JP5279219B2

JP5279219B2 - Switching power supply

Info

Publication number: JP5279219B2
Application number: JP2007231297A
Authority: JP
Inventors: 健一狩野
Original assignee: Canon Inc
Current assignee: Canon Inc
Priority date: 2007-09-06
Filing date: 2007-09-06
Publication date: 2013-09-04
Anticipated expiration: 2027-09-06
Also published as: JP2009065776A

Abstract

PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a switching power supply device in which an overcurrent protective circuit can be surely and safely operated, without largely increasing its cost. SOLUTION: The switching power supply device comprises an insulating transformer 1 having a primary winding and a secondary winding, a switching element 2 with its one end connected to one end of the primary winding, rectification smoothing sections 14, 17 connected to the secondary winding, a control unit 22 for controlling the switching element corresponding to the DC output voltage of the rectification smoothing sections, a current detection section 27 for detecting the current output from the rectification smoothing sections, and an overcurrent protective circuit for turning off the switching element when the detected output of the current detection section exceeds a prescribed value, wherein the overcurrent protective circuit is configured to switch the prescribed value corresponding to the DC output voltage of the rectification smoothing sections, so that the DC power is input from the other end of the primary winding and the other end of the switching element to output the DC power from rectification smoothing sections. COPYRIGHT: (C)2009,JPO&INPIT

Description

本発明は、ＲＣＣ（リンギングチョークコンバータ）方式などのスイッチング電源装置に関し、特にその出力側に過電流が発生した場合に、スイッチング電源装置の回路素子を保護する過電流保護回路に関するものである。 The present invention relates to an RCC (ringing choke converter) type switching power supply device, and more particularly to an overcurrent protection circuit that protects circuit elements of a switching power supply device when an overcurrent occurs on the output side.

ＲＣＣ方式のスイッチング電源（以下ＲＣＣ電源と称する）は、他励方式のスイッチング電源と異なり、電源制御用ＩＣなどの高価な制御素子を使わないため、低コストであるという利点がある。さらにＲＣＣ電源で生成した電圧とは異なる電圧出力を得るためにＤＣ−ＤＣコンバータ回路を接続する手法がある。このＤＣ−ＤＣコンバータについても自励方式をとることによって、高価な制御用ＩＣを使用することなく、低コストで回路を構成することができる。またこれらの電源やコンバータ回路には、その出力側が過電流状態になった場合に、発火発煙等を防止し、かつ回路素子を破壊から保護するために過電流保護回路を設けることが多い（特許文献１）。以下従来のＲＣＣ電源（従来例１、特許文献２）、ＤＣ−ＤＣコンバータ（従来例２、特許文献３）、および各々の過電流保護回路について説明する。 Unlike a separately excited switching power supply, an RCC switching power supply (hereinafter referred to as an RCC power supply) does not use an expensive control element such as a power supply control IC, and thus has an advantage of low cost. Furthermore, there is a method of connecting a DC-DC converter circuit in order to obtain a voltage output different from the voltage generated by the RCC power supply. By adopting the self-excitation method for this DC-DC converter as well, a circuit can be configured at low cost without using an expensive control IC. In addition, these power supplies and converter circuits are often provided with an overcurrent protection circuit to prevent ignition, smoke, etc., and to protect the circuit elements from destruction when the output side becomes an overcurrent state (patents) Reference 1). Hereinafter, a conventional RCC power source (conventional example 1 and patent document 2), a DC-DC converter (conventional example 2 and patent document 3), and respective overcurrent protection circuits will be described.

〈ＲＣＣ電源の基本動作〉
図５において、絶縁トランス１は、入力側の１次巻線Ｎｐと出力側の２次巻線Ｎｓおよび１次側の補助巻線Ｎｂによって構成されている。補助巻線Ｎｂは、スイッチング素子であるＭＯＳ−ＦＥＴ２のゲート電圧を制御するトランジスタ３の駆動用巻線である。 <Basic operation of RCC power supply>
In FIG. 5, the insulating transformer 1 includes an input-side primary winding Np, an output-side secondary winding Ns, and a primary-side auxiliary winding Nb. The auxiliary winding Nb is a driving winding of the transistor 3 that controls the gate voltage of the MOS-FET 2 that is a switching element.

入力電圧Ｅは、ＡＣ（交流）入力電圧をブリッジダイオード（図示せず）で整流し、アルミ電解コンデンサ（図示せず）にて平滑された直流電圧である。入力電圧Ｅは、１次巻線Ｎｐの一端とＭＯＳ−ＦＥＴ２のソース端子の間に印加され、入力電圧Ｅの（＋）側は１次巻線Ｎｐの巻き始めに接続され、入力電圧Ｅの（−）側はＭＯＳ−ＦＥＴ２のソース端子に接続されている。また、補助巻線Ｎｂは１次巻線Ｎｐと同極に、２次巻線Ｎｓは異極に接続されている。 The input voltage E is a DC voltage obtained by rectifying an AC (alternating current) input voltage with a bridge diode (not shown) and smoothing it with an aluminum electrolytic capacitor (not shown). The input voltage E is applied between one end of the primary winding Np and the source terminal of the MOS-FET 2, and the (+) side of the input voltage E is connected to the beginning of the primary winding Np. The (−) side is connected to the source terminal of the MOS-FET 2. The auxiliary winding Nb is connected to the same polarity as the primary winding Np, and the secondary winding Ns is connected to a different polarity.

入力電圧Ｅの（＋）側とＭＯＳ−ＦＥＴ２のゲート間には、起動抵抗４が接続され、ゲートとソース間には起動抵抗５が接続されている。また、ＭＯＳ−ＦＥＴ２のゲートと補助巻線Ｎｂの巻き始めとの間には、コンデンサ６とゲート抵抗７，８が接続されている。ゲート抵抗８の両端には、補助巻線Ｎｂ側をカソードの向きにしたダイオード９が接続されており、ＭＯＳ−ＦＥＴ２のターンオン／ターンオフのスピードを調整することで高効率化を実現している。 A starting resistor 4 is connected between the (+) side of the input voltage E and the gate of the MOS-FET 2, and a starting resistor 5 is connected between the gate and the source. A capacitor 6 and gate resistors 7 and 8 are connected between the gate of the MOS-FET 2 and the start of the auxiliary winding Nb. A diode 9 with the auxiliary winding Nb facing the cathode is connected to both ends of the gate resistor 8, and high efficiency is achieved by adjusting the turn-on / turn-off speed of the MOS-FET 2.

トランジスタ３のベースと入力電圧Ｅの（−）側との間にコンデンサ１０が接続されている。補助巻線Ｎｂとトランジスタ３のベースとの間には、抵抗１１が接続され、コンデンサ１０とで時定数回路を構成している。
フォトカプラ１２のコレクタとＭＯＳ−ＦＥＴ２のゲートとの間には、抵抗１３が接続され、フォトカプラ１２に流れる電流を制限している。フォトカプラ１２のエミッタは、トランジスタ３のベースに接続されている。 A capacitor 10 is connected between the base of the transistor 3 and the (−) side of the input voltage E. A resistor 11 is connected between the auxiliary winding Nb and the base of the transistor 3, and the capacitor 10 constitutes a time constant circuit.
A resistor 13 is connected between the collector of the photocoupler 12 and the gate of the MOS-FET 2 to limit the current flowing through the photocoupler 12. The emitter of the photocoupler 12 is connected to the base of the transistor 3.

絶縁トランス１の２次巻線Ｎｓの巻き終わりには、整流用のダイオード１４のアノード側が接続されている。整流ダイオード１４のカソード側と２次巻線Ｎｓの巻き始めとの間には、電解コンデンサ１７が接続され、平滑を行っている。出力電圧Ｖ１は、抵抗２０，２１によって分圧され、分圧された電圧は、シャントレギュレータ２２のｒｅｆ端子に接続され、基準電圧と比較することでフォトカプラ１２のダイオードに流れる電流を制御している。 The anode side of the rectifying diode 14 is connected to the winding end of the secondary winding Ns of the insulating transformer 1. An electrolytic capacitor 17 is connected between the cathode side of the rectifier diode 14 and the winding start of the secondary winding Ns to perform smoothing. The output voltage V1 is divided by the resistors 20 and 21, and the divided voltage is connected to the ref terminal of the shunt regulator 22, and the current flowing through the diode of the photocoupler 12 is controlled by comparing with the reference voltage. Yes.

