JP5413294B2 - 電力変換装置 - Google Patents

Description

本発明は、温度センサを備えた電力変換装置に関する。

直流電力と交流電力との間で電力変換を行う電力変換装置として、図１０、図１１に示すごとく、複数個の半導体モジュール９２と、該半導体モジュール９２を冷却する複数個の冷却チューブ９３とを積層したものが知られている（下記特許文献１参照）。
個々の半導体モジュール９２は、電力変換回路を構成するスイッチング素子を内蔵した本体部９２０と、該スイッチング素子に導通し本体部９２０から突出した制御端子９８及びパワー端子９９を備える。パワー端子９９には、直流電源（図示しない）の正電極に接続される正極端子と、直流電源の負極端子に接続される負極端子と、交流負荷に接続される交流端子とがある。

図１１に示すごとく、制御端子９８には、制御回路基板９８０が接続されている。制御回路基板９８０は、上記スイッチング素子のスイッチング動作を制御する。これにより、上述した正極端子と負極端子との間に印加される直流電圧を交流電圧に変換して、交流端子から出力している。

図１０に示すごとく、電力変換装置９０は、冷媒９７を導入するための導入管９５と、冷媒９７を導出するための導出管９６とを備える。冷媒９７を導入管９５に導入すると、冷媒９７は連結管９３０を通って全ての冷却チューブ９３内を流れ、導出管９６から導出する。これにより、半導体モジュール９２を冷却している。

複数個の冷却チューブ９３のうち、積層方向ｘの一端に位置する冷却チューブ９３ａには、金属板９４が面接触するよう配置されている。この金属板９４に、冷媒９７の温度を測定するための冷媒用温度センサ９１が設けられている。
冷媒用温度センサ９１は、例えば、温度の変化に伴って電気抵抗が変化するサーミスタである。制御回路基板９８０には、冷媒用温度センサ９１の電気抵抗を測定して温度を検出する温度検出回路９５０が設けられている。

例えば、冷媒９７の循環ポンプ（図示しない）が故障した場合等には、冷媒９７の温度が高くなる。この温度上昇を、冷媒用温度センサ９１、温度検出回路９５０によって検出し、半導体モジュール９２に流れる電流を低減させるよう、制御回路基板９８０に設けられた制御回路が制御を行う。すなわち、冷媒用温度センサ９１による、冷媒９７の測定温度が予め定められた値よりも高くなった場合に、半導体モジュール９２に流れる電流を抑制したり、停止したりする。

一方、個々の半導体モジュール９２は、本体部９２０内の温度を測定するための半導体用温度センサ９１０を内蔵している。半導体モジュール９２に過剰な電流が流れ、半導体用温度センサ９１０による測定温度が予め定められた値よりも高くなった場合には、半導体モジュール９２に流れる電流を低減するよう、制御回路基板９８０に設けられた制御回路が制御を行う。

このように、従来の電力変換装置９０は、冷媒９７の温度を測定するための冷媒用温度センサ９１と、半導体モジュール９２の温度を測定するための半導体用温度センサ９１０との、２種類の温度センサを備えている。

特開２００８−２２００４２号公報

しかしながら、従来の電力変換装置９０は、上記２種類の温度センサを備えるため、電力変換装置９０の製造コストが高くなるという問題があった。また、冷媒用温度センサ９１に用いる温度検出回路９５０を制御回路基板９８０に形成する必要があるため、これも製造コストを上昇させる要因になっていた。

