JP5383290B2 - 電源回路及び照明装置 - Google Patents

Description

この発明は、定電圧特性を有する負荷回路に電力を供給する電源回路に関する。

定電圧特性を有する負荷回路は、わずかな電圧変動で負荷電流が大きく変化する。このため、そのような負荷回路に対して電力を供給する電源回路は、負荷電流がほぼ一定となるように制御する必要がある。定電圧特性を有する負荷回路には、例えば、ＬＥＤ（発光ダイオード）などの光源を有する光源回路がある。
定電流制御の方式には、例えば以下のような方式がある。
第一の方式は、負荷回路と直列に電流制限抵抗を設ける方式である。
第二の方式は、負荷電流を検出する電流検出回路を設け、電流検出回路が検出した負荷電流をフィードバックして、電源回路の生成電圧を制御する方式である。
第三の方式は、負荷回路と直列にコンデンサやコイルなどのリアクタンスを設ける方式である。

特開２００７−５７４３号公報 特開２００５−１４２１３７号公報

第一の方式は、電流制限抵抗における電力損失が大きい。第二の方式は、回路が複雑になるので、製造コストが高く、故障が起きやすい。第三の方式は、電源電圧や周波数の変動に対処できない。
この発明は、例えば、上記のような課題を解決するためになされたものであり、簡単な回路構成で、電力損失を抑え、電源電圧などの変動にも対処できる定電流制御をすることを目的とする。

この発明にかかる電源回路は、
交流電源から電力の供給を受けて、定電圧特性を有する負荷回路に電力を供給する電源回路において、
上記交流電源から入力する交流電圧を検出して、入力電圧とする電圧検出回路と、
上記負荷回路に直列に電気接続し、上記電圧検出回路が検出した入力電圧が大きいほどインピーダンスが大きくなるインピーダンス回路とを有することを特徴とする。

この発明にかかる電源回路によれば、簡単な回路構成で、電力損失が少なく、入力電圧にかかわらず、負荷回路を流れる電流をほぼ一定にすることができる。

実施の形態１における照明装置８００の全体構成の一例をブロック構成図。 実施の形態１における電源回路１００の回路構成の一例を示す電気回路図。 実施の形態１における光源回路ＬＡの電圧電流特性の一例を示す特性図。 実施の形態１における電源回路１００の各部の電圧電流の一例を示すタイミング図。 実施の形態１における電圧Ｖ_ｐと電流Ｉ_Ｌとの関係を示すグラフ図。 実施の形態２における照明装置８００の全体構成の一例を示すブロック構成図。 実施の形態２における周波数ｆと電流Ｉ_Ｌとの関係を示すグラフ図。 実施の形態３における電源回路１００の回路構成の一例を示す電気回路図。 実施の形態３におけるインピーダンス回路１２０及び突入電流抑制回路１５０の変形例を示す電気回路図。 実施の形態４におけるインピーダンス回路１２０の構成を示す電気回路図。

実施の形態１．
実施の形態１について、図１〜図５を用いて説明する。

図１は、この実施の形態における照明装置８００の全体構成の一例を示すブロック構成図である。
照明装置８００は、電源回路１００、光源回路ＬＡを有する。
光源回路ＬＡは、例えばＬＥＤ（発光ダイオード）などの光源を有する。
電源回路１００は、商用電源などの交流電源ＡＣから電力を入力し、光源回路ＬＡに供給する電力を生成して、光源を点灯する。電源回路１００は、電圧検出回路１１０、インピーダンス回路１２０、制御回路１３０を有する。
電圧検出回路１１０は、電源回路１００が入力する交流電力の電圧を検出する。
インピーダンス回路１２０は、例えばコンデンサなどであり、制御回路１３０からの信号に基づいて、インピーダンスを変えることができる。
制御回路１３０は、電圧検出回路１１０が検出した電圧に基づいて、インピーダンス回路１２０のインピーダンスを制御する制御信号を生成する。制御回路１３０は、インピーダンス回路１２０のインピーダンスを変えることにより、光源回路ＬＡに供給される電力をほぼ一定に制御する。

図２は、この実施の形態における電源回路１００の回路構成の一例を示す電気回路図である。

光源回路ＬＡは、例えば、複数のＬＥＤを直列に電気接続した回路（以下「ＬＥＤ直列回路」と呼ぶ。）を二つ逆並列に電気接続した回路である。
なお、光源回路ＬＡは、交流入力でＬＥＤを点灯できる回路であればよく、例えば、ダイオードブリッジの出力側にＬＥＤ直列回路を電気接続した回路であってもよい。

電圧検出回路１１０は、交流電源ＡＣから供給される交流電力の電圧の最大値（以下「Ｖ_ｐ」と記述する。）を検出し、検出した電圧に比例する電圧（以下「電圧検出電圧」と呼ぶ。）を出力する。なお、電圧検出回路１１０は、交流電源ＡＣから供給される交流電力の電圧の実効値を検出する構成であってもよいし、瞬間値を検出する構成であってもよい。
電圧検出回路１１０は、例えば、整流素子Ｄ１１、コンデンサＣ１２、二つの分圧抵抗Ｒ１３，Ｒ１４を有する。
整流素子Ｄ１１は、交流電源ＡＣから交流電力を入力する端子と、コンデンサＣ１２とを電気接続している。整流素子Ｄ１１は、交流電源ＡＣの電圧よりコンデンサＣ１２に充電された電圧のほうが低ければ導通して、コンデンサＣ１２を充電する電流が流れる。これにより、コンデンサＣ１２には、交流電源ＡＣの交流電圧の最大値とほぼ等しい電圧が充電される。
二つの分圧抵抗Ｒ１３，Ｒ１４は、互いに直列に電気接続していて、コンデンサＣ１２に直列に電気接続している。分圧抵抗Ｒ１３，Ｒ１４は、コンデンサＣ１２の両端電圧を分圧し、分圧抵抗Ｒ１４の両端に、コンデンサＣ１２の両端電圧に比例する電圧検出電圧が発生する。

インピーダンス回路１２０は、制御回路１３０からの制御信号に基づいて、２種類のインピーダンスのうちいずれかのインピーダンスとなる。インピーダンス回路１２０は、例えば、二つのコンデンサＣ２１，Ｃ２２、スイッチング素子ＳＷを有する。
二つのコンデンサＣ２１，Ｃ２２は、互いに直列に電気接続している。
スイッチング素子ＳＷは、コンデンサＣ２２に並列に電気接続している。スイッチング素子ＳＷは、例えばリレーなどの機械式スイッチや、パワーＭＯＳＦＥＴ（金属酸化膜半導体型電界効果トランジスタ）、サイリスタ、双方向サイリスタなどの半導体スイッチである。スイッチング素子ＳＷは、制御回路１３０からの制御信号に基づいて開閉する。

