
前記ＰＷＭ駆動電圧における一周期の間に前記回転子が前記目標回転速度において回転する回転角度を基準電気角分解能とし、
前記回転子が回転している際のＰＷＭ駆動電圧のデューティーを用いて、該デューティーにおいて前記一または二以上のセクタを前記回転子が回転して通過する推定の通過時間を算出し、該推定通過時間内で前記ＰＷＭ駆動電圧における周期が繰り返し可能な数を求め、該繰り返し数と前記一または二以上のセクタに亘る回転角度とを用いて、前記基準電気角分解能を補正した補正電気角分解能を算出し、該補正電気角分解能を用いて、前記電気角の推定を行うことを特徴とする。
また、他の本発明のブラシレスモータの電気角推定方法では、回転子を目標回転速度で回転させるＰＷＭ駆動電圧の演算に用いる電気角を、前記ＰＷＭ駆動電圧における周期を利用して推定するブラシレスモータの電気角推定方法であって、
前記ＰＷＭ駆動電圧における一周期の間に前記回転子が前記目標回転速度において回転する回転角度を基準電気角分解能とし、
前記回転子が回転している際のＰＷＭ駆動電圧のデューティーを用いて、前記目標回転速度を得るために必要とされる理論上の基準平均デューティーと、前記回転子が回転している際の平均デューティーとの偏差に基づいて、前記基準電気角分解能を補正した補正電気角分解能を算出し、該補正電気角分解能を用いて、前記電気角の推定を行うことを特徴とする。

本発明のブラシレスモータは、永久磁石により形成される複数の磁極を有する回転子と、駆動電圧の印加により励磁される複数のコイルを備える固定子と、前記回転子の、前記固定子に対する相対的な位置を検知する回転子位置検知センサと、前記コイルに、ＰＷＭキャリアを用いた多相のＰＷＭ駆動信号を印加する駆動回路と、前記回転子の回転速度を検出する回転速度検出器と、前記コイルに通電される電流値を検出する電流検出器と、
前記回転子の回転を制御する制御部とを有し、
前記制御部は、前記回転子位置検知センサの検知結果を受けて複数のセクタからなる励磁シーケンスを決定するとともに、前記ＰＷＭ駆動電圧における一周期の間に前記回転子が前記目標回転速度において回転する回転角度を基準電気角分解能とし、前記回転子が回転している際のＰＷＭ駆動電圧のデューティーを用いて、該デューティーにおいて前記一または二以上のセクタを前記回転子が回転して通過する推定の通過時間を算出し、該推定通過時間内で前記ＰＷＭ駆動電圧における周期が繰り返し可能な数を求め、該繰り返し数と前記一または二以上のセクタに亘る回転角度とを用いて、前記基準電気角分解能を補正した補正電気角分解能を算出し、該補正電気角分解能を用いて前記回転子の電気角を推定し、少なくとも前記回転速度検出器および前記電流検出器の検出結果を受けて前記回転子の目標回転速度に応じて前記ＰＷＭ駆動電圧を生成するための指令信号を前記電気角を用いて演算し、該指令信号を前記駆動回路に送信することを特徴とする。
他の本発明のブラシレスモータは、永久磁石により形成される複数の磁極を有する回転子と、駆動電圧の印加により励磁される複数のコイルを備える固定子と、前記回転子の、前記固定子に対する相対的な位置を検知する回転子位置検知センサと、前記コイルに、ＰＷＭキャリアを用いた多相のＰＷＭ駆動信号を印加する駆動回路と、前記回転子の回転速度を検出する回転速度検出器と、前記コイルに通電される電流値を検出する電流検出器と、
前記回転子の回転を制御する制御部とを有し、
前記制御部は、前記回転子位置検知センサの検知結果を受けて複数のセクタからなる励磁シーケンスを決定するとともに、前記ＰＷＭ駆動電圧における一周期の間に前記回転子が前記目標回転速度において回転する回転角度を基準電気角分解能とし、前記目標回転速度を得るために必要とされる理論上の基準平均デューティーと、前記回転子が回転している際の平均デューティーとの偏差に基づいて、前記基準電気角分解能を補正して補正電気角分解能を算出し、該補正電気角分解能を用いて前記回転子の電気角を推定し、
少なくとも前記回転速度検出器および前記電流検出器の検出結果を受けて前記回転子の目標回転速度に応じて前記ＰＷＭ駆動電圧を生成するための指令信号を前記電気角を用いて演算し、該指令信号を前記駆動回路に送信することを特徴とする。

本発明によれば、固定子に対する回転子の位置が回転子位置検知センサによって検知され、該検知結果に基づいて制御部により複数のセクタからなる励磁シーケンスが決定される。さらに制御部によって、ＰＷＭ駆動電圧における周期を利用して回転子の電気角を推定することで、モータに高精度エンコーダなどの格別な構成要素を設けることなくＰＷＭ駆動電圧を生成するための演算を行うことができる。これにより、実電気角度と、推定される電気角との差を最小にすることができ、精度の高い回転制御が可能になる。

ＰＷＭ駆動電圧は、モータの制御部で演算された指令信号に基づいて、駆動回路において所定周波数のＰＷＭキャリアを用いて生成される。すなわち、ＰＷＭキャリアの周期がＰＷＭ駆動電圧における周期としてそのまま引き継がれるため、制御部では、ＰＷＭ駆動電圧の周期を格別なパラメータとして用意することなく既に制御に使用されている周期パラメータを利用することができる。したがって、複雑な演算処理機能、すなわち高価な演算処理装置を設けることを要さずに電気角の推定が可能になる。
なお、特定の周期を利用して電気角を推定する方法として、タイマの周期を利用することも考えられる。しかし、この場合、タイマを特別に用意することが必要であり、コスト増を招き、また、タイマ設置のために高機能な演算手段が必要になってしまうという問題がある。これに対し本発明は、ＰＷＭ制御に用いるＰＷＭ駆動電圧の周期を利用することで、格別に構成要素を必要とすることなく電気角を推定できるという点で、上記タイマに対し、格別な利点を有している。