本発明は、かかる問題点に鑑みてなされたもので、製造コストを低減できる電力変換装置を提供しようとするものである。

本発明は、電力変換回路を構成するスイッチング素子と、温度センサとを内蔵した本体部を有し、複数本の制御端子が上記本体部から突出した半導体モジュールと、
冷媒が流れる流路を内部に有し、上記半導体モジュールと直接または間接的に接触して該半導体モジュールを冷却する冷却チューブと、
上記制御端子に接続され、上記スイッチング素子の動作を制御する制御回路を備えた制御回路基板と、
上記半導体モジュールに流れる被制御電流の電流値を測定する電流センサとを備え、
上記複数本の制御端子には、上記スイッチング素子に導通したものと、上記温度センサに導通したものとがあり、
上記制御回路は、上記温度センサによって検出した上記半導体モジュール内の温度と、上記電流センサによって測定した上記被制御電流の電流値とを用いて、上記冷却チューブ内を流れる上記冷媒の温度を算出するよう構成されており、
直流電源の直流電圧を昇圧する昇圧回路と、その昇圧された直流電圧を交流電圧に変換するインバータ回路とが、複数個の上記半導体モジュールによって各々形成され、個々の上記半導体モジュールは、上記スイッチング素子に逆並列接続したダイオードを備え、上記電力変換装置は、上記インバータ回路によって得られた交流電圧を用いて交流負荷を駆動する力行状態と、該交流負荷を発電機として用いて上記直流電源を充電する回生状態とを切り替え可能に構成されており、上記昇圧回路を構成する複数個の上記半導体モジュールのうち、高電位側に設けられた上記半導体モジュールは、上記力行状態において上記ダイオードに電流が流れ、低電位側に設けられた上記半導体モジュールは、上記回生状態において上記ダイオードに上記電流が流れるよう構成されており、上記制御回路は、上記力行状態では上記高電位側の半導体モジュール内の温度を用いて上記冷媒の温度を算出し、上記回生状態では上記低電位側の半導体モジュール内の温度を用いて上記冷媒の温度を算出するよう構成されていることを特徴とする電力変換装置にある（請求項１）。
また、本発明の別の態様は、電力変換回路を構成するスイッチング素子と、温度センサとを内蔵した本体部を有し、複数本の制御端子が上記本体部から突出した半導体モジュールと、
冷媒が流れる流路を内部に有し、上記半導体モジュールと直接または間接的に接触して該半導体モジュールを冷却する冷却チューブと、
上記制御端子に接続され、上記スイッチング素子の動作を制御する制御回路を備えた制御回路基板と、
上記半導体モジュールに流れる被制御電流の電流値を測定する電流センサとを備え、
上記複数本の制御端子には、上記スイッチング素子に導通したものと、上記温度センサに導通したものとがあり、
上記制御回路は、上記温度センサによって検出した上記半導体モジュール内の温度と、上記電流センサによって測定した上記被制御電流の電流値とを用いて、上記冷却チューブ内を流れる上記冷媒の温度を算出するよう構成されており、
上記制御回路は、上記被制御電流が一時的に減少するよう上記半導体モジュールを制御した後に、該半導体モジュール内の温度を測定し、その測定温度を用いて上記冷媒の温度を算出するよう構成されていることを特徴とする電力変換装置にある（請求項２）。
また、本発明のさらに別の態様は、電力変換回路を構成するスイッチング素子と、温度センサとを内蔵した本体部を有し、複数本の制御端子が上記本体部から突出した半導体モジュールと、
冷媒が流れる流路を内部に有し、上記半導体モジュールと直接または間接的に接触して該半導体モジュールを冷却する冷却チューブと、
上記制御端子に接続され、上記スイッチング素子の動作を制御する制御回路を備えた制御回路基板と、
上記半導体モジュールに流れる被制御電流の電流値を測定する電流センサとを備え、
上記複数本の制御端子には、上記スイッチング素子に導通したものと、上記温度センサに導通したものとがあり、
上記制御回路は、上記温度センサによって検出した上記半導体モジュール内の温度と、上記電流センサによって測定した上記被制御電流の電流値とを用いて、上記冷却チューブ内を流れる上記冷媒の温度を算出するよう構成されており、
直流電源の直流電圧を交流電圧に変換するインバータ回路を複数個備え、個々の上記インバータ回路は上記半導体モジュールによって形成されており、上記制御回路は、上記複数個のインバータ回路のうち、最も出力の小さいインバータ回路を構成する上記半導体モジュール内の温度を用いて上記冷媒の温度を算出することを特徴とする電力変換装置にある（請求項４）。

本発明の作用効果について説明する。本発明では、半導体モジュール内に設けた温度センサを使って該半導体モジュールの温度を測定すると共に、上記電流センサを使って被制御電流を測定し、これら温度および被制御電流の測定値を用いて冷媒の温度を算出するよう構成した。
このようにすると、半導体モジュールに内蔵した温度センサ以外の温度センサを別途設ける必要がなくなる。すなわち、冷媒の温度と、半導体モジュール内の温度と、被制御電流の電流値との間には一定の関係があるため、この関係を予め制御回路に記憶させておけば、半導体モジュール内の測定温度と、被制御電流の電流値とを用いて、冷媒の温度を算出することができる。そのため、半導体モジュールに内蔵した温度センサ以外の温度センサ９１（図１１参照）や、この温度センサ９１用の温度検出回路９５０を設ける必要がなくなり、電力変換装置の製造コストを低減させることが可能になる。
なお、電流センサは、通常、電力変換装置において、出力電流の測定のために必須となる構成部品であるため、電流センサを設けることによって、新たにコストが発生することはない。

以上のごとく、本発明によれば、製造コストを低減できる電力変換装置を提供することができる。

実施例１における、電力変換装置の断面図であって、図２のＣ−Ｃ断面図。 図１のＡ−Ａ断面図。 図１のＢ−Ｂ断面図。 実施例１における、半導体モジュールの断面図であって、図５のＥ−Ｅ断面図。 図４のＤ−Ｄ断面図。 実施例１における、電力変換装置の回路図。 実施例１における、半導体モジュールの温度Ｔｓと冷媒の温度Ｔｗの温度差ΔＴ（℃）と、半導体モジュールの出力（Ａ）との関係を表したグラフ。 実施例２における、冷媒の温度を検出する際のフローチャート。 実施例３における、冷媒の温度を検出する際のフローチャート。 従来例における、電力変換装置の断面図であって、図１１のＧ−Ｇ断面図。 従来例における、電力変換装置の断面図であって、図１０のＦ−Ｆ断面図。

