JP4950254B2

JP4950254B2 - Switching power supply

Info

Publication number: JP4950254B2
Application number: JP2009163595A
Authority: JP
Inventors: 研松浦; 治彦畠山; 一義花房; 俊介合屋
Original assignee: Ｔｄｋラムダ株式会社
Priority date: 2009-07-10
Filing date: 2009-07-10
Publication date: 2012-06-13
Anticipated expiration: 2029-07-10
Also published as: JP2011019368A

Description

本発明は、過電流保護（ＯＣＰ）機能を備えたスイッチング電源装置に関する。 The present invention relates to a switching power supply device having an overcurrent protection (OCP) function.

従来、この種の過電流保護回路を備えたスイッチング電源装置として、例えば特許文献１には、制御回路からの駆動信号によってスイッチング素子をスイッチング動作させ、それによりトランスの二次巻線に誘起する電圧を出力回路で整流平滑して、負荷に出力電圧を供給するものにおいて、定格値を大幅に越える第１過電流値以上の負荷電流が流れると、スイッチング素子のオン・デューティーを抑えるように駆動信号を制御する第１過電流保護回路と、第１過電流値未満に設定した第２過電流値以上の負荷電流が一定時間継続して流れると、スイッチング素子の動作を停止させる第２過電流保護回路と、を備えたものが提案されている。 Conventionally, as a switching power supply device provided with this type of overcurrent protection circuit, for example, Patent Document 1 discloses that a switching element is switched by a drive signal from a control circuit, thereby inducing a voltage induced in a secondary winding of a transformer. In the case of supplying output voltage to the load by rectifying and smoothing the output circuit, when a load current exceeding the rated value exceeds the first overcurrent value flows, the drive signal is suppressed so as to suppress the on-duty of the switching element. A first overcurrent protection circuit that controls the switching element and a second overcurrent protection that stops the operation of the switching element when a load current equal to or greater than the second overcurrent value set to be less than the first overcurrent value flows for a certain period of time. A circuit comprising a circuit has been proposed.

特開２００１−１４５３３８号公報JP 2001-145338 A

上記引用文献１の従来例では、次のような技術的懸念がある。第１過電流保護回路は、負荷電流が瞬間的に第１過電流値を越えたときに、過電流保護が直ちに動作するように、スイッチング素子を流れる電流を抵抗で検出して、その検出信号を分圧して得た検出電圧を、そのまま制御用ＩＣの過電流保護端子に供給している。しかし第２の過電流保護回路は、負荷電流が第２電流値を越えた時間を計測するのに、スイッチング素子を流れる電流を抵抗で検出して、その検出信号の電圧レベルが基準電圧を越えたら、その越えた時間に応じてコンデンサを充電し、この充電電圧を制御用ＩＣの別な過電圧保護端子に供給する必要がある。そのため、過電流保護を行うか否かを判断するのに、制御用ＩＣはそれぞれ別な電位を監視しなければならず、制御回路として過電流保護の動作遅れや、構成が複雑化する虞れを生じる。 The conventional example of the cited document 1 has the following technical concerns. The first overcurrent protection circuit detects a current flowing through the switching element with a resistor so that the overcurrent protection operates immediately when the load current instantaneously exceeds the first overcurrent value, and the detection signal The detection voltage obtained by dividing is supplied to the overcurrent protection terminal of the control IC as it is. However, the second overcurrent protection circuit measures the time when the load current exceeds the second current value, detects the current flowing through the switching element with a resistor, and the voltage level of the detection signal exceeds the reference voltage. Then, it is necessary to charge the capacitor according to the exceeded time and supply this charging voltage to another overvoltage protection terminal of the control IC. Therefore, in order to determine whether or not to perform overcurrent protection, the control ICs must monitor different potentials. As a control circuit, the operation delay of overcurrent protection and the configuration may be complicated. Produce.

他方、こうしたスイッチング電源装置では、急激な負荷短絡が起きたときに、装置内の電源回路に大きなサージ電流が流れると、その電源回路の寄生インダクタンスによる大きなサージ電圧が発生し、素子を破壊する虞れがあり、出力コンデンサが大きい場合の起動時にも同様の課題があることから、こうした大きなサージ電流を抑制するのに過電流保護回路が設けられる。さらに、単に急激な負荷短絡時や起動時のサージ電流を抑制するだけでなく、過電流保護が動作する境界付近の負荷電流が流れた時に、良好な定電流垂下特性と、安定化した出力電圧を得ることが、スイッチング電源装置の過電流保護回路として求められている。 On the other hand, in such a switching power supply device, if a large surge current flows through the power supply circuit in the device when a sudden load short-circuit occurs, a large surge voltage due to the parasitic inductance of the power supply circuit is generated, which may destroy the element. Therefore, since there is a similar problem at the start-up when the output capacitor is large, an overcurrent protection circuit is provided to suppress such a large surge current. Furthermore, it not only suppresses surge current at a sudden load short-circuit or startup, but also has good constant current drooping characteristics and stable output voltage when load current near the boundary where overcurrent protection operates flows. Is required as an overcurrent protection circuit for a switching power supply device.

本発明は上記問題点に着目してなされたもので、過電流保護の動作遅れや、構成が複雑化するのを防止しつつ、出力電流に応じた最適な過電流保護を行うことができるスイッチング電源装置を提供することを目的とする。 The present invention has been made paying attention to the above-mentioned problems, and is capable of performing an optimal overcurrent protection according to an output current while preventing an overcurrent protection operation delay and a complicated configuration. An object is to provide a power supply device.

本発明のスイッチング電源装置は、上記目的を達成するために、制御回路と、スイッチング素子と、出力回路と、過電流保護回路とを含むスイッチング電源装置であって、
前記スイッチング素子は、前記制御回路からの駆動信号によってスイッチング動作するものであり、前記出力回路は、前記スイッチング動作によって得られた電圧を整流平滑して出力するものであり、前記過電流保護回路は、電流検出器と、第１の過電流判定回路と、第２の過電流判定回路と、第１の放電素子と、第２の放電素子と、容量性素子とを含み、前記電流検出器は、前記スイッチング素子を流れる電流を監視して検出信号を出力するものであり、前記第１の過電流判定回路は、前記検出信号の値に応じて前記第１の放電素子を動作させ、前記容量性素子を放電するように構成し、前記第２の過電流判定回路は、前記検出信号の値に応じて前記第２の放電素子を動作させ、前記容量性素子を放電するように構成し、前記制御回路は、前記容量性素子の電圧が低下すると、前記出力回路からの出力電流を抑制するような前記駆動信号を、前記スイッチング素子に与えるものであることを特徴とする。 In order to achieve the above object, a switching power supply device of the present invention is a switching power supply device including a control circuit, a switching element, an output circuit, and an overcurrent protection circuit,
The switching element performs a switching operation according to a drive signal from the control circuit, the output circuit rectifies and smoothes the voltage obtained by the switching operation, and the overcurrent protection circuit A current detector, a first overcurrent determination circuit, a second overcurrent determination circuit, a first discharge element, a second discharge element, and a capacitive element, wherein the current detector includes: Monitoring the current flowing through the switching element and outputting a detection signal, wherein the first overcurrent determination circuit operates the first discharge element in accordance with the value of the detection signal, and The second overcurrent determination circuit is configured to operate the second discharge element in accordance with a value of the detection signal and to discharge the capacitive element. The control circuit includes: When the voltage of the serial capacitive element decreases, characterized in that the drive signal so as to suppress the output current from said output circuit and gives to the switching element.

この場合、前記第１の過電流判定回路は、前記検出信号の値と第１のしきい値とを比較して、その比較結果を前記第１の放電素子に出力する第１の比較回路を有し、前記検出信号の値が前記第１のしきい値を上回ると、前記第１の放電素子が前記容量性素子を放電するように構成し、前記第２の過電流判定回路は、前記検出信号の値と第２のしきい値とを比較して、その比較結果を前記第２の放電素子に出力する第２の比較回路を有し、前記検出信号の値が前記第２のしきい値を上回ると、前記第２の放電素子が前記容量性素子を放電するように構成し、前記第１のしきい値を前記第２のしきい値よりも低い値に設定するのが好ましい。 In this case, the first overcurrent determination circuit includes a first comparison circuit that compares the value of the detection signal with a first threshold value and outputs the comparison result to the first discharge element. And when the value of the detection signal exceeds the first threshold value, the first discharge element is configured to discharge the capacitive element, and the second overcurrent determination circuit includes the second overcurrent determination circuit, A second comparison circuit for comparing the value of the detection signal with a second threshold value and outputting the comparison result to the second discharge element; When the threshold value is exceeded, the second discharge element is preferably configured to discharge the capacitive element, and the first threshold value is preferably set to a value lower than the second threshold value. .

代わりに、前記第１の過電流判定回路は、前記検出信号の値に対して線形に制御された制御信号を前記第１の放電素子に出力する第１の増幅回路を有し、前記制御信号に基づいて前記第１の放電素子が前記容量性素子の放電量を調整するように構成してもよい。 Instead, the first overcurrent determination circuit includes a first amplifier circuit that outputs a control signal linearly controlled with respect to a value of the detection signal to the first discharge element, and the control signal Based on the above, the first discharge element may be configured to adjust the discharge amount of the capacitive element.

