JP5338814B2 - アンテナ装置と、これを用いた通信機器 - Google Patents

Description

本発明は、車等に搭載されるダイバーシティ受信方式のテレビ受信機や、ＭＩＭＯ（複数アンテナによるデータ送受信）システム等の通信装置と、この通信装置に用いられるアンテナ装置に関する。

従来の車に搭載されるテレビ受信用ダイバーシティ方式のアンテナ装置について、図３０から図３２を用いて説明する。

図３０は、従来のダイバーシティ方式のアンテナの車載への実施例を示す図である。従来のテレビ受信用ダイバーシティ方式のアンテナは、フロントガラス１００の上部領域に貼り付けられた第１フィルムアンテナ１０１と、第１フィルムアンテナ１０１から離間してフロントガラス１００の上部領域に貼り付けられた第２フィルムアンテナ１０２とを有する。第１フィルムアンテナ１０１には第１能動回路１０３が接続され、第２フィルムアンテナ１０２には第２能動回路１０４が接続される。従来のテレビ受信用ダイバーシティ方式のアンテナ装置は、第１能動回路１０３に接続された第１伝送線路１０５と、第２能動回路１０４に接続された第２伝送線路１０６とを介して、後段の電子ユニット（図３１の１０７）に接続されている。

図３１は、従来のテレビ受信用ダイバーシティ方式のアンテナ装置の回路ブロック図である。図３１において、従来のテレビ受信用ダイバーシティ方式のアンテナ装置１０８は、第１フィルムアンテナ１０１に接続された第１能動回路１０３と、第２フィルムアンテナ１０２に接続された第２能動回路１０４とを有する。更に、従来のテレビ受信用ダイバーシティ方式のアンテナ装置は、第１能動回路１０３に接続された第１伝送線路１０５と、第２能動回路１０４に接続された第２伝送線路１０６とを有する。第１伝送線路１０５と第２伝送線路１０６とは、ダイバーシティ方式の制御を行う電子ユニット１０７に接続されている。

第１能動回路１０３は、第１フィルムアンテナ１０１が受信したテレビ信号が入力される第１可変整合回路１０９と、第１可変整合回路１０９の出力側に接続された第１増幅器１１０と、第１増幅器１１０の出力側に接続され、第１伝送線路１０５に接続された第３ハイパスフィルタ１１１とを有している。更に、第１能動回路１０３は、第３ローパスフィルタ１１２と、第１レギュレータ１１３と、第１制御信号判定回路１１４とを有している。第３ローパスフィルタ１１２は、第１伝送線路１０５に接続され、第１伝送線路１０５を介して供給される電源電圧と制御信号とが重畳された信号が入力される。第１レギュレータ１１３と第１制御信号判定回路１１４とは、第３ローパスフィルタ１１２の出力側に接続されている。

同様に、第２能動回路１０４は、第２フィルムアンテナ１０２が受信したテレビ信号が入力される第２可変整合回路１１５と、第２可変整合回路１１５の出力側に接続された第２増幅器１１６と、第２増幅器１１６の出力側に接続され、第２伝送線路１０６に接続された第４ハイパスフィルタ１１７とを有している。更に、第２能動回路１０４は、第４ローパスフィルタ１１８と、第２レギュレータ１１９と、第２制御信号判定回路１２０とを有している。第４ローパスフィルタ１１８は、第２伝送線路１０６に接続され、第２伝送線路１０６を介して供給される電源電圧と制御信号とが重畳された信号が入力される。第２レギュレータ１１９と第２制御信号判定回路１２０とは、第４ローパスフィルタ１１８の出力側に接続されている。

電子ユニット１０７は、第１伝送線路１０５を介してテレビ信号が入力される第１ハイパスフィルタ１２１と、第１ハイパスフィルタ１２１の出力側に接続された第１ＲＦ回路１２２と、第１伝送線路１０５に接続され、第１電源・制御信号発生回路１２３において生成される電源電圧と制御信号とが重畳された信号が入力される第１ローパスフィルタ１２４とを有する。

電子ユニット１０７は、第２伝送線路１０６を介してテレビ信号が入力される第２ハイパスフィルタ１２５と、第２ハイパスフィルタ１２５の出力側に接続された第２ＲＦ回路１２６と、第２伝送線路１０６に接続され、第２電源・制御信号発生回路１２７において生成される電源電圧と制御信号とが重畳された信号が入力される第２ローパスフィルタ１２８とを有する。第１ＲＦ回路１２２と第２ＲＦ回路１２６の出力側には復調回路１２９が接続され、テレビ信号を復調する。