上述した本発明における好ましい実施の形態につき説明する。
本発明において、上記制御回路は、上記半導体モジュールの温度と上記冷媒の温度との温度差ΔＴと、上記被制御電流との関係を予め記憶しており、該関係と、上記電流センサによって測定した上記被制御電流の電流値とから、その測定した電流値における上記温度差ΔＴを算出し、該温度差ΔＴを上記半導体モジュールの温度から減算することにより、上記冷媒の温度を算出するよう構成されていることが好ましい（請求項５）。
このようにすると、半導体モジュール内の温度センサを使って冷媒の温度Ｔｗを容易に測定できる。すなわち、半導体モジュールの温度Ｔｓと冷媒の温度Ｔｗとの間には温度差ΔＴがあり、以下の関係式が成立する。
Ｔｗ＝Ｔｓ−ΔＴ
半導体モジュールに流れる被制御電流の電流値が高くなると、温度差ΔＴは大きくなり、被制御電流が少なくなると、温度差ΔＴは小さくなるが、被制御電流の電流値と温度差ΔＴとの間には所定の関係が存在する（図７参照）。

従って、被制御電流と温度差ΔＴとの関係を予め制御回路に記憶させておけば、その関係を使って、測定した被制御電流の電流値における温度差ΔＴを求めることが可能になる。そして、求めた温度差ΔＴと、半導体モジュール内の温度Ｔｓとを上記式に代入することにより、冷媒の温度Ｔｗを容易に算出することができる。

また、直流電源の直流電圧を昇圧する昇圧回路と、その昇圧された直流電圧を交流電圧に変換するインバータ回路とが、複数個の上記半導体モジュールによって各々形成され、個々の上記半導体モジュールは、上記スイッチング素子に逆並列接続したダイオードを備え、上記電力変換装置は、上記インバータ回路によって得られた交流電圧を用いて交流負荷を駆動する力行状態と、該交流負荷を発電機として用いて上記直流電源を充電する回生状態とを切り替え可能に構成されており、上記昇圧回路を構成する複数個の上記半導体モジュールのうち、高電位側に設けられた上記半導体モジュールは、上記力行状態において上記ダイオードに電流が流れ、低電位側に設けられた上記半導体モジュールは、上記回生状態において上記ダイオードに電流が流れるよう構成されており、上記制御回路は、上記力行状態では上記高電位側の半導体モジュール内の温度を用いて上記冷媒の温度を算出し、上記回生状態では上記低電位側の半導体モジュール内の温度を用いて上記冷媒の温度を算出するよう構成されている。

このようにすると、冷媒の温度Ｔｗをより正確に測定することが可能になる。すなわち、上記温度差ΔＴは、ばらつきσがあり（図７参照）、このばらつきσは、ＩＧＢＴ等のスイッチング素子よりもダイオードの方が小さい。そのため、ダイオードに電流が流れている際に温度差ΔＴを算出すれば、スイッチング素子に電流が流れている際に算出する場合よりも、ばらつきσが小さい温度差ΔＴを求めることができる。そして、求めた温度差ΔＴと上記Ｔｓを上記式（Ｔｗ＝Ｔｓ−ΔＴ）に代入することにより、冷媒の温度Ｔｗを正確に算出することができる。

また、上記制御回路は、上記被制御電流が一時的に減少するよう上記半導体モジュールを制御した後に、該半導体モジュール内の温度を測定し、その測定温度を用いて上記冷媒の温度を算出するよう構成されている。
そのため、冷媒の温度Ｔｗをより正確に測定することができる。すなわち、温度差ΔＴは、ばらつきσがあり（図７参照）、被制御電流が小さいほど、このばらつきσは小さくなる。そのため、被制御電流を一時的に減少させた状態で温度差ΔＴを算出すれば、ばらつきσが小さい温度差ΔＴを求めることができる。また、求めた温度差ΔＴと上記Ｔｓを上記式（Ｔｗ＝Ｔｓ−ΔＴ）に代入することにより、冷媒の温度Ｔｗを正確に算出することができる。

また、上記制御回路は、上記被制御電流が流れないように上記半導体モジュールを制御した後に、該半導体モジュール内の温度を測定し、その測定温度を用いて上記冷媒の温度を算出するよう構成されていることが好ましい（請求項３）。
このようにすると、温度差ΔＴのばらつきσを最小限にすることができるため、冷媒の温度Ｔｗを更に正確に算出することが可能になる。