次に、スイッチング動作について説明する。
ＭＯＳ−ＦＥＴ２は、起動抵抗４，５によりゲートにバイアスが印加され、導通状態となる。ＭＯＳ−ＦＥＴ２が導通状態になると、１次巻線Ｎｐに入力電圧Ｅが印加され、補助巻線Ｎｂに巻き始め側を（＋）とする電圧が誘起される。このとき、２次巻線Ｎｓにも電圧が誘起されるが、整流ダイオード１４のアノード側を（−）とする電圧であるため、２次側には電流が流れない。したがって、１次巻線Ｎｐを流れる電流は絶縁トランス１の励磁電流だけで、絶縁トランス１には励磁電流の２乗に比例したエネルギーが蓄積される。この励磁電流は、時間に比例して増大する。補助巻線Ｎｂに誘起された電圧により、コンデンサ６および抵抗７，８を介してＭＯＳ−ＦＥＴ２のゲートが充電され、さらに導通状態が継続される。 Next, the switching operation will be described.
A bias is applied to the gate of the MOS-FET 2 by the starting resistors 4 and 5, and the MOS-FET 2 becomes conductive. When the MOS-FET 2 becomes conductive, the input voltage E is applied to the primary winding Np, and a voltage having (+) as the winding start side is induced in the auxiliary winding Nb. At this time, a voltage is also induced in the secondary winding Ns. However, since the voltage is such that the anode side of the rectifier diode 14 is (−), no current flows on the secondary side. Therefore, the current flowing through the primary winding Np is only the exciting current of the insulating transformer 1, and energy proportional to the square of the exciting current is accumulated in the insulating transformer 1. This exciting current increases in proportion to time. Due to the voltage induced in the auxiliary winding Nb, the gate of the MOS-FET 2 is charged via the capacitor 6 and the resistors 7 and 8, and the conduction state is continued.

時定数回路を構成している抵抗１１およびコンデンサ１０には、補助巻線Ｎｂから電荷が充電され、コンデンサ１０の両端の電圧がトランジスタ３のベース・エミッタ間電圧ＶＢＥ１より高くなる。すると、トランジスタ３が導通状態となり、ＭＯＳ−ＦＥＴ２のゲート電圧が低下することで、ＭＯＳ−ＦＥＴ２は非導通状態となる。このとき、絶縁トランスの各巻線には起動時と逆向きの電圧が発生し、２次巻線には整流ダイオード１４のアノード側を（＋）とする電圧が発生するため、絶縁トランス１に蓄積されたエネルギーが整流・平滑され、２次側に伝達される。 The resistor 11 and the capacitor 10 constituting the time constant circuit are charged by the auxiliary winding Nb, and the voltage across the capacitor 10 becomes higher than the base-emitter voltage VBE1 of the transistor 3. Then, the transistor 3 is turned on, and the gate voltage of the MOS-FET 2 is lowered, so that the MOS-FET 2 is turned off. At this time, a reverse voltage is generated in each winding of the isolation transformer, and a voltage with the anode side of the rectifier diode 14 being (+) is generated in the secondary winding. The rectified energy is rectified and smoothed and transmitted to the secondary side.

絶縁トランス１に蓄えられているエネルギーが２次側にすべて伝達されると、ＭＯＳ−ＦＥＴ２は再び導通状態となる。これは、ＭＯＳ−ＦＥＴ２のドレイン−ソース間の電圧に比例した電圧が補助巻線Ｎｂに発生し、ＭＯＳ−ＦＥＴ２が非導通状態になった直後はゲートが（−）にバイアスされている。そして、２次側にエネルギーの伝達が終わると（−）のバイアスが徐徐に低下するため、Ｃカップリングしているコンデンサ６から再びＭＯＳ−ＦＥＴ２のゲートが（＋）方向にバイアスされるからである。 When all of the energy stored in the insulating transformer 1 is transmitted to the secondary side, the MOS-FET 2 becomes conductive again. This is because a voltage proportional to the drain-source voltage of the MOS-FET 2 is generated in the auxiliary winding Nb, and immediately after the MOS-FET 2 becomes non-conductive, the gate is biased to (−). When the energy transfer to the secondary side is completed, the (−) bias gradually decreases, so that the gate of the MOS-FET 2 is again biased in the (+) direction from the C-coupled capacitor 6. is there.

図５の例では、Ｖ１の直流出力を生成するシングルフィードバックを例に取って説明する。
フォトカプラ１２からの電流は、出力電圧Ｖ１が高いときに多く流れるので、それによってコンデンサ１０に電流が供給され、充電時間が短くなる。これは、ＭＯＳ−ＦＥＴ２の導通時間が短くなることを意味しており、これによって絶縁トランス１に蓄積されるエネルギーが減少することで出力電圧Ｖ１が下がり、出力電圧が低い場合は逆の動作となり、出力電圧Ｖ１が上がる。このようにして、ＲＣＣ電源は定電圧動作を行っている。 In the example of FIG. 5, a single feedback that generates a DC output of V1 will be described as an example.
Since a large amount of current flows from the photocoupler 12 when the output voltage V1 is high, the current is supplied to the capacitor 10 thereby shortening the charging time. This means that the conduction time of the MOS-FET 2 is shortened. As a result, the energy stored in the insulating transformer 1 is reduced, so that the output voltage V1 is lowered. When the output voltage is low, the operation is reversed. The output voltage V1 increases. In this way, the RCC power supply performs a constant voltage operation.

図６は、ＲＣＣ方式における各部の波形を示している。
同図において、ＶＧはＭＯＳ−ＦＥＴ２のゲート電圧を、ＶＤＳはＭＯＳ−ＦＥＴ２のドレイン−ソース電圧を、ＩＤはドレイン電流を、ＩＳは２次側の整流ダイオード１４に流れる電流をそれぞれ示している。 FIG. 6 shows the waveform of each part in the RCC method.
In the figure, VG represents the gate voltage of the MOS-FET 2, VDS represents the drain-source voltage of the MOS-FET 2, ID represents the drain current, and IS represents the current flowing through the rectifier diode 14 on the secondary side.

まず、ＭＯＳ−ＦＥＴ２のオン期間について説明する。起動抵抗４，５によりゲートにバイアスが印加され、ＶＧの電位が上昇することによってＭＯＳ−ＦＥＴ２は導通状態となり、ドレイン電流ＩＤは時間とともに正の傾きで直線的に増加し、絶縁トランス１にエネルギーが蓄積される。このとき、ＭＯＳ−ＦＥＴ２が導通状態であるため、ドレイン−ソース電圧ＶＤＳはほぼ零になっており、２次側の整流ダイオード１４は逆バイアスされているため、整流ダイオード１４の電流ＩＳは零である。 First, the ON period of the MOS-FET 2 will be described. A bias is applied to the gate by the starting resistors 4 and 5 and the potential of VG rises, so that the MOS-FET 2 becomes conductive, and the drain current ID increases linearly with a positive slope with time. Is accumulated. At this time, since the MOS-FET 2 is in a conductive state, the drain-source voltage VDS is almost zero, and the secondary side rectifier diode 14 is reverse-biased, so the current IS of the rectifier diode 14 is zero. is there.