図３２は、従来のダイバーシティ方式のアンテナ装置における電源電圧と制御信号とが重畳された信号の特性を示す図である。第１電源・制御信号発生回路１２３と第２電源・制御信号発生回路１２７とにおいて生成される電源電圧と制御信号とが重畳された信号の波形を示している。

図３２において、横軸は時間、縦軸は電圧値を示す。電源電圧と制御信号とが重畳された信号１３０は、常に、第１レギュレータ１１３と第２レギュレータ１１９とが平滑可能な最低電圧値１３１よりも大きな電圧値を有している。

更に、信号１３０は、最低電圧値１３１以上の電圧において、第１電圧値１３２、第２電圧値１３３、第３電圧値１３４、第４電圧値１３５の４つの電圧値を設定し、それらの間で時間的に電圧値を切り換えている。これら第１電圧値１３２、第２電圧値１３３、第３電圧値１３４、第４電圧値１３５の４つの電圧値により、第１電源・制御信号発生回路１２３と第２電源・制御信号発生回路１２７とは、第１可変整合回路１０９と第２可変整合回路１１５とをそれぞれ制御する。

具体的には、第１電源・制御信号発生回路１２３において生成された信号１３０は、第１ローパスフィルタ１２４を通過して第１伝送線路１０５へ供給される。ここで、信号１３０はテレビ信号と比較して、非常に低い周波数の信号であるため、テレビ信号が通過する第１ハイパスフィルタ１２１を通過できず、第１ＲＦ回路へ到達する事は無い。

第１伝送線路１０５に供給された信号１３０は、第１伝送線路１０５を介して第３ローパスフィルタ１１２へ到達した後、第３ローパスフィルタ１１２を通過し、第１レギュレータ１１３と第１制御信号判定回路１１４とへ供給される。ここで、信号１３０は、上記と同様の理由で、第３ハイパスフィルタ１１１を通過することはできない。

第１レギュレータ１１３において、信号１３０は図３２の最低電圧値１３１よりも低い電圧値に平滑され、電源用の電圧として第１増幅器１１０と第１制御信号判定回路１１４へ供給される。

また、第１制御信号判定回路１１４において、信号１３０が、第１電圧値１３２、第２電圧値１３３、第３電圧値１３４、第４電圧値１３５の内、どの電圧値レベルに該当するか判定される。各電圧値レベルに予め割り当てられている第１可変整合回路１０９の状態となるよう、第１制御信号判定回路１１４から第１可変整合回路へ制御信号が供給される。第１可変整合回路の状態は、受信したいテレビ信号の周波数帯に最も適した状態となるように、上記の制御信号により変更される。

第１フィルムアンテナ１０１にて受信されたテレビ信号は、信号１３０と比較して非常に高い周波数であるため、第３ローパスフィルタ１１２を通過せずに、第１伝送線路１０５へほとんどが供給される。そして、第１ハイパスフィルタ１２１を通過して、第１ＲＦ回路１２２へ供給される。第１ＲＦ回路において、テレビ信号は、増幅、ノイズ除去、周波数変換、量子化された後、復調回路１２９へ供給され復調される。復調回路１２９には、同様に、第２フィルムアンテナ１０２において受信されたテレビ信号も供給され、それぞれのテレビ信号が復調回路１２９において復調される。復調後、２つのテレビ信号は最大比合成され、受信特性の改善が図られる。

上記従来のアンテナ装置において、第１能動回路１０３および第２能動回路１０４へ供給される電源電圧と制御信号とは、第１電源・制御信号発生回路１２３及び第２電源・制御信号発生回路１２７において、図３２に示した信号１３０のように重畳される。このため、制御信号に許される電位幅は、最低電圧値１３１以上の領域に制限され、大きな電位幅を使って、第１能動回路１０３及び第２能動回路１０４を制御する事が困難であった。

また、図３２に示した信号１３０のように、電源電圧に制御信号が重畳されているため、このままの状態では電源電圧として使用できず、第１能動回路１０３及び第２能動回路１０４は、電圧値を平滑する第１レギュレータ１１３と第２レギュレータ１１９とを必要とする。このため、第１能動回路１０３及び第２能動回路１０４の小型化を図ることが困難であった。

