JP5417235B2

JP5417235B2 - Overvoltage protection circuit for non-isolated converter

Info

Publication number: JP5417235B2
Application number: JP2010071623A
Authority: JP
Inventors: 聡富岡
Original assignee: Ｔｄｋラムダ株式会社
Priority date: 2010-03-26
Filing date: 2010-03-26
Publication date: 2014-02-12
Anticipated expiration: 2030-03-26
Also published as: JP2011205810A

Description

本発明は、高圧の入力電圧を絶縁することなく低圧の出力に変換し、その出力電圧を負荷に供給する非絶縁コンバータにおいて、低電圧で駆動する負荷を過電圧から保護する非絶縁コンバータの過電圧保護回路に関する。 The present invention converts a high-voltage input voltage into a low-voltage output without isolation and supplies the output voltage to a load. Regarding the circuit.

スイッチングコンバータの出力電圧はフィードバック制御により所望の電圧に安定制御されており、コンバータの故障により出力電圧が負荷（負荷装置や負荷デバイス）の耐圧を超えないように、当該コンバータには例えば特許文献１などに開示される過電圧保護回路が設けられている。一般的な過電圧保護回路は、出力電圧が過電圧検出レベルを超えるとコンバータのスイッチング素子を動作停止させるものであり、降圧コンバータではスイッチング素子の時比率（スイッチング周期に対するオン期間の割合）Ｄをゼロにすることで、負荷への過電圧を抑止している。 The output voltage of the switching converter is stably controlled to a desired voltage by feedback control, and the converter includes, for example, Patent Document 1 so that the output voltage does not exceed the withstand voltage of a load (load device or load device) due to a converter failure. The overvoltage protection circuit disclosed in the above is provided. A general overvoltage protection circuit stops the switching element of the converter when the output voltage exceeds the overvoltage detection level. In the step-down converter, the time ratio of the switching element (ratio of the ON period to the switching period) D is set to zero. By doing so, overvoltage to the load is suppressed.

図４および図５は、従来から知られているスイッチング電源装置の回路図である。図４において、ここでの非絶縁降圧コンバータ１０１は、スイッチング素子１０２，１０３と、チョークコイル１０４と、出力コンデンサ１０５とにより構成され、スイッチング素子１０２，１０３による直列回路が入力電源１１０に接続され、スイッチング素子１０３の両端間にチョークコイル１０４と出力コンデンサ１０５による直列回路が接続され、出力コンデンサ１０５の両端間に負荷１２０が接続される。スイッチング素子１０２，１０３は何れもＭＯＳ型ＦＥＴで構成され、これらのスイッチング素子１０２，１０３の制御端子であるゲートには、制御回路１３０から相補的なパルス駆動信号が与えられる。 4 and 5 are circuit diagrams of a conventionally known switching power supply device. In FIG. 4, the non-insulated step-down converter 101 here includes switching elements 102 and 103, a choke coil 104, and an output capacitor 105, and a series circuit including the switching elements 102 and 103 is connected to an input power supply 110. A series circuit including a choke coil 104 and an output capacitor 105 is connected between both ends of the switching element 103, and a load 120 is connected between both ends of the output capacitor 105. The switching elements 102 and 103 are both composed of MOS FETs, and a complementary pulse drive signal is supplied from the control circuit 130 to the gates which are the control terminals of the switching elements 102 and 103.

したがって、スイッチング素子１０２がオンし、スイッチング素子１０３がオフする期間では、入力電源１１０からスイッチング素子１０２およびチョークコイル１０４を通して負荷１２０に電流が流れ、チョークコイル１０４にエネルギーが蓄えられる一方で、スイッチング素子１０２がオフし、スイッチング素子１０３がオンする期間になると、スイッチング素子１０３を通してチョークコイル１０４に蓄えられたエネルギーが負荷１２０に放出される。そして、このようなスイッチング素子１０２，１０３のスイッチング動作を繰り返すことで、入力電源１１０の入力電圧Ｖinよりも低い出力電圧Ｖoutを、出力コンデンサ１０５の両端間から負荷１２０に供給することができる。 Therefore, during the period in which the switching element 102 is turned on and the switching element 103 is turned off, current flows from the input power supply 110 through the switching element 102 and the choke coil 104 to the load 120 and energy is stored in the choke coil 104. When 102 is turned off and the switching element 103 is turned on, the energy stored in the choke coil 104 is released to the load 120 through the switching element 103. By repeating such switching operations of the switching elements 102 and 103, an output voltage Vout lower than the input voltage Vin of the input power supply 110 can be supplied to the load 120 from between both ends of the output capacitor 105.

一方、図５はインターリーブ型の非絶縁降圧コンバータ２０１を含むスイッチング電源装置を示している。この降圧コンバータ２０１は、スイッチング素子２０２と、ダイオード２０３と、チョークコイル２０４とを備えた第１の回路と、スイッチング素子２１２と、ダイオード２１３と、チョークコイル２１４とを備えた第２の回路と、第１の回路および第２の回路に共通する出力コンデンサ２２５とにより構成され、第１の回路は第２の回路は並列に接続される。第１の回路や第２の回路は、前記図４に示すスイッチング素子１０２，１０３およびチョークコイル１０４に対応するもので、図４のスイッチング素子１０３をダイオードで構成してもよく、また図５のダイオード２１３，２１４をＭＯＳ型ＦＥＴなどのスイッチング素子で構成してもよい。 On the other hand, FIG. 5 shows a switching power supply device including an interleave type non-insulated step-down converter 201. This step-down converter 201 includes a first circuit including a switching element 202, a diode 203, and a choke coil 204, a second circuit including a switching element 212, a diode 213, and a choke coil 214, The output capacitor 225 is common to the first circuit and the second circuit, and the first circuit is connected in parallel to the second circuit. The first circuit and the second circuit correspond to the switching elements 102 and 103 and the choke coil 104 shown in FIG. 4, and the switching element 103 shown in FIG. 4 may be formed of a diode. The diodes 213 and 214 may be configured with switching elements such as MOS FETs.

上記降圧コンバータ２０１において、スイッチング素子２０２，２１２は何れもＭＯＳ型ＦＥＴで構成され、これらのスイッチング素子２０２，２１２の制御端子であるゲートには、制御回路２３０から位相をずらしたパルス駆動信号が与えられる。これにより第１の回路と第２の回路は、図４で示した降圧コンバータ１０１と同様に、チョークコイル２０４，２１４によるエネルギー蓄積と放出が繰り返され、入力電源１１０の入力電圧Ｖinよりも低い出力電圧Ｖoutを、出力コンデンサ２２５の両端間から負荷１２０に供給することができる。 In the step-down converter 201, the switching elements 202 and 212 are both configured by MOS FETs, and a pulse drive signal shifted in phase from the control circuit 230 is applied to the gates which are the control terminals of the switching elements 202 and 212. It is done. As a result, in the first circuit and the second circuit, similarly to the step-down converter 101 shown in FIG. 4, energy storage and discharge by the choke coils 204 and 214 are repeated, and the output is lower than the input voltage Vin of the input power supply 110. The voltage Vout can be supplied to the load 120 from between both ends of the output capacitor 225.

図４の降圧コンバータ１０１は、出力電圧Ｖoutに応じて制御回路１３０がパルス駆動信号の導通幅（オン期間）ひいては各スイッチング素子１０２，１０３の時比率Ｄを調整することで、出力電圧Ｖoutの安定化を図ると共に、その出力電圧Ｖoutが過電圧検出レベルを超えると、これらのスイッチング素子１０２，１０３へのパルス駆動信号の供給を遮断する。これは、図５の降圧コンバータ２０１において、制御回路２３０からスイッチング素子２０２，２１２に対しても同様に動作される。 In the step-down converter 101 of FIG. 4, the control circuit 130 adjusts the conduction width (ON period) of the pulse drive signal and the time ratio D of the switching elements 102 and 103 according to the output voltage Vout, thereby stabilizing the output voltage Vout. When the output voltage Vout exceeds the overvoltage detection level, the supply of the pulse drive signal to these switching elements 102 and 103 is cut off. This is similarly operated from the control circuit 230 to the switching elements 202 and 212 in the step-down converter 201 of FIG.

しかし、図４のスイッチング素子１０２や、図５のスイッチング素子２０２のドレイン・ソース間が短絡故障などを起こした場合、過電圧保護回路の機能を備えた制御回路１３０が出力電圧Ｖoutの過電圧状態を検出して、パルス駆動信号の供給を遮断するだけでは、出力電圧Ｖoutの上昇を防止することができない。 However, if a short circuit failure occurs between the drain and source of the switching element 102 in FIG. 4 or the switching element 202 in FIG. 5, the control circuit 130 having the function of an overvoltage protection circuit detects an overvoltage state of the output voltage Vout. Therefore, it is not possible to prevent the output voltage Vout from rising only by interrupting the supply of the pulse drive signal.