コンデンサ１０が充電され、トランジスタ３が導通状態になると、ＭＯＳ−ＦＥＴ２のゲート電圧ＶＧは零になり、ＭＯＳ−ＦＥＴ２は非導通状態となる。このため、ドレイン電流ＩＤは零になり、ドレイン−ソース電圧ＶＤＳは入力電圧Ｅ、出力電圧Ｖ１の巻線比倍（Ｎｐ／Ｎｓ）の電圧、およびサージ電圧を重畳したものとなる。このとき、２次側の整流ダイオード１４は導通状態となり、絶縁トランス１に蓄積されたエネルギーが２次側に伝達される。整流ダイオード１４の電流ＩＳは負の傾きで直線的に減少する。このような動作を繰り返すことでスイッチング動作を継続し、２次側に電力を供給している。 When the capacitor 10 is charged and the transistor 3 becomes conductive, the gate voltage VG of the MOS-FET 2 becomes zero and the MOS-FET 2 becomes non-conductive. For this reason, the drain current ID becomes zero, and the drain-source voltage VDS is obtained by superimposing the input voltage E, the voltage of the winding ratio times the output voltage V1 (Np / Ns), and the surge voltage. At this time, the rectifier diode 14 on the secondary side becomes conductive, and the energy accumulated in the insulating transformer 1 is transmitted to the secondary side. The current IS of the rectifier diode 14 decreases linearly with a negative slope. By repeating such an operation, the switching operation is continued and power is supplied to the secondary side.

〈ＲＣＣ電源の過電流保護回路の動作〉
出力Ｖ１とＧＮＤ２４の間に負荷１５が接続されている。ＧＮＤ２４から絶縁トランス１の２次巻線Ｎｓの巻き始めとの間に電流検出抵抗２７を挿入している。負荷１５に流れる電流は、電流検出抵抗２７によって電圧に変換され、ＯＰアンプ（Ｏｐｅｒａｔｉｏｎａｌａｍｐｌｉｆｉｅｒ）４０の非反転（＋）入力端子に入力される。一方、ＯＰアンプ４０の反転（−）入力端子には、基準電圧としてＧＮＤ２４の電位すなわちゼロボルトが抵抗３６を介して入力されている。また、ＯＰアンプ４０の出力端子には、抵抗４１が接続され、抵抗４１の一端にはフォトカプラ３３の発光側のカソード端子が接続されている。 <Operation of RCC power supply overcurrent protection circuit>
A load 15 is connected between the output V1 and the GND 24. A current detection resistor 27 is inserted between the GND 24 and the winding start of the secondary winding Ns of the insulating transformer 1. A current flowing through the load 15 is converted into a voltage by the current detection resistor 27 and input to a non-inverting (+) input terminal of an OP amplifier (Operational amplifier) 40. On the other hand, to the inverting (−) input terminal of the OP amplifier 40, the potential of the GND 24, that is, zero volts is input as a reference voltage via the resistor 36. Further, a resistor 41 is connected to the output terminal of the OP amplifier 40, and a cathode terminal on the light emission side of the photocoupler 33 is connected to one end of the resistor 41.

負荷１５に流れる負荷電流をＩ１とすると、ＯＰアンプ４０の非反転入力端子には、
Ｖ９＝Ｒ３９×（Ｖ１＋Ｉ１×Ｒ２７）／（Ｒ３８＋Ｒ３９）−Ｉ１×Ｒ２７ …（１）
で決定される電圧が印加されることになる。Ｒ３８、Ｒ３９は抵抗３８および抵抗３９の抵抗値である。
また、ＯＰアンプ４０の反転入力端子にはゼロボルトが入力されており、正常時において非反転入力端子電圧Ｖ９はゼロボルトよりも高い電圧に設定されている。これに対して負荷１５に過負荷状態が発生した時は、非反転入力端子電圧Ｖ９がゼロボルトよりも低くなるように設定する。よって過負荷状態になることによってＯＰアンプ４０の出力電圧がＯＰアンプ４０のＧＮＤ電位まで低下する。ＯＰアンプ４０の出力電圧が低下することにより、フォトカプラ３３のフォトダイオードが発光し、それを受けて同じくフォトカプラ３３の受光側のフォトトランジスタが導通する。これによりトランジスタ３のベースに電流が流れて導通状態となることで、ＭＯＳ−ＦＥＴ２がオフとなる。この状態は、過負荷状態が解除されるまで継続される。この一連の動作によって、スイッチング素子であるＭＯＳ−ＦＥＴ２の発振を停止させ、１次側および２次側出力の過電流状態による各素子の破壊を防止する。 When the load current flowing through the load 15 is I1, the non-inverting input terminal of the OP amplifier 40 is
V9 = R39 × (V1 + I1 × R27) / (R38 + R39) −I1 × R27 (1)
The voltage determined by is applied. R38 and R39 are resistance values of the resistor 38 and the resistor 39, respectively.
Further, zero volt is inputted to the inverting input terminal of the OP amplifier 40, and the non-inverting input terminal voltage V9 is set to a voltage higher than zero volt at the normal time. In contrast, when an overload condition occurs in the load 15, the non-inverting input terminal voltage V9 is set to be lower than zero volts. Therefore, the output voltage of the OP amplifier 40 decreases to the GND potential of the OP amplifier 40 due to the overload state. When the output voltage of the OP amplifier 40 decreases, the photodiode of the photocoupler 33 emits light, and the phototransistor on the light receiving side of the photocoupler 33 is turned on in response to the light. As a result, a current flows through the base of the transistor 3 and becomes conductive, whereby the MOS-FET 2 is turned off. This state continues until the overload state is released. By this series of operations, the oscillation of the MOS-FET 2 which is a switching element is stopped, and the destruction of each element due to the overcurrent state of the primary side and secondary side outputs is prevented.

なお、図示例では、過電流検出のための検出抵抗２７を負荷１５の低電位側（ＧＮＤ側）に設けているが、高電位側すなわちＶ１側に設けても良い。さらに過電流検知回路としてＯＰアンプ４０を使用しているが、コンパレータを使用しても同様の効果が得られる。 In the illustrated example, the detection resistor 27 for detecting the overcurrent is provided on the low potential side (GND side) of the load 15, but may be provided on the high potential side, that is, the V1 side. Further, although the OP amplifier 40 is used as an overcurrent detection circuit, the same effect can be obtained even if a comparator is used.

ここで式（１）から非反転入力端子電圧Ｖ９＝０とすると、
Ｉ１＝Ｖ１×Ｒ３９／（Ｒ２７×Ｒ３８） …（２）
となり、過電流保護回路が動作する電流値Ｉ１が出力電圧Ｖ１に比例していることがわかる。図７は式（２）で表されるＶ１とＩ１の関係をグラフにしたものである。出力電圧Ｖ１をＶ１’とした場合、保護動作電流はＩ１’以上となる。出力電圧Ｖ１’を変えずに、保護動作電流を変更したい場合は、Ｒ３９、Ｒ３８あるいはＲ２７を調整し、図７の直線の傾きを変えることによって任意設定することが可能である。 Here, when the non-inverting input terminal voltage V9 = 0 from the equation (1),
I1 = V1 × R39 / (R27 × R38) (2)
Thus, it can be seen that the current value I1 at which the overcurrent protection circuit operates is proportional to the output voltage V1. FIG. 7 is a graph showing the relationship between V1 and I1 expressed by equation (2). When the output voltage V1 is V1 ′, the protection operation current is I1 ′ or more. When it is desired to change the protection operating current without changing the output voltage V1 ′, it is possible to arbitrarily set by adjusting R39, R38 or R27 and changing the slope of the straight line in FIG.