ＰＷＭ駆動電圧は、固定子に設けられたコイルにおいて所望の電流が得られるように、制御部においてデューティーが決定される。例えば、コイルに正弦波電流が流れるように、回転子の回転位置（電気角）に従って、デューティーを設定する。したがって、電気角を精度よく推定することで、回転子の回転を精度よく制御することが可能になる。

ＰＷＭ駆動電圧はパルスの幅を変調した信号であり、パルスは、一定の周期毎に、パルス幅に応じた位置内に繰り返し、立ち上がりおよび立ち下がりのエッジが出現する。したがって、前記エッジ、特に一定の周期間隔で出現する基準となるエッジを電気角を推定するタイミングに用いることで、ＰＷＭ駆動電圧の周期の利用を容易にする。

また、電気角は、電気角分解能をパラメータとして含むことで、より正確な推定が可能になる。したがって、電気角分解能をモータの回転速度や負荷の状態などに拘わらず適切に把握することでモータの回転制御をより精度よく行うことができる。本発明では、前記ＰＷＭ駆動電圧における周期を利用して電気角分解能を求めて電気角を推定することができる。この電気角分解能をパラメータとして電気角を推定する際には、既知の方法を採用することができる。電気角分解能を決定する際に、ＰＷＭ駆動電圧のエッジをタイミングに用いることができる。これにより結果的にＰＷＭ駆動電圧のエッジをタイミングに用いて電気角が推定される。

電気角分解能としては、ＰＷＭ駆動電圧における一周期の間に前記回転子が目標回転速度において回転する回転角度を用いることができる。上記周期は、ＰＷＭ駆動電圧のエッジにより容易に把握が可能であり、該エッジの検知等により電気角分解能を容易に知ることができる。電気角分解能としては、モータが負荷の変動がなく理想的に回転することを想定して定めることができ、これを基準電気角分解能として位置付けすることができる。

前記基準電気角分解能は、前記回転子の目標回転速度における回転数をＮ、前記ＰＷＭ駆動電圧における周期をＴとして、下記式を用いて、算出することができる。
基準電気角分解能＝２π／（（１／Ｎ）／Ｔ）

また、前記基準電気角分解能は、励磁シーケンスの一または二以上のセクタ単位で算出することができる。この場合、前記励磁シーケンスの一または二以上のセクタが切り替わる間の、前記ＰＷＭ駆動電圧のパルスの立ち上がりまたは立ち下がりのエッジ数を求め、該エッジ数と前記切り替わりの間に回転子が目標回転速度で回転する回転角度とを用いて、基準電気角分解能を算出する。
このため、ＰＷＭ駆動電圧における周期は、良好な再現性が得られるように、回転子が目標回転速度において一つまたは二以上のセクタを通過する時間の１／ｍ倍（ｍは１以上の整数）の関係となるように設定するのが望ましい。ＰＷＭ駆動電圧における周期は、ＰＷＭキャリアの周波数を調整することにより設定が可能であり、上記関係を満たすようにＰＷＭキャリアの周波数を調整するのが望ましい。

なお、制御部はフィードバック制御により、少なくとも、回転速度とコイルに通電される電流値とを検知結果として受け、Ｐ制御、ＰＩ制御、ＰＤ制御、ＰＩＤ制御などにより目標回転速度を維持するようにＰＷＭ演算を行う。これにより周期的な回転変動などの解消や負荷に応じた通電制御が行われる。しかし、画像形成装置の感光体ドラムを駆動する場合のように、短時間で負荷変動が生じるような場合には、通常のフィードバック制御では短時間での追随が難しく回転むらが生じてしまう。また、通常のフィードバック制御では高精度な回転制御を行うことが難しい。

そこで、本発明の他の形態では、回転子が回転している際のＰＷＭ駆動電圧の変化に基づいて上記基準電気角分解能を補正した補正電気角分解能により電気角の推定を行うものとしている。ＰＷＭ駆動電圧は、上記した回転速度、コイルへの通電電流などに従って迅速に調整されるため、ＰＷＭ駆動電圧の変化によりモータの駆動状態を容易かつ直ちに把握することができる。このＰＷＭ駆動電圧の変化に基づいて電気角分解能を補正することでモータの駆動状態に応じた高精度な回転制御が可能になる。

ＰＷＭ駆動電圧の変化は、目標回転速度を得るために決定された理論上のＰＷＭ駆動電圧を基準にして判断することができ、特に、ＰＷＭ駆動電圧のデューティーの変化をＰＷＭ駆動電圧の変化として捉えることができる。
補正電気角分解能は、デューティーの変化に応じて基準電気角分解能を補正することにより算出することができる。デューティーの変化は、一または二以上のセクタに亘る平均デューティーの変化により容易に把握することができる。
例えば、回転子が回転した際のＰＷＭ駆動電圧のデューティーをＡ、目標回転速度を得るために必要とされる理論上の前記ＰＷＭ駆動電圧の基準デューティーをＢ、基準電気角分解能をθｒｓとして、下記式により補正電気角分解能を算出することができる。
補正電気角分解能＝Ａ／Ｂ×θｒｓ