スイッチング素子ＳＷが開いている場合、インピーダンス回路１２０のインピーダンスは、コンデンサＣ２１の静電容量とコンデンサＣ２２の静電容量との合成容量によるインピーダンスである。コンデンサＣ２１の静電容量をＣ_１、コンデンサＣ２２の静電容量をＣ_２、インピーダンス回路１２０のインピーダンスをＺとすると、

ただし、ｊは虚数単位、ωは角周波数である。

これに対し、スイッチング素子ＳＷが閉じている場合、コンデンサＣ２２が短絡されるので、インピーダンス回路１２０のインピーダンスＺは、

すなわち、インピーダンス回路１２０のインピーダンスＺは、制御回路１３０からの制御信号により変化する。制御信号によりスイッチング素子ＳＷを閉じた場合のほうが開いた場合よりも、インピーダンスＺの容量性リアクタンス成分が小さくなる。

なお、インピーダンス回路１２０のインピーダンスＺは、２段階に変化するのではなく、３段階あるいはもっと多くの段階に変化するものであってもよいし、段階的に変化するのではなく、連続的に変化するものであってもよい。
また、この例では、インピーダンス回路１２０のインピーダンスＺが容量性リアクタンスであるが、誘導性リアクタンスであってもよいし、レジスタンス成分を有するものであってもよい。ただし、インピーダンス回路１２０のインピーダンスＺにレジスタンス成分があると、電力損失が発生するので、レジスタンス成分は小さいほうが好ましい。
交流電源ＡＣの周波数が例えば５０〜６０Ｈｚ（ヘルツ）である場合、インピーダンス回路１２０をコイルなどにより誘導性リアクタンスとして構成しようとすると、インピーダンス回路１２０が大きくなる。したがって、インピーダンス回路１２０をコンデンサなどにより容量性リアクタンスとして構成するほうが好ましい。特に、コンデンサＣ２１，Ｃ２２は、フィルムコンデンサで構成することが望ましい。フィルムコンデンサは、低損失であり、周波数や温度による静電容量の変動が少なく、寿命が長いからである。

制御回路１３０は、電圧検出回路１１０が出力した電圧検出電圧が所定の電圧（以下「基準電圧」と呼ぶ。）より高ければ、インピーダンス回路１２０のスイッチング素子ＳＷを開き、電圧検出電圧が基準電圧より低ければ、スイッチング素子ＳＷを閉じる制御信号を生成する。制御回路１３０は、例えば、基準電圧源Ｖ３１、オペアンプＡ３２を有する。
基準電圧源Ｖ３１は、電圧検出電圧と比較する基準となる基準電圧を生成する直流電圧源である。
オペアンプＡ３２は、電圧検出回路１１０が出力した電圧検出電圧と、基準電圧源Ｖ３１が生成した基準電圧とを比較して、比較した結果を表わす信号を制御信号として出力する。
なお、制御回路１３０は、アナログデジタル変換回路や論理回路あるいはマイコンなどを用いて構成してもよい。また、スイッチング素子ＳＷをオンオフするために必要な電流が大きい場合などは、制御回路１３０が生成した制御信号から、スイッチング素子ＳＷをオンオフする駆動信号を生成する駆動回路を設けてもよい。

図３は、この実施の形態における光源回路ＬＡの電圧電流特性の一例を示す特性図である。
横軸は、光源回路ＬＡの両端電圧を示す。縦軸は、光源回路ＬＡを流れる電流を示す。曲線５１１は、光源回路ＬＡの電圧電流特性を示す。
光源回路ＬＡは、両端電圧が−Ｖ₋超Ｖ_＋未満の場合、ほとんど電流が流れない。両端電圧がＶ_＋以上の場合、順方向に電流が流れ、両端電圧が−Ｖ₋以下の場合、逆方向に電流が流れる。両端電圧がＶ_＋以上の場合およびＶ₋以下の場合、わずかな電圧変動で、流れる電流が大きく変化する。光源回路ＬＡは、このような定電圧特性を有する回路である。
順方向の閾値電圧Ｖ_＋は、逆並列に電気接続した二つのＬＥＤ直列回路のうち順方向に接続されたＬＥＤ直列回路を構成する複数のＬＥＤの順方向降下電圧の合計である。逆方向の閾値電圧Ｖ₋は、逆並列に電気接続した二つのＬＥＤ直列回路のうち逆方向に接続されたＬＥＤ直列回路を構成する複数のＬＥＤの順方向降下電圧の合計である。いずれの閾値電圧も、ＬＥＤの特性のバラツキや温度変化により、例えば±１０％の範囲内で変動する。

図４は、この実施の形態における電源回路１００の各部の電圧電流の一例を示すタイミング図である。
横軸は、時刻を示す。縦軸は、電圧または電流を示す。曲線５２１は、交流電源ＡＣから供給される交流電力の電圧（瞬間値）を示す。曲線５２２は、光源回路ＬＡの両端電圧を示す。曲線５２３は、光源回路ＬＡ（及びインピーダンス回路１２０）を流れる電流を示す。
なお、インピーダンス回路１２０の両端電圧は、曲線５２１と曲線５２２との差に相当する。

交流電源ＡＣの交流電圧は、最大値Ｖ_ｐの正弦波であるとする。
時刻ｔ_１において、交流電源ＡＣの電圧の瞬間値は、最大値Ｖ_ｐとなる。このとき、光源回路ＬＡの両端電圧は、ほぼＶ_＋であり、インピーダンス回路１２０のコンデンサには、電圧［Ｖ_ｐ−Ｖ_＋］が充電されている。
時刻ｔ_１を過ぎると、交流電源ＡＣの電圧の瞬間値が下降し始める。インピーダンス回路１２０のコンデンサの両端電圧はほぼ変わらないので、光源回路ＬＡの両端電圧が下降する。光源回路ＬＡの両端電圧がＶ_＋と−Ｖ₋の間になるので、光源回路ＬＡ（及びインピーダンス回路１２０）には電流が流れない。
交流電源ＡＣの電圧の瞬間値が更に下がり、時刻ｔ_２において、光源回路ＬＡの両端電圧が−Ｖ₋まで下がる。光源回路ＬＡ（及びインピーダンス回路１２０）には、逆方向の電流が流れ、インピーダンス回路１２０のコンデンサを放電する。これにより、インピーダンス回路１２０の両端電圧が下がっていく。
時刻ｔ_４において、交流電源ＡＣの電圧の瞬間値が最小値−Ｖ_ｐとなる。このとき、光源回路ＬＡの両端電圧は、ほぼ−Ｖ₋であり、インピーダンス回路１２０のコンデンサには、電圧［Ｖ₋−Ｖ_ｐ］が充電される。
時刻ｔ_４を過ぎると、交流電源ＡＣの電圧の瞬間値が上昇し始め、光源回路ＬＡの両端電圧がＶ_＋と−Ｖ₋の間になるので、光源回路ＬＡ（及びインピーダンス回路１２０）には電流が流れない。
交流電源ＡＣの電圧の瞬間値が更に上がり、時刻ｔ_５において、光源回路ＬＡの両端電圧がＶ_＋まで上がると、光源回路ＬＡ（及びインピーダンス回路１２０）に順方向の電流が流れ、インピーダンス回路１２０のコンデンサを充電し、インピーダンス回路１２０の両端電圧が上昇する。
電源回路１００は、以上の動作を、交流電源ＡＣの周期ごとに繰り返す。