〈自励式ＤＣ−ＤＣコンバータ回路の基本動作〉
図８は入力電圧Ｖ１として、Ｖ１よりも低い電圧Ｖ２を出力する降圧型の自励式ＤＣ−ＤＣコンバータ回路の回路図である。これを用いて基本動作を説明する。まず電圧制御はコンパレータ４６によって行われるため、専用の制御ＩＣを必要としない。コンパレータ４６の反転（−）入力端子には、電圧Ｖ１を抵抗４７と抵抗４８で分圧した値が入力される。この値（基準電圧とする）をＶ２に設定することによって、この自励式ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧がＶ２となる。したがってＶ２は以下のように表される。
Ｖ２＝Ｖ１×Ｒ４８／（Ｒ４７×Ｒ４８） …（３）
式（３）において、Ｒ４７もしくはＲ４８の値を調整することで所望の出力電圧Ｖ２が得られる。一方、非反転（＋）入力端子には、抵抗４９を介してＶ２が入力される。コンパレータ４６はＶ２が基準電圧よりも高くなった場合は、コンパレータ４６内部の出力トランジスタ（図示せず）がオープンとなりＭＯＳ−ＦＥＴ４３を非導通状態にする。また、Ｖ２が基準電圧よりも低くなった場合は、コンパレータ４６内部の出力トランジスタが導通状態となり、ＭＯＳ−ＦＥＴ４３も導通状態となる。 <Basic operation of self-excited DC-DC converter circuit>
FIG. 8 is a circuit diagram of a step-down self-excited DC-DC converter circuit that outputs a voltage V2 lower than V1 as the input voltage V1. The basic operation will be described using this. First, since voltage control is performed by the comparator 46, a dedicated control IC is not required. A value obtained by dividing the voltage V 1 by the resistor 47 and the resistor 48 is input to the inverting (−) input terminal of the comparator 46. By setting this value (reference voltage) to V2, the output voltage of this self-excited DC-DC converter becomes V2. Therefore, V2 is expressed as follows.
V2 = V1 × R48 / (R47 × R48) (3)
In Expression (3), a desired output voltage V2 can be obtained by adjusting the value of R47 or R48. On the other hand, V2 is input to the non-inverting (+) input terminal via the resistor 49. When V2 becomes higher than the reference voltage, the comparator 46 opens an output transistor (not shown) inside the comparator 46, and makes the MOS-FET 43 non-conductive. Further, when V2 becomes lower than the reference voltage, the output transistor inside the comparator 46 is turned on, and the MOS-FET 43 is also turned on.

図９は自励式ＤＣ−ＤＣコンバータ回路の各波形を示している。まずＭＯＳ−ＦＥＴ４３が導通状態のとき、入力電圧Ｖ１から抵抗４２およびチョークコイル４４を介して平滑コンデンサ４５に電流Ｉ２が供給され、出力Ｖ２が上昇する。コンパレータ４６は、Ｖ２が基準電圧よりも上昇したため、ＭＯＳ−ＦＥＴ４３を非導通状態にしてＶ１からの電流供給を遮断する。このときチョークコイル４４に流れていた電流が遮断されるため、チョークコイル４４は蓄えられたエネルギーを放出しようとして、回生ダイオード５１を介して回生電流が流れるため、平滑コンデンサ４５への電流供給Ｉ２は継続される。やがてチョークコイル４４に蓄えられたエネルギーがすべて放出されると、平滑コンデンサ４５への電流供給Ｉ２がゼロとなる。ＭＯＳ−ＦＥＴ４３が非導通状態となった後は、負荷電流Ｉ３によって徐々に出力電圧Ｖ２が低下する。この電圧低下をコンパレータ４６が検知して再びＭＯＳ−ＦＥＴ４３を導通させる。前記のプロセスを繰り返すことによって出力Ｖ２を所望の電圧値に保持することが可能となる。 FIG. 9 shows waveforms of the self-excited DC-DC converter circuit. First, when the MOS-FET 43 is in a conductive state, the current I2 is supplied from the input voltage V1 to the smoothing capacitor 45 via the resistor 42 and the choke coil 44, and the output V2 rises. Since V2 has risen above the reference voltage, the comparator 46 puts the MOS-FET 43 in a non-conductive state and cuts off the current supply from V1. Since the current flowing through the choke coil 44 at this time is cut off, the choke coil 44 tries to release the stored energy, and the regenerative current flows through the regenerative diode 51. Therefore, the current supply I2 to the smoothing capacitor 45 is Will continue. When all of the energy stored in the choke coil 44 is eventually released, the current supply I2 to the smoothing capacitor 45 becomes zero. After the MOS-FET 43 is turned off, the output voltage V2 gradually decreases due to the load current I3. The comparator 46 detects this voltage drop and makes the MOS-FET 43 conductive again. By repeating the above process, the output V2 can be held at a desired voltage value.

〈自励式ＤＣ−ＤＣコンバータ回路の過電流保護回路の動作〉
自励式ＤＣ−ＤＣコンバータ回路の過電流保護回路として、図８の例では電流制限用のトランジスタ５９を使用している。負荷５７の負荷電流もしくはチョークコイル４４の励磁電流が増加していくと、抵抗４２の両端電圧が大きくなり、この電圧がトランジスタ５９のベース−エミッタ間電圧ＶＢＥ２を超えると、トランジスタ５９が導通状態となる。このときコンパレータ４６の反転（−）入力端子には電圧Ｖ２が入力されており、これに対して非反転（＋）入力端子には、トランジスタ５９が導通状態により電圧Ｖ２よりも高い電圧が入力される。このため、コンパレータ４６は出力オープンとなり、ＭＯＳ−ＦＥＴ４３が非導通状態となり電流供給を停止する。 <Operation of overcurrent protection circuit of self-excited DC-DC converter circuit>
As an overcurrent protection circuit of the self-excited DC-DC converter circuit, a current limiting transistor 59 is used in the example of FIG. As the load current of the load 57 or the excitation current of the choke coil 44 increases, the voltage across the resistor 42 increases. When this voltage exceeds the base-emitter voltage VBE2 of the transistor 59, the transistor 59 becomes conductive. Become. At this time, the voltage V2 is input to the inverting (−) input terminal of the comparator 46, whereas the voltage higher than the voltage V2 is input to the non-inverting (+) input terminal due to the transistor 59 being conductive. The For this reason, the comparator 46 becomes an output open, the MOS-FET 43 becomes non-conductive, and the current supply is stopped.