図６は、正常時に直流12Ｖの入力電圧Ｖinを直流1.2Ｖの出力電圧Ｖoutに変換する降圧コンバータ１０１において、メインのスイッチング素子１０２が短絡故障若しくはスイッチング素子１０２の駆動回路が故障したときに、その時比率Ｄが100％に固定された場合のシミュレーション結果を示している。ここで、上段は出力電圧Ｖoutを示しており、また下段はスイッチング素子１０２の動作状態であるスイッチングモードを示している。 FIG. 6 shows a case where the main switching element 102 is short-circuited or the drive circuit of the switching element 102 is broken in the step-down converter 101 that converts the input voltage Vin of DC 12V to the output voltage Vout of DC 1.2V at normal time. The simulation result when the ratio D is fixed to 100% is shown. Here, the upper stage shows the output voltage Vout, and the lower stage shows a switching mode which is an operation state of the switching element 102.

図６から判るように、上記原因で降圧コンバータ１０１が故障したときに、スイッチング素子１０２の時比率Ｄが0.1（10％）から１（100％）に変化すると、極めて短時間に出力電圧Ｖoutが入力電圧Ｖinと等しいレベルにまで上昇する。負荷１２０が一般的な1.2Ｖ駆動のプロセッサである場合、図６のシミュレーション結果では、故障発生から僅か２μｓ後に、出力電圧Ｖoutがプロセッサの絶対最大定格である1.55Ｖを超えてしまうことが判る。 As can be seen from FIG. 6, when the time ratio D of the switching element 102 changes from 0.1 (10%) to 1 (100%) when the step-down converter 101 breaks down due to the above cause, the output voltage Vout is very short. It rises to a level equal to the input voltage Vin. When the load 120 is a general 1.2V drive processor, the simulation result of FIG. 6 shows that the output voltage Vout exceeds the absolute maximum rating of the processor, 1.55V, only 2 μs after the failure occurs.

また、この種の降圧コンバータ１０１，２０１では、負荷１２０の変動に対する高速応答を要求されることから、チョークコイル１０４，２０４，２１４のインダクタンス値や、出力コンデンサ１０５，２２５のキャパシタンス値を小さくしなければならず、故障時における出力電圧Ｖoutの上昇スピードもそれに比例して速くなっている。そのため、こうした故障状態から負荷１２０を完全に保護するには、高速な出力電圧Ｖoutの検出回路と、負荷１２０に至るパワーラインの遮断回路が必要になり、これらの検出回路や遮断回路の追加実装によるコスト上昇が問題視されていた。 In addition, since this type of step-down converter 101, 201 requires a high-speed response to the fluctuation of the load 120, the inductance value of the choke coils 104, 204, 214 and the capacitance value of the output capacitors 105, 225 must be reduced. In addition, the rising speed of the output voltage Vout at the time of failure is proportionally faster. Therefore, in order to completely protect the load 120 from such a failure state, a detection circuit for the high-speed output voltage Vout and a cutoff circuit for the power line reaching the load 120 are necessary, and these detection circuits and cutoff circuits are additionally mounted. The cost increase due to was seen as a problem.

さらに近年は負荷１２０として、ＬＳＩ（Large Scale Integration：大規模集積回路）を動作させる電源電圧の低下が著しく、１Ｖ以下で動作するＬＳＩも出現しており、それに対応した出力電圧Ｖoutを供給できる降圧コンバータ１０１，２０１も必要とされる。降圧コンバータ１０１，２０１の出力電圧Ｖoutは、入力電圧Ｖinと時比率Ｄとの積（Ｖout＝Ｖin・Ｄ）で求められるので、入力電圧Ｖinが12Ｖで、出力電圧Ｖoutが0.8Ｖであるとすると、時比率Ｄは0.067としなければならない。これは、スイッチング周波数が500ｋＨｚの場合に、僅か130ｎｓのオン時間幅に相当する。このような短いオン時間でスイッチング素子１０２，１０３や、スイッチング素子２０３，２１３を駆動させると、高効率で高速応答可能な回路構成の実現が困難になる。 Further, in recent years, power supply voltage for operating LSI (Large Scale Integration) as a load 120 has been drastically reduced, and LSIs operating at 1 V or less have appeared, and a step-down voltage capable of supplying an output voltage Vout corresponding thereto. Converters 101 and 201 are also required. Since the output voltage Vout of the step-down converters 101 and 201 is obtained by the product of the input voltage Vin and the duty ratio D (Vout = Vin · D), it is assumed that the input voltage Vin is 12V and the output voltage Vout is 0.8V. The duty ratio D must be 0.067. This corresponds to an on time width of only 130 ns when the switching frequency is 500 kHz. When the switching elements 102 and 103 and the switching elements 203 and 213 are driven with such a short on-time, it becomes difficult to realize a circuit configuration capable of high-efficiency and high-speed response.

これらの問題を一挙に解決する手段として、特許文献２にはタップドインダクタ型の非絶縁降圧コンバータが提案されている。図７にその回路例を示す。 As means for solving these problems at once, Patent Document 2 proposes a tapped inductor type non-insulated step-down converter. FIG. 7 shows an example of the circuit.

同図において、ここでの降圧コンバータ１は、入力電源１０からの直流入力電圧Ｖinを降圧して、負荷２０に出力電圧Ｖoutを供給するもので、一次巻線２Ａと二次巻線２Ｂとを磁気結合させた第１のトランス２と、一次巻線３Ａと二次巻線３Ｂとを磁気結合させた第２のトランス３と、分圧用コンデンサ４と、第１のスイッチング素子５と、第２のスイッチング素子６と、第１のダイオード７と、第２のダイオード８と、出力コンデンサ９とにより構成される。この降圧コンバータ１は、第一相のコンバータ回路として、第１のトランス２，第１のスイッチング素子５，第１のダイオード７を備え、第二相のコンバータ回路として、第２のトランス３，第２のスイッチング素子６，第２のダイオード８を備えている。また、トランス２の一次巻線２Ａおよびトランス３の一次巻線３Ａと直列に分圧用コンデンサ４が接続され、第一相および第二相のコンバータ回路の出力端に、平滑用の出力コンデンサ９が共通して接続される。 In this figure, a step-down converter 1 here steps down a DC input voltage Vin from an input power supply 10 and supplies an output voltage Vout to a load 20. A primary winding 2A and a secondary winding 2B are connected to each other. The first transformer 2 magnetically coupled, the second transformer 3 magnetically coupled to the primary winding 3A and the secondary winding 3B, the voltage dividing capacitor 4, the first switching element 5, and the second Switching element 6, first diode 7, second diode 8, and output capacitor 9. The step-down converter 1 includes a first transformer 2, a first switching element 5, and a first diode 7 as a first phase converter circuit, and a second transformer 3 and a second diode 7 as a second phase converter circuit. 2 switching elements 6 and a second diode 8 are provided. A voltage dividing capacitor 4 is connected in series with the primary winding 2A of the transformer 2 and the primary winding 3A of the transformer 3, and a smoothing output capacitor 9 is connected to the output terminals of the first-phase and second-phase converter circuits. Connected in common.

スイッチング素子５，６は何れもＭＯＳ型ＦＥＴで構成され、これらのスイッチング素子５，６のゲートには、制御回路３０から位相をずらしたパルス駆動信号が与えられる。これにより、スイッチング素子５，６は位相差を有してスイッチング動作されるが、各スイッチング素子５，６の時比率Ｄは、０≦Ｄ＜0.5の範囲に制限され、スイッチング素子５のみオン→両方のスイッチング素子５，６がオフ（デッドタイム）→スイッチング素子６のみオン→両方のスイッチング素子５，６がオフ（デッドタイム）の動作を繰り返す。 Each of the switching elements 5 and 6 is formed of a MOS type FET, and a pulse drive signal shifted in phase from the control circuit 30 is applied to the gates of these switching elements 5 and 6. Thereby, the switching elements 5 and 6 are switched with a phase difference, but the duty ratio D of each switching element 5 and 6 is limited to a range of 0 ≦ D <0.5, and only the switching element 5 is turned on → Both switching elements 5 and 6 are turned off (dead time) → only switching element 6 is turned on → both switching elements 5 and 6 are turned off (dead time).

図７で提案する降圧コンバータ１は、出力電圧Ｖoutが次の式にて表せる。 In the step-down converter 1 proposed in FIG. 7, the output voltage Vout can be expressed by the following equation.

ここで、各トランス２，３の一次巻線２Ａ，３Ａの巻数をｎ１とし、二次巻線２Ｂ，３Ｂの巻数をｎ２とすると、ｎは一次巻線２Ａ，３Ａと二次巻線２Ｂ，３Ｂとの巻数比（＝ｎ１／ｎ２）である。 Here, when the number of turns of the primary windings 2A and 3A of the transformers 2 and 3 is n1, and the number of turns of the secondary windings 2B and 3B is n2, n is the primary windings 2A and 3A and the secondary windings 2B, The turn ratio with 3B (= n1 / n2).

したがって、タップドインダクタとして設けた各トランス２，３の巻数比ｎを調整することで、上記降圧コンバータ１０１，２０１よりも低い出力電圧Ｖoutを生成できる。上記入力電圧Ｖinが12Ｖで、出力電圧Ｖoutが0.8Ｖとした例では、巻数比ｎ＝１の場合、時比率Ｄが0.27となり、スイッチング周波数が500ｋＨｚの場合に、パルス駆動信号のオン時間幅を533ｎｓに拡大できる。このことから、図７の降圧コンバータ１では高効率で高速な応答特性を得ることができる。 Therefore, the output voltage Vout lower than that of the step-down converters 101 and 201 can be generated by adjusting the turns ratio n of the transformers 2 and 3 provided as tapped inductors. In the example in which the input voltage Vin is 12V and the output voltage Vout is 0.8V, when the turn ratio n = 1, the duty ratio D is 0.27, and when the switching frequency is 500 kHz, the ON time width of the pulse drive signal is It can be expanded to 533ns. Therefore, the step-down converter 1 of FIG. 7 can obtain a high-efficiency and high-speed response characteristic.