時刻ｔ_１〜ｔ_２の間（及びｔ_４〜ｔ_５の間）において、インピーダンス回路１２０を電流が流れないので、コンデンサに充電された電圧は変化しない。したがって、時刻ｔ_２において、インピーダンス回路１２０のコンデンサに充電された電圧は、時刻ｔ_１と同じく、［Ｖ_ｐ−Ｖ_＋］である。したがって、時刻ｔ_２における交流電源ＡＣの電圧の瞬間値は［Ｖ_ｐ−（Ｖ_＋＋Ｖ₋）］である。

光源回路ＬＡを電流が流れているとき、光源回路ＬＡの両端電圧は、Ｖ_＋または−Ｖ₋でほぼ一定である。簡単のため、Ｖ_＋とＶ₋とが等しいとすると、光源回路ＬＡにおける消費電力は、光源回路ＬＡを流れる電流の絶対値に比例する。ＬＥＤの明るさは、消費電力にほぼ比例するので、交流電源ＡＣの周期を平均した光源の明るさは、光源回路ＬＡを流れる電流の絶対値の平均に比例する。

光源回路ＬＡを流れる電流は、正弦波の一部を切り欠いた波形である。光源回路ＬＡを流れる電流の最大値Ｉ_ｐは、交流電源ＡＣの電圧の最大値Ｖ_ｐ及び周波数ｆによって定まり、

ただし、Ｃは、インピーダンス回路１２０の静電容量で、スイッチング素子ＳＷが閉じている場合であればコンデンサＣ２１の静電容量と等しく、スイッチング素子ＳＷが開いている場合であればコンデンサＣ２１とコンデンサＣ２２との直列回路の静電容量と等しい。

光源回路ＬＡを流れる電流の瞬間値をｉ_Ｌ、交流電源ＡＣの周期をＴ、光源回路ＬＡを流れる電流の絶対値の平均をＩ_Ｌとすると、

ただし、Ｖ₋＝Ｖ_＋であるものとしている。

図５は、この実施の形態における電圧Ｖ_ｐと電流Ｉ_Ｌとの関係を示すグラフ図である。
横軸は、電源回路１００が入力する交流電源ＡＣの電圧の最大値Ｖ_ｐを示す。縦軸は、光源回路ＬＡを流れる電流の絶対値の平均Ｉ_Ｌを示す。直線５３１は、スイッチング素子ＳＷが閉じている場合におけるＶ_ｐとＩ_Ｌとの関係を示す。直線５３２は、スイッチング素子ＳＷが開いている場合におけるＶ_ｐとＩ_Ｌとの関係を示す。太線５３３は、電源回路１００全体としてのＶ_ｐとＩ_Ｌとの関係を示す。

インピーダンス回路１２０の静電容量Ｃは、スイッチング素子ＳＷが閉じている場合はコンデンサＣ２１の静電容量Ｃ_１であるのに対し、スイッチング素子ＳＷが開いている場合はコンデンサＣ２１とコンデンサＣ２２との直列回路の静電容量Ｃ_１・Ｃ_２／（Ｃ_１＋Ｃ_２）になる。すなわち、スイッチング素子ＳＷが開いている場合の静電容量Ｃは、スイッチング素子ＳＷが閉じている場合のＣ_２／（Ｃ_１＋Ｃ_２）倍になる。例えば、コンデンサＣ２１の静電容量Ｃ_１とコンデンサＣ２２の静電容量Ｃ_２とが等しければ、スイッチング素子ＳＷが開いている場合の静電容量Ｃは、スイッチング素子ＳＷが閉じている場合の半分になる。
このため、スイッチング素子ＳＷが開いている場合の電流Ｉ_Ｌは、スイッチング素子ＳＷが閉じている場合よりも小さくなる。

制御回路１３０は、電圧検出回路１１０が検出した電圧に基づいて、電圧Ｖ_ｐが閾値Ｖ_Ｔより低い場合にスイッチング素子ＳＷを閉じる制御信号を生成し、電圧Ｖ_ｐが閾値Ｖ_Ｔより高い場合にスイッチング素子ＳＷを開く制御信号を生成する。
このため、電源回路１００全体で見ると、Ｖ_ｐとＩ_Ｌとの関係は太線５３３で表わされる関係になる。

例えば、電源回路１００は、交流電源ＡＣとして商用電源を使用し、交流電源ＡＣの電圧には実効値１００Ｖの場合と、実効値２００Ｖの場合との二つの場合があるとすると、実効値１００Ｖの場合の最大値は１４１Ｖ、実効値２００Ｖの場合の最大値は２８３Ｖであるから、閾値Ｖ_Ｔを１４１Ｖと２８３Ｖとの間に設定する。

交流電源ＡＣの電圧として想定される二種類の電圧のうち、低いほうをＶ_１、高いほうをＶ_２とする。上記の例でいえば、Ｖ_１＝１４１Ｖ、Ｖ_２＝２８３Ｖである。商用電源などの場合、付加の変動などの要因により、電圧が±１０％程度変動する可能性がある。

また、光源回路ＬＡの閾値電圧Ｖ_＋も、±１０％程度変動する可能性がある。しかし、閾値電圧Ｖ_＋が、電圧Ｖ_１に比べて十分小さければ、閾値電圧Ｖ_＋の変動による影響は小さく、無視できる。

交流電源ＡＣの電圧の最大値Ｖ_ｐの範囲がＶ_１±１０％及びＶ_２±１０％である場合、電源回路１００の動作領域は、斜線で示した領域となり、光源回路ＬＡを流れる電流の絶対値の平均Ｉ_Ｌは、Ｉ_１〜Ｉ_２の範囲になる。
また、Ｉ_Ｌは、Ｖ_ｐがＶ_Ｔよりわずかに低い場合に最大となり、その最大値はＩ_Ｔである。Ｉ_Ｔはなるべく小さいほうがよいので、閾値Ｖ_Ｔは、例えば、電圧Ｖ_１に対して１５％〜２０％増しの値に設定することが好ましい。

なお、ここでは、交流電源ＡＣの電圧として想定される電圧が二種類の場合について説明したが、インピーダンス回路１２０のインピーダンスを、もっと多くの段階で切り替え、もしくは連続的に変化させることができる構成とすれば、もっと多くの種類の電圧に対応できる。