尚、本出願の発明に関連する先行技術分権情報としては、例えば、特許文献１、２が知られている。

実開昭６１−１３６６４９号公報 特開平４−２８０１２５号公報

本発明のアンテナ装置は、第１アンテナと第２アンテナとから受信信号が入力される能動回路と、第１アンテナに対応する能動回路に接続された第１伝送線路と、第２アンテナに対応する能動回路に接続された第２伝送線路とを備える。能動回路の電源は、第１伝送線路と第２伝送線路とが接続される電子ユニットの電源供給回路から第１伝送線路を介して供給される。能動回路の制御は、電子ユニットの制御信号発生回路から第２伝送線路を介して供給される制御信号により行われる。

この構成により、第１伝送線路を介して電源電圧のみを能動回路へ供給し、第２伝送線路を介して制御信号のみを能動回路へ供給する。このため、電源電圧に制御信号電圧が重畳されておらず、制御信号に対して大きな電位幅を使用することが可能となる。また、能動回路がレギュレータを必要としないため、能動回路の小型化を図ることが出来る。

図１は実施の形態１に関するアンテナ装置のブロック図である。 図２は実施の形態１に関するアンテナ装置の電源電圧の特性を示す図である。 図３は実施の形態１に関するアンテナ装置の制御信号の特性を示す図である。 図４は実施の形態１に関するアンテナ装置の他の制御信号の特性を示す図である。 図５は実施の形態１に関するアンテナ装置の他の能動回路のブロック図である。 図６は実施の形態２に関するアンテナ装置のブロック図である。 図７は実施の形態２に関するアンテナ装置の制御信号判定回路のブロック図である。 図８は実施の形態３に関する第１アンテナユニットのブロック図である。 図９は実施の形態４に関する第３アンテナユニットのブロック図である。 図１０は本実施の形態５に関する第２アンテナユニットのブロック図である。 図１１は本実施の形態５に関する第２アンテナユニットをアンテナモジュールに組み込んだ図である。 図１２は本実施の形態５に関するアンテナ素子のディファレンシャルモード時の動作を示す図である。 図１３は本実施の形態５に関するアンテナ素子のコモンモード時の動作を示す図である。 図１４は本実施の形態５に関する第１アンテナユニットのブロック図である。 図１５は本実施の形態５に関する第３アンテナユニットのブロック図である。 図１６は本実施の形態５に関する第２アンテナユニットのディファレンシャルモード時の設計例を示す図である。 図１７は本実施の形態５に関する第２アンテナユニットのコモンモード時の設計例を示す図である。 図１８は本実施の形態５に関するアンテナ装置のディファレンシャルモード時の通過特性を示す図である。 図１９は本実施の形態５に関するアンテナ装置のコモンモード時の通過特性を示す図である。 図２０は本実施の形態５に関するアンテナ装置のポート番号１におけるインピーダンス特性を示す図である。 図２１は本実施の形態５に関するアンテナ装置のポート番号２におけるインピーダンス特性を示す図である。 図２２は本実施の形態５に関するアンテナ装置のポート番号３におけるインピーダンス特性を示す図である。 図２３は本実施の形態５に関するアンテナ装置のポート番号４におけるインピーダンス特性を示す図である。 図２４は本実施の形態５に関するアンテナ装置のポート番号５におけるインピーダンス特性を示す図である。 図２５は本実施の形態５に関するアンテナ装置のポート番号６におけるインピーダンス特性を示す図である。 図２６は本実施の形態６に関する車載用アンテナの実施例を示す図である。 図２７は本実施の形態６に関する車載用アンテナのディファレンシャルモード時の放射パターンである。 図２８は本実施の形態６に関する車載用アンテナのコモンモード時の放射パターンである。 図２９は本実施の形態６に関する２セット用いた車載用アンテナの実施例を示す図である。 図３０は従来のダイバーシティ方式のアンテナの車載への実施例を示す図である。 図３１は従来のダイバーシティ方式のアンテナ装置の回路ブロック図である。 図３２は従来のダイバーシティ方式のアンテナ装置における電源電圧と制御信号とが重畳された信号の特性を示す図である。

（実施の形態１）
以下、本発明の実施の形態１について、図１を用いて説明する。図１は、本発明のアンテナ装置のブロック図である。

図１において、本実施の形態１の通信装置３は、アンテナモジュール１、アンテナ装置２、電子ユニット９とから構成されている。アンテナ装置２は、能動回路４と、電子ユニット９と能動回路４とを接続する第１伝送線路１４ａと第２伝送線路１４ｂとを有している。

アンテナモジュール１は、第１アンテナ５ａと、第２アンテナ５ｂとを有しており、第１アンテナ５ａ及び第２アンテナ５ｂの受信信号は、能動回路４へ供給される。また、能動回路４を介して、第１アンテナ５ａと第１伝送線路１４ａとは対応して接続され、第２アンテナ５ｂと第２伝送線路１４ｂとは対応して接続される。