特許文献２で提案された降圧コンバータ１は、それ以前に知られていた降圧コンバータ１０１，２０１に比べて、次のような利点がある。
（１）同じ時比率Ｄでは、１／２（ｎ＋１）倍の低電圧が出力可能。
（２）整流素子であるダイオード７，８の耐圧が、Ｖin／２（ｎ＋１）に低くできる。
（３）出力コンデンサ９のリップル電圧が少ない。
（４）入力側素子である分圧用コンデンサ４やスイッチング素子５，６の何れかが短絡故障しても、入力電圧Ｖinが負荷２０側に伝搬しない。 The step-down converter 1 proposed in Patent Document 2 has the following advantages over the step-down converters 101 and 201 known before that.
(1) At the same duty ratio D, a low voltage of 1/2 (n + 1) times can be output.
(2) The breakdown voltage of the diodes 7 and 8 as rectifying elements can be lowered to Vin / 2 (n + 1).
(3) The ripple voltage of the output capacitor 9 is small.
(4) Even if any one of the voltage dividing capacitor 4 and the switching elements 5 and 6 which are input side elements is short-circuited, the input voltage Vin does not propagate to the load 20 side.

特開２００６−３１１６６９号公報JP 2006-311669 A 特開２００８−７２８３４号公報JP 2008-72834 A

しかし、上記従来技術では次のような問題がある。 However, the above prior art has the following problems.

図８は、図７の降圧コンバータ１において、入力電圧Ｖinが24Ｖ，出力電圧Ｖoutが1.2Ｖで動作しているときに、スイッチング素子５が短絡故障した場合の出力電圧Ｖoutと、ダイオード７のカソード電圧ＶD1と、ダイオード８のカソード電圧ＶD2の挙動を示している。上記利点（４）にあるように、ここでの出力電圧Ｖoutは、スイッチング素子５の短絡故障時に入力電圧Ｖinと等しいレベルに上昇することはないが、最大で３Ｖ程度に上昇しているので、負荷２０を過電圧から保護する観点からは不十分である。 FIG. 8 shows the output voltage Vout when the switching element 5 is short-circuited and the cathode of the diode 7 when the input voltage Vin is 24 V and the output voltage Vout is 1.2 V in the step-down converter 1 of FIG. The behavior of the voltage VD1 and the cathode voltage VD2 of the diode 8 is shown. As described in the above advantage (4), the output voltage Vout here does not rise to the same level as the input voltage Vin when the switching element 5 is short-circuited, but rises to about 3 V at the maximum. This is insufficient from the viewpoint of protecting the load 20 from overvoltage.

そこで本発明は上記問題点に鑑み、高効率で高速な応答特性を得る利点を損なうことなく、故障時に過電圧を出力させない非絶縁コンバータの過電圧保護回路を提供することを、その目的とする。 In view of the above problems, an object of the present invention is to provide an overvoltage protection circuit for a non-insulated converter that does not output an overvoltage at the time of failure without impairing the advantage of obtaining a high-efficiency and high-speed response characteristic.

本発明における非絶縁コンバータの過電圧保護回路は、一次巻線と二次巻線とを磁気結合してなる第１のトランスと、一次巻線と二次巻線とを磁気結合してなる第２のトランスと、分圧用コンデンサと、第１および第２のスイッチング素子と、第１および第２の整流素子と、出力コンデンサとを備え、前記分圧用コンデンサは、前記第１および第２のスイッチング素子に向けて一端が繋がれており、第１の期間に前記第１のスイッチング素子のみをオンさせ、第２の期間に前記第１および前記第２のスイッチング素子を両方ともオフさせ、第３の期間に前記第２のスイッチング素子のみをオンさせ、第４の期間に前記第１および前記第２のスイッチング素子を両方ともオフさせる動作を繰り返すことにより、前記分圧用コンデンサと前記第１のトランスの一次巻線と前記２のトランスの一次巻線とからなる直列回路を、前記第１の期間に前記入力電源と前記第１のトランスの二次巻線および前記出力コンデンサに直列接続させ、ならびに、前記第３の期間に前記第２のトランスの二次巻線と前記出力コンデンサに直列接続させて、前記第１および前記第２のトランスに二相の励磁電流をそれぞれ生成し、前記第２の期間に、前記第１のトランスの二次巻線に流れる電流を前記第１の整流素子により整流し、前記第４の期間に、前記第２のトランスの二次巻線に流れる電流を前記第２の整流素子により整流することで、直流電圧を負荷に供給する非絶縁コンバータにおいて、前記第２の整流素子の接地された一端を基準として、当該第２の整流素子の他端に発生する電圧を検出し、その検出値が基準値を超えたら遮断信号を出力する故障判定回路と、前記遮断信号を受けて、前記第１および前記第２のスイッチング素子へのパルス駆動信号の供給を停止する駆動信号停止回路とを備えている。 An overvoltage protection circuit for a non-insulated converter according to the present invention includes a first transformer formed by magnetically coupling a primary winding and a secondary winding, and a second formed by magnetically coupling the primary winding and the secondary winding. A transformer, a voltage dividing capacitor, first and second switching elements, first and second rectifying elements, and an output capacitor, wherein the voltage dividing capacitor includes the first and second switching elements. One end of the first switching element is turned on during the first period, and both the first and second switching elements are turned off during the second period, By repeating the operation of turning on only the second switching element during the period and turning off both the first and second switching elements during the fourth period, the voltage dividing capacitor and the first switching element are repeated. A series circuit composed of a primary winding of the transformer and a primary winding of the second transformer is connected in series to the input power source, the secondary winding of the first transformer and the output capacitor in the first period; And in the third period, the secondary winding of the second transformer and the output capacitor are connected in series to generate two-phase excitation currents in the first and second transformers, respectively. The current flowing in the secondary winding of the first transformer is rectified by the first rectifier element in the period 2 and the current flowing in the secondary winding of the second transformer is rectified in the fourth period. Generated at the other end of the second rectifying element in the non-insulating converter that supplies a DC voltage to the load by rectifying by the second rectifying element with reference to the grounded one end of the second rectifying element. To detect the voltage A failure determination circuit that outputs a cutoff signal when a detected value exceeds a reference value; a drive signal stop circuit that receives the cutoff signal and stops supply of a pulse drive signal to the first and second switching elements; It has.

この場合の前記故障判定回路は、前記第１の整流素子の接地された一端を基準として、当該第１の整流素子の他端に発生する電圧を検出し、その検出値が基準値を超えたら前記遮断信号を出力するように構成してもよい。 In this case, the failure determination circuit detects a voltage generated at the other end of the first rectifying element on the basis of the grounded one end of the first rectifying element, and the detected value exceeds a reference value. You may comprise so that the said interruption | blocking signal may be output.

代わりに、前記故障判定回路は、前記接地された点を基準として、前記分圧用コンデンサの他端に発生する電圧を検出し、その検出値が基準値を超えたら前記遮断信号を出力するように構成してもよい。 Instead, the failure determination circuit detects a voltage generated at the other end of the voltage dividing capacitor with reference to the grounded point, and outputs the cutoff signal when the detected value exceeds a reference value. It may be configured.

上記各構成において、前記遮断信号が出力されると、外部に警報信号を送出するように構成するのが好ましい。 In each of the above configurations, it is preferable that an alarm signal is sent to the outside when the shut-off signal is output.

請求項１の発明によれば、高効率で高速な応答特性を有する降圧コンバータとしての特徴を生かしながら、第１のスイッチング素子または第２のスイッチング素子が短絡故障すると、第２の整流素子の他端に発生する電圧が跳ね上がることを利用して、故障判定回路が遮断信号を出力することで、第１および前記第２のスイッチング素子へのパルス駆動信号の供給を停止して、出力電圧を速やかに低下させ、故障時に過電圧を出力させないようにすることができる。 According to the invention of claim 1, when the first switching element or the second switching element is short-circuited while taking advantage of the step-down converter having high efficiency and high-speed response characteristics, By utilizing the fact that the voltage generated at the end jumps up, the failure determination circuit outputs a cut-off signal, so that the supply of the pulse drive signal to the first and second switching elements is stopped, and the output voltage is quickly increased. The overvoltage can be prevented from being output at the time of failure.

請求項２の発明によれば、分圧用コンデンサが短絡故障したときに、第１の整流素子の他端に発生する電圧が跳ね上がった場合にも、故障判定回路からの遮断信号によって、出力電圧を速やかに低下させることができ、第１および第２のスイッチング素子の短絡故障時のみならず、分圧用コンデンサの短絡故障においても、過電圧を出力させないようにすることができる。 According to the second aspect of the present invention, even when the voltage generated at the other end of the first rectifying element jumps up when the voltage dividing capacitor is short-circuited, the output voltage is reduced by the cutoff signal from the failure determination circuit. It is possible to quickly reduce the voltage, and it is possible to prevent the overvoltage from being output not only when the first and second switching elements are short-circuited but also when the voltage dividing capacitor is short-circuited.