この実施の形態における電源回路１００は、交流電源ＡＣから電力の供給を受けて、定電圧特性を有する負荷回路（光源回路ＬＡ）に電力を供給する。
電圧検出回路１１０は、上記交流電源ＡＣから入力する交流電圧（最大値Ｖ_ｐ）を検出して、入力電圧とする。
インピーダンス回路１２０は、上記負荷回路（光源回路ＬＡ）に直列に電気接続し、上記電圧検出回路１１０が検出した入力電圧が大きいほどインピーダンスが大きくなる。

この実施の形態における電源回路１００によれば、入力電圧にかかわらず、負荷回路（光源回路ＬＡ）を流れる電流をほぼ一定にすることができる。

この実施の形態における電源回路１００において、上記インピーダンス回路１２０は、上記電圧検出回路１１０が検出した入力電圧（最大値Ｖ_ｐ）が所定の閾値電圧Ｖ_Ｔより高い場合に、上記入力電圧（最大値Ｖ_ｐ）が上記所定の閾値電圧Ｖ_Ｔより低い場合よりも静電容量が小さくなる容量性リアクタンスである。

この実施の形態における電源回路１００によれば、インピーダンス回路１２０がリアクタンスなので電力損失がない。また、インピーダンス回路１２０が容量性なので誘導性と比較して故障が少なく小型化できる。更に、入力電圧が閾値電圧より高い場合に、インピーダンス回路１２０の静電容量が、入力電圧が閾値電圧より低い場合よりも小さくなるので、インピーダンスが大きくなり、負荷回路を流れる電流をほぼ一定にすることができる。

この実施の形態における電源回路１００において、上記インピーダンス回路１２０は、第一のコンデンサＣ２１と、上記第一のコンデンサＣ２１に直列に電気接続した第二のコンデンサＣ２２と、上記第二のコンデンサＣ２２に並列に電気接続したスイッチ（スイッチング素子ＳＷ）とを有する。
上記スイッチ（スイッチング素子ＳＷ）は、上記入力電圧が上記所定の閾値電圧より低い場合に導通する。

この実施の形態における電源回路１００によれば、インピーダンス回路１２０が、二つのコンデンサと一つのスイッチという極めて簡単な構成なので、回路の小型化、高信頼化、長寿命化を図ることができる。

この実施の形態における電源回路１００において、上記スイッチ（スイッチング素子ＳＷ）は、機械式スイッチと、半導体スイッチとのうちいずれかを有する。

この実施の形態にける電源回路１００によれば、スイッチ（スイッチング素子ＳＷ）がリレーなどの機械式スイッチの場合、大電流を流しても電力損失が少ない。また、スイッチ（スイッチング素子ＳＷ）が電界効果トランジスタなどの半導体スイッチの場合、機械接点がないので接点焼損や溶着などの接点不良が起きず信頼性が高い。また、リレーなどと比較して小型であり、電源回路１００を低背化、小型軽量化できる。

この実施の形態における照明装置８００は、上記電源回路１００と、光源回路ＬＡとを有する。
光源回路ＬＡは、上記負荷回路として上記電源回路１００に電気接続し、一または直列に接続した複数の発光ダイオード（ＬＥＤ）を有する二つの発光ダイオード回路（ＬＥＤ回路）が逆並列に電気接続している。

この実施の形態における照明装置８００によれば、簡単な構成の電源回路１００により、ＬＥＤをほぼ一定の電流で点灯することができる。

以上説明したＬＥＤ照明用電源装置（電源回路１００）は、少なくとも１つの以上のＬＥＤで構成された発光部（光源回路ＬＡ）に電力を供給する。ＬＥＤ照明用電源装置は、前記発光部（光源回路ＬＡ）と、交流電源ＡＣとに接続される。ＬＥＤ照明用電源装置は、少なくとも２つ以上のコンデンサＣ２１，Ｃ２２が直列に接続され、前記少なくとも２つ以上直列に接続されたコンデンサＣ２１，Ｃ２２のうち、少なくとも１つのコンデンサＣ２２に並列にスイッチＳＷが接続されている。
ＬＥＤ照明用電源装置は、電源電圧値の増減に合わせて前記スイッチをオン・オフして、前記コンデンサの直列数を増減し回路インピーダンスを変えることにより、発光部を流れる電流をほぼ一定に保つことができるので、電源電圧の切り替えが可能になる。

なお、スイッチを、制御回路１３０からの制御信号により開閉するのではなく、手動切り替え式のスイッチとして、利用者が、電源回路１００を接続する交流電源ＡＣの電源電圧に合わせて、スイッチを切り替える構成としてもよい。

以上説明したＬＥＤ照明用電源装置（電源回路１００）は、電源電圧値を検出する電源電圧検出部（電圧検出回路１１０）と、前記電源電圧検出部で検出した検出電圧と基準電圧とを比較する電圧比較器（オペアンプＡ３２）と、前記スイッチＳＷを駆動する駆動回路とで構成され、検出電圧が基準電圧を超えたら前記スイッチをオンもしくはオフする制御回路１３０を備えている。
ＬＥＤ照明用電源装置は、制御回路１３０で電源電圧を自動検出して、前記スイッチをオンオフし、前記コンデンサの直列数を増減し回路インピーダンスを変えることにより、照明電圧の切り替えを自動で行うことができる。

これにより、商用電源のように比較的高い電圧源を用いて、発光手段に電力を供給するＬＥＤ照明用電源装置（電源回路１００）において、電源電圧の切り替えが容易となる。

なお、電源回路１００は、交流電源ＡＣとして、商用電源から交流電力の供給を受けるのではなく、例えば、直流電源から交流電力を生成するインバータ回路などの直流交流変換回路を、交流電源ＡＣとし、交流電力の供給を受ける構成としてもよい。これにより、電源周波数を、商用電源の５０Ｈｚあるいは６０Ｈｚよりも高くすることにより、ＬＥＤ照明のちらつきを抑えることでき、また、電源周波数を変えることにより、ＬＥＤ照明の調光をすることができる。

また、一つの交流電源ＡＣに対して、複数の電源回路１００を並列に接続する構成としてもよい。その場合、各電源回路１００が電圧検出回路１１０、制御回路１３０を有する構成としてもよいし、電圧検出回路１１０及び制御回路１３０を複数の電源回路１００で共有し、各電源回路１００のインピーダンス回路１２０を制御する構成としてもよい。これにより、より多くのＬＥＤを点灯することができる。