能動回路４は、第１アンテナ５ａが受信した信号が入力される第１可変整合回路６ａと、第１可変整合回路６ａの出力側に接続された第１増幅器７ａと、第３ハイパスフィルタ１１ａと、第３ローパスフィルタ１３ａとを有する。第３ハイパスフィルタ１１ａは、第１増幅器７ａの出力側に接続され、第１伝送線路１４ａに接続される。第３ローパスフィルタ１３ａは、第１伝送線路１４ａに接続され、第１伝送線路１４ａを介して供給される電源電圧が入力される。

更に、能動回路４は、第２アンテナ５ｂが受信した信号が入力される第２可変整合回路６ｂと、第２可変整合回路６ｂの出力側に接続された第２増幅器７ｂと、第４ハイパスフィルタ１１ｂと、第４ローパスフィルタ１３ｂと、制御信号判定回路８を有する。第４ハイパスフィルタ１１ｂは、第２増幅器７ｂの出力側に接続され、第２伝送線路１４ｂに接続される。第４ローパスフィルタ１３ｂは、第２伝送線路１４ｂに接続され、第２伝送線路１４ｂを介して供給される第１制御信号が入力される。制御信号判定回路８は、第４ローパスフィルタ１３ｂの出力側に接続される。

第３ローパスフィルタ１３ａを介して出力される電源電圧は、能動回路４の各能動素子（例えば、第１増幅器７ａ、第２増幅器７ｂ、制御信号判定回路８等）へ供給される。

電子ユニット９は、第１伝送線路１４ａを介して第１アンテナ５ａで受信された信号が入力される第１ハイパスフィルタ１０ａと、第１ハイパスフィルタ１０ａの出力側に接続された第１ＲＦ回路１５ａと、第１伝送線路１４ａに接続され、電源供給回路１６において生成される電源電圧が入力される第１ローパスフィルタ１２ａとを有する。

電子ユニット９は、第２伝送線路１４ｂを介して第２アンテナ５ｂで受信された信号が入力される第２ハイパスフィルタ１０ｂと、第２ハイパスフィルタ１０ｂの出力側に接続された第２ＲＦ回路１５ｂと、第２伝送線路１４ｂに接続され、第１制御信号発生回路１７ａにおいて生成される第１制御信号が入力される第２ローパスフィルタ１２ｂとを有する。さらに、第１ＲＦ回路１５ａと第２ＲＦ回路１５ｂの出力には復調回路１８が接続されている。

図１において、通信装置３は、アンテナモジュール１と、能動回路４と、第１伝送線路１４ａと、第２伝送線路１４ｂと、電子ユニット９とを有する。通信装置３は、第１アンテナ５ａで受信され、第１ＲＦ回路１５ａから出力される第１信号と、第２アンテナ５ｂで受信され、第２ＲＦ回路１５ｂから出力される第２信号とを、復調回路１８において最適な方法で処理するダイバーシティ受信方式の構成を有している。具体的な処理方法としては、例えば、最大比合成方式や選択方式などが考えられる。

能動回路４への電源の供給は、電源供給回路１６から第１伝送線路１４ａを介して行われる。

図２は実施の形態１に関するアンテナ装置の電源電圧の特性を示す図である。復調回路１８から、電源供給を行うことを促す信号が電源供給回路１６へ送信された後、電源供給回路１６において、図２に示すような概ね直流電圧が生成され、第１ローパスフィルタ１２ａへ出力される。第１ローパスフィルタ１２ａへ出力された電源電圧は、概ね直流電圧であることより、第１ローパスフィルタ１２ａを通過する。

第１ローパスフィルタ１２ａのカットオフ周波数は、アンテナモジュール１において受信される信号の周波数においては、十分な減衰量が取れるように設定されると共に、電源電圧の通過ロスが極力小さくなるように設定されている。これにより、第１アンテナ５ａにより受信された信号が第１ローパスフィルタ１２ａを通過して電源供給回路１６へ供給される事を防止できる。また、第１アンテナ５ａにより受信された信号の大部分を第１ＲＦ回路１５ａへ供給する事ができ、通信装置３の受信特性を向上させることができる。

更に、第１ローパスフィルタ１２ａを通過した電源電圧は、第１ハイパスフィルタ１０ａを通過して、第１ＲＦ回路１５ａへ供給される事はほとんどない。これは、第１ハイパスフィルタ１０ａのカットオフ周波数が、第１アンテナ５ａにより受信された信号の周波数において、通過ロスが極力小さくなるように設定されると共に、概ね直流値である電源電圧が通過しないように設定されているためである。これにより、第１ＲＦ回路１５ａへ不要な電源が供給される事を防止でき、消費電流を低減できる。