請求項３の発明によれば、分圧用コンデンサが短絡故障したときに、分圧用コンデンサの他端に発生する電圧が跳ね上がった場合にも、故障判定回路からの遮断信号によって、出力電圧を速やかに低下させることができ、第１および第２のスイッチング素子の短絡故障時のみならず、分圧用コンデンサの短絡故障においても、過電圧を出力させないようにすることができる。さらにこの場合は、分圧用コンデンサの短絡故障を、第１および第２のトランスの一次巻線と二次巻線との比に依存することなく直接的に検出できる。 According to the invention of claim 3, even when the voltage generated at the other end of the voltage dividing capacitor jumps up when the voltage dividing capacitor is short-circuited, the output voltage is quickly adjusted by the interruption signal from the failure determination circuit. The overvoltage can be prevented from being output not only at the time of a short circuit failure of the first and second switching elements but also at the time of a short circuit failure of the voltage dividing capacitor. Further, in this case, a short-circuit fault of the voltage dividing capacitor can be directly detected without depending on the ratio between the primary winding and the secondary winding of the first and second transformers.

請求項４の発明によれば、過電圧保護回路を備えた非絶縁コンバータが複数稼動しているときに、どの非絶縁コンバータが故障したのかを警報信号の送出により直ちに判断することができる。 According to the invention of claim 4, when a plurality of non-insulated converters having an overvoltage protection circuit are operating, it is possible to immediately determine which non-insulated converter has failed by sending an alarm signal.

本発明の一実施例におけるスイッチング電源装置の回路図である。It is a circuit diagram of the switching power supply device in one Example of this invention. 同上、コンバータ故障時における各部の波形図である。It is a waveform diagram of each part at the time of converter failure same as the above. 別な変形例を示すスイッチング電源装置の回路図である。It is a circuit diagram of the switching power supply device which shows another modification. 従来のスイッチング電源装置を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the conventional switching power supply device. 従来の別なスイッチング電源装置を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows another conventional switching power supply device. 図４や図５の回路で、コンバータ故障時における各部のシミュレーション結果を示す波形図である。FIG. 6 is a waveform diagram showing a simulation result of each part at the time of converter failure in the circuits of FIGS. 4 and 5. 従来知られているタップドインダクタ型の非絶縁降圧コンバータを含むスイッチング電源装置を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the switching power supply device containing the tapped inductor type non-insulation step-down converter known conventionally. 図７の回路で、コンバータ故障時における各部の波形図である。FIG. 8 is a waveform diagram of each part at the time of converter failure in the circuit of FIG. 7.

以下、添付図面に基づいて、本発明における好適な回路例を詳細に説明する。なお、実施例において共通する構成には共通の符号を付し、同一箇所の説明は重複を避けるために極力省略する。 Hereinafter, preferred circuit examples according to the present invention will be described in detail with reference to the accompanying drawings. In addition, the same code | symbol is attached | subjected to the same structure in an Example, and description of the same location is abbreviate | omitted as much as possible in order to avoid duplication.

図１は、本発明の一実施例を示すスイッチング電源装置の回路図である。同図において、非絶縁降圧コンバータ１は図７で示したものと同一であるが、ここで各素子の接続を説明すると、入力電源１０の正極性端子にはスイッチング素子５のドレインが接続され、このスイッチング素子５のソースに、分圧用コンデンサ４の一端と別なスイッチング素子６のドレインが接続される。分圧用コンデンサ４の他端には、トランス３の一次巻線３Ａの他端である非ドット端子が接続され、トランス３の一次巻線３Ａの一端であるドット端子には、トランス２の一次巻線２Ａの一端であるドット端子が接続され、トランス２の一次巻線２Ａの他端である非ドット端子には、ダイオード７のカソードとトランス２の二次巻線２Ｂの一端であるドット端子がそれぞれ接続される。そして、トランス２の二次巻線２Ｂの他端である非ドット端子に、出力コンデンサ９の一端が接続され、この出力コンデンサ９の他端が、接地された入力電源１０の負極性端子およびダイオード７のアノードに接続されることで、前記第一相のコンバータ回路が構成される。 FIG. 1 is a circuit diagram of a switching power supply apparatus showing an embodiment of the present invention. In the figure, the non-insulated step-down converter 1 is the same as that shown in FIG. 7, but the connection of each element will be described here. The drain of the switching element 5 is connected to the positive terminal of the input power supply 10, One end of the voltage dividing capacitor 4 and another drain of the switching element 6 are connected to the source of the switching element 5. A non-dot terminal which is the other end of the primary winding 3A of the transformer 3 is connected to the other end of the voltage dividing capacitor 4, and a primary winding of the transformer 2 is connected to a dot terminal which is one end of the primary winding 3A of the transformer 3. A dot terminal which is one end of the line 2A is connected, and a non-dot terminal which is the other end of the primary winding 2A of the transformer 2 has a dot terminal which is the cathode of the diode 7 and one end of the secondary winding 2B of the transformer 2. Each is connected. Then, one end of the output capacitor 9 is connected to the non-dot terminal which is the other end of the secondary winding 2B of the transformer 2, and the other end of the output capacitor 9 is connected to the negative terminal and the diode of the grounded input power source 10. The first phase converter circuit is configured by being connected to the anode 7.

一方、前記スイッチング素子６のソースは、ダイオード８のカソードとトランス３の二次巻線３Ｂの一端であるドット端子がそれぞれ接続され、トランス３の二次巻線３Ｂの他端である非ドット端子に、出力コンデンサ９の一端が接続され、この出力コンデンサ９の他端が、接地されたダイオード８のアノードに接続されることで、前記第二相のコンバータ回路が構成される。そして、出力コンデンサ９の両端に負荷２０を接続することにより、降圧コンバータ１から負荷２０に出力電圧Ｖoutを供給する構成となっている。 On the other hand, the source of the switching element 6 is connected to the cathode of the diode 8 and the dot terminal which is one end of the secondary winding 3B of the transformer 3, respectively, and the non-dot terminal which is the other end of the secondary winding 3B of the transformer 3 In addition, one end of the output capacitor 9 is connected, and the other end of the output capacitor 9 is connected to the anode of the grounded diode 8, thereby forming the second-phase converter circuit. The output voltage Vout is supplied from the step-down converter 1 to the load 20 by connecting the load 20 to both ends of the output capacitor 9.

なお、降圧コンバータ１の構成として、例えば分圧用コンデンサ４は、トランス２の一次巻線２Ａとトランス３の一次巻線３Ａの一次巻線との間に挿入接続してもよく、一次巻線２Ａ，３Ａと分圧用コンデンサ４とによる直列回路が形成されればよい。また、ダイオード７に代わる第１の整流素子として、スイッチング素子５と相補的に動作するＭＯＳ型ＦＥＴなどのスイッチ素子を用い、同様にダイオード８に代わる第２の整流素子として、スイッチング素子６と相補的に動作するＭＯＳ型ＦＥＴなどのスイッチ素子を用いてもよい。 As a configuration of the step-down converter 1, for example, the voltage dividing capacitor 4 may be inserted and connected between the primary winding 2A of the transformer 2 and the primary winding 3A of the transformer 3, or the primary winding 2A. , 3A and a voltage dividing capacitor 4 may be formed. In addition, a switching element such as a MOS FET that operates complementarily to the switching element 5 is used as the first rectifying element that replaces the diode 7. Similarly, the switching element 6 is complementary to the second rectifying element that replaces the diode 8. Alternatively, a switching element such as a MOS FET that operates in a normal manner may be used.

４０は、本実施例において付加された故障判定回路である。この故障判定回路４０は、スイッチング素子５，６や分圧用コンデンサ４が短絡故障したと判定すると、制御回路３０の制御端子Ｓ／Ｄに例えばＨ（高）レベルの遮断信号を出力するもので、ここでは整流素子の接地されていない端子電圧として、ダイオード７，８のカソード電圧ＶD1，ＶD2をそれぞれ検出するダイオード４２，４３およびコンデンサ４５と、安定した基準電圧Ｖrefを生成する基準電源４６と、コンデンサ４５の両端に発生する整流検出電圧が正常な動作時に比べて異常に上昇し、基準電源４６からの基準電圧Ｖrefを上回ると、前記Ｈレベルの遮断信号を出力する比較器４７と、をそれぞれ備えている。 Reference numeral 40 denotes a failure determination circuit added in the present embodiment. When the failure determination circuit 40 determines that the switching elements 5 and 6 and the voltage dividing capacitor 4 are short-circuited, the failure determination circuit 40 outputs, for example, an H (high) level cutoff signal to the control terminal S / D of the control circuit 30. Here, as terminal voltages of the rectifying element that are not grounded, diodes 42 and 43 and a capacitor 45 for detecting cathode voltages VD1 and VD2 of the diodes 7 and 8, respectively, a reference power supply 46 for generating a stable reference voltage Vref, and a capacitor And a comparator 47 that outputs the H level cut-off signal when the rectification detection voltage generated at both ends of 45 rises abnormally compared to the normal operation and exceeds the reference voltage Vref from the reference power supply 46. ing.