上記何れの構成においても、前記第１の放電素子は、前記容量性素子の両端に接続する第１のスイッチであり、前記第２の放電素子は、前記容量性素子の両端に接続する第２のスイッチであり、前記第２のスイッチは、前記第１のスイッチよりもオン状態での抵抗値が低いものであることが好ましい。 In any of the above configurations, the first discharge element is a first switch connected to both ends of the capacitive element, and the second discharge element is a second switch connected to both ends of the capacitive element. It is preferable that the second switch has a lower resistance value in an on state than the first switch.

また、前記容量性素子を充電する充電回路を含み、前記制御回路は、起動時に前記容量性素子の電圧が上昇するのに伴い、前記出力回路からの出力電圧を上昇させるような前記駆動信号を、前記スイッチング素子に与えてもよい。 In addition, the control circuit includes a charging circuit that charges the capacitive element, and the control circuit outputs the drive signal that increases the output voltage from the output circuit as the voltage of the capacitive element increases during startup. , May be provided to the switching element.

本発明によれば、電流検出器からの検出信号の値に応じて、第１の過電流判定回路が過電流状態であると判定すると、第１の放電素子によって容量性素子を放電する一方で、別な第２の過電流判定回路が過電流状態であると判定すると、第１の放電素子とは異なる第２の放電素子によって容量性素子を放電する。したがって、スイッチング素子を流れる電流に応じて、容量性素子の電圧を低下させる度合いを変えることで、出力電流に応じた最適な過電流保護を行なうことができる。また制御回路は、同じ容量性素子の電圧を監視するだけでよく、過電流保護の動作遅れが生じたり、構成が複雑化したりする虞れを解消できる。 According to the present invention, when the first overcurrent determination circuit determines that the overcurrent state is present according to the value of the detection signal from the current detector, the capacitive element is discharged by the first discharge element. If another second overcurrent determination circuit determines that the overcurrent state is present, the capacitive element is discharged by a second discharge element different from the first discharge element. Therefore, the optimum overcurrent protection according to the output current can be performed by changing the degree of decreasing the voltage of the capacitive element according to the current flowing through the switching element. In addition, the control circuit only needs to monitor the voltage of the same capacitive element, and can eliminate the possibility of an overcurrent protection operation delay or a complicated configuration.

また、第１の過電流判定回路に備えた第１の比較回路によって、電流検出器からの検出信号の値が第１のしきい値を上回った場合には、第１の放電素子により容量性素子を放電して過電流保護を動作させ、第２の過電流判定回路に備えた第２の比較回路によって、検出信号の値が第１のしきい値よりも高い第２のしきい値を上回ると、今度は第１の放電素子とは異なる第２の放電素子により容量性素子を放電して、２つの過電流判定回路により過電流保護を確実に動作させることが可能になる。 Further, when the value of the detection signal from the current detector exceeds the first threshold value by the first comparison circuit provided in the first overcurrent determination circuit, the first discharge element causes the capacitance. The device is discharged to activate overcurrent protection, and a second threshold value higher than the first threshold value is detected by the second comparison circuit provided in the second overcurrent determination circuit. If it exceeds, the capacitive element is discharged by the second discharge element different from the first discharge element, and the overcurrent protection can be reliably operated by the two overcurrent determination circuits.

また、第１の過電流判定回路に備えた第１の増幅回路によって、電流検出器からの検出信号の値に対して線形に制御された制御信号を生成し、この制御信号に基づいて容量性素子の放電量を調整して、当該容量性素子の電圧を負荷電流に応じて線形に変化させることで、過電流保護回路としてより良好な過電流保護特性を得ることができる。 In addition, a control signal that is linearly controlled with respect to the value of the detection signal from the current detector is generated by the first amplifier circuit included in the first overcurrent determination circuit, and the capacitance is based on the control signal. By adjusting the discharge amount of the element and changing the voltage of the capacitive element linearly according to the load current, a better overcurrent protection characteristic as an overcurrent protection circuit can be obtained.

さらに、第１のスイッチよりもオン状態での抵抗値が低い第２のスイッチを予め選定するだけで、第２のスイッチにより容量性素子を放電させる場合は、第１のスイッチにより容量性素子を放電させる場合よりも、容量性素子の電圧を急速に低下させることができ、出力電流に応じて異なる最適な過電流保護を行なうことができる。 Further, when the capacitive element is discharged by the second switch only by selecting in advance the second switch having a lower resistance value in the ON state than the first switch, the capacitive element is removed by the first switch. As compared with the case of discharging, the voltage of the capacitive element can be lowered more rapidly, and optimum overcurrent protection that differs depending on the output current can be performed.

しかも、容量性素子を充電する充電回路を付加すれば、スイッチング電源装置の起動時において、容量性素子の電圧を徐々に上昇させ、これを過電流保護動作時と同様に制御回路で監視して、出力回路からの出力電圧を緩やかに上昇させてソフトスタートを行うことができる。また、容量性素子の電圧信号を過電流保護とソフトスタートの両方に用いることにより、起動時だけでなく過電流状態からの復帰時にもソフトスタートを行うことができる。 In addition, if a charging circuit for charging the capacitive element is added, the voltage of the capacitive element is gradually increased when the switching power supply device is started up, and this is monitored by the control circuit in the same manner as during the overcurrent protection operation. The soft start can be performed by gradually increasing the output voltage from the output circuit. Further, by using the voltage signal of the capacitive element for both overcurrent protection and soft start, soft start can be performed not only at the time of startup but also at the time of return from the overcurrent state.

本発明の第１実施例におけるスイッチング電源装置の回路図である。1 is a circuit diagram of a switching power supply device according to a first embodiment of the present invention. 同上、過電流保護回路の回路図である。It is a circuit diagram of an overcurrent protection circuit same as the above. 同上、各部の動作状態を示す波形図である。It is a wave form diagram which shows the operation state of each part same as the above. 本発明の第２実施例における過電流保護回路の回路図である。It is a circuit diagram of the overcurrent protection circuit in 2nd Example of this invention.

以下、添付図面を参照して、本発明の好適な実施例について説明する。 Hereinafter, preferred embodiments of the present invention will be described with reference to the accompanying drawings.

図１は、本発明の第１実施例を示すフォワード式のスイッチング電源装置の回路図である。同図において、トランス１の一次巻線１Ａと、スイッチング素子としてのＦＥＴ２と、電流検出用の抵抗３とからなる直列回路は、直流電源４の両端間に接続され、制御回路としての制御用ＩＣ５の出力端子ＯＵＴからＦＥＴ２の制御端子であるゲートに、ＰＷＭ（パルス幅変調）制御されたパルス駆動信号が与えられるようになっている。また、トランス１の二次巻線１Ｂには、整流ダイオード１１と、転流ダイオード１２と、チョークコイル１３と、平滑コンデンサ１４とによる出力回路１５が接続され、平滑コンデンサ１４の両端間に負荷ＬＤが接続される。ＦＥＴ２は他の制御端子付きの半導体素子を用いてもよく、また電流検出器として、抵抗３の代わりに例えばカレントトランスなどを用いてもよい。その他、整流ダイオード１１や転流ダイオード１２を、ＦＥＴ２のスイッチングに同期して動作するＦＥＴなどの素子でそれぞれ構成してもよい。 FIG. 1 is a circuit diagram of a forward type switching power supply apparatus showing a first embodiment of the present invention. In the figure, a series circuit including a primary winding 1A of a transformer 1, an FET 2 as a switching element, and a current detection resistor 3 is connected between both ends of a DC power supply 4, and a control IC 5 as a control circuit. A pulse drive signal controlled by PWM (pulse width modulation) is supplied from the output terminal OUT to the gate which is the control terminal of the FET 2. An output circuit 15 including a rectifier diode 11, a commutation diode 12, a choke coil 13, and a smoothing capacitor 14 is connected to the secondary winding 1 </ b> B of the transformer 1. A load LD is connected between both ends of the smoothing capacitor 14. Is connected. The FET 2 may use another semiconductor element with a control terminal, and may use, for example, a current transformer instead of the resistor 3 as a current detector. In addition, the rectifier diode 11 and the commutation diode 12 may be configured by elements such as FETs that operate in synchronization with the switching of the FET 2.

１６は、出力電圧Ｖoutに応じた電圧レベルの検出信号を生成するための出力電圧検出回路である。出力電圧検出回路１６からの検出信号は、制御用ＩＣ５の入力端子ＩＮに供給されるが、その回路構成については特に限定されない。 Reference numeral 16 denotes an output voltage detection circuit for generating a detection signal having a voltage level corresponding to the output voltage Vout. The detection signal from the output voltage detection circuit 16 is supplied to the input terminal IN of the control IC 5, but the circuit configuration is not particularly limited.