また、直流電源の直流電圧を交流電圧に変換するインバータ回路を複数個備え、個々の上記インバータ回路は上記半導体モジュールによって形成されており、上記制御回路は、上記複数個のインバータ回路のうち、最も出力の小さいインバータ回路を構成する上記半導体モジュール内の温度を用いて上記冷媒の温度を算出している。
そのため、冷媒の温度Ｔｗを正確に測定できる。すなわち、上述したように、被制御電流（出力）が少ないほど、温度差ΔＴのばらつきσ（図７参照）は小さくなる。そのため、複数個のインバータ回路のうち、最も出力が小さいインバータ回路を選択することにより、ばらつきσが最も小さい温度差ΔＴを求めることができる。そして、求めた温度差ΔＴと上記Ｔｓとを上記式（Ｔｗ＝Ｔｓ−ΔＴ）に代入することにより、冷媒の温度Ｔｗを正確に算出することが可能になる。

また、複数個の上記半導体モジュールと複数個の上記冷却チューブとが積層されており、上記半導体モジュールの上記本体部の両主面を上記冷却チューブで冷却するよう構成されていることが好ましい（請求項６）。
このようにすると、半導体モジュールの本体部を冷却チューブで挟持して両面から冷却できるため、半導体モジュールの冷却効率を高めることができる。そのため、例えば、何らかの理由で半導体モジュールの出力が瞬間的に上昇して上記Ｔｓが高くなり、上記関係式（Ｔｗ＝Ｔｓ−ΔＴ）を満たさなくなった場合でも、半導体モジュールの冷却効率が高いため、冷媒の温度Ｔｗ、半導体モジュールの温度Ｔｓ、温度差ΔＴが比較的短時間で上記式（Ｔｗ＝Ｔｓ−ΔＴ）を満たすようになる。そのため、半導体モジュールの温度Ｔｓが一時的に高くなりすぎても、その後、即座に冷媒の温度Ｔｗを正確に測定することが可能になる。

（実施例１）
本発明の実施例にかかる電力変換装置につき、図１〜図７を用いて説明する。
図１、図２に示すごとく、本例の電力変換装置１は、半導体モジュール２と、冷却チューブ３と、制御回路基板４０とを備える。
図４に示すごとく、半導体モジュール２は、電力変換回路を構成するスイッチング素子２１と、温度センサ２２とを内蔵した本体部２０を有する。この本体部２０から制御端子２３が突出している。制御端子２３は、スイッチング素子２１または温度センサ２２に導通している。

また、図１、図２に示すごとく、冷却チューブ３は、冷媒３０が流れる流路を内部に有し、半導体モジュール２を冷却している。
制御回路基板４０は、制御端子２３に接続されている。制御回路基板４０は、スイッチング素子２１の動作を制御する制御回路４を有する。
電力変換装置１は、図６に示すごとく、電流センサ５を備える。電流センサ５は、半導体モジュール２に流れる被制御電流の電流値を測定している。
制御回路４は、温度センサ２２によって検出した半導体モジュール２内の温度Ｔｓと、電流センサ５によって測定した被制御電流の電流値とを用いて、冷却チューブ３内を流れる冷媒３０の温度Ｔｗを算出するよう構成されている。
以下、詳説する。

図１に示すごとく、本例の電力変換装置１は、複数個の半導体モジュール２と複数個の冷却チューブ３とを積層した積層体１６を備える。そして、冷却チューブ３を用いて、半導体モジュール２の本体部２０を両主面から冷却している。
隣り合う２個の冷却チューブ３は、その両端において連結管１２で連結されている。また、複数個の冷却チューブ３のうち、積層体１６の積層方向Ｘの一端に位置する冷却チューブ３ａには、冷媒３０の導入管１３および導出管１４が取り付けられている。導入管１３から冷媒３０を導入すると、冷媒３０は連結管１２を通って全ての冷却チューブ３ａ内を流れ、導出管１４から導出する。これにより、半導体モジュール２を冷却している。

図１に示すごとく、隣り合う２個の冷却チューブ３の間には、２個の半導体モジュール２が介在している。半導体モジュール２は、図３に示すごとく、それぞれ２個のパワー端子２５を備える。パワー端子２５には、直流電源（図示しない）の正電極に接続される正極端子２５ａと、直流電源の負電極に接続される負極端子２５ｂと、交流負荷に接続される交流端子２５ｃとがある。制御回路基板４０がスイッチング素子２１のスイッチング動作を制御することにより、正極端子２５ａと負極端子２５ｂとの間に印加される直流電圧を交流に変換し、交流端子２５ｃから出力している。

一方、図４、図５に示すごとく、個々の半導体モジュール２は、本体部２０の表面から露出した、金属製の２枚の放熱板２６ａ，２６ｂを備える。この２枚の放熱板２６ａ，２６ｂの間に、スイッチング素子２１、温度センサ２２、ダイオード２４が介在している。また、上記パワー端子２５は、放熱板２６と一体化している。
スイッチング素子２１はＩＧＢＴ素子であり、温度センサ２２はサーミスタである。図５に示すごとく、スイッチング素子２１のエミッタ端子Ｅおよびコレクタ端子Ｃは、それぞれ放熱板２６に接続している。また、ダイオード２４は、スイッチング素子２１に逆並列接続されている。すなわち、ダイオード２４のアノードをスイッチング素子２１のエミッタ端子Ｅに接続し、ダイオード２４のカソードをスイッチング素子２１のコレクタ端子Ｃに接続している。