より具体的には、ダイオード４３とコンデンサ４５からなる第１のピーク整流回路は、主にスイッチング素子５，６の短絡故障を監視するのに設けられたもので、ダイオード４３のアノードがダイオード８のカソードに接続され、ダイオード４３のカソードがコンデンサ４５の一端に接続される。一方、ダイオード４２とコンデンサ４５からなる第２のピーク整流回路は、主にコンデンサ４の短絡故障を監視するのに設けられたもので、ダイオード４２のアノードがダイオード７のカソードに接続され、ダイオード４２のカソードがコンデンサ４５の一端に接続される。第１および第２のピーク整流回路は、共通のコンデンサ４５により素子数の低減を図っているが、別々にコンデンサを設けてもよい。これは、基準電源４６や比較器４７についても同じことがいえる。 More specifically, the first peak rectifier circuit including the diode 43 and the capacitor 45 is provided mainly for monitoring a short-circuit failure of the switching elements 5 and 6, and the anode of the diode 43 is the diode 8. The cathode of the diode 43 is connected to one end of the capacitor 45. On the other hand, the second peak rectifier circuit composed of the diode 42 and the capacitor 45 is provided mainly for monitoring a short-circuit fault of the capacitor 4. The anode of the diode 42 is connected to the cathode of the diode 7, and the diode 42. Are connected to one end of a capacitor 45. In the first and second peak rectifier circuits, the number of elements is reduced by a common capacitor 45, but capacitors may be provided separately. The same can be said for the reference power supply 46 and the comparator 47.

比較器４７は、一方の入力端子である非反転入力端子をコンデンサ４５の一端に接続し、他方の入力端子である反転入力端子を基準電源４６の正極性端子に接続し、出力端子を制御回路３０の制御端子Ｓ／Ｄに接続している。また、基準電源４６の負極性端子はコンデンサ４５の他端と共に接地される。比較手段としての比較器４７はオペアンプに限らず、他の回路構成で実現してもよい。 The comparator 47 has a non-inverting input terminal which is one input terminal connected to one end of the capacitor 45, an inverting input terminal which is the other input terminal is connected to the positive terminal of the reference power supply 46, and an output terminal which is a control circuit. It is connected to 30 control terminals S / D. The negative terminal of the reference power supply 46 is grounded together with the other end of the capacitor 45. The comparator 47 as the comparison means is not limited to the operational amplifier, and may be realized by another circuit configuration.

故障判定回路４０は、図１に示すもの以外で種々の変形が可能である。例えば、ダイオード７，８のカソード電圧ＶD1，ＶD2が異常に上昇したら、定電圧素子（ツェナーダイオード）に電流が流れることを利用して遮断信号を出力する回路としてもよい。また、前記ダイオード７，８のカソード電圧ＶD1，ＶD2を、Ａ／Ｄコンバータにより連続的なアナログ値から離散的なディジタル値に変換し、これを読み込んで異常であると判定したら、遮断信号を出力する構成としてもよい。 The failure determination circuit 40 can be variously modified other than that shown in FIG. For example, when the cathode voltages VD1 and VD2 of the diodes 7 and 8 rise abnormally, a circuit that outputs a cut-off signal by using a current flowing through the constant voltage element (zener diode) may be used. The cathode voltages VD1 and VD2 of the diodes 7 and 8 are converted from a continuous analog value to a discrete digital value by an A / D converter, and when this is read and determined to be abnormal, a cutoff signal is output. It is good also as composition to do.

制御回路３０は、制御端子Ｓ／Ｄに遮断信号が入力されない正常時に、スイッチング素子５，６のゲートに位相をずらしたパルス駆動信号を供給する。また、正常時に制御回路３０は出力電圧Ｖoutを監視し、この出力電圧Ｖoutに応じてパルス駆動信号の導通幅ひいては各スイッチング素子５，６の時比率Ｄを調整する。これにより、スイッチング素子５，６は位相差を有してスイッチング動作されるが、各スイッチング素子５，６の時比率Ｄは、０≦Ｄ＜0.5の範囲に制限され、スイッチング素子５のみオン→両方のスイッチング素子５，６がオフ（デッドタイム）→スイッチング素子６のみオン→両方のスイッチング素子５，６がオフ（デッドタイム）の動作を繰り返す。 The control circuit 30 supplies a pulse drive signal whose phase is shifted to the gates of the switching elements 5 and 6 when the cutoff signal is not input to the control terminal S / D. Further, the control circuit 30 monitors the output voltage Vout at the normal time, and adjusts the conduction width of the pulse drive signal and the duty ratio D of the switching elements 5 and 6 according to the output voltage Vout. Thereby, the switching elements 5 and 6 are switched with a phase difference, but the duty ratio D of each switching element 5 and 6 is limited to a range of 0 ≦ D <0.5, and only the switching element 5 is turned on → Both switching elements 5 and 6 are turned off (dead time) → only switching element 6 is turned on → both switching elements 5 and 6 are turned off (dead time).

一方、制御回路３０は制御端子Ｓ／Ｄに遮断信号が入力されると、スイッチング素子５，６へのパルス駆動信号の供給を停止する駆動信号停止回路５０を備えている。本実施例では、駆動信号停止回路５０が制御回路３０に組み込まれているが、制御回路３０とは独立した構成としてもよい。この駆動信号停止回路５０は、前記故障判定回路４０から遮断信号が発生すると、スイッチング電源装置の外部に警報信号を送出する出力端子ＯＵＴを備えている。当該警報信号は、例えば図１に示す複数のスイッチング電源装置を管理する電源システム（図示せず）などに送出され、それにより電源システムはどのスイッチング電源装置が短絡故障を起こしているのかを把握することができる。 On the other hand, the control circuit 30 includes a drive signal stop circuit 50 that stops the supply of the pulse drive signal to the switching elements 5 and 6 when a cutoff signal is input to the control terminal S / D. In this embodiment, the drive signal stop circuit 50 is incorporated in the control circuit 30, but may be configured independently of the control circuit 30. The drive signal stop circuit 50 includes an output terminal OUT for sending an alarm signal to the outside of the switching power supply device when a cutoff signal is generated from the failure determination circuit 40. The alarm signal is sent to, for example, a power supply system (not shown) that manages a plurality of switching power supply devices shown in FIG. 1, and the power supply system grasps which switching power supply device is causing a short-circuit failure. be able to.

次に、上記構成における動作を説明する。分圧用コンデンサ４やスイッチング素子５，６が短絡故障していない正常時において、制御回路３０からスイッチング素子５，６のゲートにパルス駆動信号がそれぞれ与えられると、スイッチング素子５，６は双方がオフになるデッドタイム期間を有しながら、交互にオン・オフを繰り返す。 Next, the operation in the above configuration will be described. When the voltage dividing capacitor 4 and the switching elements 5 and 6 are in a normal state where no short-circuit failure has occurred, when a pulse drive signal is applied from the control circuit 30 to the gates of the switching elements 5 and 6, the switching elements 5 and 6 are both turned off On / off is repeated alternately while having a dead time period.

そして、スイッチング素子５のみオンする第１の期間では、スイッチング素子６はオフしており、トランス２の一次巻線２Ａとトランス３の一次巻線３Ａと分圧用コンデンサ４とからなる直列回路が、入力電源１０とトランス２の二次巻線２Ｂと出力コンデンサ９に連結され、これらの各素子による閉回路が形成される。このとき、ダイオード７は逆バイアスされるので、トランス２は単なるインダクタとして機能し、トランス２を流れる電流、すなわち励磁電流と二次巻線電流は直線的に増加しながら負荷２０側へ流れ込む。また、トランス２に流れる電流がトランス３の一次巻線３Ａにも流れることにより、順バイアスされたダイオード８を通して、トランス３の二次巻線３Ｂから負荷２０側へ電流が流れ込む。さらに、トランス３に蓄えられる励磁エネルギーが二次巻線３Ｂから負荷２０側へ放出するので、トランス３の励磁電流は直線的に減少する。 In the first period in which only the switching element 5 is turned on, the switching element 6 is turned off, and a series circuit including the primary winding 2A of the transformer 2, the primary winding 3A of the transformer 3, and the voltage dividing capacitor 4 is The input power supply 10, the secondary winding 2B of the transformer 2 and the output capacitor 9 are connected to form a closed circuit by these elements. At this time, since the diode 7 is reverse-biased, the transformer 2 functions as a simple inductor, and the current flowing through the transformer 2, that is, the excitation current and the secondary winding current, flow linearly and flow into the load 20 side. Further, when the current flowing through the transformer 2 also flows through the primary winding 3A of the transformer 3, the current flows from the secondary winding 3B of the transformer 3 to the load 20 side through the forward-biased diode 8. Furthermore, since the excitation energy stored in the transformer 3 is released from the secondary winding 3B to the load 20 side, the excitation current of the transformer 3 decreases linearly.

続いて、両方のスイッチング素子５，６がオフする第２の期間になると、ダイオード７，８は何れも順バイアスされ、トランス２の励磁エネルギーが二次巻線２Ｂから負荷２０側に放出されると共に、トランス３の励磁エネルギーが二次巻線３Ｂから負荷２０側に放出される。したがって、各トランス２，３の励磁電流は直線的に減少する。 Subsequently, in the second period in which both the switching elements 5 and 6 are turned off, the diodes 7 and 8 are both forward biased, and the excitation energy of the transformer 2 is released from the secondary winding 2B to the load 20 side. At the same time, the excitation energy of the transformer 3 is released from the secondary winding 3B to the load 20 side. Therefore, the excitation current of each transformer 2 and 3 decreases linearly.