ただし前述の回路だけでは、ＭＯＳ−ＦＥＴ４３がオフした後に抵抗４２の両端電圧が低下することでトランジスタ５９が再び非導通状態となり、コンパレータ４６の出力電圧がＶ２となり、ＭＯＳ−ＦＥＴ４３が導通状態となる。負荷５７の過電流状態が継続されたまま、これらの動作を繰り返すことでＭＯＳ−ＦＥＴ４３に過大な熱ストレスがかかり、ＭＯＳ−ＦＥＴ４３の故障に至ってしまう。そこでツェナーダイオード５３およびダイオード５８を過電流保護回路として併用している。負荷５７に過電流状態が発生すると前述のようにトランジスタ５９によって電流制限を行っているため、Ｖ２出力が低下する。
ここでツェナーダイオード５３のツェナー電圧をＶｚ１、Ｖ１とＶ２の所定電圧（正常時における電圧）をＶ１Ｒ、Ｖ２Ｒとすると、
Ｖｚ１＝Ｖ１Ｒ−Ｖ２Ｒ＋Ｖ３Ｒ …（４）
となるようにツェナーダイオード５３を選択した場合、Ｖ２電圧が所定電圧Ｖ２ＲよりもＶ３Ｒだけ低下すると、ツェナーダイオード５３は導通状態となる。また回生ダイオードＤ５１から回生電流が流れているときは、回生ダイオードＤ５１の順方向電圧をＶｆ１とすると、ダイオード５８のカソード電圧は−Ｖｆ１となる。したがってコンパレータ４６の反転（−）入力端子に入力される電圧は、ダイオード５８の順方向電圧をＶｆ２とすると、Ｖｆ２−Ｖｆ１となり、ダイオード５１、５８の順方向電圧がほぼ等しいと考えるとゼロとなる。一方、コンパレータ４６の非反転（＋）入力端子には、ツェナーダイオード５３が導通している限り、以下の式で表される正の電圧が印加される。
Ｖ４＝（Ｖ１−Ｖｚ１―Ｖ２）×Ｒ４９／（Ｒ４９＋Ｒ５０）＋Ｖ２ …（５）
よってコンパレータ４６の出力はオープンとなり、ＭＯＳ−ＦＥＴ４３はオフし電流供給が遮断される。負荷５７の過電流状態が解除され、Ｖ２電圧が復帰してツェナーダイオード５３が非導通となるまで前述の状態が継続される。 However, in the above circuit alone, the voltage across the resistor 42 decreases after the MOS-FET 43 is turned off, so that the transistor 59 becomes non-conductive again, the output voltage of the comparator 46 becomes V2, and the MOS-FET 43 becomes conductive. . By repeating these operations while the overcurrent state of the load 57 is continued, excessive thermal stress is applied to the MOS-FET 43, leading to failure of the MOS-FET 43. Therefore, the Zener diode 53 and the diode 58 are used together as an overcurrent protection circuit. When an overcurrent state occurs in the load 57, the current limitation is performed by the transistor 59 as described above, so that the V2 output decreases.
Here, if the Zener voltage of the Zener diode 53 is Vz1, and the predetermined voltages of V1 and V2 (normal voltages) are V1R and V2R,
Vz1 = V1R−V2R + V3R (4)
When the Zener diode 53 is selected so that the V2 voltage decreases by V3R from the predetermined voltage V2R, the Zener diode 53 becomes conductive. When a regenerative current is flowing from the regenerative diode D51, assuming that the forward voltage of the regenerative diode D51 is Vf1, the cathode voltage of the diode 58 is -Vf1. Therefore, the voltage input to the inverting (−) input terminal of the comparator 46 becomes Vf2−Vf1 when the forward voltage of the diode 58 is Vf2, and becomes zero when the forward voltages of the diodes 51 and 58 are considered to be substantially equal. . On the other hand, a positive voltage represented by the following formula is applied to the non-inverting (+) input terminal of the comparator 46 as long as the Zener diode 53 is conductive.
V4 = (V1-Vz1-V2) * R49 / (R49 + R50) + V2 (5)
Therefore, the output of the comparator 46 is open, the MOS-FET 43 is turned off, and the current supply is interrupted. The aforementioned state is continued until the overcurrent state of the load 57 is released, the voltage V2 is restored, and the Zener diode 53 becomes non-conductive.

以上説明したように、トランジスタやダイオードといった単純なディスクリート部品のみで安価に過電流保護回路を構成することができる。
特開２００４−２４２４３９号公報特開昭６２−２７７０７０号公報特開２００６−１４１１２４号公報 As described above, an overcurrent protection circuit can be configured at low cost with only simple discrete components such as transistors and diodes.
JP 2004-242439 A Japanese Patent Laid-Open No. 62-277070 JP 2006-141124 A

しかしながら、これら従来のＲＣＣ電源およびＤＣ−ＤＣコンバータの過電流保護回路の構成では、Ｖ１が規定の電圧に到達している定常状態においては問題無いが、その規定の電圧に到達するまでの過渡状態において問題が２つあった。
ひとつは平滑コンデンサ（図５の１７、図８の５２，４５）への充電電流や、Ｖ１もしくはＶ２電源が供給されるユニットの突入電流や起動電流がＶ１の起動時に発生するため、瞬間的にＶ１の出力電流が増大する問題である。これに対応するためには式（２）に記載の抵抗値Ｒ３９、Ｒ３８、Ｒ２７を調整してＲＣＣ電源の過電流保護の動作電流をあげる手方が考えられる。また、図５に示すようにＯＰアンプ４０の入力端子間にコンデンサ１９を入れるなどして、時定数をもたせて瞬間的な過電流状態は検知しないようにする手法が考えられる。しかし前者の手法はＶ１出力が定常状態における過電流保護の動作点を必要以上に高く設定する必要があり、後者の手法は過電流保護が動作するまでに要する時間が長くなり、いずれも装置の安全性設計を行う上で制約条件となってしまう。 However, these conventional RCC power supply and DC-DC converter overcurrent protection circuit configurations have no problem in the steady state where V1 reaches the specified voltage, but the transient state until the specified voltage is reached. There were two problems.
One is that the charging current to the smoothing capacitor (17 in FIG. 5, 52, 45 in FIG. 8), the inrush current of the unit supplied with V1 or V2 power, and the starting current are generated at the time of starting V1, so instantaneously This is a problem that the output current of V1 increases. In order to cope with this, a method of increasing the operating current for overcurrent protection of the RCC power supply by adjusting the resistance values R39, R38, and R27 described in Equation (2) can be considered. Further, as shown in FIG. 5, a method is conceivable in which a capacitor 19 is inserted between the input terminals of the OP amplifier 40 so that a momentary overcurrent state is not detected with a time constant. However, in the former method, it is necessary to set the operating point of overcurrent protection when the V1 output is in a steady state higher than necessary, and in the latter method, the time required for overcurrent protection to operate becomes long. It becomes a constraint condition when performing safety design.

もうひとつは、出力Ｖ１を供給する回路（接続回路）において、他の電源系やバッテリーが無い場合、その回路は電圧Ｖ１を基準として動作させる必要がある。特に接続回路の安全保護回路を構成した場合に、Ｖ１が起動する過渡時においては、その安全保護回路が正常に動作しないという問題がある。 The other is that when there is no other power supply system or battery in the circuit (connection circuit) that supplies the output V1, the circuit needs to be operated with the voltage V1 as a reference. In particular, when the safety protection circuit of the connection circuit is configured, there is a problem in that the safety protection circuit does not operate normally at the time of transition when V1 starts.

図８のＤＣ−ＤＣコンバータ回路において、負荷５７をショートした場合を例として説明する。ＤＣ−ＤＣコンバータの過電流保護回路が動作するためには、Ｖ１は少なくともＶｚ１以上の電圧である必要がある。Ｖ１がＶｚ１に達するまでは、ＤＣ−ＤＣコンバータの過電流保護回路が動作しないため過電流状態が継続される。Ｖ２の電流はＶ１から供給されるため、Ｖ１を生成するＲＣＣ電源から電流供給が行われる。しかし、図７からわかるようにＶ１電圧に比例して過電流保護動作点が決定されるため、Ｖ１電圧が低い状態では、本来の意図する保護電流Ｉ１’よりも低い電流値で保護動作が働いてしまう。ＲＣＣ電源の過電流保護回路が動作することですべての電流供給は一度停止するが、停止状態を一定時間保持するラッチ機能が無い場合、ＤＣ−ＤＣコンバータのＭＯＳ−ＦＥＴ４３がオフとなる。このため、過電流状態が解除され再びＲＣＣ電源からの電流供給が開始されると、ＭＯＳ−ＦＥＴ４３は再びオンとなる。このようにＤＣ−ＤＣコンバータ回路が過電流状態のまま前述の動作を繰り返すことによって、ＭＯＳ−ＦＥＴ４３を始めとする各素子の破壊が発生し、過電流保護の役目を果たすことができない。過電流保護状態を保持するラッチ機能を設けるか、バッテリー素子を用いたＶ１電圧に依存しない保護回路を構成することで、問題を解決することは可能であるが、いずれも大幅なコストアップとなってしまう。 The case where the load 57 is short-circuited in the DC-DC converter circuit of FIG. 8 will be described as an example. In order for the overcurrent protection circuit of the DC-DC converter to operate, V1 needs to be at least a voltage equal to or higher than Vz1. Until V1 reaches Vz1, since the overcurrent protection circuit of the DC-DC converter does not operate, the overcurrent state is continued. Since the current of V2 is supplied from V1, current is supplied from the RCC power source that generates V1. However, as can be seen from FIG. 7, since the overcurrent protection operating point is determined in proportion to the V1 voltage, the protection operation works at a current value lower than the originally intended protection current I1 ′ when the V1 voltage is low. End up. When the overcurrent protection circuit of the RCC power supply operates, all current supply is stopped once. However, when there is no latch function for holding the stopped state for a certain time, the MOS-FET 43 of the DC-DC converter is turned off. For this reason, when the overcurrent state is canceled and the current supply from the RCC power supply is started again, the MOS-FET 43 is turned on again. Thus, by repeating the above-described operation while the DC-DC converter circuit is in an overcurrent state, each element including the MOS-FET 43 is destroyed and cannot serve as an overcurrent protection. Although it is possible to solve the problem by providing a latch function for maintaining the overcurrent protection state or by forming a protection circuit that does not depend on the V1 voltage using a battery element, both of them significantly increase the cost. End up.