次に、第１ローパスフィルタ１２ａを通過した電源電圧は、第１伝送線路１４ａを介して、第３ローパスフィルタ１３ａへ供給される。第３ローパスフィルタ１３ａと第３ハイパスフィルタ１１ａのカットオフ周波数の設定は、第１ローパスフィルタ１２ａと第１ハイパスフィルタ１０ａの場合と同様の方法で設定される。これにより、第１アンテナ５ａにより受信された信号が、第３ローパスフィルタ１３ａを通過して他の回路へ供給されることによる伝送損失を防止する。また、電源電圧の一部が第３ハイパスフィルタ１１ａを介して第１増幅器７ａに供給される事による電源供給ロスを防止する。

第３ローパスフィルタ１３ａへ供給された電源電圧は、第３ローパスフィルタ１３ａを通過して、第１増幅器７ａ、第２増幅器７ｂ、制御信号判定回路８へ供給される。

ここで、電源供給回路１６から供給される電源電圧は、図３１、図３２に示した従来のアンテナ装置の場合と異なり、図２に示すように、電源電圧に制御信号が重畳されておらず、電源電圧が概ね直流電圧となっている。このため、本発明のアンテナ装置においては、従来のアンテナ装置のように、能動回路４がレギュレータを必要としない。故に、従来のアンテナ装置に対して、レギュレータを２つ削減でき、小型なアンテナ装置を実現できる。また、レギュレータを実装する必要が無いため、生産効率の向上、低コスト化を図ることが可能となる。

尚、実施の形態１においては、復調回路１８から電源供給回路１６へ電源供給を促す信号が送信されたが、これに限られるものではない。例えば、図１に図示していない他の処理回路から電源供給を促す信号が送信されても良い。

また、実施の形態１においては、図２に示すように、復調回路１８から電源供給を促す信号を電源供給回路１６が受信した後は、絶えず電源電圧を能動回路４へ供給している。しかしながら、第１アンテナ５ａ又は第２アンテナ５ｂが第１増幅器７ａ又は第２増幅器７ｂを歪ませるほどの大きな電力レベルの信号を受信した場合、復調回路１８より電源供給回路１６へ電源供給を止めるよう促す信号を送信しても良い。これにより、第１増幅器７ａ又は第２増幅器７ｂが歪んでしまい、受信特性が大きく劣化する事を防止できると共に、消費電力の低減を図ることができる。これを実現するため、例えば、第１ＲＦ回路１５ａ又は第２ＲＦ回路１５ｂに入力される電力値を検出可能な検出回路が、電子ユニット９に配置されても良い。

尚、第１ＲＦ回路１５ａ又は復調回路１８において、入力される信号の電力値あるいは信号品質（Ｃ／Ｎ（Ｃａｒｒｉｅｒ Ｔｏ Ｎｏｉｓｅ Ｒａｔｉｏ）、ＢＥＲ（Ｂｉｔ Ｅｒｒｏｒ Ｒａｔｅ）等の受信信号の質を表す指標値）等に基づいて、電源供給回路１６は、能動回路４へ供給する電源電圧の電圧値を微調整する構成としても良い。これにより、能動回路４や第１伝送線路１４ａの製造ばらつきに起因するアンテナ装置の特性ばらつきを低減する事ができる。

能動回路４への第１制御信号の供給は、第１制御信号発生回路１７ａから第２伝送線路１４ｂを介して行われる。

図３は実施の形態１に関するアンテナ装置の制御信号の特性を示す図である。復調回路１８から、第１制御信号を送信するように促す信号が第１制御信号発生回路１７ａへ送信された後、第１制御信号発生回路１７ａにおいて、図３に示すような第１制御信号が生成され、第２ローパスフィルタ１２ｂへ出力される。

図３において、第１制御信号発生回路１７ａは、０Ｖ以上の９ステップの電位により、時間的に変化する第１制御信号を生成している。図３２の従来のアンテナ装置の場合のように、電源電圧には制御信号が重畳されていない。このため、本発明のアンテナ装置２は、広い電位幅を利用して制御信号を生成する事が可能となる。これにより、制御信号判定回路８が制御信号を受信する際の受信感度を向上させることができる。また、本発明のアンテナ装置２は、制御信号のステップ数（図３においては９ステップの電位）を容易に増やす事ができ、能動回路４においてより高度な制御が可能となる。