前記制御用ＩＣ５はいわゆるソフトスタート機能を備えており、当該機能を実現するために、制御用ＩＣ５にはソフトスタート端子ＣＳが設けられる。また制御用ＩＣ５の内部には、前記基準電圧ＶREFを生成する電圧生成器２１と、誤差増幅器としてのオペアンプ２２と、比較器としてのコンパレータ２３と、鋸歯状のランプ電圧を生成するランプ波発生器２４が設けられる。本実施例では過電流保護のために、ソフトスタート端子ＣＳの機能を利用する。 The control IC 5 has a so-called soft start function, and the control IC 5 is provided with a soft start terminal CS in order to realize the function. The control IC 5 includes a voltage generator 21 for generating the reference voltage VREF, an operational amplifier 22 as an error amplifier, a comparator 23 as a comparator, and a ramp generator for generating a sawtooth ramp voltage. 24 is provided. In this embodiment, the function of the soft start terminal CS is used for overcurrent protection.

制御用ＩＣ５は、出力電圧検出回路１６からの検出信号の電圧レベルと、電圧生成器２１からの目標電圧である基準電圧ＶREFをオペアンプ２２により差動増幅し、その差動増幅した電圧値と、ランプ波発生器２４からのランプ電圧をコンパレータ２３により比較して、ＦＥＴ２のゲートに供給するパルス駆動信号を生成し、ＦＥＴ２をオン，オフ制御するものである。 The control IC 5 differentially amplifies the voltage level of the detection signal from the output voltage detection circuit 16 and the reference voltage VREF, which is the target voltage from the voltage generator 21, by the operational amplifier 22, and the differentially amplified voltage value, The lamp voltage from the ramp wave generator 24 is compared by the comparator 23 to generate a pulse drive signal to be supplied to the gate of the FET 2 to control the FET 2 on and off.

より具体的には、オペアンプ２２は、前記出力電圧検出回路１６で検出される出力電圧Ｖoutの検出信号の電圧レベルと、電圧生成器２１からの基準電圧ＶREFとを差動増幅するもので、基準電圧ＶREFに対する検出信号の誤差成分を生成して、これをコンパレータ２３に送り出す。コンパレータ２３は、オペアンプ２２からの出力電圧と、ソフトスタート端子ＣＳに供給される電圧と、ランプ波発生器２４からのランプ電圧とを比較し、オペアンプ２２からの出力電圧とソフトスタート端子ＣＳの電圧の両方がランプ電圧よりも高い場合に、出力端子ＯＵＴからのパルス駆動信号をオンにするようになっている。ランプ電圧は、例えば＋１〜＋２Ｖの三角波である。 More specifically, the operational amplifier 22 differentially amplifies the voltage level of the detection signal of the output voltage Vout detected by the output voltage detection circuit 16 and the reference voltage VREF from the voltage generator 21. An error component of the detection signal with respect to the voltage VREF is generated and sent to the comparator 23. The comparator 23 compares the output voltage from the operational amplifier 22, the voltage supplied to the soft start terminal CS, and the ramp voltage from the ramp generator 24, and the output voltage from the operational amplifier 22 and the voltage at the soft start terminal CS. When both of them are higher than the lamp voltage, the pulse drive signal from the output terminal OUT is turned on. The lamp voltage is, for example, a triangular wave of +1 to + 2V.

上記ソフトスタート機能は、一般的なスイッチング電源装置用の制御用ＩＣ５に搭載される。その場合、前記ソフトスタート端子ＣＳにコンデンサ２５を接続することが推奨され、起動時に電流源２６からの電流供給により、コンデンサ２５を長い時定数で充電して、ソフトスタート端子ＣＳの電位を緩やかに上昇させることで、ＦＥＴ２へのパルス駆動信号に対してオンできる期間を徐々に広げるソフトスタート動作が行なわれる。またその他に、コンデンサ２５の両端間には放電用の抵抗２７が接続される。 The soft start function is mounted on a control IC 5 for a general switching power supply device. In that case, it is recommended to connect the capacitor 25 to the soft start terminal CS, and the capacitor 25 is charged with a long time constant by supplying a current from the current source 26 at the time of start-up, so that the potential of the soft start terminal CS is moderated. As a result of the increase, a soft start operation is performed to gradually widen the period during which the pulse drive signal to the FET 2 can be turned on. In addition, a discharging resistor 27 is connected between both ends of the capacitor 25.

抵抗３は、スイッチング素子２のドレイン・ソース間を流れる電流に比例して、その両端間に電流検出信号を生成するもので、ここではＦＥＴ２のソースと接地ラインとの間に挿入接続される。また抵抗３からの電流検出信号を入力として、それぞれ過電流状態と判断したときにコンデンサ２５を放電する過電流保護回路として、第１の過電流判定回路２８と第２の過電流判定回路２９が設けられる。 The resistor 3 generates a current detection signal between both ends thereof in proportion to the current flowing between the drain and source of the switching element 2, and is inserted and connected between the source of the FET 2 and the ground line here. A first overcurrent determination circuit 28 and a second overcurrent determination circuit 29 are provided as an overcurrent protection circuit that discharges the capacitor 25 when the current detection signal from the resistor 3 is input and is determined to be in an overcurrent state. Provided.

第１の過電流判定回路２８は、第１の比較器３１と、第１の基準電源３２と、スイッチ３３とにより構成され、前記抵抗３からの電流検出信号が比較器３１の非反転入力端子に入力され、第１の基準電源３２で生成される第１のしきい値Ｖth1が比較器３１の反転入力端子に入力され、比較器３１の出力レベルに応じて、コンデンサ２５の両端間に接続するスイッチ３３を開閉するようになっている。また第２の過電流判定回路２９は、第２の比較器３５と、第２の基準電源３６と、スイッチ３７とにより構成され、前記抵抗３からの電流検出信号が比較器３５の非反転入力端子に入力され、第２の基準電源３６で生成される第２のしきい値Ｖth2が比較器３５の反転入力端子に入力され、比較器３５の出力レベルに応じて、コンデンサ２５の両端間に接続するスイッチ３７を開閉するようになっている。ここでのしきい値Ｖth1は、しきい値Ｖth2よりも低い値に設定される。 The first overcurrent determination circuit 28 includes a first comparator 31, a first reference power supply 32, and a switch 33, and a current detection signal from the resistor 3 is a non-inverting input terminal of the comparator 31. The first threshold value Vth1 generated by the first reference power supply 32 is input to the inverting input terminal of the comparator 31 and connected between both ends of the capacitor 25 according to the output level of the comparator 31. The switch 33 is opened and closed. The second overcurrent determination circuit 29 includes a second comparator 35, a second reference power supply 36, and a switch 37, and a current detection signal from the resistor 3 is input to the non-inverting input of the comparator 35. The second threshold value Vth2 input to the terminal and generated by the second reference power source 36 is input to the inverting input terminal of the comparator 35, and is connected between both ends of the capacitor 25 according to the output level of the comparator 35. The switch 37 to be connected is opened and closed. The threshold value Vth1 here is set to a value lower than the threshold value Vth2.

図２は、本実施例での過電流判定回路２８，２９をさらに詳しく示したものである。同図において、前記第１の過電流判定回路２８の比較器３１は、同特性のＰＮＰ型トランジスタ４１，４２と、電圧生成器２１からの基準電圧ＶREFラインと各トランジスタ４１，４２のエミッタとの間に接続する抵抗４３と、トランジスタ４１のコレクタと接地ラインとの間に接続する抵抗４４とにより構成される。また前記基準電圧ＶREFラインと接地ラインとの間には、前記基準電源３２に相当する分圧用の抵抗４５，４６が接続され、この直列回路をなす抵抗４５，４６の接続点が、トランジスタ４１のベースに接続される。これにより、基準電圧ＶREFを抵抗４５，４６で分圧した過電流保護のしきい値Ｖth1がトランジスタ４１のベースに印加される一方で、抵抗３の両端電圧がトランジスタ４２のベースに印加され、それらを差動増幅した電圧が、トランジスタ４１のコレクタと抵抗４４の接続点からスイッチ３３のベースに与えられる。 FIG. 2 shows the overcurrent determination circuits 28 and 29 in this embodiment in more detail. In the figure, the comparator 31 of the first overcurrent determination circuit 28 includes PNP transistors 41 and 42 having the same characteristics, the reference voltage VREF line from the voltage generator 21 and the emitters of the transistors 41 and 42. The resistor 43 is connected between the resistor 43 and the resistor 44 is connected between the collector of the transistor 41 and the ground line. Further, voltage dividing resistors 45 and 46 corresponding to the reference power source 32 are connected between the reference voltage VREF line and the ground line, and the connection point of the resistors 45 and 46 forming this series circuit is the transistor 41. Connected to the base. As a result, the overcurrent protection threshold Vth1 obtained by dividing the reference voltage VREF by the resistors 45 and 46 is applied to the base of the transistor 41, while the voltage across the resistor 3 is applied to the base of the transistor 42. A voltage obtained by differentially amplifying the signal is applied to the base of the switch 33 from the connection point between the collector of the transistor 41 and the resistor 44.