図６に示すごとく、本例では、直流電源１７の電圧を昇圧する昇圧回路７と、昇圧された電圧を交流に変換する３個のインバータ回路８ａ〜８ｃとを備える。上述した正極端子２５ａと負極端子２５ｂとの間に印加された直流電圧を、スイッチング素子２１のオンオフ動作によって交流電圧に変換し、交流端子２５ｃから出力するよう構成されている。
半導体モジュール２の交流端子２５ｃは、バスバー１８を介して三相交流モータ１９に接続されている。バスバー１８には、上記電流センサ５が取り付けられている。電流センサ５には、例えばホール素子が用いられる。この電流センサ５を用いて、半導体モジュール２に流れる被制御電流の電流値を測定している。

３個のインバータ回路８ａ〜８ｃのうち、第１インバータ回路８ａは、車両を前進させるための三相交流モータ１９ａに接続されている。また、第２インバータ回路８ｂは、発電用の三相交流モータ１９ｂに接続されている。そして、第３インバータ回路８ｃは、四輪駆動車において、後輪を駆動させるための三相交流モータ１９ｃに接続されている。

なお、本例の電力変換装置１は、車両に搭載するものである。電力変換装置１によって得られた交流電力を使って三相交流モータ１９を駆動し、車両を走行させている。

一方、図７に示すごとく、半導体モジュール２内の温度Ｔｓと、冷媒の温度Ｔｗとの温度差ΔＴと、被制御電流との間には一定の相関関係がある。すなわち、被制御電流が大きくなるほどΔＴは指数関数的に上昇するとともに、温度差ΔＴのばらつきσも大きくなる。また、スイッチング素子２１に電流が流れた場合の方が、ダイオード２４に電流が流れた場合よりも温度差ΔＴ及びばらつきσが大きい。

本例では、制御回路４は、温度差ΔＴと被制御電流との関係（図７のグラフ）を予め記憶している。この関係と、電流センサ５によって測定した被制御電流の電流値とから、その測定した電流値における温度差ΔＴを算出する。そして、温度差ΔＴを半導体モジュール２の温度Ｔｓから減算することにより、冷媒３０の温度Ｔｗを算出するよう構成されている。
冷媒３０の温度Ｔｗが予め定められた値よりも高くなった場合には、半導体モジュール２の被制御電流を低減させる等の制御を制御回路４が行う。

また、本例では、図６に示すごとく、直流電源１７の直流電圧を昇圧する昇圧回路７と、その昇圧された直流電圧を交流電圧に変換するインバータ回路８とが、複数個の半導体モジュール２によって各々形成されている。個々の半導体モジュール２は、スイッチング素子２１に逆並列接続したダイオード２４を備える。
電力変換装置１は、インバータ回路８によって得られた交流電圧を用いて交流負荷１９を駆動する力行状態と、交流負荷１９を発電機として用いて直流電源１７を充電する回生状態とを切り替え可能に構成されている。

昇圧回路７を構成する複数個の半導体モジュール２のうち、高電位側に設けられた半導体モジュール２ａは、力行状態においてダイオード２４に電流Ｉが流れる。また、低電位側に設けられた半導体モジュール２ｂは、回生状態においてダイオード２４に電流Ｉが流れるよう構成されている。
制御回路４は、力行状態では高電位側の半導体モジュール２ａ内の温度Ｔｓを用いて冷媒３０の温度Ｔｗを算出し、回生状態では低電位側の半導体モジュール２ｂ内の温度Ｔｓを用いて冷媒３０の温度Ｔｗを算出するよう構成されている。

本例の作用効果について説明する。本例では、半導体モジュール２内に設けた温度センサ２２（図４、図５参照）を使って半導体モジュール２の温度Ｔｓを測定すると共に、電流センサ５（図６参照）を使って被制御電流を測定し、これら温度Ｔｓおよび被制御電流の測定値を用いて冷媒３０の温度Ｔｗを算出するよう構成した。
このようにすると、半導体モジュール２に内蔵した温度センサ２２以外の温度センサを別途設ける必要がなくなる。すなわち、冷媒３０の温度Ｔｗと、半導体モジュール２内の温度Ｔｓと、被制御電流の電流値との間には一定の関係があるため、この関係を予め制御回路４に記憶させておけば、半導体モジュール２内の測定温度Ｔｓと、被制御電流の電流値とを用いて、冷媒３０の温度Ｔｗを算出することができる。そのため、半導体モジュール２に内蔵した温度センサ２２以外の温度センサ９１（図１１参照）や、この温度センサ９１用の温度検出回路９５０を設ける必要がなくなり、電力変換装置１の製造コストを低減させることが可能になる。