以上のように、交流電源ＡＣに２つのフィルムコンデンサＣ２１，Ｃ２２と、ＬＥＤが直並列に接続された発光部（光源回路ＬＡ）とを直列に接続する。フィルムコンデンサＣ２２には、並列にスイッチング素子ＳＷとしてリレーを接続する。スイッチには、電源電圧Ｖ_ｐを検出し、電源電圧値に応じてスイッチをオンオフする制御回路１３０を接続する。
制御回路１３０は、電源電圧を検出する電源電圧検出部（電圧検出回路１１０）と、検出電圧と基準電圧Ｖ_ｒｅｆとを比較する電圧比較器（オペアンプＡ３２）と、前記フィルムコンデンサＣ２２に並列に接続されたスイッチをオンオフするスイッチ駆動回路とで構成されている。
この回路構成において、発光部（光源回路ＬＡ）であるＬＥＤを流れる電流は、フィルムコンデンサＣ２１とＣ２２のみで任意の値に決めることができ、ＬＥＤの電流電圧特性のバラツキや、周囲温度によるＬＥＤの順方向電圧の変化による影響を受け難く、電流を一定に保つことが出来る。
なお、コンデンサＣ２１，Ｃ２２は、フィルムコンデンサでなくてもよいが、フィルムコンデンサは、電解コンデンサに比べて低損失で、周波数や温度に依存する静電容量の安定性が優れ、定格範囲内での使用に関しては磨耗故障に至らず寿命という概念がない。したがって、電解コンデンサではなく、フィルムコンデンサを使うことで、ＬＥＤの長寿命という本来の長所を十分に生かすことができ、好ましい。

このように、電源電圧に応じてスイッチをオンオフすることにより、コンデンサの直列数が変わり、発光部であるＬＥＤに流れる電流を制限するので、電源電圧値にかかわらず、同じ照明装置を使用することができる。これにより、例えば、ＬＥＤ照明装置を取り付けるとき、取り付け作業者が間違って異なる電源電圧値に対応した照明装置を選択するなどのミスをなくすことができる。
また、交流電源と発光部とをコンデンサで直列に接続したことにより、定電流源や電流検出回路などの複雑な回路を用いず、単純な回路構成でＬＥＤに流れる電流をほぼ定電流にすることができる。
コンデンサの損失ｔａｎδは非常に小さいので、コンデンサの損失が占める電力損失は小さい。
ＬＥＤに流れる電流を制限するため、コンデンサではなく抵抗を直列に接続する構成の場合、抵抗の両端に印加される電圧とＬＥＤに流れる電流の積に相当する電力損失が発生する。また、トランジスタや定電流ダイオードを使用した場合でも抵抗と同様に電力損失が発生し、コンデンサの損失と比較すると、その損失は非常に大きい。
このように、抵抗やトランジスタなどではなく、コンデンサを使用することにより、極めて小さい損失で発光部であるＬＥＤを駆動することができる。
また、電源回路１００を構成する部品点数がわずかであるため、製造コストなどを抑えられるだけでなく、故障が減り、信頼性が高くなる。

実施の形態２．
実施の形態２について、図６〜図７を用いて説明する。
なお、実施の形態１で説明した照明装置８００と共通する部分については、同一の符号を付し、説明を省略する。

図６は、この実施の形態における照明装置８００の全体構成の一例を示すブロック構成図である。
電源回路１００は、実施の形態１で説明した電圧検出回路１１０に代えて、周波数検出回路１４０を有する。
周波数検出回路１４０は、交流電源ＡＣから入力する交流の周波数ｆを検出する。周波数検出回路１４０は、例えば、交流電源ＡＣから入力した交流電圧のゼロクロスを検出し、所定の期間中のゼロクロスの回数を計数することにより、周波数ｆを検出する。
制御回路１３０は、周波数検出回路１４０が検出した周波数ｆに基づいて、インピーダンス回路１２０のインピーダンスを制御する制御信号を生成する。制御回路１３０は、例えば、周波数検出回路１４０が検出した周波数ｆが所定の周波数（以下「閾値周波数ｆ_Ｔ」と呼ぶ。）より高ければ、インピーダンス回路１２０のスイッチング素子ＳＷを開き、周波数検出回路１４０が検出した周波数ｆが閾値周波数ｆ_Ｔより低ければ、インピーダンス回路１２０のスイッチング素子ＳＷを閉じる制御信号を生成する。

図７は、この実施の形態における周波数ｆと電流Ｉ_Ｌとの関係を示すグラフ図である。
横軸は、交流電源ＡＣの交流の周波数ｆを示す。縦軸は、光源回路ＬＡを流れる電流の絶対値の平均Ｉ_Ｌを示す。直線５４１は、スイッチング素子ＳＷが閉じている場合におけるｆとＩ_Ｌとの関係を示す。直線５４２は、スイッチング素子ＳＷが開いている場合におけるｆとＩ_Ｌとの関係を示す。太線５４３は、電源回路１００全体としてのｆとＩ_Ｌとの関係を示す。

制御回路１３０は、周波数検出回路１４０が検出した周波数ｆに基づいて、周波数ｆが閾値周波数ｆ_Ｔより低い場合にスイッチング素子ＳＷを閉じる制御信号を生成し、周波数ｆが閾値周波数ｆ_Ｔより高い場合にスイッチング素子ＳＷを開く制御信号を生成する。
このため、電源回路１００全体で見ると、ｆとＩ_Ｌとの関係は太線５４３で表わされる関係になる。

例えば、電源回路１００は、交流電源ＡＣとして商用電源を使用し、交流電源ＡＣの周波数には５０Ｈｚの場合と、６０Ｈｚの場合との二つの場合があるとすると、閾値周波数ｆ_Ｔを５０Ｈｚと６０Ｈｚとの間に設定する。

交流電源ＡＣの周波数として想定される二種類の周波数のうち、低いほうをｆ_１、高いほうをｆ_２とする。上記の例でいえば、ｆ_１＝５０Ｈｚ、ｆ_２＝６０Ｈｚである。商用電源などの場合、周波数の変動幅は、電圧の場合より小さく、例えば±１％程度である。
交流電源ＡＣの周波数ｆの範囲がｆ_１±１％及びｆ_２±１％である場合、光源回路ＬＡを流れる電流の絶対値の平均Ｉ_Ｌは、Ｉ_１〜Ｉ_２の範囲になる。
閾値周波数ｆ_Ｔが周波数ｆ_１に近いほうが電流の最大値Ｉ_Ｔが小さくなるので、閾値周波数ｆ_Ｔは、例えば、周波数ｆ_１に対して２〜３％増し程度に設定することが好ましい。

なお、ここでは、交流電源ＡＣの周波数として想定される周波数が二種類の場合について説明したが、インピーダンス回路１２０のインピーダンスを、もっと多くの段階で切り替え、もしくは連続的に変化させることができる構成とすれば、もっと多くの種類の周波数に対応できる。