本発明は、このような状況のもとでなされたものであり、大きなコストアップをすることなく、確実にかつ安全に過電流保護回路が動作するスイッチング電源装置を提供することを課題とするものである。 The present invention has been made under such circumstances, and it is an object of the present invention to provide a switching power supply device in which an overcurrent protection circuit operates reliably and safely without significant increase in cost. It is.

前記課題を解決するため、本発明は以下の構成を備える。
（１）一次巻線と二次巻線を有する絶縁トランスと、前記一次巻線に接続され、前記一次巻線に印加される電圧をスイッチングするスイッチング部と、前記二次巻線に接続され、前記二次巻線に発生した電圧を整流及び平滑する整流平滑部と、前記整流平滑部からの直流電圧を検出し、検出された直流電圧に応じて前記スイッチング部のスイッチング動作を制御する制御部と、前記直流電圧を第一電圧と前記第一電圧よりも低い第二電圧に切り換える電圧切換部と、前記整流平滑部から出力される電流を検出する電流検出部と、前記電流検出部による検出値が、前記電圧切換部によって切り換えられた直流電圧に応じた閾値を超えると前記スイッチング部のスイッチング動作を停止する過電流保護部と、を備え、前記過電流保護部は、前記電圧切換部によって前記直流電圧が前記第一電圧に切り換えられた状態において、前記閾値を第一閾値電圧に設定する第一閾値電圧設定部と、前記電圧切換部によって前記直流電圧が前記第二電圧に切り換えられた状態において、前記閾値を前記第一閾値電圧より低い第二閾値電圧に設定する第二閾値電圧設定部とを有することを特徴とするスイッチング電源装置。 In order to solve the above problems, the present invention has the following configuration.
(1) An insulating transformer having a primary winding and a secondary winding, a switching unit connected to the primary winding and switching a voltage applied to the primary winding, and connected to the secondary winding , A rectifying / smoothing unit that rectifies and smoothes the voltage generated in the secondary winding, and a control unit that detects a DC voltage from the rectifying / smoothing unit and controls a switching operation of the switching unit according to the detected DC voltage. A voltage switching unit that switches the DC voltage to a first voltage and a second voltage lower than the first voltage, a current detection unit that detects a current output from the rectifying and smoothing unit, and a detection by the current detection unit value, and a overcurrent protection unit for stopping the switching operation of exceeds a threshold value corresponding to the DC voltage switched by the voltage switching unit the switching unit, the overcurrent protection unit, said electrostatic In a state where the DC voltage is switched to the first voltage by the switching unit, a first threshold voltage setting unit that sets the threshold to the first threshold voltage, and the DC voltage is changed to the second voltage by the voltage switching unit. And a second threshold voltage setting unit configured to set the threshold to a second threshold voltage lower than the first threshold voltage in the switched state .

本発明によれば、安価な回路構成で、出力電圧に応じて過電流保護の動作電流設定を自動的に切り換えることが可能となる。これにより電源起動時の過渡状態において突入電流のような負荷電流が瞬間的に上昇した場合でも、電流検知回路に時定数をもたせることなく、設定電流値だけが変化するため、応答性を損なわない過電流保護回路を構成することができる。
また出力電圧を切り換える構成において、出力電圧が変わると、自動的に過電流保護の動作電流値が切り換わるため、出力電圧に応じた最適な上限電流値を設定することができる。 According to the present invention, it is possible to automatically switch the operating current setting for overcurrent protection according to the output voltage with an inexpensive circuit configuration. As a result, even when a load current such as an inrush current rises momentarily in a transient state when the power is turned on, only the set current value changes without giving a time constant to the current detection circuit, so that the responsiveness is not impaired. An overcurrent protection circuit can be configured.
Further, in the configuration in which the output voltage is switched, the operating current value for overcurrent protection is automatically switched when the output voltage changes, so that an optimum upper limit current value corresponding to the output voltage can be set.

以下、本発明を実施するための最良の形態を、実施例にもとづいて詳しく説明する。 Hereinafter, the best mode for carrying out the present invention will be described in detail based on examples.

図１は、実施例１である“スイッチング電源装置”の構成を示す回路図である。同図中、前記図５と同様の機能の要素に関しては同一符号を付し、その説明を省略する。なお、請求項との対応関係では、一次巻線はＮｐ、二次巻線はＮｓ，整流平滑部は１４、１７、直流出力電圧はＶ１，制御部は２０〜２１、電流検出部は２７、検出出力は抵抗２７の電圧に相当する。一次巻線の他端と前記スイッチング素子の他端は直流電圧Ｅの供給端（接続部）に相当する。直流電力は直流電圧Ｅから入力され、整流平滑部から出力される。
過電流検知回路として使用しているＯＰアンプ４０の非反転（＋）入力端子に、図５に示す従来例１では抵抗２個でＶ１を分圧した電圧を入力していたが、本実施例では、ツェナーダイオード６４、抵抗６１〜６３によって生成される基準電圧Ｖ５を入力している。ツェナーダイオード６４のツェナー電圧をＶｚ２として、基準電圧Ｖ５は以下のように表される。
Ｖ１＜Ｖｚ２のとき
Ｖ５＝Ｒ６３×（Ｖ１＋Ｉ１×Ｒ２７）／（Ｒ６１＋Ｒ６２＋Ｒ６３）−Ｉ１×Ｒ２７
…（６）
Ｖ１≧Ｖｚ２のとき
Ｖ５＝Ｒ６３×Ｖｚ２／（Ｒ６２＋Ｒ６３）−Ｉ１×Ｒ２７ …（７）
反転（−）入力端子にはＧＮＤ電位すなわちゼロボルトが入力されているため、Ｖ５＝０とすると、
Ｖ１＜Ｖｚ２のとき
Ｉ１＝Ｒ６３×Ｖ１／｛Ｒ２７×（Ｒ６１＋Ｒ６２）｝ …（８）
Ｖ１≧Ｖｚ２のとき
Ｉ１＝Ｒ６３×Ｖｚ２／｛Ｒ２７×（Ｒ６２＋Ｒ６３）｝ …（９）
図２はこれら式（８）、式（９）で表されるＶ１、Ｉ１およびＶｚ２の関係をグラフにしたものである。出力電圧Ｖ１がＶｚ２以下の場合、保護動作電流Ｉ１（所定値）はＶ１に比例する。出力電圧Ｖ１がＶｚ２以上の場合、Ｖ１に依存することなく一定の保護動作電流値となる。このように出力電圧Ｖ１に応じて、保護動作電流値が段階的に変化する。
図７と図２を比較して明らかなように、両者とも出力電圧Ｖ１＝Ｖ１’のときの保護動作電流はＩ１’で同じである。しかし、図２では出力電圧Ｖ１がゼロボルトから起動する過程において、Ｖｚ２からＶ１’の範囲において保護動作電流はＩ１’と正常動作範囲が拡大している。従来例１では、ＲＣＣ電源の起動中においてＶ１が低い場合は、ＲＣＣ電源の過電流保護動作点が低いために、ＲＣＣ電源に接続されたＤＣ−ＤＣコンバータ回路が出力ショートされるとＲＣＣ電源の過電流保護回路が意図せず動作する。逆にＤＣ−ＤＣコンバータの過電流保護回路が期待通りに動作せず回路素子が破壊する問題があった。 FIG. 1 is a circuit diagram illustrating a configuration of a “switching power supply device” according to the first embodiment. In the figure, elements having the same functions as those in FIG. In correspondence with the claims, the primary winding is Np, the secondary winding is Ns, the rectifying and smoothing unit is 14 and 17, the DC output voltage is V1, the control unit is 20 to 21, the current detection unit is 27, The detection output corresponds to the voltage of the resistor 27. The other end of the primary winding and the other end of the switching element correspond to the supply end (connection portion) of the DC voltage E. The DC power is input from the DC voltage E and output from the rectifying / smoothing unit.
In the conventional example 1 shown in FIG. 5, a voltage obtained by dividing V1 by two resistors is input to the non-inverting (+) input terminal of the OP amplifier 40 used as the overcurrent detection circuit. The reference voltage V5 generated by the Zener diode 64 and the resistors 61 to 63 is input. With the Zener voltage of the Zener diode 64 as Vz2, the reference voltage V5 is expressed as follows.
When V1 <Vz2, V5 = R63 × (V1 + I1 × R27) / (R61 + R62 + R63) −I1 × R27
... (6)
When V1 ≧ Vz2, V5 = R63 × Vz2 / (R62 + R63) −I1 × R27 (7)
Since the GND potential, that is, zero volts is input to the inverting (−) input terminal, when V5 = 0,
When V1 <Vz2, I1 = R63 × V1 / {R27 × (R61 + R62)} (8)
When V1 ≧ Vz2, I1 = R63 × Vz2 / {R27 × (R62 + R63)} (9)
FIG. 2 is a graph showing the relationship between V1, I1 and Vz2 expressed by these equations (8) and (9). When the output voltage V1 is Vz2 or less, the protection operation current I1 (predetermined value) is proportional to V1. When the output voltage V1 is equal to or higher than Vz2, the protection operation current value is constant without depending on V1. Thus, the protection operation current value changes stepwise according to the output voltage V1.
As is clear from comparison between FIG. 7 and FIG. 2, the protection operation current is the same at I1 ′ when the output voltage V1 = V1 ′. However, in FIG. 2, in the process in which the output voltage V1 starts from zero volts, the protection operation current is I1 ′ and the normal operation range is expanded in the range from Vz2 to V1 ′. In Conventional Example 1, when V1 is low during start-up of the RCC power supply, the overcurrent protection operating point of the RCC power supply is low, so that when the output of the DC-DC converter circuit connected to the RCC power supply is short-circuited, The overcurrent protection circuit operates unintentionally. Conversely, the overcurrent protection circuit of the DC-DC converter does not operate as expected and there is a problem that the circuit elements are destroyed.