次に、スイッチング素子６のみオンする第３の期間では、スイッチング素子５はオフしており、トランス２の一次巻線２Ａとトランス３の一次巻線３Ａと分圧用コンデンサ４とからなる直列回路が、トランス３の二次巻線３Ｂと出力コンデンサ９に連結され、これらの各素子による閉回路が形成される。このとき、分圧用コンデンサ４の両端間に発生する直流電圧が電源の代わりとなって、ダイオード８が逆バイアスされ、トランス３は単なるインダクタとして機能し、トランス３を流れる電流、すなわち励磁電流と二次巻線電流は直線的に増加しながら負荷２０側へ流れ込む。また、トランス３に流れる電流がトランス２の一次巻線２Ａにも流れることにより、順バイアスされたダイオード７を通して、トランス２の二次巻線２Ｂから負荷２０側へ電流が流れ込む。さらに、トランス２に蓄えられる励磁エネルギーが二次巻線２Ｂから負荷２０側へ放出するので、トランス２の励磁電流は直線的に減少する。 Next, in the third period in which only the switching element 6 is turned on, the switching element 5 is turned off, and a series circuit composed of the primary winding 2A of the transformer 2, the primary winding 3A of the transformer 3, and the voltage dividing capacitor 4 is formed. The secondary winding 3B of the transformer 3 and the output capacitor 9 are connected to each other to form a closed circuit. At this time, the DC voltage generated between both ends of the voltage dividing capacitor 4 serves as a power source, the diode 8 is reverse-biased, and the transformer 3 functions as a simple inductor. The next winding current flows into the load 20 while increasing linearly. Further, the current flowing through the transformer 3 also flows through the primary winding 2A of the transformer 2, so that the current flows from the secondary winding 2B of the transformer 2 to the load 20 through the forward-biased diode 7. Furthermore, since the excitation energy stored in the transformer 2 is released from the secondary winding 2B to the load 20 side, the excitation current of the transformer 2 decreases linearly.

その後、両方のスイッチング素子５，６が再びオフする第４の期間になる。このとき、ダイオード７，８は何れも順バイアスされ、トランス２の励磁エネルギーが二次巻線２Ｂから負荷２０側に放出されると共に、トランス３の励磁エネルギーが二次巻線３Ｂから負荷２０側に放出され、各トランス２，３の励磁電流は直線的に減少する。 Thereafter, a fourth period in which both switching elements 5 and 6 are turned off again is entered. At this time, both the diodes 7 and 8 are forward-biased, and the excitation energy of the transformer 2 is released from the secondary winding 2B to the load 20 side, and the excitation energy of the transformer 3 is transferred from the secondary winding 3B to the load 20 side. The excitation current of each transformer 2 and 3 decreases linearly.

こうした降圧コンバータ１の動作中に、故障判定回路４０は、ダイオード７のカソード電圧ＶD1をダイオード４２とコンデンサ４５でピーク整流すると共に、ダイオード８のカソード電圧ＶD2をダイオード４３とコンデンサ４５でピーク整流し、コンデンサ４５の両端間にカソード電圧ＶD1，ＶD2のなかで最大なピーク値Ｖｃ（＝max（ＶD1，ＶD2））を検出する。正常時におけるカソード電圧ＶD1，ＶD2のピーク値Ｖｃnormalは、２（ｎ＋１）であり、故障検出レベルである基準電圧Ｖrefはそれよりも大きい値に設定されているので（Ｖｃnormal＜Ｖref）、比較器４７は遮断信号を出力せず、したがって制御回路３０は上記パルス駆動信号を供給し続ける。 During the operation of the step-down converter 1, the failure determination circuit 40 rectifies the cathode voltage VD1 of the diode 7 with the diode 42 and the capacitor 45, and rectifies the cathode voltage VD2 of the diode 8 with the diode 43 and the capacitor 45. The maximum peak value Vc (= max (VD1, VD2)) is detected between the both ends of the capacitor 45 among the cathode voltages VD1, VD2. The peak value Vcnormal of the cathode voltages VD1 and VD2 at the normal time is 2 (n + 1), and the reference voltage Vref which is a failure detection level is set to a value larger than that (Vcnormal <Vref). Does not output a cut-off signal, so the control circuit 30 continues to supply the pulse drive signal.

一方、スイッチング素子５，６の少なくとも一方が短絡故障すると、スイッチング素子５，６が同時にオンする期間が生じ、その期間に直流電源１０とダイオード８との閉回路が形成される。このとき、ダイオード８のカソード電圧ＶD2のピーク値Ｖｃabnormalは入力電圧Ｖinに跳ね上がる。例として、巻数比ｎ＝１ならば、スイッチング素子５，６の短絡故障時におけるカソード電圧ＶD2のピーク値Ｖｃabnormalは、正常時におけるピーク値Ｖｃabnormal（＝Ｖin／４）の４倍となる。 On the other hand, when at least one of the switching elements 5 and 6 is short-circuited, a period during which the switching elements 5 and 6 are simultaneously turned on occurs, and a closed circuit of the DC power supply 10 and the diode 8 is formed during that period. At this time, the peak value Vcabnormal of the cathode voltage VD2 of the diode 8 jumps to the input voltage Vin. As an example, if the turn ratio n = 1, the peak value Vcabnormal of the cathode voltage VD2 when the switching elements 5 and 6 are short-circuited is four times the peak value Vcabnormal (= Vin / 4) when normal.

また、分圧用コンデンサ４が短絡故障していない場合は、分圧用コンデンサ４の他端を基準として一端にＶin／２の電圧が発生するが、分圧用コンデンサ４が短絡故障すると、ダイオード７のカソード電圧ＶD1のピーク値Ｖｃabnormalは、前記正常なピーク値Ｖｃnormalに対して分圧用コンデンサ４の両端間に発生する電圧（Ｖin／２）分が跳ね上がる。例として、巻数比ｎ＝１ならば、分圧用コンデンサ４の短絡故障時におけるカソード電圧ＶD1のピーク値ＶｃabnormalはＶin／２となり、正常時におけるピーク値Ｖｃabnormal（＝Ｖin／４）の２倍となる。 Further, when the voltage dividing capacitor 4 is not short-circuited, a voltage of Vin / 2 is generated at one end with respect to the other end of the voltage dividing capacitor 4. However, when the voltage dividing capacitor 4 is short-circuited, the cathode of the diode 7 The peak value Vcabnormal of the voltage VD1 is increased by the voltage (Vin / 2) generated between both ends of the voltage dividing capacitor 4 with respect to the normal peak value Vcnormal. As an example, if the turn ratio n = 1, the peak value Vcabnormal of the cathode voltage VD1 when the voltage dividing capacitor 4 is short-circuited is Vin / 2, which is twice the normal value of the peak value Vcabnormal (= Vin / 4). .

比較器４７は、こうした短絡故障時のピーク値Ｖｃabnormalと、基準電源４６からの基準電圧Ｖrefとを比較するが、予め短絡故障時のピーク値Ｖｃabnormalよりも基準電圧Ｖrefを低く設定することで、故障検出を知らせる遮断信号を、比較器４７から制御回路３０の制御端子Ｓ／Ｄに出力できる。 The comparator 47 compares the peak value Vcabnormal at the time of the short-circuit failure with the reference voltage Vref from the reference power supply 46. By setting the reference voltage Vref lower than the peak value Vcabnormal at the time of the short-circuit failure in advance, the comparator 47 A shut-off signal that informs detection can be output from the comparator 47 to the control terminal S / D of the control circuit 30.

制御回路３０に組み込まれた駆動信号停止回路５０は、故障判定回路４０から遮断信号が出力されると、スイッチング素子５，６へのパルス駆動信号の供給を遮断する。これにより、一方の例えばスイッチング素子５が短絡故障した場合は、短絡故障していない他方のスイッチング素子６はオフ状態のままになり、出力電圧Ｖoutは速やかに低下して、負荷２０に過電圧が供給されるのを防止できる。これは、スイッチング素子６が短絡故障した場合にも、同じことがいえる。また、分圧用コンデンサ４が短絡故障した場合も、故障判定回路４０からの遮断信号を受けて、スイッチング素子５，６がオフ状態のままとなり、出力電圧Ｖoutは同様に速やかに低下して、負荷２０に過電圧が供給されるのを防止できる。 The drive signal stop circuit 50 incorporated in the control circuit 30 cuts off the supply of the pulse drive signal to the switching elements 5 and 6 when the cutoff signal is output from the failure determination circuit 40. As a result, when one of the switching elements 5, for example, is short-circuited, the other switching element 6 that is not short-circuited remains in the OFF state, the output voltage Vout quickly decreases, and an overvoltage is supplied to the load 20. Can be prevented. The same applies to the case where the switching element 6 is short-circuited. Also, when the voltage dividing capacitor 4 has a short circuit failure, the switching elements 5 and 6 remain in the OFF state in response to the interruption signal from the failure determination circuit 40, and the output voltage Vout decreases rapidly in the same manner. It is possible to prevent the overvoltage from being supplied to 20.