また、実施の形態１で説明した電圧検出回路１１０を、電源回路１００に更に設け、制御回路１３０は、電圧検出回路１１０が検出した電圧と、周波数検出回路１４０が検出した周波数との組み合わせにしたがって、インピーダンス回路１２０のインピーダンスを制御する構成としてもよい。例えば、制御回路１３０は、電圧検出回路１１０が検出した電圧が閾値より上か下かと、周波数検出回路１４０が検出した周波数が閾値周波数より上か下かとの組み合わせ（２×２＝４通り）に基づいて、インピーダンス回路１２０のインピーダンスを、４段階のなかから選択した１つのインピーダンスにする。

実施の形態３．
実施の形態３について、図８〜図９を用いて説明する。
なお、実施の形態１〜実施の形態２で説明した照明装置８００と共通する部分については、同一の符号を付し、説明を省略する。

図８は、この実施の形態における電源回路１００の回路構成の一例を示す電気回路図である。
電源回路１００は、実施の形態１で説明した構成に加えて、更に、突入電流抑制回路１５０を有する。
突入電流抑制回路１５０（突入電流防止回路）は、スイッチング素子ＳＷの状態が変化したときに流れる突入電流を抑制する。突入電流抑制回路１５０は、例えば、二つの抵抗Ｒ５１，Ｒ５３、コンデンサＣ５２、スイッチング素子ＳＷ２を有する。
抵抗Ｒ５１とコンデンサＣ５２とは、遅延回路を構成している。抵抗Ｒ５３は、スイッチング素子ＳＷに直列に電気接続している。スイッチング素子ＳＷ２は、抵抗Ｒ５３に並列に電気接続している。スイッチング素子ＳＷ２は、抵抗Ｒ５１とコンデンサＣ５２とからなる遅延回路の出力により、開閉する。これにより、スイッチング素子ＳＷの状態が変化すると、スイッチング素子ＳＷ２は、少し遅れてスイッチング素子ＳＷに追随して、状態が変化する。すなわち、スイッチング素子ＳＷが閉じると、少し遅れてスイッチング素子ＳＷ２が閉じ、スイッチング素子ＳＷが開くと、少し遅れてスイッチング素子ＳＷ２が開く。遅延時間は、例えば数百ミリ秒である。

交流電源ＡＣの電圧の最大値Ｖ_ｐが閾値Ｖ_Ｔより高いと制御回路１３０が判定していた状態において、交流電源ＡＣの電圧が下がり、Ｖ_ｐがＶ_Ｔより低いと制御回路１３０が判定する場合について説明する。

判定結果が変化する前は、制御回路１３０がスイッチング素子ＳＷを開く制御信号を生成し、二つのスイッチング素子ＳＷ，ＳＷ２が開いている状態である。
判定結果が変化すると、制御回路１３０がスイッチング素子ＳＷを閉じる制御信号を生成し、スイッチング素子ＳＷが閉じる。このとき、スイッチング素子ＳＷ２は、まだ閉じず、開いた状態のままである。
コンデンサＣ２２がスイッチング素子ＳＷ及び抵抗Ｒ５３を介して放電して、コンデンサＣ２２の両端電圧が下がると、その分、コンデンサＣ２１が充電される。コンデンサＣ２１を充電する電流は、スイッチング素子ＳＷ・抵抗Ｒ５３・光源回路ＬＡ・交流電源ＡＣを介して流れる。コンデンサＣ２２を放電する電流及びコンデンサＣ２１を充電する電流は、ともに抵抗Ｒ５３により制限される。
コンデンサＣ２２の両端電圧がある程度下がったのち、スイッチング素子ＳＷ２が閉じる。
コンデンサＣ２２がスイッチング素子ＳＷ及びスイッチング素子ＳＷ２を介して放電し、その分、コンデンサＣ２１が、スイッチング素子ＳＷ・スイッチング素子ＳＷ２・光源回路ＬＡ・交流電源ＡＣを介して流れる電流により充電される。スイッチング素子ＳＷ２が閉じるまでの間に、コンデンサＣ２２の両端電圧がある程度下がっているので、コンデンサＣ２２を放電する電流及びコンデンサＣ２１を充電する電流は、あまり大きくならない。
このように、スイッチング素子ＳＷが閉じたのち、少し遅れてスイッチング素子ＳＷ２が閉じることにより、突入電流を抑制することができる。

次に、逆に、Ｖ_ｐがＶ_Ｔより低いと制御回路１３０が判定していた状態において、交流電源ＡＣの電圧が上がり、Ｖ_ｐがＶ_Ｔより高いと制御回路１３０が判定する場合について説明する。
判定結果が変化する前は、制御回路１３０がスイッチング素子ＳＷを閉じる制御信号を生成し、二つのスイッチング素子ＳＷ，ＳＷ２が閉じている状態である。二つのスイッチング素子ＳＷ，ＳＷ２が閉じているので、コンデンサＣ２２の両端が短絡された状態となり、コンデンサＣ２２は、空の状態である。
判定結果が変化すると、制御回路１３０がスイッチング素子ＳＷを開く制御信号を生成し、スイッチング素子ＳＷが開く。このとき、スイッチング素子ＳＷ２は、まだ開かず、閉じたままの状態である。
スイッチング素子ＳＷが開いたことにより、それまでスイッチング素子ＳＷ及びスイッチング素子ＳＷ２を流れていた電流がコンデンサＣ２２を流れるようになり、コンデンサＣ２２を充電する。その分、コンデンサＣ２１は充電されなくなるので、コンデンサＣ２１（及び光源回路ＬＡ）を流れる電流が少なくなる。
その後、スイッチング素子ＳＷ２が開く。スイッチング素子ＳＷが開いた段階でスイッチング素子ＳＷ２には既に電流が流れなくなっているので、スイッチング素子ＳＷ２が開いたことによる影響はない。
スイッチング素子ＳＷが開くときも、スイッチング素子ＳＷ２が開くときも、急激な電圧の変化はないので、突入電流は流れない。

以上のようにして、突入電流抑制回路１５０は、スイッチング素子ＳＷが閉じるときの突入電流を抑制する。突入電流抑制回路１５０が突入電流を抑制するので、スイッチング素子ＳＷ，ＳＷ２の焼損や溶着などの故障を防ぐことができる。