しかし、本実施例ではＲＣＣ電源が起動中においてＶ１が低い状態であっても、ＲＣＣ電源の過電流保護動作点はＶ１が定常の時と同じであるため、ＲＣＣ電源の過電流保護回路は動作せず、Ｖ１が起動を完了させることができる。よってＶ１が正常に起動するため、ＤＣ−ＤＣコンバータの過電流保護回路は正常に動作して、素子の破壊を防止することが可能となる。 However, in this embodiment, even when V1 is low while the RCC power supply is activated, the overcurrent protection operation point of the RCC power supply is the same as when V1 is steady, so the overcurrent protection circuit of the RCC power supply operates. Without it, V1 can complete the startup. Therefore, since V1 starts normally, the overcurrent protection circuit of the DC-DC converter operates normally, and it becomes possible to prevent element destruction.

また２段階設定されたＲＣＣ電源の保護動作電流は、式（８）および式（９）から明らかなように、各々調整することが可能である。よってＶ１が定常状態の保護動作電流よりもＶ１＜Ｖｚ２の起動時の保護動作電流を高く設定することができ、起動時の突入電流対策のために回路に時定数をもたせることなくＲＣＣ電源の過電流保護回路を正常に機能させることが可能となる。これにより定常時の過電流保護回路の応答性を損なうことなく、起動時の突入電流にも対応することができ、より安全性を保持したまま設計の自由度が向上する。 Further, the protection operation current of the RCC power supply set in two stages can be adjusted as is apparent from the equations (8) and (9). Therefore, it is possible to set the protection operation current at the time of startup where V1 <Vz2 is higher than the protection operation current in the steady state, and to prevent the RCC power supply from overloading the circuit without providing a time constant as a countermeasure against the inrush current at the time of startup. It becomes possible to make the current protection circuit function normally. As a result, the inrush current at the start-up can be dealt with without impairing the responsiveness of the overcurrent protection circuit in the steady state, and the degree of freedom in design is improved while maintaining safety.

図３は、実施例２である“スイッチング電源装置”の構成を示す回路図である。図３を用いて実施例２について説明する。実施例１では、図１に示すように、出力電圧Ｖ１は、シャントレギュレータ２２のリファレンス電圧および抵抗２０，２１によって決定されていた。すなわちＶ１は一意に決まっている。これに対して本実施例では、この出力電圧Ｖ１が可変される構成例である。 FIG. 3 is a circuit diagram illustrating a configuration of a “switching power supply device” according to the second embodiment. Example 2 will be described with reference to FIG. In the first embodiment, as shown in FIG. 1, the output voltage V 1 is determined by the reference voltage of the shunt regulator 22 and the resistors 20 and 21. That is, V1 is uniquely determined. On the other hand, in this embodiment, the output voltage V1 is variable.

図３のフィードバック回路６５は、図１におけるシャントレギュレータ２２および抵抗２０，２１の機能を果たす回路である。出力電圧Ｖ１を可変するための例としては、抵抗２０もしくは抵抗２１を可変抵抗とすることで任意の電圧値に調整する例が挙げられる。または制御ＩＣ等を介在させることによりソフト制御によるＰＷＭ調整で出力電圧Ｖ１を任意に切り換える例が挙げられる。
このように定常状態における出力電圧Ｖ１が切り換わる構成において、その過電流保護回路の動作点すなわち出力電流の上限値を出力電圧Ｖ１に応じて可変させることは、電源としての有用性を大いに高めるものである。 The feedback circuit 65 in FIG. 3 is a circuit that functions as the shunt regulator 22 and the resistors 20 and 21 in FIG. As an example for changing the output voltage V1, an example in which the resistor 20 or 21 is adjusted to an arbitrary voltage value by using a variable resistor is given. Alternatively, there is an example in which the output voltage V1 is arbitrarily switched by PWM adjustment by software control by interposing a control IC or the like.
In such a configuration where the output voltage V1 in the steady state is switched, changing the operating point of the overcurrent protection circuit, that is, the upper limit value of the output current according to the output voltage V1, greatly enhances the usefulness as a power source. It is.

本実施例では具体的にＶ１出力として電圧値Ｖ６と電圧値Ｖ７（Ｖ６＜Ｖ７とする）で２値切り換えを行う構成について説明する。 In the present embodiment, a configuration in which binary switching is performed using a voltage value V6 and a voltage value V7 (V6 <V7) as the V1 output will be described.