一方、第２の過電流判定回路２９の比較器３５は、過電流判定回路２８の比較器３１よりも電流検出の精度を必要としないため、抵抗４８とショットキーダイオード４９とによる簡素な回路で構成される。ここでは、制御ＩＣ５の動作電圧Ｖccラインに抵抗４８の一端が接続され、この抵抗４８の他端にショットキーダイオード４９のアノードが接続され、さらに前記ＦＥＴ２と抵抗３の接続点に、ショットキーダイオード４９のカソードが接続され、直列接続した抵抗４８とショットキーダイオード４９の接続点に、スイッチ３７のベースが接続され、スイッチ３７のエミッタは接地ラインに接続される。また、スイッチ３７として用いられるトランジスタは、スイッチ３３として用いられるトランジスタよりも電流増幅率ｈfeが高い。スイッチ３７のベース・エミッタ間電圧をＶBEとし、ショットキーダイオード４９のショットキー電圧をＶFとすれば、過電流保護のしきい値Ｖth2はＶth2＝ＶBE−ＶFとなり、スイッチ３７とショットキーダイオード４９が基準電源３６を構成することとなる。 On the other hand, the comparator 35 of the second overcurrent determination circuit 29 requires less current detection accuracy than the comparator 31 of the overcurrent determination circuit 28, and thus is a simple circuit including a resistor 48 and a Schottky diode 49. Composed. Here, one end of the resistor 48 is connected to the operating voltage Vcc line of the control IC 5, the anode of the Schottky diode 49 is connected to the other end of the resistor 48, and the Schottky diode is connected to the connection point between the FET 2 and the resistor 3. The base of the switch 37 is connected to the connection point of the resistor 48 and the Schottky diode 49 connected in series, and the emitter of the switch 37 is connected to the ground line. The transistor used as the switch 37 has a higher current amplification factor hfe than the transistor used as the switch 33. If the base-emitter voltage of the switch 37 is VBE and the Schottky voltage of the Schottky diode 49 is VF, the overcurrent protection threshold Vth2 is Vth2 = VBE-VF, and the switch 37 and the Schottky diode 49 are The reference power source 36 is configured.

ここで過電流判定回路２８，２９の回路構成に着目すると、スイッチ３７のオン状態における抵抗値をスイッチ３３よりも十分に低く設定するために、スイッチ３７にスイッチ３３よりも大きなｈFEのトランジスタを使う方法の他に、ベースに直列に接続してベース電流を制限する抵抗４８を抵抗４３よりも小さくする方法や、抵抗４８をプルアップする電圧を抵抗４３をプルアップする電圧よりも高くする方法がある。 Here, paying attention to the circuit configuration of the overcurrent determination circuits 28 and 29, in order to set the resistance value in the ON state of the switch 37 sufficiently lower than that of the switch 33, a transistor having an hFE larger than that of the switch 33 is used for the switch 37. In addition to the method, there is a method in which the resistor 48 for limiting the base current connected in series with the base is made smaller than the resistor 43, or a method for making the voltage for pulling up the resistor 48 higher than the voltage for pulling up the resistor 43. is there.

なお、本実施例ではスイッチ３３，３７として何れもＮＰＮ型トランジスタを用いているが、別なＦＥＴなどの半導体素子を用いてもよい。また前記動作電圧Ｖccは、出力電圧検出回路１６が出力電圧Ｖoutに基づいて生成したものであるが、どの回路でどのようにして生成するのかについては特に限定しない。これは他の基準電圧Ｖrefや、しきい値Ｖth1，Ｖth2についても同じことがいえる。 In this embodiment, NPN transistors are used as the switches 33 and 37, but other semiconductor elements such as FETs may be used. The operating voltage Vcc is generated by the output voltage detection circuit 16 based on the output voltage Vout, but there is no particular limitation as to which circuit and how it is generated. The same applies to other reference voltages Vref and threshold values Vth1 and Vth2.

次に、上記構成について、その作用を図３の波形図を参照しながら説明する。この図３において、上段はＦＥＴ２を流れる電流Ｉds2の波形であり、以下、スイッチ３３を流れる電流Ｉce33の波形と、スイッチ３７を流れる電流Ｉce37の波形と、コンデンサ２５の端子電圧Ｖc25の波形と、ランプ波発生器２４からのランプ電圧Ｖrampの波形とを、通常動作，第１の過電流動作時および第２の過電流動作時のそれぞれについて示している。 Next, the operation of the above configuration will be described with reference to the waveform diagram of FIG. 3, the upper stage is the waveform of the current Ids2 flowing through the FET 2. Hereinafter, the waveform of the current Ice33 flowing through the switch 33, the waveform of the current Ice37 flowing through the switch 37, the waveform of the terminal voltage Vc25 of the capacitor 25, the ramp The waveform of the ramp voltage Vramp from the wave generator 24 is shown for each of the normal operation, the first overcurrent operation, and the second overcurrent operation.

先ず、通常時の動作から説明すると、制御用ＩＣ５の出力端子ＯＵＴからＦＥＴ２のゲートに与えられるパルス駆動信号によって、ＦＥＴ２がスイッチング動作することにより、トランス１の一次巻線１Ａに入力電圧Ｖinが断続的に印加される。これにより、ＦＥＴ２のオン時に直流電源４からの入力電圧Ｖinが一次巻線１Ａに印加され、二次巻線１Ｂのドット側に正極性の電圧が発生すると、整流ダイオード１１がオンし、転流ダイオード１２がオフすることで、二次巻線１Ｂからチョークコイル１３を通して平滑コンデンサ１４にエネルギーが送り出され、ＦＥＴ２のオフ時になると、今度は二次巻線１Ｂの非ドット側に正極性の電圧が発生し、整流ダイオード１１がオフし、転流ダイオード１２がオンすることで、それまでチョークコイル１３に蓄えられていたエネルギーが、平滑コンデンサ１４に送り出されて、所定の出力電圧Ｖoutが負荷ＬＤに供給される。 First, the normal operation will be described. The input voltage Vin is intermittently connected to the primary winding 1A of the transformer 1 by the switching operation of the FET 2 by the pulse drive signal applied from the output terminal OUT of the control IC 5 to the gate of the FET 2. Applied. Thus, when the FET 2 is turned on, the input voltage Vin from the DC power supply 4 is applied to the primary winding 1A, and when a positive voltage is generated on the dot side of the secondary winding 1B, the rectifier diode 11 is turned on and commutation occurs. When the diode 12 is turned off, energy is sent from the secondary winding 1B to the smoothing capacitor 14 through the choke coil 13, and when the FET 2 is turned off, a positive voltage is applied to the non-dot side of the secondary winding 1B. When the rectifier diode 11 is turned off and the commutation diode 12 is turned on, the energy stored in the choke coil 13 until then is sent to the smoothing capacitor 14 and the predetermined output voltage Vout is supplied to the load LD. Supplied.

また、出力電圧Ｖoutを安定化させるために、出力電圧検出回路１６は出力電圧Ｖoutに比例した電圧レベルを有する検出信号を生成し、その検出信号を制御用ＩＣ５の入力端子ＩＮに供給する。制御用ＩＣ５では、出力電圧検出回路１６からの検出信号の電圧レベルと、電圧生成器２１からの基準電圧ＶREFとを、オペアンプ２２によって差動増幅し、基準電圧ＶREFに対する検出信号の誤差成分をコンパレータ２３に送り出す。 In order to stabilize the output voltage Vout, the output voltage detection circuit 16 generates a detection signal having a voltage level proportional to the output voltage Vout, and supplies the detection signal to the input terminal IN of the control IC 5. In the control IC 5, the voltage level of the detection signal from the output voltage detection circuit 16 and the reference voltage VREF from the voltage generator 21 are differentially amplified by the operational amplifier 22, and the error component of the detection signal with respect to the reference voltage VREF is compared with the comparator. 23.

抵抗３の両端間には、トランス１の一次巻線１ＡひいてはＦＥＴ２を流れる電流Ｉds2に比例した電圧が発生し、この電圧が電流検出信号として過電流判定回路２８の比較器３１および過電流判定回路２９の比較器３５に入力される。負荷電流が定格値以下の通常時には、電流検出信号の電圧レベルがしきい値Ｖth1およびしきい値Ｖth2よりも低く、比較器３１，３５の出力端子はＬ（低）レベルになって、スイッチ３３，３７は何れもオフ状態となる。これは図３の左側に示す通常動作において、スイッチ３３を流れる電流Ｉce33およびスイッチ３７を流れる電流Ｉce37が、共に０であることからも判る。そのため、ソフトスタート端子ＣＳを経由してコンパレータ２３に入力されるコンデンサ２５の端子電圧Ｖc25は、電流源２６からの電流供給により充電されたままの状態を維持し、ランプ波発生器２４からのランプ電圧Ｖrampの最大値よりも常時高くなる。 Between both ends of the resistor 3, a voltage proportional to the current Ids2 flowing through the primary winding 1A of the transformer 1 and hence the FET 2 is generated, and this voltage is used as a current detection signal for the comparator 31 and the overcurrent determination circuit of the overcurrent determination circuit 28. It is input to 29 comparators 35. At normal times when the load current is less than the rated value, the voltage level of the current detection signal is lower than the threshold value Vth1 and threshold value Vth2, the output terminals of the comparators 31 and 35 become L (low) level, and the switch 33 37 are turned off. This can be seen from the fact that the current Ice33 flowing through the switch 33 and the current Ice37 flowing through the switch 37 are both 0 in the normal operation shown on the left side of FIG. Therefore, the terminal voltage Vc25 of the capacitor 25 that is input to the comparator 23 via the soft start terminal CS is kept charged by the current supply from the current source 26, and the ramp voltage from the ramp generator 24 is maintained. The voltage Vramp is always higher than the maximum value.