図９は、この実施の形態におけるインピーダンス回路１２０及び突入電流抑制回路１５０の変形例を示す電気回路図である。
インピーダンス回路１２０は、二つのコンデンサＣ２１，Ｃ２２が互いに並列に電気接続している。スイッチング素子ＳＷは、コンデンサＣ２２に直列に電気接続している。インピーダンス回路１２０の静電容量は、スイッチング素子ＳＷが開いているとき、コンデンサＣ２１の静電容量Ｃ_１と等しく、スイッチング素子ＳＷが閉じているとき、コンデンサＣ２１の静電容量Ｃ_１とコンデンサＣ２２の静電容量Ｃ_２との和に等しい。スイッチング素子ＳＷを閉じたときのほうが、インピーダンス回路１２０の静電容量が大きくなるので、制御回路１３０は、交流電源ＡＣの電圧が高いときにスイッチング素子ＳＷを開き、交流電源ＡＣの電圧が低いときにスイッチング素子ＳＷを閉じる。
突入電流抑制回路１５０の抵抗Ｒ５３は、スイッチング素子ＳＷ及びコンデンサＣ２２に直列に電気接続し、スイッチング素子ＳＷ２は、抵抗Ｒ５３に並列に電気接続している。図８の例と同様、スイッチング素子ＳＷ２は、スイッチング素子ＳＷの開閉から少し遅れて、スイッチング素子ＳＷに追随して開閉する。

この例の場合も、突入電流は、スイッチング素子ＳＷを閉じたときに流れる。スイッチング素子ＳＷを閉じると、コンデンサＣ２２を充電あるいは放電する電流が、抵抗Ｒ５３・光源回路ＬＡ・交流電源ＡＣを介して流れる。コンデンサＣ２２を充電あるいは放電する電流は、抵抗Ｒ５３により制限される。
その後、スイッチング素子ＳＷ２が閉じると、コンデンサＣ２２を充電あるいは放電する電流は、スイッチング素子ＳＷ２・光源回路ＬＡ・交流電源ＡＣ・スイッチング素子ＳＷを介して流れるようになる。それまでの充電あるいは放電により、コンデンサＣ２２の両端電圧とコンデンサＣ２１の両端電圧との差が小さくなっているので、このとき流れる電流は、あまり大きくない。
このように、スイッチング素子ＳＷが閉じたのち、少し遅れてスイッチング素子ＳＷ２が閉じることにより、突入電流を抑制することができる。

スイッチング素子ＳＷを開いたときは、コンデンサＣ２２に充電された電圧は、そのまま保持される。また、スイッチング素子ＳＷ・コンデンサＣ２２・スイッチング素子ＳＷ２を流れていた電流が、コンデンサＣ２１を流れるようになるが、急激な電圧変動はないので、突入電流は流れない。

なお、突入電流抑制回路１５０の抵抗Ｒ５３は、コンデンサＣ２１に直列に電気接続する構成としてもよいし、インピーダンス回路１２０全体に直列に電気接続する構成としてもよい。その場合、突入電流抑制回路１５０は、スイッチング素子ＳＷの状態が変化したときの突入電流を抑制するだけでなく、電源回路１００の電源スイッチを入れたときの突入電流も抑制することができる。

制御回路１３０は、スイッチＳＷをオフにした後、数百ミリ秒遅れてスイッチＳＷ２をオンにする。これにより、抵抗Ｒ５３に流れる電流がスイッチＳＷ２にバイパスされるので、抵抗Ｒ５３による電力損失が無くなり、回路効率を高めることが出来る。

なお、このような構成とした場合であっても、実施の形態１や実施の形態２と同様の効果を奏することは、言うまでもない。
また、交流電源ＡＣとして、商用電源ではなく、インバータ回路などを用いる構成としてもよい。

実施の形態４．
実施の形態４について、図１０を用いて説明する。
なお、実施の形態１〜実施の形態３で説明した照明装置８００と共通する部分については、同一の符号を付し、説明を省略する。

図１０は、この実施の形態におけるインピーダンス回路１２０の構成を示す電気回路図である。
スイッチング素子ＳＷは、二つのＦＥＴＱ６１，Ｑ６２、二つの整流素子Ｄ６３，Ｄ６４を有する。
二つのＦＥＴＱ６１，Ｑ６２は、例えばエンハンスメント型ＮチャネルＭＯＳＦＥＴである。二つのＦＥＴＱ６１，Ｑ６２のゲート端子は、互いに電気接続し、制御回路１３０からの制御信号を伝達する一対の制御信号線の一方に電気接続している。また、二つのＦＥＴＱ６１，Ｑ６２のソース端子も、互いに電気接続し、一対の制御信号線のもう一方に電気接続している。
整流素子Ｄ６３（ボディダイオード）は、ＦＥＴＱ６１のドレイン−ソース間に電気接続し、ＦＥＴＱ６１を逆電圧から保護する。整流素子Ｄ６４（ボディダイオード）は、ＦＥＴＱ６２のドレイン−ソース間に電気接続し、ＦＥＴＱ６２を逆電圧から保護する。

制御回路１３０は、一対の制御信号線を介して、スイッチング素子ＳＷに対する制御信号を伝達する。制御信号は、一対の制御信号線の間の電位差により表わされる。
制御回路１３０は、スイッチング素子ＳＷを閉じるとき、一対の制御信号線の電位差を、数ミリ秒から数十ミリ秒程度かけてゆっくりと上昇させる。スイッチング素子ＳＷを開くときも同様に、一対の制御信号線の電位差を、数ミリ秒から数十ミリ秒程度かけてゆっくりと下降させる。

スイッチング素子ＳＷを開閉する過渡状態において、二つのＦＥＴＱ６１，Ｑ６２は、能動領域で動作し、ソース−ドレイン間の抵抗値が連続的に変化する。スイッチング素子ＳＷを閉じる場合であれば、ソース−ドレイン間の抵抗値が徐々に小さくなり、スイッチング素子ＳＷを開く場合でれば、ソース−ドレイン間の抵抗値が徐々に大きくなる。
このとき、二つのＦＥＴＱ６１，Ｑ６２は、突入電流を抑制する抵抗として働き、突入電流が流れるのを抑制する。

なお、電源回路１００は、実施の形態３で説明した突入電流抑制回路１５０を有する構成であってもよい。また、突入電流抑制回路１５０のスイッチング素子ＳＷ２を、ここで説明したスイッチング素子ＳＷと同様の構成としてもよい。

以上説明したＬＥＤ照明用電源装置（電源回路１００）は、前記スイッチ（スイッチング素子ＳＷ）にＭＯＳＦＥＴＱ６１，Ｑ６２を使用する。
ＬＥＤ照明用電源装置は、機械接点を持たないＭＯＳＦＥＴをスイッチに使用することで、リレーを使用した場合と異なり、接点焼損や溶着といった接点不良が起きない。また、安全動作領域の広いＭＯＳＦＥＴを選定することで、突入電流による故障を防ぐことができる。突入電流防止回路（突入電流抑制回路１５０）を必要としないので、装置の小型化、低コスト化が可能となる。