図３にはツェナーダイオード６６と６７が使用されている。これらのツェナー電圧をＶｚ６およびＶｚ７（Ｖｚ６＜Ｖｚ７）、トランジスタ７３のベース−エミッタ間電圧をＶＢＥ３とする。
Ｖ１がゼロボルトから立ち上がり、Ｖｚ６に到達した後、Ｖｚ７に到達するまでに、まずツェナー電圧の低いツェナーダイオード６６だけが導通状態となる。さらにＶ１が（Ｖｚ７＋ＶＢＥ３）以上の電圧に到達すると、ツェナーダイオード６７およびトランジスタ７３が導通状態となる。このようにＶ１の電圧値に応じて、ＯＰアンプ４０の非反転（＋）入力端子に入力される電圧が切り換わる。
電圧値Ｖ６と電圧値Ｖ７における最大出力電流を各々Ｉ６、Ｉ７とすると、ＯＰアンプ４０の非反転（＋）端子に入力される電圧Ｖ８は以下のように表される。
Ｖ１＜Ｖｚ６のとき
Ｖ８＝（Ｒ７０＋Ｒ７１）×（Ｖ１＋Ｉ１×Ｒ２７）／（Ｒ６８＋Ｒ６９＋Ｒ７０
＋Ｒ７１）−Ｉ１×Ｒ２７ …（１０）
Ｖｚ６≦Ｖ１＜Ｖｚ７＋ＶＢＥ３のとき
Ｖ８＝（Ｒ７０＋Ｒ７１）×Ｖｚ６／（Ｒ６９＋Ｒ７０＋Ｒ７１）−Ｉ１×Ｒ２７
…（１１）
Ｖ１≧Ｖｚ７＋ＶＢＥ３のとき
Ｖ８＝Ｒ７０×Ｖｚ６／（Ｒ６９＋Ｒ７０）−Ｉ１×Ｒ２７ …（１２）
反転（−）入力端子にはＧＮＤ電位すなわちゼロボルトが入力されているため、Ｖ８＝０とすると、
Ｖ１＜Ｖｚ６のとき
Ｉ１＝（Ｒ７０＋Ｒ７１）×Ｖ１／｛Ｒ２７×（Ｒ６８＋Ｒ６９）｝ …（１３）
Ｖｚ６≦Ｖ１＜Ｖｚ７＋ＶＢＥ３のとき
Ｉ１＝（Ｒ７０＋Ｒ７１）×Ｖｚ６／｛Ｒ２７×（Ｒ６９＋Ｒ７０＋Ｒ７１）｝
…（１４）
Ｖ１≧Ｖｚ７＋ＶＢＥ３のとき
Ｉ１＝Ｒ７０×Ｖｚ６／｛Ｒ２７×（Ｒ６９＋Ｒ７０）｝ …（１５）
図４はこれら式（１３）〜式（１５）で表されるＶ１、Ｉ１の関係をグラフにしたものである。出力電圧Ｖ１がＶｚ６以下の場合、保護動作電流Ｉ１はＶ１に比例する。出力電圧Ｖ１がＶｚ６以上かつＶｚ７＋ＶＢＥ３未満の場合、Ｖ１に依存することなく一定の保護動作電流値Ｉ６となる。さらに出力電圧Ｖ１がＶｚ７＋ＶＢＥ３以上の場合、Ｖ１に依存することなく一定の保護動作電流値Ｉ７となる。 In FIG. 3, Zener diodes 66 and 67 are used. These Zener voltages are Vz6 and Vz7 (Vz6 <Vz7), and the base-emitter voltage of the transistor 73 is VBE3.
After V1 rises from zero volts, reaches Vz6, and then reaches Vz7, only the Zener diode 66 having a low Zener voltage is turned on. When V1 reaches a voltage equal to or higher than (Vz7 + VBE3), the Zener diode 67 and the transistor 73 are turned on. Thus, the voltage input to the non-inverting (+) input terminal of the OP amplifier 40 is switched according to the voltage value of V1.
Assuming that the maximum output currents at the voltage value V6 and the voltage value V7 are I6 and I7, respectively, the voltage V8 input to the non-inverting (+) terminal of the OP amplifier 40 is expressed as follows.
When V1 <Vz6, V8 = (R70 + R71) × (V1 + I1 × R27) / (R68 + R69 + R70)
+ R71) −I1 × R27 (10)
When Vz6 ≦ V1 <Vz7 + VBE3, V8 = (R70 + R71) × Vz6 / (R69 + R70 + R71) −I1 × R27
... (11)
When V1 ≧ Vz7 + VBE3, V8 = R70 × Vz6 / (R69 + R70) −I1 × R27 (12)
Since the GND potential, that is, zero volt is input to the inverting (−) input terminal, when V8 = 0,
When V1 <Vz6, I1 = (R70 + R71) × V1 / {R27 × (R68 + R69)} (13)
When Vz6 ≦ V1 <Vz7 + VBE3, I1 = (R70 + R71) × Vz6 / {R27 × (R69 + R70 + R71)}
... (14)
When V1 ≧ Vz7 + VBE3, I1 = R70 × Vz6 / {R27 × (R69 + R70)} (15)
FIG. 4 is a graph showing the relationship between V1 and I1 expressed by these equations (13) to (15). When the output voltage V1 is Vz6 or less, the protection operation current I1 is proportional to V1. When the output voltage V1 is equal to or higher than Vz6 and lower than Vz7 + VBE3, the protection operation current value I6 is constant without depending on V1. Further, when the output voltage V1 is equal to or higher than Vz7 + VBE3, the protection operation current value I7 is constant without depending on V1.

本実施例によれば、図４から明らかなように出力電圧Ｖ１がＶ６およびＶ７に切り換わると、保護動作電流値もＩ６、Ｉ７と切り換わる。また起動時も含めて３段階設定されたＲＣＣ電源の保護動作電流は、式（１３）〜式（１５）から明らかなように、各々調整することが可能である。
このようにして、出力電圧を切り換え可能なＲＣＣ電源において、出力電圧を切り換えるだけで、自動的にその保護動作電流値すなわち最大出力電流を変えることができる。 According to the present embodiment, as apparent from FIG. 4, when the output voltage V1 is switched to V6 and V7, the protection operation current value is also switched to I6 and I7. Further, the protection operation current of the RCC power supply set in three stages including the start-up can be adjusted as is apparent from the equations (13) to (15).
In this way, in the RCC power supply capable of switching the output voltage, the protection operation current value, that is, the maximum output current can be automatically changed simply by switching the output voltage.

実施例１のスイッチング電源装置の構成を示す回路図1 is a circuit diagram illustrating a configuration of a switching power supply device according to a first embodiment. 実施例１の動作を示す図The figure which shows operation | movement of Example 1. 実施例２の構成を示す回路図Circuit diagram showing configuration of embodiment 2 実施例２の動作を示す図The figure which shows operation | movement of Example 2. 従来例１の構成を示す回路図Circuit diagram showing configuration of conventional example 1 従来例１の各動作波形を示す図The figure which shows each operation waveform of the prior art example 1. 従来例１の動作を示す図The figure which shows operation | movement of the prior art example 1. 従来例２の構成を示す回路図Circuit diagram showing configuration of Conventional Example 2 従来例２の各動作波形を示す図The figure which shows each operation waveform of the prior art example 2.

Explanation of symbols

１絶縁トランス
３ＭＯＳ−ＦＥＴ
２２シャントレギュレータ
４０ＯＰアンプ
１４整流用のダイオード
１７電解コンデンサ 1 Insulation transformer 3 MOS-FET
22 Shunt regulator 40 OP amplifier 14 Rectifier diode 17 Electrolytic capacitor

Claims

An isolation transformer having a primary winding and a secondary winding;
A switching unit connected to the primary winding and switching a voltage applied to the primary winding;
A rectifying / smoothing unit connected to the secondary winding and rectifying and smoothing a voltage generated in the secondary winding;
A controller that detects a DC voltage from the rectifying and smoothing unit and controls a switching operation of the switching unit according to the detected DC voltage;
A voltage switching unit that switches the DC voltage to a first voltage and a second voltage lower than the first voltage;
A current detection unit for detecting a current output from the rectifying and smoothing unit;
An overcurrent protection unit that stops a switching operation of the switching unit when a detection value by the current detection unit exceeds a threshold value corresponding to a DC voltage switched by the voltage switching unit;
With
The overcurrent protection unit includes a first threshold voltage setting unit that sets the threshold to a first threshold voltage in a state where the DC voltage is switched to the first voltage by the voltage switching unit, and the voltage switching unit. And a second threshold voltage setting unit that sets the threshold to a second threshold voltage lower than the first threshold voltage in a state where the DC voltage is switched to the second voltage.

Each of the first threshold voltage setting unit and the second threshold voltage setting unit is an overcurrent detection circuit including a Zener diode and a resistor, and the Zener voltage of the Zener diode of the second threshold voltage setting unit is the first threshold voltage. The switching power supply device according to claim 1, wherein the switching power supply device is lower than a Zener voltage of a Zener diode of one threshold voltage setting unit.