こうなると制御用ＩＣ５は、オペアンプ２２から出力される誤差成分の電圧と、ランプ波発生器２４からのランプ電圧Ｖrampとをコンパレータ２３で比較し、最終的に出力電圧Ｖoutが上昇するにしたがってパルス幅が狭くなるようなパルス駆動信号をＦＥＴ２のゲートに供給する。こうして通常時には、抵抗３で検出される電流検出信号の値に依存することなく、出力電圧検出回路１６で得られた検出信号に基づいて、ＦＥＴ２の時比率を制御し、出力電圧Ｖoutの安定化制御を行なう。 In this case, the control IC 5 compares the error component voltage output from the operational amplifier 22 and the ramp voltage Vramp from the ramp generator 24 by the comparator 23, and finally the pulse width as the output voltage Vout increases. Is supplied to the gate of FET2. Thus, normally, the duty ratio of the FET 2 is controlled based on the detection signal obtained by the output voltage detection circuit 16 without depending on the value of the current detection signal detected by the resistor 3, and the output voltage Vout is stabilized. Take control.

一方、通常時から負荷電流が増大して過電流状態になると、ＦＥＴ２を流れる電流Ｉds2が増大する。そして図３の中央に示すように、ＦＥＴ２のオン期間中に、抵抗３の両端に発生する電流検出信号の電圧レベルが、過電流判定回路２８で設定したしきい値Ｖth1を上回ると、比較器３１の出力端子はＨ（高）レベルになって、スイッチ３３がオン状態となり、コンデンサ２５を放電して、コンデンサ２５の端子電圧Ｖc25を下げる。コンデンサ２５は、定電流源２６またはそれに代わる抵抗（図示せず）で充電され、このときの充電電流とスイッチ３３がオン状態になったときの放電電流が釣り合うまで、コンデンサ２５の端子電圧Ｖc25が低下する。 On the other hand, when the load current increases from the normal time to an overcurrent state, the current Ids2 flowing through the FET 2 increases. As shown in the center of FIG. 3, when the voltage level of the current detection signal generated at both ends of the resistor 3 exceeds the threshold value Vth1 set by the overcurrent determination circuit 28 during the ON period of the FET2, the comparator The output terminal 31 becomes H (high) level, the switch 33 is turned on, the capacitor 25 is discharged, and the terminal voltage Vc25 of the capacitor 25 is lowered. The capacitor 25 is charged by the constant current source 26 or a resistor (not shown) instead of the constant current source 26, and the terminal voltage Vc25 of the capacitor 25 is maintained until the charging current at this time and the discharge current when the switch 33 is turned on are balanced. descend.

制御用ＩＣ５のコンパレータ２３は、コンデンサ２５の端子電圧Ｖc25が、ランプ波発生器２４からのランプ電圧Ｖrampよりも低くなると、出力端子ＯＵＴからＦＥＴ２のゲート２に供給するパルス駆動信号をオフにする。すなわち、パルス駆動信号のオン期間を制限することで、出力回路１５からの出力電流を制限する過電流保護動作を行なう。 The comparator 23 of the control IC 5 turns off the pulse drive signal supplied from the output terminal OUT to the gate 2 of the FET 2 when the terminal voltage Vc25 of the capacitor 25 becomes lower than the ramp voltage Vramp from the ramp generator 24. That is, an overcurrent protection operation for limiting the output current from the output circuit 15 is performed by limiting the ON period of the pulse drive signal.

ところで、こうした過電流保護動作において、コンデンサ２５をオン抵抗の低いスイッチ３３で短絡すると、コンデンサ２５の端子電圧Ｖc25が大幅に低下して、ランプ電圧Ｖrampの最小値（例えば＋１Ｖ）よりも低くなり、ＦＥＴ２へのパルス駆動信号は常にオフになる。そこで過電流保護が解除され、コンデンサ２５が再び充電されると、上述したソフトスタート動作が行われる。 By the way, in such an overcurrent protection operation, when the capacitor 25 is short-circuited by the switch 33 having a low on-resistance, the terminal voltage Vc25 of the capacitor 25 is greatly reduced and becomes lower than the minimum value (for example, +1 V) of the lamp voltage Vramp. The pulse drive signal to FET2 is always off. Therefore, when the overcurrent protection is released and the capacitor 25 is charged again, the soft start operation described above is performed.

このような動作が、過電流保護が動作する境界付近の負荷電流が流れた時に行われると、良好な定電流垂下特性が得られず、また出力電圧Ｖoutは何度もソフトスタートで再起動することになり、動作が不安定になる。これは特に、複数の電源装置から共通の負荷ＬＤに電力供給を行なう並列運転の場合に大きな問題となる。 If such an operation is performed when a load current near the boundary where the overcurrent protection operates flows, a good constant current drooping characteristic cannot be obtained, and the output voltage Vout is restarted by soft start many times. As a result, the operation becomes unstable. This is a serious problem particularly in the case of parallel operation in which power is supplied from a plurality of power supply devices to a common load LD.

こうした問題を解決するために、本実施例の過電流判定回路２８は、スイッチ３３として電流増幅率ｈfeの低いＮＰＮ型トランジスタを使用し、かつスイッチ３３のベース電流を制限する抵抗４３を設けており、それにより過電流保護動作時には、オン状態にあるスイッチ３３のコレクタ電流が小さく、コンデンサ２５の端子電圧Ｖc25が急速に低下しないようになっている。つまり、コンデンサ２５の端子電圧Ｖc25は、ＦＥＴ２を流れる電流Ｉds2の大きさに応じて徐々に低下するので、過電流保護が動作する境界付近の負荷電流が流れた時に、ランプ電圧Ｖrampの最小値より低くはならず、良好な定電流垂下特性と、安定した出力電圧Ｖoutを得ることができる。 In order to solve such a problem, the overcurrent determination circuit 28 of the present embodiment uses an NPN transistor having a low current amplification factor hfe as the switch 33, and is provided with a resistor 43 that limits the base current of the switch 33. As a result, during the overcurrent protection operation, the collector current of the switch 33 in the on state is small, and the terminal voltage Vc25 of the capacitor 25 is not rapidly lowered. That is, the terminal voltage Vc25 of the capacitor 25 gradually decreases according to the magnitude of the current Ids2 flowing through the FET 2, so that when the load current near the boundary where the overcurrent protection operates flows, the minimum value of the lamp voltage Vramp The constant current drooping characteristic and the stable output voltage Vout can be obtained without being lowered.

一方、急激な負荷ＬＤの短絡によって大きな負荷電流が流れると、前記過電流判定回路２８では、スイッチ３３のオン状態における抵抗値が高く、コンデンサ２５を急速に放電させることができない。仮に本実施例で、過電流判定回路２９が設けられていなければ、コンデンサ２５の端子電圧Ｖc25がランプ電圧Ｖrampの最小値よりも高い状態が長く続き、短いオン幅を有するパルス駆動信号がＦＥＴ２に供給される。そのため、負荷電流が増加し続けて、電源装置内の磁性部品が飽和し、内部の寄生抵抗による電圧降下と、入力電圧Ｖｉｎと、スイッチング周期に対するオン時間の時比率の積が均衡するまで、負荷電流が増加することも起り得る。その結果、パルス駆動信号がオンするのと同時に大きなサージ電流が電源装置内に流れ、内部の寄生インダクタンスにより、素子の耐圧を越えるような大きなサージ電圧が発生する場合がある。過電流判定回路２９を設ける理由は、そうした問題を避けるためにある。 On the other hand, when a large load current flows due to a sudden short circuit of the load LD, the overcurrent determination circuit 28 has a high resistance value in the ON state of the switch 33 and cannot discharge the capacitor 25 rapidly. If the overcurrent determination circuit 29 is not provided in this embodiment, a state in which the terminal voltage Vc25 of the capacitor 25 is higher than the minimum value of the lamp voltage Vramp continues for a long time, and a pulse drive signal having a short ON width is applied to the FET2. Supplied. Therefore, the load current continues to increase, the magnetic components in the power supply device are saturated, and the load is reduced until the product of the voltage drop due to the internal parasitic resistance, the input voltage Vin, and the time ratio of the on-time to the switching period is balanced. An increase in current can also occur. As a result, a large surge current flows in the power supply device at the same time as the pulse drive signal is turned on, and a large surge voltage exceeding the breakdown voltage of the element may be generated due to the internal parasitic inductance. The reason for providing the overcurrent determination circuit 29 is to avoid such a problem.