このように、スイッチＳＷは、リレーではなく、ボディダイオード（整流素子Ｄ６３，Ｄ６４）を内蔵した２個のＮチャネルのＭＯＳＦＥＴＱ６１，Ｄ６２で構成されている。ＭＯＳＦＥＴＱ６１，Ｑ６２は、ソース端子を突合せに直列接続されている。ＭＯＳＦＥＴＱ６１，Ｑ６２の各ドレイン端子は、フィルムコンデンサＣ２２の両端に接続されている。スイッチＳＷのゲート端子とソース端子は、交流電源ＡＣの電源電圧を検出し、スイッチＳＷをオンオフ制御する制御回路１３０に接続されている。
スイッチＳＷを２個のＮチャネルＭＯＳＦＥＴで構成したことにより、ＬＥＤ照明用装置の低背化、小型軽量化を図ることができる。また、２個のＭＯＳＦＥＴを直列に接続したことで、ＭＯＳＦＥＴで生じる損失・発熱を抑えることができる。

交流電源ＡＣの電圧が正のときは、ＭＯＳＦＥＴＱ６１、整流素子Ｄ６４の経路を電流が流れ、交流電源ＡＣの電圧が負のときは、ＭＯＳＦＥＴＱ６２、整流素子Ｄ６３の経路で電流が流れる。交流電源ＡＣの半周期ごとにＭＯＳＦＥＴとボディダイオードに交互に電流が流れるので、各ＭＯＳＦＥＴの損失は約１／２になる。また、オン抵抗の小さいＭＯＳＦＥＴを選定することでＭＯＳＦＥＴの発熱、損失を更に抑えることが出来る。
ＭＯＳＦＥＴは、リレーと異なり、機械接点を持たないので、オンオフの際にアークが発生せず、溶着や接点不良といった故障が起きない。また、半導体なので、リレーなどの機械接点と比較して、耐久性が高いため寿命が長く、スイッチの寿命に伴うＬＥＤ照明装置の交換といったメンテナンス周期が長くなる。ＭＯＳＦＥＴをスイッチに使うことでスイッチ寿命にともなうメンテナンスの煩わしさが減るだけでなく長寿命で信頼性の高いＬＥＤ照明用電源装置を得ることができる。

スイッチＳＷをオフする時、フィルムコンデンサＣ２２を充電するため突入電流が流れるので、安全動作領域の広いＭＯＳＦＥＴを選定する。突入電流のピーク値がＭＯＳＦＥＴの絶対定格電流よりも大きくても、定格電流の数倍程度の突入電流であれば、ＭＯＳＦＥＴの故障の心配がなく突入電流抑制回路１５０が必要ない。突入電流抑制回路１５０が必要ないので、ＬＥＤ照明用電源装置の低コスト化、小型化が可能である。
なお、突入電流抑制回路１５０を設ける構成であってもよい。その場合、安全動作領域が比較的狭いＭＯＳＦＥＴを使用することができる。

１００ 電源回路、１１０ 電圧検出回路、１２０ インピーダンス回路、１３０ 制御回路、１４０ 周波数検出回路、１５０ 突入電流抑制回路、５１１，５２１，５２２，５２３ 曲線、５３１，５３２，５４１，５４２ 直線、５３３，５４３ 太線、８００ 照明装置、Ａ３２ オペアンプ、ＡＣ 交流電源、Ｃ１２，Ｃ２１，Ｃ２２，Ｃ５２ コンデンサ、Ｄ１１，Ｄ６３，Ｄ６４ 整流素子、ＬＡ 光源回路、Ｑ６１，Ｑ６２ ＦＥＴ、Ｒ１３，Ｒ１４ 分圧抵抗、Ｒ５１，Ｒ５３ 抵抗、ＳＷ，ＳＷ２ スイッチング素子、Ｖ３１ 基準電圧源。

Claims (5)

1. 交流電源から電力の供給を受けて、定電圧特性を有する負荷回路に電力を供給する電源回路において、
   上記交流電源から入力する交流電圧を検出して、入力電圧とする電圧検出回路と、
   上記負荷回路に直列に電気接続し、上記電圧検出回路が検出した入力電圧が大きいほどインピーダンスが大きくなるインピーダンス回路とを有し、
   上記インピーダンス回路は、上記電圧検出回路が検出した入力電圧が所定の閾値電圧より高い場合に、上記入力電圧が上記所定の閾値電圧より低い場合よりも静電容量が小さくなる容量性リアクタンスであり、
   上記インピーダンス回路は、第一のコンデンサと、上記第一のコンデンサに直列に電気接続した第二のコンデンサと、上記第二のコンデンサに並列に電気接続したスイッチであって上記入力電圧が上記所定の閾値電圧より低い場合に導通するスイッチとを有し、
   上記スイッチは、エンハンスメント型ＭＯＳＦＥＴを有し、
   上記電源回路は、さらに、
   一対の制御信号線を有し、上記エンハンスメント型ＭＯＳＦＥＴに対して上記一対の制御信号線間の電位差による制御信号を伝達して上記スイッチを閉じる制御回路を有し、
   上記制御回路は、
   上記スイッチを閉じる場合は、上記一対の制御信号線間の電位差を連続的に上昇させることにより、上記エンハンスメント型ＭＯＳＦＥＴのソース−ドレイン間の抵抗値を連続的に小さくし、上記エンハンスメント型ＭＯＳＦＥＴのソース−ドレイン間の抵抗値を上記スイッチを閉じるとき流れる突入電流を抑制する抵抗として用いる
   ことを特徴とする電源回路。
2. 上記制御回路は、
   上記エンハンスメント型ＭＯＳＦＥＴに対して上記制御信号を伝達して上記スイッチを開けるとともに、上記スイッチを開ける場合は、上記一対の制御信号線間の電位差を連続的に下降させることにより、上記エンハンスメント型ＭＯＳＦＥＴのソース−ドレイン間の抵抗値を連続的に大きくし、上記エンハンスメント型ＭＯＳＦＥＴのソース−ドレイン間の抵抗値を、上記スイッチを開けるとき流れる突入電流を抑制する抵抗として用いる
   ことを特徴とする請求項１に記載の電源回路。
3. 上記制御回路は、
   上記一対の制御信号線間の電位差を数ミリ秒から数十ミリ秒かけて連続的に上昇あるいは下降させることを特徴とする請求項１または２に記載の電源回路。
4. 上記制御回路は、
   上記第一のコンデンサおよび上記第二のコンデンサが上記エンハンスメント型ＭＯＳＦＥＴのオン抵抗を介して充電または放電されてから、上記一対の制御信号線間の電位差を上記エンハンスメント型ＭＯＳＦＥＴのしきい値電圧Ｖｔｈに到達させることを特徴とする請求項１〜３のいずれかに記載の電源回路。
5. 請求項１乃至請求項４のいずれかに記載の電源回路と、
   上記負荷回路として上記電源回路に電気接続し、一または直列に接続した複数の発光ダイオードを有する二つの発光ダイオード回路が逆並列に電気接続している光源回路とを有することを特徴とする照明装置。

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