ＰＷＭ駆動電圧は、所定のデューティーが得られるように制御部において作成された指令信号に基づいて駆動回路において生成される。したがって、変化の観察対象となるＰＷＭ駆動電圧のデューティーの情報は、制御部において容易に取得することができる。該デューティーの変化は、ＰＷＭ駆動電圧の周期を利用して基準電気角分解能を導出可能な一または二以上のセクタのｎ周期前（ｎは１以上の整数）の同じセクタにおける平均デューティーを求めることにより得ることができる。この過去のデューティーは、制御部に備えるＲＡＭなどの記憶部に格納しておき、これを必要に応じて読み出すようにすることで演算に用いることができる。基準となるデューティーは、基準電気角分解能を導出可能な一または二以上のセクタの理論上の平均デューティーを算出することにより得られる。

また、補正電気角分解能の導出は以下の方法により行うこともできる。すなわち、変化したデューティーに基づいて、所定の一または二以上のセクタを回転子が通過する時間を推定し、この時間内でＰＷＭ駆動電圧の周期が繰り返し可能な数をカウントし、前記セクタの範囲角度を前記カウント数で除することで補正電気角分解能の算出を行うことができる。上記推定通過時間は、デューティーの変化に応じて変化するため、上記補正電気分解能は、モータの運転状態に応じて適切に補正されたものとなる。

本発明は、種々の用途におけるブラシレスモータに適用が可能であり、特定の用途に限定をされるものではないが、特に高精度の回転制御が要求される画像形成装置（特に感光体ドラム）の駆動において顕著に有用である。

以上説明したように、本発明によれば、ＰＷＭ駆動電圧における周期を用いることで、新たな機構を設けることなく、容易かつ正確に永久磁石型の多相ブラシレスモータの電気角を推定することができる。また、設定回転数や負荷が異なっても、安価に高い精度で電気角を推定することができ、低コストで低消費電力の小形な高精度のブラシレスモータとすることができる。

本発明の一実施形態の制御ブロック図である。 同じく、ブラシレスモータの回路図である。 同じく、ブラシレスモータの概略構造を示す図である。 同じく、または１２０度通電の場合の、回転子位置検知センサであるホール素子の検知結果および各相の電流の流れ方向、セクタ切り替わりを示す座標系を示す図である。 同じく、回転子位置検知センサであるホール素子の検知結果と、一定周期のＰＷＭ駆動電圧パルスの繰り返しを示す図である。 同じく、ＰＷＭ駆動電圧における周期の繰り返し数のカウント手順を示す図である。 同じく、推定された電気角を利用したＰＷＭ演算の手順を示すフローチャートである。 同じく、電気角の推定手順を示すフローチャートである。 同じく、ＰＩ制御におけるＣｌａｒｋ変換を示すベクトル図である。 同じく、ＰＩ制御におけるＰａｒｋ変換を示すベクトル図である。

以下、本発明の一実施形態を添付図面に基づいて具体的に説明する。
図１にブラシレスモータの制御ブロック、図２に同ブラシレスモータの回路図、図３に同ブラシレスモータの概略構造を示す。

ブラシレスモータ１は、永久磁石によって複数の磁極２ａ、２ｂが形成された回転子３を有し、該回転子３の磁極に対峙可能に複数の鉄心が配置され、該鉄心にコイル４が巻線された固定子５が配置されている。この例では、便宜上、磁極を４個、固定子鉄心を６個で図示しているが、本発明としてはこれらの数は特に限定をされるものではない。

さらに、ブラシレスモータ１には、回転子３の回転方向に沿って１２０度間隔で３つのホール素子Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗが配置されており、該ホール素子Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗによって本発明の回転子位置検知センサが構成されている。本発明としては、回転子位置センサの種別がホール素子に限定されるものではないが、センサの設置スペースを考慮して、ホール素子のような磁気センサが好適である。

また、図では、回転子３の外周側に固定子５が配置されているものとして示しているが、これらの配置関係は特に限定されるものではなく、固定子が内周側にあって、その外周側に回転子が位置するものであってもよく、また、固定子と回転子とが軸方向に間隔を置いて平面状に対峙するように配置されるものであってもよい。

該ブラシレスモータ１では、上記各コイル４がデルタ結線またはスター結線により３相に接続され（図ではスター結線）、図１に示すように駆動回路１０が接続されている。駆動回路１０は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の３相でスイッチングしてコイル４に駆動電流を与えるようにブリッジ回路１２を有している。該ブリッジ回路１２は、上記鉄心の数に合わせた数のトランジスタを備え、フルブリッジ回路、ハーフブリッジ回路などにより構成されている。ブリッジ回路１２には既知の構成を採用することができる。

図１は、ブラシレスモータの制御ブロックを示すものであり、ブラシレスモータ１の制御を行う制御部２０が前記駆動回路１０に指令信号を送出するように接続されている。ブラシレスモータ１では、モータの回転速度を検出する回転速度検出器６が配置されており、該回転速度検出器６の検知結果および前記ホール素子Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗの検知結果が制御部２０に入力されている。また、上記駆動回路１０からＵ相、Ｖ相、Ｗ相としてコイル４に通電される電流を検知する電流検出器７が設けられており、該電流検出器７の検出結果は制御部２０に入力されている。

制御部２０では、ホール素子Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗの検出結果を受けて、励磁シーケンスのセクタ位置を決定して該励磁シーケンスが得られるようにＵ相、Ｖ相、Ｗ相の通電を切り替え、回転速度検出器６および電流検出器７の検出結果を受けて回転子３の回転が目標の回転数となるように演算をして指令信号を生成する。この例では、上記回転速度および電流検知結果を受けて、ＰＩ制御が行われる。
また、上記演算では、推定した電気角がパラメータとして用いられ、電気角の推定では、電気角分解能がパラメータとして用いられる。