ここでの過電流判定回路２９は、例えば急激な負荷短絡のような大きな負荷電流を検出したときにのみ、スイッチ３７が動作するようになっている。具体的には、ＦＥＴ２のオン期間中に、抵抗３の両端に発生する電流検出信号の電圧レベルが、前記しきい値Ｖth1よりも高く設定したしきい値Ｖth2を上回ると、比較器３５の出力端子がＨレベルになって、スイッチ３７がオン状態となり、コンデンサ２５をオン抵抗値の低いスイッチ３７で短絡して、コンデンサ２５の端子電圧Ｖc25をランプ電圧Ｖrampの最小値よりも低いレベルにまで急速に低下させる。 In the overcurrent determination circuit 29 here, the switch 37 operates only when a large load current such as a sudden load short circuit is detected. Specifically, when the voltage level of the current detection signal generated at both ends of the resistor 3 exceeds the threshold value Vth2 set higher than the threshold value Vth1 during the ON period of the FET 2, the output of the comparator 35 is output. The terminal becomes H level, the switch 37 is turned on, the capacitor 25 is short-circuited by the switch 37 having a low on-resistance value, and the terminal voltage Vc25 of the capacitor 25 is rapidly lowered to a level lower than the minimum value of the ramp voltage Vramp. To lower.

したがって、図３の右側に示すように、抵抗３で一度大きな短絡電流を検出すると、ＦＥＴ２へのパルス駆動信号は長い時間常にオフとなり、暫くは出力されない状態となる。その結果、パルス駆動信号は通常時のスイッチング周期よりも十分に長い周期で間欠的に出力されるようになり、出力回路１５から負荷ＬＤへの出力電流は抑制されて、電源装置内において、素子の耐圧を超えるようなサージ電流やサージ電圧が抑えられる。 Therefore, as shown on the right side of FIG. 3, once a large short-circuit current is detected by the resistor 3, the pulse drive signal to the FET 2 is always off for a long time and is not output for a while. As a result, the pulse drive signal is intermittently output with a period sufficiently longer than the normal switching period, the output current from the output circuit 15 to the load LD is suppressed, and the element in the power supply device Surge currents and surge voltages that exceed the withstand voltage can be suppressed.

このように本実施例では、制御回路としての制御用ＩＣ５と、スイッチング素子としてのＦＥＴ２と、出力回路１５と、過電流保護回路として過電流判定回路２８，２９とを含むスイッチング電源装置であって、ＦＥＴ２は制御用ＩＣ５からの駆動信号であるパルス駆動信号によってスイッチング動作するものであり、出力回路１５はこのスイッチング動作によって得られた電圧を整流平滑して出力する整流平滑回路であり、過電流判定回路２８，２９は、ＦＥＴ２を流れる電流を監視して検出信号を出力する電流検出器としての抵抗３と、スイッチ３３，３７と、容量性素子としてのコンデンサ２５を含み、第１の過電流判定回路２８は、抵抗３からの検出信号の値に応じてスイッチ３３を動作させ、コンデンサ２５を放電するように構成し、これとは別の第２の過電流判定回路２９は、抵抗３からの検出信号の値に応じてスイッチ３７を動作させ、コンデンサ２５を放電するように構成しており、制御用ＩＣ５は、コンデンサ２５の端子電圧Ｖc25が低下すると、出力回路１５からの出力電流を抑制するようなパルス駆動信号をＦＥＴ２に与える構成を有している。 As described above, this embodiment is a switching power supply device including the control IC 5 as the control circuit, the FET 2 as the switching element, the output circuit 15, and the overcurrent determination circuits 28 and 29 as the overcurrent protection circuit. The FET 2 performs a switching operation by a pulse drive signal that is a drive signal from the control IC 5, and the output circuit 15 is a rectifying / smoothing circuit that rectifies and smoothes the voltage obtained by the switching operation and outputs an overcurrent. The determination circuits 28 and 29 include a resistor 3 as a current detector that monitors a current flowing through the FET 2 and outputs a detection signal, switches 33 and 37, and a capacitor 25 as a capacitive element, and includes a first overcurrent. The determination circuit 28 is configured to operate the switch 33 in accordance with the value of the detection signal from the resistor 3 to discharge the capacitor 25. The second overcurrent determination circuit 29 different from this is configured to operate the switch 37 in accordance with the value of the detection signal from the resistor 3 to discharge the capacitor 25. The control IC 5 When the terminal voltage Vc25 of the capacitor 25 is lowered, the FET 2 is provided with a pulse drive signal that suppresses the output current from the output circuit 15.

そのため、抵抗３からの検出信号の値に応じて、過電流判定回路２８が過電流状態であると判定すると、スイッチ３３によってコンデンサ２５を放電する一方で、別な過電流判定回路２９が過電流状態であると判定すると、スイッチ３３とは異なるスイッチ３７によってコンデンサ２５を放電する。したがって、ＦＥＴ２を流れる電流Ｉds2に応じて、コンデンサ２５の端子電圧Ｖc25を低下させる度合いを変えることで、出力電流に応じた最適な過電流保護を行なうことができる。また制御用ＩＣ５は、同じコンデンサ２５の端子電圧Ｖc25を監視するだけでよく、過電流保護の動作遅れが生じたり、構成が複雑化したりする虞れを解消できる。 For this reason, if it is determined that the overcurrent determination circuit 28 is in the overcurrent state according to the value of the detection signal from the resistor 3, the capacitor 25 is discharged by the switch 33, while another overcurrent determination circuit 29 is overcurrent. If it is determined that the capacitor is in the state, the capacitor 25 is discharged by the switch 37 different from the switch 33. Therefore, the optimum overcurrent protection according to the output current can be performed by changing the degree of decreasing the terminal voltage Vc25 of the capacitor 25 according to the current Ids2 flowing through the FET2. Further, the control IC 5 only needs to monitor the terminal voltage Vc25 of the same capacitor 25, and it is possible to eliminate the possibility of an overcurrent protection operation delay or a complicated configuration.

また、本実施例の第１の過電流判定回路２８は、抵抗３からの検出信号の電圧値と第１のしきい値Ｖth1とを比較し、その比較結果をスイッチ３３に出力する第１の比較回路としての比較器３１を有し、抵抗３からの検出信号の電圧値がしきい値Ｖth1を上回ると、スイッチ３３がコンデンサ２５を放電するように構成している。また第２の過電流判定回路２９は、抵抗３からの検出信号の電圧値と第２のしきい値Ｖth2とを比較し、その比較結果をスイッチ３７に出力する第２の比較回路としての比較器３５を有し、抵抗３からの検出信号の電圧値がしきい値Ｖth2を上回ると、スイッチ３７がコンデンサ２５を放電するように構成し、過電流判定回路２８のしきい値Ｖth1は過電流判定回路２９のしきい値Ｖth2よりも低い値に設定される。 Further, the first overcurrent determination circuit 28 of the present embodiment compares the voltage value of the detection signal from the resistor 3 with the first threshold value Vth1, and outputs the comparison result to the switch 33. A comparator 31 as a comparison circuit is provided, and the switch 33 is configured to discharge the capacitor 25 when the voltage value of the detection signal from the resistor 3 exceeds the threshold value Vth1. The second overcurrent determination circuit 29 compares the voltage value of the detection signal from the resistor 3 with the second threshold value Vth2, and outputs a comparison result to the switch 37 as a second comparison circuit. And the switch 37 discharges the capacitor 25 when the voltage value of the detection signal from the resistor 3 exceeds the threshold value Vth2, and the threshold value Vth1 of the overcurrent determination circuit 28 is the overcurrent value. A value lower than the threshold value Vth2 of the determination circuit 29 is set.

そのため、過電流判定回路２８に備えた比較器３１によって、抵抗３からの検出信号の電圧値がしきい値Ｖth1を上回った場合には、スイッチ３３によりコンデンサ２５を放電して過電流保護を動作させ、過電流判定回路２９に備えた比較器３５によって、抵抗３からの検出信号の値がしきい値Ｖth1よりも高いしきい値Ｖth2を上回ると、今度はスイッチ３３とは異なるスイッチ３７によりコンデンサ２５を放電して、過電流保護を確実に動作させることが可能になる。 Therefore, when the voltage value of the detection signal from the resistor 3 exceeds the threshold value Vth1 by the comparator 31 provided in the overcurrent determination circuit 28, the capacitor 25 is discharged by the switch 33 and the overcurrent protection is activated. When the value of the detection signal from the resistor 3 exceeds the threshold value Vth2 higher than the threshold value Vth1 by the comparator 35 provided in the overcurrent determination circuit 29, the capacitor 37 is switched by the switch 37 different from the switch 33 this time. 25 is discharged, and the overcurrent protection can be reliably operated.

さらに、本実施例における第１の放電素子と第２の放電素子は、コンデンサ２５の両端に接続するスイッチ３３，３７であり、スイッチ３７はスイッチ３３よりもオン状態での抵抗値が低いものが選定される。 Furthermore, the first discharge element and the second discharge element in the present embodiment are switches 33 and 37 connected to both ends of the capacitor 25, and the switch 37 has a lower resistance value in the ON state than the switch 33. Selected.

こうすれば、スイッチ３３よりもオン状態での抵抗値が低いスイッチ３７を予め選定するだけで、スイッチ３３によりコンデンサ２５を放電させる場合は、スイッチ３７によりコンデンサ２５を放電させる場合よりも、コンデンサ２５の端子電圧Ｖc25を緩やかに低下させることができ、出力回路１５からの出力電流に応じて異なる最適な過電流保護を行なうことができる。 In this case, when the capacitor 25 is discharged by the switch 33 only by selecting the switch 37 having a lower resistance value in the ON state than the switch 33 in advance, the capacitor 25 is discharged rather than when the capacitor 25 is discharged by the switch 37. Terminal voltage Vc25 of the output circuit 15 can be lowered gradually, and optimum overcurrent protection that differs depending on the output current from the output circuit 15 can be performed.