また、本例の制御回路４は、半導体モジュール２の温度Ｔｓと冷媒３０の温度Ｔｗとの温度差ΔＴと、被制御電流との関係（図７参照）を予め記憶している。この関係と、電流センサ５によって測定した被制御電流の電流値とから、その測定した電流値における温度差ΔＴを算出する。そして、温度差ΔＴを半導体モジュール２の温度Ｔｓから減算することにより、冷媒３０の温度Ｔｗを算出する。

このようにすると、半導体モジュール２内の温度センサ２２を使って冷媒３０の温度Ｔｗを容易に測定できる。すなわち、半導体モジュール２の温度Ｔｓと冷媒３０の温度Ｔｗとの間には温度差ΔＴがあり、以下の関係式が成立する。
Ｔｗ＝Ｔｓ−ΔＴ
半導体モジュール２に流れる被制御電流の電流値が高くなると、温度差ΔＴは大きくなり、被制御電流が少なくなると、温度差ΔＴは小さくなるが、被制御電流の電流値と温度差ΔＴとの間には所定の関係が存在する（図７参照）。

従って、被制御電流と温度差ΔＴとの関係を予め制御回路４に記憶させておけば、その関係を使って、測定した被制御電流の電流値における温度差ΔＴを求めることが可能になる。そして、求めた温度差ΔＴと、半導体モジュール２内の温度Ｔｓとを上記式に代入することにより、冷媒３０の温度Ｔｗを容易に算出することができる。

また、本例の制御回路４は、力行状態では高電位側の半導体モジュール２ａ（図６参照）内の温度Ｔｓを用いて冷媒３０の温度Ｔｗを算出し、回生状態では低電位側の半導体モジュール２ｂ内の温度Ｔｓを用いて冷媒３０の温度Ｔｗを算出する。

このようにすると、冷媒３０の温度Ｔｗをより正確に測定することが可能になる。すなわち、温度差ΔＴは、ばらつきσがあり（図７参照）、このばらつきσは、ＩＧＢＴ等のスイッチング素子２１よりもダイオード２４の方が小さい。そのため、ダイオード２４に電流Ｉが流れている際に温度差ΔＴを算出すれば、スイッチング素子２１に電流が流れている際に算出する場合よりも、ばらつきσが小さい温度差ΔＴを求めることができる。そして、求めた温度差ΔＴと上記Ｔｓを上記式（Ｔｗ＝Ｔｓ−ΔＴ）に代入することにより、冷媒３０の温度Ｔｗを正確に算出することができる。

また、本例では、図１、図２に示すごとく、複数個の半導体モジュール２と複数個の冷却チューブ３とが積層されており、半導体モジュール２の本体部２０の両主面を冷却チューブ３で冷却するよう構成されている。
このようにすると、半導体モジュール２の本体部２０を冷却チューブ３で挟持して両面から冷却できるため、半導体モジュール２の冷却効率を高めることができる。そのため、例えば、何らかの理由で半導体モジュール２の出力が瞬間的に上昇して上記Ｔｓが高くなり、上記関係式（Ｔｗ＝Ｔｓ−ΔＴ）を満たさなくなった場合でも、半導体モジュール２の冷却効率が高いため、冷媒３０の温度Ｔｗ、半導体モジュール２の温度Ｔｓ、温度差ΔＴが比較的短時間で式（Ｔｗ＝Ｔｓ−ΔＴ）を満たすようになる。そのため、半導体モジュール２の温度Ｔｓが一時的に高くなりすぎても、その後、即座に冷媒３０の温度Ｔｗを正確に測定することが可能になる。

以上のごとく、本例によれば、製造コストを低減できる電力変換装置１を提供することができる。

（実施例２）
本例は、半導体モジュール２内の温度Ｔｓを測定するタイミングを変更した例である。
本例の制御回路４は、被制御電流が一時的に減少するよう半導体モジュール２を制御した後に、該半導体モジュール２内の温度Ｔｓを測定し、その測定温度を用いて冷媒３０の温度Ｔｗを算出する。
本例における制御回路４のフローチャートを図８に示す。本例では、冷媒３０の温度Ｔｗを検出する際に、まず、被制御電流が０Ａか否かを判断する（ステップＳ１）。ここで被制御電流が０Ａと判断された場合はステップＳ２に進み、半導体モジュール２内の温度Ｔｓを測定する。被制御電流が０Ａの場合は、ΔＴが殆ど０になる（図７参照）。すなわち、Ｔｓ≒Ｔｗとなる。そのため、被制御電流が０Ａの状態で測定した半導体モジュール２内の温度Ｔｓは、冷媒３０の温度Ｔｗと略等しい。
また、ステップＳ１において被制御電流が０Ａではないと判断した場合は、ステップＳ３に移動し、被制御電流を低減させる。ステップＳ３では、被制御電流を可能な限り低減させることが好ましい。例えば、被制御電流を０Ａにすることが好ましい。
その後、ステップＳ４に移動し、冷媒３０の温度Ｔｗを検出する。そして、ステップＳ５に移り、被制御電流を元の値に戻す。
その他、実施例１と同様の構成を備える。