駆動回路１０は、ＰＷＭ駆動電圧を生成するＰＷＭ回路１１を有しており、前記指令信号に基づいて所定周波数のＰＷＭキャリアを用いてＰＷＭ駆動電圧が生成される。制御部２０では、ＰＷＭキャリアの周波数を調整可能とするのが望ましい。
前記ブリッジ回路１２は、ＰＷＭ回路１１によって生成されるＰＷＭ駆動電圧に応じて、スイッチが切り替わり、各相のコイル４に電流を流す。各相のコイル４は、電流が流れることで磁界を発生する。そして、永久磁石により形成された回転子３は、コイルの磁界の作用を受けて目標回転速度で回転する。

次に、本発明のブラシレスモータの電気角推定方法および該方法を含むブラシレスモータの動作について以下に具体的に説明する。

先ず、制御部２０では、ホール素子Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗの検知結果を受けて励磁シーケンスを決定する。
図４（ａ）は、各ホール素子Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗの検知結果と、Ｕ相を基準にして、回転子３の位置が６０°回転するごとにコイル４を流れる電流の向きが変わる１２０度通電時の励磁シーケンスを示している。

１２０度通電時には、ホール素子Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗは、回転子３の回転に伴って、それぞれ６０度の位相差で１８０度毎にＨｉ、Ｌｏを出力する。したがって、制御部２０では、ホール素子Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗの出力結果に基づいて、回転子が６０度回転する毎に通電を切り替える励磁シーケンスを決定する。この切り替え指令を指令信号に含ませることで、ブリッジ回路１２が動作して、通電を切り替える。これにより図に示すように各相のコイルに流れる電流の方向が切り換えられ、励磁シーケンスのセクタが決定される。
該励磁シークエンスにより、例えば、セクタ１は、ホール素子からの信号が（１０１）の場合で、Ｕ相、Ｗ相でＯＮ、Ｖ相でＯＦＦの状態であり、それに伴って、各相のコイルに電流が流れる。電流の方向は、Ｖ相からＵ相およびＶ相からＷ相へと流れることで、各コイルの磁極（０１０）は、Ｖ相側がＮ極、Ｕ相側及びＷ相側がＳ極に、それぞれ励磁される。

１２０度通電の場合、上記のようにホール素子Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗの検知タイミングに合わせ、Ｕ、Ｖ、Ｗの各相の電流ベクトルを決めている。一方、電気角を用いたベクトル制御では、回転子の位置を電気角で推定し、Ｕ、Ｖ、Ｗの各相の電流ベクトルを決めている。
この実施形態では、ベクトル制御が用いられる。図４（ｂ）は、ベクトル制御における回転子の電気角とＵ、Ｖ、Ｗの各相の出力ベクトルとの関係を示しており、例えば、セクタ１の場合、回転子の位置から電流ベクトルは、Ｕ相：−Ｖｄｄ、Ｖ相：Ｖｄｄ、Ｗ相：−Ｖｄｄの条件である。
ベクトル制御では、各セクタ間０〜６０度の範囲で回転子位置を推定し、それぞれの相の電流値を基に、ｃｌａｒｋｅ／ｐａｒｋ変換、及び目標位置に対するＰＩ制御、その後、ｉｎｖｅｒｓｅ ｃｌａｒｋｅ／ｐａｒｋ変換を行い、算出された電圧ベクトルを基に、Ｓｐａｃｅ Ｖｅｃｔｏｒ変換を行い、Ｕ、Ｖ、Ｗの各相のＯＮ／ＯＦＦパターンを制御する。各セクタを決めるものとして、この実施形態ではホール素子Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗ信号が用いられる。この実施形態では、回転子の位置は、例えば、前記０〜６０度の範囲でＰＷＭキャリア信号のエッジを用いて推定し、また、セクタ１の切り替わり目でエッジ信号のカウンタをクリアする。上記電気角の推定は３６０度毎に行ってもよく、この場合、セクタ１のエッジのカウンタのみをクリアすればよい。

次に、図５を用いて電気角の推定のために、基準電気角分解能を求める手順を説明する。
この図には、ブラシレスモータ１におけるホール素子Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗからの信号およびＰＷＭ駆動電圧のパルスが示されている。
この例では、ＰＷＭ駆動電圧における周期は、一つのセクタを通過する時間の１／ｍ倍（ｍは１以上の整数）の関係となるように設定されており、ここではｍ＝９の例を示している。

ＰＷＭ駆動電圧は一定周期のパルスであり、ＰＷＭ駆動電圧の基準となる側のパルスのエッジ（この例では立ち上がり）をタイミングにして一つのセクタにおける周期の繰り返し数をカウントする。この際に、セクタの切り替わり検知とともに、最初のエッジの検知によって、一旦カウントをクリアにして、セクタ内における周期の繰り替えし数をカウントする。この例では、最初のエッジがクリアされるため、エッジが８にカウントされるが、エッジ数は９であるため、これをカウント数にする。このカウント数によってセクタの範囲角度（６０度）を除し、これをラジアンに変換すると、下記式により基準電気角分解能が算出される。
基準電気角分解能＝６０／９×２π／３６０＝０．１１６３５５ｒａｄ

該基準電気角分解能を用いて電気角を推定し、ＰＷＭ演算を行うことができる。
上記基準電気角分解能は、２以上のセクタを用いて算出することも可能である。
上記算出は、ＰＷＭ駆動電圧が１パルス発生する間に、回転子が目標回転速度において回転する回転角度を基準電気角分解能にするという観点で算出されたものであり、回転子の目標回転速度における回転数をＮ、ＰＷＭ駆動電圧の周期をＴとして、下記式を用いて算出することもできる。
基準電気角分解能＝２π／（（１／Ｎ）／Ｔ）