またここでは、コンデンサ２５を充電する充電回路としての電流源２６を含み、制御用ＩＣ５は、起動時にコンデンサ２５の端子電圧Ｖc25が上昇するのに伴い、出力回路１５からの出力電圧Ｖoutを上昇させるようなパルス駆動信号を、ＦＥＴ２に与えるように構成される。 Further, here, a current source 26 as a charging circuit for charging the capacitor 25 is included, and the control IC 5 increases the output voltage Vout from the output circuit 15 as the terminal voltage Vc25 of the capacitor 25 increases during startup. Such a pulse drive signal is configured to be supplied to the FET 2.

このように、コンデンサ２５を充電する電流源２６を付加すれば、スイッチング電源装置の起動時において、コンデンサ２５の電圧を徐々に上昇させ、これを過電流保護動作時と同様に制御用ＩＣ５で監視して、出力回路１５からの出力電圧Ｖoutを緩やかに上昇させ、ソフトスタートを行うことができる。また、コンデンサ２５の電圧信号を過電流保護とソフトスタートの両方に用いることにより、起動時だけでなく過電流状態からの復帰時にもソフトスタートを行うことができる。 If the current source 26 for charging the capacitor 25 is added in this way, the voltage of the capacitor 25 is gradually increased when the switching power supply device is started up, and this is monitored by the control IC 5 as in the overcurrent protection operation. Thus, the output voltage Vout from the output circuit 15 can be gradually increased to perform soft start. Further, by using the voltage signal of the capacitor 25 for both overcurrent protection and soft start, soft start can be performed not only at the time of start-up but also at the time of return from the overcurrent state.

図４は、本発明の第２実施例を示す過電流判定回路２８，２９の回路図である。第１実施例と異なる点は、過電流判定回路２８として比較器３１の代わりに増幅器５１が用いられていること、および過電流判定回路２８のスイッチ３３がＮＰＮ型トランジスタではなく、ＰＮＰ型トランジスタであるということである。その他の構成は、図１に示すスイッチング電源装置の全体的な構成を含めて、第１実施例と共通している。 FIG. 4 is a circuit diagram of the overcurrent determination circuits 28 and 29 showing the second embodiment of the present invention. The difference from the first embodiment is that the amplifier 51 is used instead of the comparator 31 as the overcurrent determination circuit 28, and that the switch 33 of the overcurrent determination circuit 28 is not an NPN transistor but a PNP transistor. That is. Other configurations are common to the first embodiment, including the overall configuration of the switching power supply device shown in FIG.

増幅器５１は、同特性のＮＰＮ型トランジスタ６１，６２と、動作電圧Ｖccラインとトランジスタ６１のコレクタとの間に接続する抵抗６３と、動作電圧Ｖccラインとトランジスタ６２のコレクタとの間に接続する抵抗６４と、トランジスタ６１のエミッタと接地ラインとの間に接続する抵抗６５とを備え、トランジスタ６１，６２のベースどうしを接続して、その接続点をトランジスタ６２のコレクタに接続すると共に、トランジスタ６２のエミッタをＦＥＴ２と抵抗３との接続点に接続し、トランジスタ６１のコレクタをスイッチ３３のベースに接続して構成される。 The amplifier 51 includes NPN transistors 61 and 62 having the same characteristics, a resistor 63 connected between the operating voltage Vcc line and the collector of the transistor 61, and a resistor connected between the operating voltage Vcc line and the collector of the transistor 62. 64 and a resistor 65 connected between the emitter of the transistor 61 and the ground line, the bases of the transistors 61 and 62 are connected to each other, the connection point is connected to the collector of the transistor 62, and the transistor 62 The emitter is connected to the connection point between the FET 2 and the resistor 3, and the collector of the transistor 61 is connected to the base of the switch 33.

ここで、抵抗３，６３，６５の抵抗値をそれぞれＲ３，Ｒ63，Ｒ65とし、抵抗Ｒ３，Ｒ63，Ｒ65に流れる電流をそれぞれＩ３，Ｉ63，Ｉ65とすると、カレントミラー回路としての構成を有する増幅器５１では、抵抗３の端子電圧（＝Ｒ３・Ｉ３）と抵抗６５の端子電圧（＝Ｒ65・Ｉ65）が等しくなるように、抵抗Ｒ３を流れる電流Ｉ３に比例した電流Ｉ65が抵抗６５に流れる。したがって、Ｉ65＝（Ｒ３／Ｒ65）・Ｉ３なる関係が成立する。一方、抵抗６３には前記電流Ｉ65と等しい電流Ｉ63が流れ（Ｉ63＝Ｉ65）、抵抗６３の電圧降下（＝Ｒ63・Ｉ63）によってスイッチ３３のベース電圧が制御される。このとき、スイッチ３３のベース・エミッタ間電圧をＶbe33とするならば、制御用ＩＣ５のソフトスタート端子ＣＳに印加するコンデンサ２５の端子電圧Ｖc25は、次の式であらわせる。 Here, assuming that the resistance values of the resistors 3, 63, 65 are R3, R63, R65, and the currents flowing through the resistors R3, R63, R65 are I3, I63, I65, respectively, an amplifier 51 having a configuration as a current mirror circuit. Then, a current I65 proportional to the current I3 flowing through the resistor R3 flows through the resistor 65 so that the terminal voltage (= R3 · I3) of the resistor 3 is equal to the terminal voltage (= R65 · I65) of the resistor 65. Therefore, the relationship of I65 = (R3 / R65) · I3 is established. On the other hand, a current I63 equal to the current I65 flows through the resistor 63 (I63 = I65), and the base voltage of the switch 33 is controlled by the voltage drop of the resistor 63 (= R63 · I63). At this time, if the base-emitter voltage of the switch 33 is Vbe33, the terminal voltage Vc25 of the capacitor 25 applied to the soft start terminal CS of the control IC 5 can be expressed by the following equation.

したがって本実施例では、通常時から負荷電流が増大して過電流状態になると、過電流判定回路２８によって、抵抗３を流れる電流Ｉ３が増加するにしたがって、コンデンサ２５の端子電圧Ｖc25が低下するように線形制御される。このように、コンデンサ２５の端子電圧Ｖc25を電流Ｉ３に応じて線形に変化させることで、第１実施例に比べて良好な過電流特性を得ることができる。 Therefore, in the present embodiment, when the load current increases from the normal time to an overcurrent state, the terminal voltage Vc25 of the capacitor 25 decreases as the current I3 flowing through the resistor 3 increases by the overcurrent determination circuit 28. Linearly controlled. Thus, by changing the terminal voltage Vc25 of the capacitor 25 linearly in accordance with the current I3, it is possible to obtain better overcurrent characteristics compared to the first embodiment.

しかし、スイッチ３３が完全にオン動作した状態でも、コンデンサ２５の端子電圧Ｖc25はスイッチ３３のベース・エミッタ間電圧Ｖbe33よりも低くならない。したがって、ランプ電圧Ｖrampの最小値がスイッチ３３のベース・エミッタ間電圧Ｖbe33よりも低い場合は、ＦＥＴ２へのパルス駆動信号を完全にオフ状態にできず、十分な過電流保護を行なうことができない。 However, even when the switch 33 is completely turned on, the terminal voltage Vc25 of the capacitor 25 does not become lower than the base-emitter voltage Vbe33 of the switch 33. Therefore, when the minimum value of the ramp voltage Vramp is lower than the base-emitter voltage Vbe33 of the switch 33, the pulse drive signal to the FET 2 cannot be completely turned off, and sufficient overcurrent protection cannot be performed.

そこで本実施例では、急激な負荷ＬＤの短絡によって大きな負荷電流が流れ、抵抗３の両端電圧がしきい値Ｖth2を上回ると、別な過電流判定回路２９のスイッチ３７がオン状態となり、コンデンサ２５の端子電圧Ｖc25をランプ電圧Ｖrampの最小値よりも低いレベルにまで急速に低下させる。この動作は、前記第１実施例で示したものと同じである。 Therefore, in this embodiment, when a large load current flows due to a sudden short circuit of the load LD and the voltage across the resistor 3 exceeds the threshold value Vth2, the switch 37 of another overcurrent determination circuit 29 is turned on, and the capacitor 25 Is rapidly reduced to a level lower than the minimum value of the lamp voltage Vramp. This operation is the same as that shown in the first embodiment.

したがって、抵抗３で一度大きな短絡電流Ｉ３を検出すると、ＦＥＴ２へのパルス駆動信号は長い時間常にオフとなり、暫くは出力されない状態となる。その結果、パルス駆動信号は通常時のスイッチング周期よりも十分に長い周期で間欠的に出力されるようになり、出力回路１５から負荷ＬＤへの出力電流は抑制されて、電源装置内において、素子の耐圧を超えるようなサージ電流やサージ電圧が抑えられる。 Therefore, once a large short-circuit current I3 is detected by the resistor 3, the pulse drive signal to the FET 2 is always off for a long time and is not output for a while. As a result, the pulse drive signal is intermittently output with a period sufficiently longer than the normal switching period, the output current from the output circuit 15 to the load LD is suppressed, and the element in the power supply device Surge currents and surge voltages that exceed the withstand voltage can be suppressed.