第１ローパスフィルタ１２ａのカットオフ周波数は、アンテナモジュール１において受信される信号の周波数においては、十分な減衰量が取れるように設定されると共に、第２ローパスフィルタ１２ｂへ出力された図３の第１制御信号は、概ね通過する（通過ロスが極めて小さい）ように設定される。このため、第２アンテナ５ｂにより受信された信号が、第２ローパスフィルタ１２ｂを通過して第１制御信号発生回路１７ａへ供給される事を防止できる。また、第２アンテナ５ｂにより受信された信号の大部分を第２ＲＦ回路１５ｂへ供給する事ができる。これにより、通信装置３の受信特性を向上させることができる。

更に、第２ローパスフィルタ１２ｂを通過した第１制御信号は、第２ハイパスフィルタ１０ｂを通過して、第２ＲＦ回路１５ｂへ供給される事はほとんどない。これは、第２ハイパスフィルタ１０ｂのカットオフ周波数が、第２アンテナ５ｂにより受信された信号の周波数において、通過ロスが極力小さくなるように設定されると共に、第１制御信号が通過しないように設定されているためである。これにより、第２ＲＦ回路１５ｂへ不要な電源が供給される事を防止でき、消費電流を低減できる。

次に、第２ローパスフィルタ１２ｂを通過した第１制御信号は、第２伝送線路１４ｂを介して、第４ローパスフィルタ１３ｂへ供給される。第４ローパスフィルタ１３ｂ、及び、第４ハイパスフィルタ１１ｂのカットオフ周波数の設定は、第２ローパスフィルタ１２ｂ、及び、第２ハイパスフィルタ１０ｂの場合と同様の方法で設定されている。これにより、第２アンテナ５ｂにより受信された信号が、第４ローパスフィルタ１３ｂを通過して他の回路へ供給されることによる伝送損失を防止できると共に、第１制御信号の一部が第４ハイパスフィルタ１１ｂを介して第２増幅器７ｂに供給される事による第１制御信号の伝送ロスを防止できる。

第４ローパスフィルタ１３ｂへ供給された第１制御信号は、第４ローパスフィルタ１３ｂを通過して、制御信号判定回路８へ供給され、第１制御信号が解読される。解読結果に応じた制御信号が、制御信号判定回路８から第１可変整合回路６ａ及び第２可変整合回路６ｂへ送信され、第１可変整合回路６ａ及び第２可変整合回路６ｂは、所定の信号を受信するために最適な構成となる。これにより、常に、良好な受信特性を有する通信装置３を実現出来る。

尚、第１可変整合回路６ａと第２可変整合回路６ｂへ送信される制御信号を、一本の信号線である第２伝送線路１４ｂを介して行う事になるが、図３に示したように、広い電位範囲で第２制御信号を生成できるので、単位時間に多くの情報を送信する事が可能となる。

また、図３に示した第１制御信号に代えて、アンテナモジュール１が受信する信号の周波数と異なる正弦波を用いても良い。正弦波の振幅値、位相を用いても、第１制御信号を送信できる。これにより、第１制御信号が占有する周波数帯域を狭くする事ができ、第１制御信号による通信装置３の受信性能の劣化を回避できる。

更に、図３に示した第１制御信号に代えて、図４に示したような第１制御信号を採用しても良い。図４は実施の形態１に関するアンテナ装置の他の制御信号の特性を示す図である。図４に示した第１制御信号は、図３に示した第１制御信号の矩形波状の波形と比較して、比較的滑らかな波形となっている。これにより、図３に示した第１制御信号と比較して、図４の第１制御信号は、占有する周波数帯域幅を狭くする事が可能となり、通信装置３の受信特性の劣化を回避できる。

さらに、第１伝送線路１４ａと、第２伝送線路１４ｂとは、同軸線路で構成されても良い。この場合、電源電圧及び第１制御信号は、同軸線路の信号線とシールド線との間で供給される事となる。

また、実施の形態１において、能動回路４は制御信号判定回路８を有しない構成としてもよい。この場合、第１制御信号を直接、第１可変整合回路６ａ及び第２可変整合回路６ｂへ入力する構成とし、第１制御信号そのもので第１可変整合回路６ａ及び第２可変整合回路６ｂを制御する。これにより、制御信号判定回路８を削除する事ができ、より小型なアンテナ装置を実現することができる。