また、異なるセクタで同様に基準電気角分解能を算出することで、セクタ間でＰＷＭ駆動電圧の周期の個数が異なる場合にも電気角を推定することができる。
各セクタで上記周期の個数をカウントする手順の例を図６のフローチャートに基づいて説明する。
先ず、Ｕ相のホール素子Ｈｕで立ち上がりエッジが検出されたか否かを判定する（ステップＵ１）。立ち上がりエッジが検知されていなければ（ステップＵ１、ＮＯ）、次フローへ移行する。立ち上がりエッジが検知されれば（ステップＵ１、ＹＥＳ）、他相のホール素子におけるエッジカウント数を制御部２０の記憶部に記憶した後、ＰＷＭエッジカウントをクリアし（ステップＵ２）、セクタＮｏ．４として、ＰＷＭエッジのカウントを開始し、次フローに移行する。

次フローでは、Ｖ相のホール素子Ｈｖで立ち上がりエッジが検出されたか否かを判定する（ステップＶ１）。立ち上がりエッジが検知されていなければ（ステップＶ１、ＮＯ）、次フローへ移行する。立ち上がりエッジが検知されていれば（ステップＶ１、ＹＥＳ）、Ｖ相のホール素子におけるエッジカウント数を制御部２０の記憶部に記憶した後、ＰＷＭエッジカウントをクリアし（ステップＶ２）、セクタＮｏ．６として、ＰＷＭエッジのカウントを開始し、次フローに移行する。
次フローでは、Ｗ相のホール素子Ｈｗで立ち上がりエッジが検出されたか否かを判定する（ステップＷ１）。立ち上がりエッジが検知されていなければ（ステップＷ１、ＮＯ）、次フローへ移行する。立ち上がりエッジが検知されていれば（ステップＷ１、ＹＥＳ）、Ｗ相のホール素子におけるエッジカウント数を制御部２０の記憶部に記憶した後、ＰＷＭエッジカウントをクリアし（ステップＷ２）、セクタＮｏ．２として、ＰＷＭエッジのカウントを開始し、次フローに移行する。

また、次フローでは、Ｕ相のホール素子Ｈｕで立ち下がりエッジが検出されたか否かを判定する（ステップＵ１０）。立ち下がりエッジが検知されていなければ（ステップＵ１０、ＮＯ）、次フローへ移行する。立ち下がりエッジが検知されていれば（ステップＵ１０、ＹＥＳ）、Ｕ相のホール素子におけるエッジカウント数を制御部２０の記憶部に記憶した後、ＰＷＭエッジカウントをクリアし（ステップＵ１１）、セクタＮｏ．１として、ＰＷＭエッジのカウントを開始し、次フローに移行する。
次フローでは、Ｖ相のホール素子Ｈｖで立ち下がりエッジが検出されたか否かを判定する（ステップＶ１０）。立ち下がりエッジが検知されていなければ（ステップＶ１０、ＮＯ）、次フローへ移行する。立ち下がりエッジが検知されていれば（ステップＶ１０、ＹＥＳ）、Ｖ相のホール素子におけるエッジカウント数を制御部２０の記憶部に記憶した後、ＰＷＭエッジカウントをクリアし（ステップＶ１１）、セクタＮｏ．３として、ＰＷＭエッジのカウントを開始し、次フローに移行する。

次フローでは、Ｗ相のホール素子Ｈｗで立ち下がりエッジが検出されたか否かを判定する（ステップＷ１０）。立ち下がりエッジが検知されていなければ（ステップＷ１０、ＮＯ）、次フローへ移行する。立ち下がりエッジが検知されていれば（ステップＷ１０、ＹＥＳ）、Ｗ相のホール素子におけるエッジカウント数を制御部２０の記憶部に記憶した後、ＰＷＭエッジカウントをクリアし（ステップＷ１１）、セクタＮｏ．５として、ＰＷＭエッジのカウントを開始し、次フローに移行する。

上記によりカウントされたエッジ数は、必要に応じて記憶部から読み出され、基準電気角分解能の算出に利用することができる。この場合、セクタでのＰＷＭ駆動電圧の繰り返し周期が、該セクタにおける回転子の回転時間と正に一致している再現性のあるセクタを選択して基準電気角分解能とすることができる。これにより最も誤差の小さい基準電気角分解能を選択することができる。

電気角の推定に際し使用される電気角分解能としては、上記基準電気角分解能を用いることができるが、ＰＷＭ駆動電圧の変化を観察して、この変化に基づいて基準電気角分解能が補正された補正電気角分解能を用いることができる。この例では、ＰＷＭ駆動電圧の変化として、デューティーの変化を用いた例を説明する。

一または二以上のセクタにおける理論平均デューティーを基準にして、ｎ（ｎは１以上の整数）周期前のいずれかの周期における同じセクタでの平均デューティーを比較する。該平均デューティーの情報は、ＰＷＭ演算に際し、制御部２０において記憶部に記憶しておき、必要に応じて読み出すことで取得することができる。

例えば、理論平均デューティーが６４％である場合に、ｎ周期前の同じセクタの平均デューティーが６５％であるとすると、デューティーが基準よりも大きくなっており、これはそのセクタ付近では負荷が大きく、回転数変化が微視的にマイナス側になっている可能性がある。このため、基準電気角分解能をデューティーの偏差で補正することにより制御精度を上げることができる。具体的には、基準デューティーに対する平均デューティーの比（６５／６４）を求め、この比に前記で求めた基準電気角分解能を乗ずることで、下記式により補正電気角分解能が求められる。
補正電気角分解能＝６５／６４×０．１１６３５５ｒａｄ
＝０．１１８１７３０４６８７５ｒａｄ
この補正電気角分解能を用いて電気角を推定し、ＰＷＭ演算を行うことで、負荷の変動に際しても適正なＰＷＭ駆動電圧を印加して精度よく回転制御を行うことができる。