このように本実施例においても、過電流状態において、コンデンサ２５の端子電圧Ｖc25を、ＰＮＰ型トランジスタからなるスイッチ３３のベース・エミッタ間電圧Ｖbe33にまで下げることができる。そのため、スイッチ３７はスイッチ３３よりもオン状態での抵抗値が低く、またスイッチ３３はスイッチ３７よりも抵抗に流れる電流Ｉ３が低い状態でオン動作する点は、第１実施例と共通している。 As described above, also in this embodiment, the terminal voltage Vc25 of the capacitor 25 can be lowered to the base-emitter voltage Vbe33 of the switch 33 made of a PNP transistor in an overcurrent state. Therefore, the switch 37 has a lower resistance value in the on state than the switch 33, and the switch 33 is turned on when the current I3 flowing through the resistor is lower than that of the switch 37. .

以上のように、本実施例の過電流保護回路も、ＦＥＴ２を流れる電流Ｉds2を監視して検出信号を出力する抵抗３と、過電流判定回路２８，２９と、スイッチ３３，３７と、容量性素子としてのコンデンサ２５を含み、過電流判定回路２８は、抵抗３からの検出信号の値に応じてスイッチ３３を動作させ、コンデンサ２５を放電するように構成し、これとは別の過電流判定回路２９は、抵抗３からの検出信号の値に応じてスイッチ３７を動作させ、コンデンサ２５を放電するように構成しており、制御用ＩＣ５は、コンデンサ２５の端子電圧Ｖc25が低下すると、出力回路１５からの出力電流を抑制するようなパルス駆動信号を、ＦＥＴ２に与える構成を有している。 As described above, the overcurrent protection circuit of this embodiment also monitors the current Ids2 flowing through the FET 2 and outputs a detection signal, the overcurrent determination circuits 28 and 29, the switches 33 and 37, and the capacitance. The overcurrent determination circuit 28 includes a capacitor 25 as an element, and is configured to operate the switch 33 in accordance with the value of the detection signal from the resistor 3 to discharge the capacitor 25. Another overcurrent determination is performed. The circuit 29 is configured to operate the switch 37 in accordance with the value of the detection signal from the resistor 3 to discharge the capacitor 25. The control IC 5 outputs the output circuit when the terminal voltage Vc25 of the capacitor 25 decreases. 15 has a configuration in which a pulse drive signal that suppresses the output current from 15 is supplied to the FET 2.

そのため、抵抗３からの検出信号の値に応じて、過電流判定回路２８が過電流状態であると判定すると、スイッチ３３によってコンデンサ２５を放電する一方で、別な過電流判定回路２９が過電流状態であると判定すると、スイッチ３３とは異なるスイッチ３７によってコンデンサ２５を放電する。したがって、ＦＥＴを流れる電流Ｉds2に応じて、コンデンサ２５の端子電圧Ｖc25を低下させる度合いを変えることで、出力電流に応じた最適な過電流保護を行なうことができる。また制御用ＩＣ５は、同じコンデンサ２５の端子電圧Ｖc25を監視するだけでよく、過電流保護の動作遅れが生じたり、構成が複雑化したりする虞れを解消できる。 For this reason, if it is determined that the overcurrent determination circuit 28 is in the overcurrent state according to the value of the detection signal from the resistor 3, the capacitor 25 is discharged by the switch 33, while another overcurrent determination circuit 29 is overcurrent. If it is determined that the capacitor is in the state, the capacitor 25 is discharged by the switch 37 different from the switch 33. Therefore, by changing the degree of decreasing the terminal voltage Vc25 of the capacitor 25 in accordance with the current Ids2 flowing through the FET, optimum overcurrent protection according to the output current can be performed. Further, the control IC 5 only needs to monitor the terminal voltage Vc25 of the same capacitor 25, and it is possible to eliminate the possibility of an overcurrent protection operation delay or a complicated configuration.

また、本実施例の過電流判定回路２８は特に、抵抗３からの検出信号の値に対して線形に制御された制御信号をスイッチ３３のベースに出力する第１の増幅回路に相当する増幅器５１を有し、この増幅器５１で得た制御信号に基づいてスイッチ３３がコンデンサ２５の放電量を調整するように構成している。 In addition, the overcurrent determination circuit 28 of the present embodiment is an amplifier 51 corresponding to a first amplifier circuit that outputs a control signal linearly controlled with respect to the value of the detection signal from the resistor 3 to the base of the switch 33. The switch 33 adjusts the discharge amount of the capacitor 25 based on the control signal obtained by the amplifier 51.

この場合、過電流判定回路２８に備えた増幅器５１によって、抵抗３からの検出信号の値に対して線形に制御された制御信号を生成し、この制御信号に基づいてコンデンサ２５の放電量を調整して、コンデンサ２５の端子電圧Ｖc25を負荷電流に応じて線形に変化させることで、過電流保護回路としてより良好な過電流保護特性を得ることができる。 In this case, a control signal linearly controlled with respect to the value of the detection signal from the resistor 3 is generated by the amplifier 51 provided in the overcurrent determination circuit 28, and the discharge amount of the capacitor 25 is adjusted based on this control signal. Then, by changing the terminal voltage Vc25 of the capacitor 25 linearly according to the load current, it is possible to obtain better overcurrent protection characteristics as an overcurrent protection circuit.

なお本発明は、本実施例に限定されるものではなく、本発明の要旨の範囲内で種々の変形実施が可能である。例えば、図１ではフォワード式のスイッチング電源装置を提示したが、フライバック式や、その他の方式のスイッチング電源装置であればよい。 The present invention is not limited to the present embodiment, and various modifications can be made within the scope of the gist of the present invention. For example, although a forward type switching power supply device is shown in FIG. 1, it may be a flyback type or other type of switching power supply device.

２ＦＥＴ（スイッチング素子）
３抵抗（電流検出器）
５制御用ＩＣ（制御回路）
１５出力回路
２５コンデンサ（容量性素子）
２７電流源（充電回路）
２８第１の過電流判定回路（過電流保護回路）
２９第２の過電流判定回路（過電流保護回路）
３１比較器（第１の比較回路）
３２比較器（第２の比較回路）
３３第１のスイッチ（第１の放電素子）
３７第２のスイッチ（第２の放電素子）
５１増幅器（第１の増幅回路） 2 FET (switching element)
3 Resistance (current detector)
5 Control IC (control circuit)
15 Output circuit 25 Capacitor (capacitive element)
27 Current source (charging circuit)
28 First overcurrent determination circuit (overcurrent protection circuit)
29 Second overcurrent determination circuit (overcurrent protection circuit)
31 Comparator (first comparison circuit)
32 comparator (second comparison circuit)
33 First switch (first discharge element)
37 Second switch (second discharge element)
51 Amplifier (first amplifier circuit)

Claims

A switching power supply device including a control circuit, a switching element, an output circuit, and an overcurrent protection circuit,
The switching element performs a switching operation by a drive signal from the control circuit,
The output circuit rectifies and smoothes the voltage obtained by the switching operation, and outputs it.
The overcurrent protection circuit includes a current detector, a first overcurrent determination circuit, a second overcurrent determination circuit, a first discharge element, a second discharge element, and a capacitive element. ,
The current detector is for monitoring a current flowing through the switching element and outputting a detection signal,
The first overcurrent determination circuit is configured to operate the first discharge element according to a value of the detection signal and discharge the capacitive element,
The second overcurrent determination circuit is configured to operate the second discharge element in accordance with a value of the detection signal and discharge the capacitive element,
The switching power supply device according to claim 1, wherein the control circuit is configured to provide the switching element with the drive signal that suppresses an output current from the output circuit when a voltage of the capacitive element decreases.

The first overcurrent determination circuit includes a first comparison circuit that compares the value of the detection signal with a first threshold value and outputs the comparison result to the first discharge element; When the value of the detection signal exceeds the first threshold, the first discharge element is configured to discharge the capacitive element,
The second overcurrent determination circuit includes a second comparison circuit that compares the value of the detection signal with a second threshold value and outputs the comparison result to the second discharge element, When the value of the detection signal exceeds the second threshold, the second discharge element is configured to discharge the capacitive element,
2. The switching power supply device according to claim 1, wherein the first threshold value is set to a value lower than the second threshold value.

The first overcurrent determination circuit includes a first amplifier circuit that outputs a control signal linearly controlled with respect to the value of the detection signal to the first discharge element, and based on the control signal 2. The switching power supply device according to claim 1, wherein the first discharge element is configured to adjust a discharge amount of the capacitive element.

The first discharge element is a first switch connected to both ends of the capacitive element;
The second discharge element is a second switch connected to both ends of the capacitive element;
4. The switching power supply device according to claim 1, wherein the second switch has a lower resistance value in an ON state than the first switch. 5.

A charging circuit for charging the capacitive element;
The control circuit is configured to provide the switching element with the drive signal that increases the output voltage from the output circuit as the voltage of the capacitive element increases during startup. The switching power supply device according to any one of claims 1 to 4.