本例の作用効果について説明する。上記構成にすると、冷媒３０の温度Ｔｗをより正確に測定することができる。すなわち、温度差ΔＴは、ばらつきσがあり（図７参照）、被制御電流が小さいほど、このばらつきσは小さくなる。そのため、被制御電流を一時的に減少させた状態で温度差ΔＴを算出すれば、ばらつきσが小さい温度差ΔＴを求めることができる。また、求めた温度差ΔＴと上記Ｔｓを上記式（Ｔｗ＝Ｔｓ−ΔＴ）に代入することにより、冷媒３０の温度Ｔｗを正確に算出することができる。

また、図８のステップＳ３において、被制御電流を０Ａにする場合は、温度差ΔＴのばらつきσを最小限にすることができるため（図７参照）、冷媒３０の温度Ｔｗを更に正確に算出することが可能になる。
その他、実施例１と同様の作用効果を備える。

（実施例３）
本例は、温度Ｔｓを測定する半導体モジュール２を変更した例である。本例では、実施例１と同様に、複数個のインバータ回路８ａ〜８ｃを有する（図６参照）。本例の制御回路４のフローチャートを図９に示す。本例では、複数個のインバータ回路８ａ〜８ｃのうち、最も出力の小さいインバータ回路８を構成する半導体モジュール２内の温度Ｔｓを用いて冷媒３０の温度Ｔｗを算出する。

すなわち、冷媒３０の温度Ｔｗを算出する際には、まず、複数個のインバータ回路８ａ〜８ｃのうち、第１インバータ回路８ａの出力が一番小さいか否かを判断する（ステップＳ１１）。ここでＹｅｓ（第１インバータ回路８ａの出力が一番小さい）と判断された場合はステップＳ１２に移動し、第１インバータ回路８ａを構成する半導体モジュール２内の温度Ｔｓを測定すると共に、その出力時における温度差ΔＴを求める。そして、温度Ｔｓの測定値および温度差ΔＴを上記式（Ｔｗ＝Ｔｓ−ΔＴ）に代入することにより、冷媒３０の温度Ｔｗを算出する。

ステップＳ１１でＮｏ（第１インバータ回路８ａの出力が一番小さくない）と判断された場合は、ステップＳ１３に移り、第２インバータ回路８ｂの出力が一番小さいか否かを判断する。ここでＹｅｓと判断された場合はステップＳ１４に移動する。ステップＳ１４では、第２インバータ回路８ｂを構成する半導体モジュール２内の温度Ｔｓを測定すると共に、その出力時における温度差ΔＴを求める。そして、温度Ｔｓの測定値よび温度差ΔＴを上記式（Ｔｗ＝Ｔｓ−ΔＴ）に代入することにより、冷媒３０の温度Ｔｗを算出する。

また、ステップＳ１３でＮｏと判断された場合は、ステップＳ１５に移動する。ステップＳ１５では、第３インバータ回路８ｃを構成する半導体モジュール２内の温度Ｔｓを測定すると共に、その出力時における温度差ΔＴを求める。そして、温度Ｔｓの測定値よび温度差ΔＴを上記式（Ｔｗ＝Ｔｓ−ΔＴ）に代入することにより、冷媒３０の温度Ｔｗを算出する。
その他、実施例１と同様の構成を備える。

本例の作用効果について説明する。上記構成を採用すると、冷媒３０の温度Ｔｗを正確に測定できる。すなわち、上述したように、被制御電流（出力）が少ないほど、ΔＴのばらつきσ（図７参照）は小さくなる。そのため、複数個のインバータ回路８ａ〜８ｃのうち、最も出力が小さいインバータ回路８を選択することにより、ばらつきσが最も小さい温度差ΔＴを求めることができる。そして、求めた温度差ΔＴと上記温度Ｔｓとを式（Ｔｗ＝Ｔｓ−ΔＴ）に代入することにより、冷媒３０の温度Ｔｗを正確に算出することが可能になる。
また、本例では、昇圧回路７（図６参照）を備えない場合でも、インバータ回路８ａ〜８ｃを構成する半導体モジュール２を用いて、冷媒３０の温度Ｔｗを正確に算出できる。
その他、実施例１と同様の作用効果を備える。

１ 電力変換装置
２ 半導体モジュール
２０ 本体部
２１ スイッチング素子
２２ 温度センサ
２３ 制御端子
２４ ダイオード
３ 冷却チューブ
４ 制御回路
４０ 制御回路基板
５ 電流センサ

Claims (6)