また、この他に、ＰＷＭ駆動電圧の変化である平均デューティーを用いて、基準電気角分解能を使用することなく補正電気角分解能を求める方法について説明する。
ｎ周期前の平均デューティーの情報を取得し、該平均デューティーによって回転子が回転する際に、平均デューティーが与えられたセクタを前記回転子が通過する時間を推定する。平均デューティーが理論デューティーよりも大きくなっていれば、推定時間は理論値よりも大きくなる。この推定時間内に、ＰＷＭ駆動電圧における周期が繰り返し可能な数を算出し、前記セクタの範囲角度を算出した数で除する。この値が補正電気角分解能を示す。平均デューティーを求める際のタイミングとして、ＰＷＭ駆動電圧におけるエッジを用いることができる。

次に、本発明の電気角推定方法を用いた制御部によるＰＷＭ演算の手順について、図７のフロー図を用いて説明する。
まず、一または二以上のセクタを回転子が通過する際のＰＷＭ駆動電圧のパルスのエッジをカウントして基準電気角分解能を求める。一セクタの場合には、図６に示すフローチャートにしたがって、各セクタでの周期カウントを行うことができる。
ＰＷＭ駆動電圧のパルスのエッジカウントがなされると（ステップ１、ＹＥＳ）、最初のエッジ検知においてカウント数のクリアを行っているため、カウント数に一を加算して（ステップｓ２）、カウント数とする。次いで、電気角の推定を行う（ステップｓ３）。

電気角の推定は、図８に示すフロー図に示す手順により制御部によって行われる。
先ず、ｎ周期前（ｎは１以上の整数）の一または二以上のセクタの平均デューティーを算出する。過去のデューティーは、制御部２０の記憶部に格納されており、上記セクタに該当するデューティーを読み出して平均デューティーを算出することができる（ステップｓ３０）。

次いで、同じセクタにおいて速度変動が無い場合の理論デューティーを、目標回転速度から算出する（ステップｓ３１）。そして、平均デューティーをＡ、理論デューティーをＢ、ステップｓ１、２で取得したエッジカウントから求められた基準電気角分解能をθｒｓとして、該基準電気角分解能を補正する（ステップｓ３２）。補正電気角分解能は、Ａ／Ｂ×θｒｓにより求められる。この補正された電気角分解能を用いて、電気角を推定する（ステップｓ３３）。電気角の推定では、電気角分解能をパラメータとして既知の方法により電気角を算出することができる。該方法は、既知のものであり、ここではその詳細な記述は省略する。

このように、過去のデューティーに基づいて基準電気角分解能を補正し、その補正電気角分解能を用いて、電気角を推定することで、実電気角との差異が小さくなるように精度良く電気角を推定することができる。
また、パラメータとして使用するＰＷＭ駆動電圧のデューティーは、制御部の記憶部に記憶されているデータであるため、過去のデータを読み出して演算に用いることは容易であり、複雑な演算装置を必要としない。そのため、低コストで高精度に回転を制御することができる。

電気角を推定した後は、既知の方法により制御部２０により演算が行われる。
先ず、電流検出器７により検知され、制御部２０に入力された、各コイル４に流れるＵ相、Ｖ相、Ｗ相の電流をＣｌａｒｋｅ変換により、二相に変換する（ステップ４）。
図９はＣｌａｒｋｅ変換におけるベクトル図を示すものであり、固定子の各コイルに流れる電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗを、図９中の行列式を用いて、α、β軸上のｉｓに変換している。この例では、Ｖ相およびＷ相からＵ相に流れる電流が示されている。
このように、固定子の各コイルを流れる三相の電流をα、β軸上の二相（ｉα、ｉβ）に変換して、電流値算出の際の計算を容易にしている。

続いて、Ｐａｒｋ変換により、固定子を基準とした座標を回転子を基準とした座標（ｄ−ｑ座標）に変換する（ステップ５）。図１０はＰａｒｋ変換におけるベクトル図を示したものである。Ｐａｒｋ変換では、Ｃｌａｒｋｅ変換された電流ｉｓを、図１０中の行列式を用いて、ｄ−ｑ座標へと変換する。このとき、座標軸がθ回転していることがわかる。Ｃｌａｒｋｅ変換されたｉｓは、コイルに流れる電流であるため、固定子側を基準とした座標上で変換されたものである。しかし、回転子の回転を制御するためには、例えば、励磁シーケンスの各セクタにおける回転子の回転角度を回転子側の座標を用いて算出する必要がある。そこで、図１０のように、Ｐａｒｋ変換により、座標軸がθ回転した回転子座標に変換している。

そして、ｄ−ｑ座標において、推定した電気角を用いてコイルの電流値を算出し、その電流値と目標電流値とを比較して、ｄ−ｑ ＰＩ制御によって電流制御値を求める（ステップ６）。続いて、回転子の回転速度を制御するタイミングか否かを判断し（ステップ７）、タイミングの場合、回転子の回転速度を目標回転速度と比較して、回転子の回転速度をｓｐｅｅｄ ＰＩ制御するための電流制御値を求める（ステップ８）。その後、座標を固定子側に戻すために、逆Ｐａｒｋ変換を行う（ステップ９）。そして、回転子の目標回転速度に応じたコイルの電流値となるように、ｓｐａｃｅ Ｖｅｃｔｏｒ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎによってコイルへの３相の印加電圧を演算により求める（ステップ１０）。該演算結果は、指令信号として駆動回路１０に送信され、ＰＷＭ駆動電圧が生成され、ブラシレスモータの回転制御が高精度に行われる。