さらに、第１ハイパスフィルタ１０ａ、第２ハイパスフィルタ１０ｂ、第３ハイパスフィルタ１１ａ、第４ハイパスフィルタ１１ｂは、１素子のコンデンサを直列に挿入しただけの回路構成であってもよい。このような簡単な構成であっても、電源電圧及び制御信号の通過を阻止出来ると共に、必要部品数の低減を図ることが出来る。

また、第１ハイパスフィルタ１０ａに比べて、第２ハイパスフィルタ１０ｂのフィルタの段数が多い構成であっても良い。電源電圧に比べて、第１制御信号は周波数が概ね高いため、アンテナモジュール１が受信する信号の周波数に接近することも予想される。このため、第２ハイパスフィルタ１０ｂのフィルタの段数を増やして、第１制御信号が占有している周波数帯域における減衰量を増加させ、通信装置３の受信特性が劣化する事を防止する。アンテナモジュール１が受信する信号と比較して、第１制御信号の電力値は大きいことが予想されるため、このような構成により第２ＲＦ回路１５ｂへ第１制御信号が漏れ込むのを阻止することは、通信装置３の受信性能を劣化させないために非常に重要である。同様の理由で、第３ハイパスフィルタ１１ａに比べて、第４ハイパスフィルタ１１ｂのフィルタの段数が多い構成であっても良い。

尚、第１ローパスフィルタ１２ａ、第２ローパスフィルタ１２ｂ、第３ローパスフィルタ１３ａ、第４ローパスフィルタ１３ｂは、１素子のインダクタを直列に挿入しただけの回路構成であってもよい。このような構成であっても、アンテナモジュール１が受信する受信信号の通過を阻止出来ると共に、必要部品数の低減を図ることが出来る。

また、図１に示したアンテナ装置２は、受信専用となっているが、送受可能なものであっても良い。この場合、受信用の第１増幅器７ａ、第２増幅器７ｂと並列に、送信用の増幅器をそれぞれ用意し、送信用と受信用の増幅器をフィルタ若しくはスイッチにより切替えて使用することが出来る。これにより、無線信号を送受信可能で、かつ小型な通信装置を実現できる。

更に、図１においては、第１制御信号により第１アンテナ５ａ、第２アンテナ５ｂの直下に接続された第１可変整合回路６ａ、第２可変整合回路６ｂを制御したが、この構成のみに限る必要は無い。例えば、第１増幅器７ａ、第２増幅器７ｂ自体の特性（例えば、Ｐ１ｄＢ、ＮＦ特性等）を制御しても良い。この場合、第１増幅器７ａ、第２増幅器７ｂの特性を変化することができるトランジスタ周辺回路に可変素子（例えば、バリキャップコンデンサ等）を配置しておき、この可変素子の素子値を第１制御信号により変化させる形態が考えられる。

図５は、実施の形態１に関するアンテナ装置の他の能動回路のブロック図である。

図５において、図１の能動回路４と異なる点は、第１可変整合回路６ａと第２可変整合回路６ｂとを無くしている。代わりに、第１増幅器７ａの入力側と出力側に接続された第１バイパススイッチ１９ａと、第２増幅器７ｂの入力側と出力側に接続された第２バイパススイッチ１９ｂとを設けている。更に、図１の制御信号判定回路８を無くして、第４ローパスフィルタ１３ｂを通過した第１制御信号が、直接、第１バイパススイッチ１９ａ、第２バイパススイッチ１９ｂに入力されている。

図５の構成において、第１バイパススイッチ１９ａ、第２バイパススイッチ１９ｂは、第１増幅器７ａ、第２増幅器７ｂに大きな受信信号が入力され、第１増幅器７ａ、第２増幅器７ｂが歪むことを防止する。更に、電子ユニット９の第１ＲＦ回路１５ａ、第２ＲＦ回路１５ｂに大きな受信信号が入力され、第１ＲＦ回路１５ａ、第２ＲＦ回路１５ｂの出力が歪むことを防止する役割を担っている。

具体的には、能動回路４又は電子ユニット９に受信された信号の電力値を検出する検出回路（図示せず）を用意しておき、受信される電力値が一定値以下の場合（通常動作時）は、第１バイパススイッチ１９ａ、第２バイパススイッチ１９ｂはオフとなり、第１増幅器７ａ、第２増幅器７ｂを受信信号が通過し、増幅される。

検出回路が導出した信号の電力値が、ある一定値以上となった場合、第１制御信号により、第１バイパススイッチ１９ａと第２バイパススイッチ１９ｂの内、少なくとも一方のスイッチをオンにする。これにより、第１増幅器７ａあるいは第２増幅器７ｂを受信信号はバイパスし増幅される事はなくなるため、受信信号が歪んで、受信特性が劣化する事を回避できる。