1. 電力変換回路を構成するスイッチング素子と、温度センサとを内蔵した本体部を有し、複数本の制御端子が上記本体部から突出した半導体モジュールと、
   冷媒が流れる流路を内部に有し、上記半導体モジュールと直接または間接的に接触して該半導体モジュールを冷却する冷却チューブと、
   上記制御端子に接続され、上記スイッチング素子の動作を制御する制御回路を備えた制御回路基板と、
   上記半導体モジュールに流れる被制御電流の電流値を測定する電流センサとを備え、
   上記複数本の制御端子には、上記スイッチング素子に導通したものと、上記温度センサに導通したものとがあり、
   上記制御回路は、上記温度センサによって検出した上記半導体モジュール内の温度と、上記電流センサによって測定した上記被制御電流の電流値とを用いて、上記冷却チューブ内を流れる上記冷媒の温度を算出するよう構成されており、
   直流電源の直流電圧を昇圧する昇圧回路と、その昇圧された直流電圧を交流電圧に変換するインバータ回路とが、複数個の上記半導体モジュールによって各々形成され、個々の上記半導体モジュールは、上記スイッチング素子に逆並列接続したダイオードを備え、上記電力変換装置は、上記インバータ回路によって得られた交流電圧を用いて交流負荷を駆動する力行状態と、該交流負荷を発電機として用いて上記直流電源を充電する回生状態とを切り替え可能に構成されており、上記昇圧回路を構成する複数個の上記半導体モジュールのうち、高電位側に設けられた上記半導体モジュールは、上記力行状態において上記ダイオードに電流が流れ、低電位側に設けられた上記半導体モジュールは、上記回生状態において上記ダイオードに上記電流が流れるよう構成されており、上記制御回路は、上記力行状態では上記高電位側の半導体モジュール内の温度を用いて上記冷媒の温度を算出し、上記回生状態では上記低電位側の半導体モジュール内の温度を用いて上記冷媒の温度を算出するよう構成されていることを特徴とする電力変換装置。
2. 電力変換回路を構成するスイッチング素子と、温度センサとを内蔵した本体部を有し、複数本の制御端子が上記本体部から突出した半導体モジュールと、
   冷媒が流れる流路を内部に有し、上記半導体モジュールと直接または間接的に接触して該半導体モジュールを冷却する冷却チューブと、
   上記制御端子に接続され、上記スイッチング素子の動作を制御する制御回路を備えた制御回路基板と、
   上記半導体モジュールに流れる被制御電流の電流値を測定する電流センサとを備え、
   上記複数本の制御端子には、上記スイッチング素子に導通したものと、上記温度センサに導通したものとがあり、
   上記制御回路は、上記温度センサによって検出した上記半導体モジュール内の温度と、上記電流センサによって測定した上記被制御電流の電流値とを用いて、上記冷却チューブ内を流れる上記冷媒の温度を算出するよう構成されており、
   上記制御回路は、上記被制御電流が一時的に減少するよう上記半導体モジュールを制御した後に、該半導体モジュール内の温度を測定し、その測定温度を用いて上記冷媒の温度を算出するよう構成されていることを特徴とする電力変換装置。
3. 請求項２において、上記制御回路は、上記被制御電流が流れないように上記半導体モジュールを制御した後に、該半導体モジュール内の温度を測定し、その測定温度を用いて上記冷媒の温度を算出するよう構成されていることを特徴とする電力変換装置。
4. 電力変換回路を構成するスイッチング素子と、温度センサとを内蔵した本体部を有し、複数本の制御端子が上記本体部から突出した半導体モジュールと、
   冷媒が流れる流路を内部に有し、上記半導体モジュールと直接または間接的に接触して該半導体モジュールを冷却する冷却チューブと、
   上記制御端子に接続され、上記スイッチング素子の動作を制御する制御回路を備えた制御回路基板と、
   上記半導体モジュールに流れる被制御電流の電流値を測定する電流センサとを備え、
   上記複数本の制御端子には、上記スイッチング素子に導通したものと、上記温度センサに導通したものとがあり、
   上記制御回路は、上記温度センサによって検出した上記半導体モジュール内の温度と、上記電流センサによって測定した上記被制御電流の電流値とを用いて、上記冷却チューブ内を流れる上記冷媒の温度を算出するよう構成されており、
   直流電源の直流電圧を交流電圧に変換するインバータ回路を複数個備え、個々の上記インバータ回路は上記半導体モジュールによって形成されており、上記制御回路は、上記複数個のインバータ回路のうち、最も出力の小さいインバータ回路を構成する上記半導体モジュール内の温度を用いて上記冷媒の温度を算出することを特徴とする電力変換装置。
5. 請求項１〜４のいずれか１項において、上記制御回路は、上記半導体モジュールの温度と上記冷媒の温度との温度差ΔＴと、上記被制御電流との関係を予め記憶しており、該関係と、上記電流センサによって測定した上記被制御電流の電流値とから、その測定した電流値における上記温度差ΔＴを算出し、該温度差ΔＴを上記半導体モジュールの温度から減算することにより、上記冷媒の温度を算出するよう構成されていることを特徴とする電力変換装置。
6. 請求項１〜請求項５のいずれか１項において、複数個の上記半導体モジュールと複数個の上記冷却チューブとが積層されており、上記半導体モジュールの上記本体部の両主面を上記冷却チューブで冷却するよう構成されていることを特徴とする電力変換装置。

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