なお、上記実施形態では、３相のブラシレスモータについて詳細に説明したが、本発明としては、相数、回転子の磁極数、固定子の磁極数について特に限定されるものではない。また、上記電気角の推定では、目標回転速度が異なる場合にも同様に、電気角の推定を行って高精度な回転制御が可能であり、電流ベクトル演算や、空間ベクトル変換に用いる速度が変化したときには、ＰＷＭキャリア周期を変化させて対応することができる。

以上、本発明について上記実施形態に基づいて説明を行ったが、本発明は上記実施形態の内容に限定されるものではなく、当然に本発明の範囲を逸脱しない限りは適宜の変更が可能である。

１ ブラシレスモータ
２ａ、２ｂ 磁極
３ 回転子
４ コイル
５ 固定子
６ 回転速度検出器
７ 電流検出器
Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗ ホール素子
１０ 駆動回路
１１ ＰＷＭ回路
１２ ブリッジ回路
２０ 制御部

Claims (21)

1. 回転子を目標回転速度で回転させるＰＷＭ駆動電圧の演算に用いる電気角を、前記ＰＷＭ駆動電圧における周期を利用して推定するブラシレスモータの電気角推定方法であって、
   前記ＰＷＭ駆動電圧における一周期の間に前記回転子が前記目標回転速度において回転する回転角度を基準電気角分解能とし、
   前記回転子が回転している際のＰＷＭ駆動電圧のデューティーを用いて、該デューティーにおいて前記一または二以上のセクタを前記回転子が回転して通過する推定の通過時間を算出し、該推定通過時間内で前記ＰＷＭ駆動電圧における周期が繰り返し可能な数を求め、該繰り返し数と前記一または二以上のセクタに亘る回転角度とを用いて、前記基準電気角分解能を補正した補正電気角分解能を算出し、該補正電気角分解能を用いて、前記電気角の推定を行うことを特徴とするブラシレスモータの電気角推定方法。
2. 回転子を目標回転速度で回転させるＰＷＭ駆動電圧の演算に用いる電気角を、前記ＰＷＭ駆動電圧における周期を利用して推定するブラシレスモータの電気角推定方法であって、
   前記ＰＷＭ駆動電圧における一周期の間に前記回転子が前記目標回転速度において回転する回転角度を基準電気角分解能とし、
   前記回転子が回転している際のＰＷＭ駆動電圧のデューティーを用いて、前記目標回転速度を得るために必要とされる理論上の基準平均デューティーと、前記回転子が回転している際の平均デューティーとの偏差に基づいて、前記基準電気角分解能を補正した補正電気角分解能を算出し、該補正電気角分解能を用いて、前記電気角の推定を行うことを特徴とするブラシレスモータの電気角推定方法。
3. 前記ＰＷＭ駆動電圧のパルスの立ち上がりまたは立ち下がりのエッジを前記電気角を推定するタイミングに用いることを特徴とする請求項１または２に記載のブラシレスモータの電気角推定方法。
4. 前記ＰＷＭ駆動電圧のパルスの立ち上がりまたは立ち下がりのエッジを前記基準電気角分解能を決定する際のタイミングに用いることを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載のブラシレスモータの電気角推定方法。
5. 前記回転子の目標回転速度における回転数をＮ、前記ＰＷＭ駆動電圧における周期をＴとして、下記式を用いて、前記基準電気角分解能を算出することを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載のブラシレスモータの電気角推定方法。
   基準電気角分解能＝２π／（（１／Ｎ）／Ｔ）
6. 前記基準電気角分解能を励磁シーケンスの一または二以上のセクタ単位で算出することを特徴とする請求項１〜５のいずれか１項に記載のブラシレスモータの電気角推定方法。
7. 前記励磁シーケンスの一または二以上のセクタが切り替わる間の、前記ＰＷＭ駆動電圧のパルスの立ち上がりまたは立ち下がりのエッジ数を求め、該エッジ数と前記切り替わりの間に前記回転子が前記目標回転速度で回転する回転角度とを用いて、前記基準電気角分解能を算出することを特徴とする請求項６記載のブラシレスモータの電気角推定方法。
8. 前記基準平均デューティーは、前記基準電気角分解能を算出した一または二以上のセクタに亘って前記回転子が回転する際のＰＷＭ駆動電圧のデューティーの平均値であり、前記平均デューティー値が、前記一または二以上のセクタのｎ周期前（ｎは１以上の整数）の同じセクタに亘って前記回転子が回転した際のＰＷＭ駆動電圧のデューティーの平均値であることを特徴とする請求項２に記載のブラシレスモータの電気角推定方法。
9. 前記回転子が回転した際のＰＷＭ駆動電圧のデューティーをＡ、前記目標回転速度を得るために必要とされる理論上の前記ＰＷＭ駆動電圧の基準デューティーをＢ、前記基準電気角分解能をθｒｓとして、下記式を用いて、前記補正電気角分解能を算出することを特徴とする請求項２または８に記載のブラシレスモータの電気角推定方法。
   補正電気角分解能＝Ａ／Ｂ×θｒｓ
10. 前記ＰＷＭ駆動電圧における周期は、前記回転子が目標回転速度において一つのセクタを通過する時間の１／ｍ倍（ｍは１以上の整数）の関係となるように設定されることを特徴とする請求項１〜９のいずれか１に記載のブラシレスモータの電気角推定方法。
11. 永久磁石により形成される複数の磁極を有する回転子と、
    駆動電圧の印加により励磁される複数のコイルを備える固定子と、
    前記回転子の、前記固定子に対する相対的な位置を検知する回転子位置検知センサと、