上記故障判定回路４０の動作で注目すべき点は、スイッチング素子５，６や分圧用コンデンサ４の短絡故障時において、カソード電圧ＶD1，ＶD2のピーク値Ｖｃabnormalが、正常時に対して急激（例えば、２倍乃至４倍）に跳ね上がる、ということにある。一般的な過電圧保護回路の場合は、出力電圧Ｖoutを監視して、その電圧検出レベルが設定値を超えたらスイッチング素子５，６へのパルス駆動信号の供給を遮断しているが、設定値は出力電圧Ｖoutを基準にして、ある上限値に設定せざるを得ないため、出力電圧Ｖoutが設定値にまで上昇するのにタイムラグを生じ、負荷２０を過電圧から十分に保護することができない。しかし、本実施例における故障判定回路４０は、スイッチングパルス単位でスイッチング素子５，６や分圧用コンデンサ４の短絡故障を判定できるので、故障発生直後に出力電圧Ｖoutを速やかに低下させることができ、負荷２０を過電圧から確実に保護することができる。 What should be noted in the operation of the failure determination circuit 40 is that the peak values Vcabnormal of the cathode voltages VD1 and VD2 are abrupt with respect to normal (for example, 2) when the switching elements 5 and 6 and the voltage dividing capacitor 4 are short-circuited. Is to jump up to 4 times). In the case of a general overvoltage protection circuit, the output voltage Vout is monitored, and when the voltage detection level exceeds the set value, the supply of the pulse drive signal to the switching elements 5 and 6 is cut off. Since the output voltage Vout must be set to a certain upper limit value, a time lag occurs when the output voltage Vout rises to the set value, and the load 20 cannot be sufficiently protected from overvoltage. However, since the failure determination circuit 40 in this embodiment can determine a short-circuit failure of the switching elements 5 and 6 and the voltage dividing capacitor 4 in units of switching pulses, the output voltage Vout can be quickly reduced immediately after the failure occurs. The load 20 can be reliably protected from overvoltage.

図２は、図１の故障判定回路４０を備えた降圧コンバータ１において、入力電圧Ｖinが24Ｖ，出力電圧Ｖoutが1.2Ｖで動作しているときに、スイッチング素子５が短絡故障した場合の制御端子Ｓ／Ｄの電圧と、出力電圧Ｖoutと、ダイオード７のカソード電圧ＶD1と、ダイオード８のカソード電圧ＶD2の挙動を示している。この図からも明らかなように、スイッチング素子５が短絡故障した直後に、カソード電圧ＶD2のピーク値Ｖｃabnormalが急激に跳ね上がり、そこで故障判定回路４０から遮断信号が発生して、出力電圧Ｖoutが大きく上昇する前に、スイッチング素子６のスイッチング動作が停止していることが判る。 FIG. 2 shows a control terminal when the switching element 5 is short-circuited when the input voltage Vin is 24 V and the output voltage Vout is 1.2 V in the step-down converter 1 having the failure determination circuit 40 of FIG. The behavior of the S / D voltage, the output voltage Vout, the cathode voltage VD1 of the diode 7 and the cathode voltage VD2 of the diode 8 is shown. As is apparent from this figure, immediately after the switching element 5 is short-circuited, the peak value Vcabnormal of the cathode voltage VD2 jumps up suddenly, whereupon a cutoff signal is generated from the failure determination circuit 40, and the output voltage Vout increases greatly. It can be seen that the switching operation of the switching element 6 is stopped before the operation.

その他、故障判定回路４０の好適な変形例を図３に示す。本変形例で示す故障判定回路４０は、第２のピーク整流回路を構成するダイオード４２のアノードが、ダイオード７のカソードにではなく、分圧用コンデンサ４の他端に接続されている。この場合、第２のピーク整流回路は分圧用コンデンサ４の短絡故障を、巻数比ｎに依存することなくより直接的に検出できる。 In addition, a preferred modification of the failure determination circuit 40 is shown in FIG. In the failure determination circuit 40 shown in this modification, the anode of the diode 42 constituting the second peak rectifier circuit is connected not to the cathode of the diode 7 but to the other end of the voltage dividing capacitor 4. In this case, the second peak rectifier circuit can more directly detect a short circuit failure of the voltage dividing capacitor 4 without depending on the turn ratio n.

正常時において、分圧用コンデンサ４の両端間にはＶin／２の電圧が発生するので、グランドを基準として分圧用コンデンサ４の他端には、Ｖin／２の電圧が発生する。これに対して、分圧用コンデンサ４が短絡故障すると、分圧用コンデンサ４の他端は入力電圧Ｖinに跳ね上がる。したがって、基準電源４６からの基準電圧Ｖrefを、Ｖin／２よりも大きくＶinよりも小さな値に設定すれば、分圧用コンデンサ４の短絡故障時に比較器４７から遮断信号を出力することができ、図１に示す実施例と同様にスイッチング素子５，６へのパルス駆動信号を遮断して、出力電圧Ｖoutを速やかに低下させることができる。 Under normal conditions, a voltage of Vin / 2 is generated between both ends of the voltage dividing capacitor 4. Therefore, a voltage of Vin / 2 is generated at the other end of the voltage dividing capacitor 4 with respect to the ground. On the other hand, when the voltage dividing capacitor 4 is short-circuited, the other end of the voltage dividing capacitor 4 jumps to the input voltage Vin. Therefore, if the reference voltage Vref from the reference power supply 46 is set to a value larger than Vin / 2 and smaller than Vin, a cutoff signal can be output from the comparator 47 when the voltage dividing capacitor 4 is short-circuited. As in the embodiment shown in FIG. 1, the pulse drive signal to the switching elements 5 and 6 can be cut off, and the output voltage Vout can be quickly reduced.

以上のように本実施例では、一次巻線２Ａと二次巻線２Ｂとを磁気結合してなる第１のトランス２と、一次巻線３Ａと二次巻線３Ｂとを磁気結合してなる第２のトランス３と、分圧用コンデンサ４と、第１のスイッチング素子５および第２のスイッチング素子６と、第１の整流素子であるダイオード７および第２の整流素子であるダイオード８と、出力コンデンサ９とを備え、分圧用コンデンサ４は、スイッチング素子５，６に向けて直接的若しくは間接的にその一端が繋がれており、第１の期間にスイッチング素子５のみをオンさせ、第２の期間にスイッチング素子５，６を両方ともオフさせ、第３の期間にスイッチング素子６のみをオンさせ、第４の期間にスイッチング素子５，６を再び両方ともオフさせる動作を繰り返すことにより、分圧用コンデンサ４とトランス２の一次巻線２Ａとトランス３の一次巻線３Ａとからなる直列回路を、第１の期間に入力電源１０と前記第１のトランスの二次巻線および前記出力コンデンサに直列接続させ、ならびに、第３の期間にトランス３の二次巻線３Ａと出力コンデンサ９に直列接続させて、トランス２，３に二相の励磁電流をそれぞれ生成し、第２の期間に、トランス２の二次巻線２Ｂに流れる電流をダイオード７により整流し、第４の期間に、トランス３の二次巻線３Ｂに流れる電流をダイオード８により整流することで、直流の出力電圧Ｖoutを負荷２０に供給する非絶縁コンバータ１において、ダイオード８の接地された一端（アノード）を基準として、当該ダイオード８の接地されていない他端（カソード）に発生する電圧ＶD2を検出し、その電圧ＶD2の検出値であるピーク値Ｖｃが基準値である基準電圧Ｖrefを超えたら、例えば比較器４７などから遮断信号を出力する故障判定回路４０と、前記遮断信号を受けてスイッチング素子５，６へのパルス駆動信号の供給を停止する駆動信号停止回路５０とを過電圧保護回路として備えている。 As described above, in this embodiment, the first transformer 2 formed by magnetically coupling the primary winding 2A and the secondary winding 2B, and the primary winding 3A and the secondary winding 3B are magnetically coupled. A second transformer 3, a voltage dividing capacitor 4, a first switching element 5 and a second switching element 6, a diode 7 as a first rectifying element and a diode 8 as a second rectifying element, and an output The voltage dividing capacitor 4 has one end connected directly or indirectly to the switching elements 5 and 6, and turns on only the switching element 5 in the first period. By repeating the operation of turning off both the switching elements 5 and 6 in the period, turning on only the switching element 6 in the third period, and turning off both the switching elements 5 and 6 again in the fourth period, A series circuit composed of the pressure capacitor 4, the primary winding 2 </ b> A of the transformer 2, and the primary winding 3 </ b> A of the transformer 3 is connected to the input power supply 10, the secondary winding of the first transformer, and the output capacitor in the first period. In series connection and in series connection with the secondary winding 3A of the transformer 3 and the output capacitor 9 in the third period, two-phase excitation currents are respectively generated in the transformers 2 and 3, and in the second period, The current that flows in the secondary winding 2B of the transformer 2 is rectified by the diode 7, and the current that flows in the secondary winding 3B of the transformer 3 is rectified by the diode 8 in the fourth period, whereby the DC output voltage Vout is In the non-insulated converter 1 supplied to the load 20, the voltage VD2 generated at the other end (cathode) of the diode 8 that is not grounded with respect to the one end (anode) of the diode 8 that is grounded. When the peak value Vc which is the detected value of the voltage VD2 exceeds the reference voltage Vref which is the reference value, the failure determination circuit 40 which outputs a cutoff signal from, for example, the comparator 47, and the cutoff signal are received. A drive signal stop circuit 50 for stopping the supply of the pulse drive signal to the switching elements 5 and 6 is provided as an overvoltage protection circuit.