    前記コイルに、ＰＷＭキャリアを用いた多相のＰＷＭ駆動信号を印加する駆動回路と、
    前記回転子の回転速度を検出する回転速度検出器と、
    前記コイルに通電される電流値を検出する電流検出器と、
    前記回転子の回転を制御する制御部とを有し、
    前記制御部は、前記回転子位置検知センサの検知結果を受けて複数のセクタからなる励磁シーケンスを決定するとともに、前記ＰＷＭ駆動電圧における一周期の間に前記回転子が前記目標回転速度において回転する回転角度を基準電気角分解能とし、前記回転子が回転している際のＰＷＭ駆動電圧のデューティーを用いて、該デューティーにおいて前記一または二以上のセクタを前記回転子が回転して通過する推定の通過時間を算出し、該推定通過時間内で前記ＰＷＭ駆動電圧における周期が繰り返し可能な数を求め、該繰り返し数と前記一または二以上のセクタに亘る回転角度とを用いて、前記基準電気角分解能を補正した補正電気角分解能を算出し、該補正電気角分解能を用いて前記回転子の電気角を推定し、少なくとも前記回転速度検出器および前記電流検出器の検出結果を受けて前記回転子の目標回転速度に応じて前記ＰＷＭ駆動電圧を生成するための指令信号を前記電気角を用いて演算し、該指令信号を前記駆動回路に送信することを特徴とするブラシレスモータ。
12. 永久磁石により形成される複数の磁極を有する回転子と、
    駆動電圧の印加により励磁される複数のコイルを備える固定子と、
    前記回転子の、前記固定子に対する相対的な位置を検知する回転子位置検知センサと、
    前記コイルに、ＰＷＭキャリアを用いた多相のＰＷＭ駆動信号を印加する駆動回路と、
    前記回転子の回転速度を検出する回転速度検出器と、
    前記コイルに通電される電流値を検出する電流検出器と、
    前記回転子の回転を制御する制御部とを有し、
    前記制御部は、前記回転子位置検知センサの検知結果を受けて複数のセクタからなる励磁シーケンスを決定するとともに、
    前記ＰＷＭ駆動電圧における一周期の間に前記回転子が前記目標回転速度において回転する回転角度を基準電気角分解能とし、前記目標回転速度を得るために必要とされる理論上の基準平均デューティーと、前記回転子が回転している際の平均デューティーとの偏差に基づいて、前記基準電気角分解能を補正して補正電気角分解能を算出し、該補正電気角分解能を用いて前記回転子の電気角を推定し、少なくとも前記回転速度検出器および前記電流検出器の検出結果を受けて前記回転子の目標回転速度に応じて前記ＰＷＭ駆動電圧を生成するための指令信号を前記電気角を用いて演算し、該指令信号を前記駆動回路に送信することを特徴とするブラシレスモータ。
13. 前記制御部は、前記ＰＷＭ駆動電圧のパルスの立ち上がりまたは立ち下がりのエッジを前記電気角を推定する際のタイミングに用いることを特徴とする請求項１１または１２に記載のブラシレスモータ。
14. 前記制御部は、前記ＰＷＭ駆動電圧のパルスの立ち上がりまたは立ち下がりのエッジを前記基準電気角分解能を決定する際のタイミングに用いることを特徴とする請求項１１〜１３のいずれか１項に記載のブラシレスモータ。
15. 前記制御部は、前記回転子の目標回転速度における回転数をＮ、前記ＰＷＭ駆動電圧における周期をＴとして、下記式を用いて、前記基準電気角分解能を算出することを特徴とする請求項１１〜１４のいずれか１項に記載のブラシレスモータ。
    基準電気角分解能＝２π／（（１／Ｎ）／Ｔ）
16. 前記制御部は、前記基準電気角分解能を前記励磁シーケンスの一または二以上のセクタ単位で算出することを特徴とする請求項１１〜１５のいずれか１項に記載のブラシレスモータ。
17. 前記制御部は、前記励磁シーケンスの一または二以上のセクタが切り替わる間の、前記ＰＷＭ駆動電圧のパルスの立ち上がりまたは立ち下がりのエッジ数を求め、該エッジ数と前記切り替わりの間に前記回転子が前記目標回転速度で回転する回転角度とを用いて、前記基準電気角分解能を算出することを特徴とする請求項１６に記載のブラシレスモータ。
18. 前記基準平均デューティーは、前記基準電気角分解能を算出した一または二以上のセクタに亘って前記回転子が回転する際のＰＷＭ駆動電圧のデューティーの平均値であり、前記平均デューティー値が、前記一または二以上のセクタのｎ周期前（ｎは１以上の整数）の同じセクタに亘って前記回転子が回転した際のＰＷＭ駆動電圧のデューティーの平均値であることを特徴とする請求項１２記載のブラシレスモータ。
19. 前記制御部は、前記回転子が回転した際のＰＷＭ駆動電圧のデューティーをＡ、前記目標回転速度を得るために必要とされる理論上の前記ＰＷＭ駆動電圧の基準デューティーをＢ、前記基準電気角分解能をθｒｓとして、下記式を用いて、前記補正電気角分解能を算出することを特徴とする請求項１２または１８に記載のブラシレスモータ。
    補正電気角分解能＝Ａ／Ｂ×θｒｓ
20. 前記ＰＷＭ駆動電圧における周期は、前記回転子が目標回転速度において一つのセクタを通過する時間の１／ｍ倍（ｍは１以上の整数）の関係となるように設定されることを特徴とする請求項１１〜１９のいずれか１項に記載のブラシレスモータ。
21. 前記制御部は、前記ＰＷＭ駆動電圧のデューティーの変化を記憶する記憶部を備えることを特徴とする請求項１１〜２０のいずれか１項に記載のブラシレスモータ。

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