この場合の降圧コンバータ１は、高効率で高速な応答特性を有する構成を有しているが、そうした降圧コンバータ１としての特徴を生かしながら、スイッチング素子５またはスイッチング素子６の何れかが短絡故障すると、ダイオード８の他端に発生するカソード電圧ＶD2が跳ね上がることを利用して、故障判定回路４０が遮断信号を出力することで、スイッチング素子５，６へのパルス駆動信号の供給を停止して、出力電圧Ｖoutを速やかに低下させ、故障時に過電圧を出力させないようにすることができる。 The step-down converter 1 in this case has a configuration having high-efficiency and high-speed response characteristics. However, when either the switching element 5 or the switching element 6 is short-circuited while taking advantage of the characteristics of the step-down converter 1. By utilizing the fact that the cathode voltage VD2 generated at the other end of the diode 8 jumps up, the failure determination circuit 40 outputs a cutoff signal, thereby stopping the supply of the pulse drive signal to the switching elements 5 and 6; The output voltage Vout can be quickly reduced so that no overvoltage is output in the event of a failure.

また、図１に示す故障判定回路４０は、ダイオード７の接地された一端（アノード）を基準として、ダイオード７の接地されていない他端（カソード）に発生する電圧ＶD1を検出し、その電圧ＶD1の検出値であるピーク値Ｖｃが基準電圧Ｖrefを超えたら、遮断信号を出力するように構成している。 Further, the failure determination circuit 40 shown in FIG. 1 detects the voltage VD1 generated at the other end (cathode) of the diode 7 that is not grounded with reference to one end (anode) of the diode 7 that is grounded, and the voltage VD1. When the peak value Vc, which is the detected value of, exceeds the reference voltage Vref, a cutoff signal is output.

こうすると、分圧用コンデンサ４が短絡故障したときに、ダイオード７の他端に発生するカソード電圧ＶD1が跳ね上がった場合にも、故障判定回路４０からの遮断信号によって、出力電圧Ｖoutを速やかに低下させることができ、スイッチング素子５，６の短絡故障時のみならず、分圧用コンデンサ４の短絡故障においても、過電圧を出力させないようにすることができる。 In this way, even when the cathode voltage VD1 generated at the other end of the diode 7 jumps up when the voltage dividing capacitor 4 is short-circuited, the output voltage Vout is quickly reduced by the cutoff signal from the failure determination circuit 40. It is possible to prevent the overvoltage from being output not only when the switching elements 5 and 6 are short-circuited but also when the voltage dividing capacitor 4 is short-circuited.

さらに、図３に示す変形例では、前記接地された点を基準として、分圧用コンデンサ４の他端に発生する電圧を検出し、その電圧の検出値が基準値を超えたら遮断信号を出力するように故障判定回路４０を構成している。 Further, in the modification shown in FIG. 3, a voltage generated at the other end of the voltage dividing capacitor 4 is detected with the grounded point as a reference, and a cut-off signal is output when the detected value of the voltage exceeds the reference value. Thus, the failure determination circuit 40 is configured.

したがって、分圧用コンデンサ４が短絡故障したときに、その分圧用コンデンサ４の他端に発生する電圧が跳ね上がった場合にも、故障判定回路からの遮断信号によって、出力電圧を速やかに低下させることができ、スイッチング素子５，６の短絡故障時のみならず、分圧用コンデンサ４の短絡故障においても、過電圧を出力させないようにすることができる。さらにこの場合は、分圧用コンデンサ４の短絡故障を、トランス２，３の一次巻線２Ａ，３Ａと二次巻線２Ｂ，３Ｂとの比に依存することなく直接的に検出できる。 Therefore, when the voltage dividing capacitor 4 is short-circuited and the voltage generated at the other end of the voltage dividing capacitor 4 jumps up, the output voltage can be quickly reduced by the interruption signal from the failure determination circuit. It is possible to prevent overvoltage from being output not only when the switching elements 5 and 6 are short-circuited but also when the voltage dividing capacitor 4 is short-circuited. Furthermore, in this case, a short circuit failure of the voltage dividing capacitor 4 can be detected directly without depending on the ratio between the primary windings 2A and 3A of the transformers 2 and 3 and the secondary windings 2B and 3B.

さらに、上記各例に共通して、前記故障判定路４０からの遮断信号が出力されると、外部に警報信号を送出するように、過電圧保護回路を構成するのが好ましい。こうすることで、過電圧保護回路を備えた非絶縁コンバータ１が複数稼動しているときに、どの非絶縁コンバータ１が故障したのかを警報信号の送出により直ちに判断することができる。 Further, in common with each of the above examples, it is preferable that the overvoltage protection circuit is configured to send an alarm signal to the outside when a cutoff signal from the failure determination path 40 is output. By doing so, when a plurality of non-insulated converters 1 having an overvoltage protection circuit are operating, it is possible to immediately determine which non-insulated converter 1 has failed by sending an alarm signal.

なお本発明は、本実施例に限定されるものではなく、本発明の要旨の範囲内で種々の変形実施が可能である。例えば、警報信号は制御回路３０に遮断信号が出力されたのを受けて、駆動信号停止回路５０が生成しているが、遮断信号そのものを警報信号としてスイッチング電源装置の外部に出力する構成としてもよい。また、第１のトランス２は、一次巻線２Ａを省略して二次巻線２Ｂだけで構成したものも含み、同様に第２のトランス３は、一次巻線３Ａを省略して二次巻線３Ｂだけで構成されたものも含む。この場合、各二次巻線２Ｂ，３Ｂの巻数を調整することで、図１に示す降圧コンバータ１と同様に、高効率で高速な応答特性を得る利点を有することができる。 The present invention is not limited to the present embodiment, and various modifications can be made within the scope of the gist of the present invention. For example, the alarm signal is generated by the drive signal stop circuit 50 in response to the output of the cutoff signal to the control circuit 30, but the cutoff signal itself may be output to the outside of the switching power supply as an alarm signal. Good. The first transformer 2 includes a primary winding 2A that is omitted and includes only the secondary winding 2B. Similarly, the second transformer 3 omits the primary winding 3A and the secondary winding. This includes those composed only of the line 3B. In this case, by adjusting the number of turns of each of the secondary windings 2B and 3B, it is possible to obtain an advantage of obtaining a high-efficiency and high-speed response characteristic as with the step-down converter 1 shown in FIG.

１非絶縁コンバータ
２第１のトランス
２Ａ一次巻線
２Ｂ二次巻線
３第２のトランス
３Ａ一次巻線
３Ｂ二次巻線
４分圧用コンデンサ
５第１のスイッチング素子
６第２のスイッチング素子
７ダイオード（第１の整流素子）
８ダイオード（第２の整流素子）
９出力コンデンサ
１０入力電源
２０負荷
４０故障判定回路
５０駆動信号停止回路 1 Non-Insulated Converter 2 First Transformer 2A Primary Winding 2B Secondary Winding 3 Second Transformer 3A Primary Winding 3B Secondary Winding 4 Voltage Dividing Capacitor 5 First Switching Element 6 Second Switching Element 7 Diode (First rectifying element)
8 Diode (second rectifier)
9 Output Capacitor 10 Input Power Supply 20 Load 40 Failure Determination Circuit 50 Drive Signal Stop Circuit

Claims

A first transformer formed by magnetically coupling the primary winding and the secondary winding; a second transformer formed by magnetically coupling the primary winding and the secondary winding; a voltage dividing capacitor; A second switching element, first and second rectifying elements, and an output capacitor;
The voltage dividing capacitor has one end connected to the first and second switching elements,
Only the first switching element is turned on in the first period, both the first and second switching elements are turned off in the second period, and only the second switching element is turned on in the third period. By repeating the operation of turning on and turning off both the first and second switching elements in the fourth period,
A series circuit composed of the voltage dividing capacitor, the primary winding of the first transformer, and the primary winding of the second transformer is connected to the input power source and the secondary winding of the first transformer in the first period. And in series with the output capacitor, and in series with the secondary winding of the second transformer and the output capacitor in the third period, the first and second transformer Generate each exciting current,
The current flowing in the secondary winding of the first transformer is rectified by the first rectifier element in the second period, and flows in the secondary winding of the second transformer in the fourth period. In a non-insulating converter that supplies a DC voltage to a load by rectifying a current by the second rectifying element,
A failure determination circuit that detects a voltage generated at the other end of the second rectifying element with respect to the grounded one end of the second rectifying element, and outputs a cut-off signal when the detected value exceeds a reference value; ,
An overvoltage protection circuit for a non-insulated converter, comprising: a drive signal stop circuit that receives the cutoff signal and stops supply of a pulse drive signal to the first and second switching elements.

The failure determination circuit detects a voltage generated at the other end of the first rectifying element on the basis of one end of the first rectifying element that is grounded, and when the detected value exceeds a reference value, the interruption signal The overvoltage protection circuit for a non-insulated converter according to claim 1, wherein

The failure determination circuit is configured to detect a voltage generated at the other end of the voltage dividing capacitor with respect to the grounded point, and output the cutoff signal when the detected value exceeds a reference value. The overvoltage protection circuit for a non-insulated converter according to claim 1.

The overvoltage protection circuit for a non-insulated converter according to any one of claims 1 to 3, wherein an alarm signal is transmitted to the outside when the cutoff signal is output.