また、第１バイパススイッチ１９ａ、第２バイパススイッチ１９ｂがオンにする代わりに、電源供給回路１６が第１増幅器７ａ、第２増幅器７ｂへの電源供給を止めても良い。これにより、消費電力が少なく、受信性能の優れた通信装置３を実現できる。

なお、本発明の実施例において、“能動回路”とは、能動素子を少なくとも１つ含んでいる回路のことを指しており、例えば、受動素子で構成されたフィルタや能動素子を含んでいる増幅器等が混載された回路のことを指している。また、能動回路４において、第１制御信号により制御される対象の素子は、複数あってもよい。例えば、図１の第１、第２可変整合回路６ａ、６ｂと図５の第１、第２バイパススイッチ１９ａ、１９ｂとは、共に存在しても良いし、更に、第１、第２増幅器７ａ、７ｂの特性を同時に制御しても良い。これら複数の素子を組み合わせた制御は、第２伝送線路１４ｂを介して能動回路４へ供給される第１制御信号の電圧幅を広く利用出来る本発明の効果により実現可能となる。

また、図１においては、第１ＲＦ回路１５ａ、第２ＲＦ回路１５ｂを電子ユニット９側に置いたが、これらの回路は能動回路４に含まれた構成であっても良い。これにより、第１、第２伝送線路１４ａ、１４ｂを伝送する受信信号の周波数を下げる事が可能となり、伝送線路での伝送ロスを低減できる。この場合、第１ＲＦ回路１５ａ、第２ＲＦ回路１５ｂを制御するための制御信号も、第１制御信号に含む事となる。

尚、アンテナモジュール１は、１つの小型モジュールであることが望ましい。これは、第１アンテナ５ａの直下の能動素子（例えば、第１増幅器７ａ等）と第２アンテナ５ｂの直下の能動素子（例えば、第２増幅器７ｂ等）への電源電圧の供給を、一本の線路である第１伝送線路１４ａを介して行っているためである。このことを考慮し、第１アンテナ５ａと第２アンテナ５ｂとは、近接配置されているにも関わらず、相関係数が低く、アンテナ間のアイソレーションが高くなるアンテナの組み合わせ、又は、構造である事が望ましい。これを実現するアンテナ構造の一例として、第１アンテナと第２アンテナの内、一方をバランス型アンテナとし、他方をアンバランス型アンテナとする。このアンテナ構造についての詳しい説明は後述する。

また、偏波方向が直交しているアンテナを用いても、小型でありながら、低い相関係数を実現できる。

（実施の形態２）
以下、本発明の実施の形態２について、図６、７を用いて説明する。図６は、本発明の実施の形態２に関するアンテナ装置のブロック図である。図１において示した実施の形態１と同様の部分については、同一符号のみ記載し、異なる構成を中心に、以下に説明する。

図６において、図１の実施の形態１と異なる点は、アンテナモジュール１が第１アンテナ５ａ、第２アンテナ５ｂに加えて、第３アンテナ５ｃを有している。また、能動回路４が、第３アンテナ５ｃと接続された第３可変整合回路６ｃと、第３可変整合回路６ｃの出力側に接続された第３増幅器７ｃと、第６ハイパスフィルタ１１ｃと、第６ローパスフィルタ１３ｃとを有してる。第６ハイパスフィルタ１１ｃは、一方が第３増幅器７ｃと接続され、他方が第３伝送線路１４ｃと接続されている。第６ローパスフィルタ１３ｃは、一方が第３伝送線路１４ｃと接続され、他方が制御信号判定回路８と接続されている。

更に、電子ユニット９は、第３伝送線路１４ｃと接続された第５ハイパスフィルタ１０ｃと、第３ＲＦ回路１５ｃと、第５ローパスフィルタ１２ｃと、第２制御信号発生回路１７ｂを有している。第３ＲＦ回路１５ｃは、一方が第５ハイパスフィルタ１０ｃと接続され、他方が復調回路１８に接続されている。第５ローパスフィルタ１２ｃは、一方が第３伝送線路１４ｃに接続され、他方が第２制御信号発生回路１７ｂに接続されている。

図６に示した実施の形態２のアンテナ装置は、３つのブランチを有したダイバーシティ受信方式のアンテナ装置を構成している。実施の形態１のアンテナ装置と比較して、図６に示したアンテナ装置２の動作上の大きな差異は、能動回路４の制御方法である。

実施の形態２のアンテナ装置２は、第１制御信号発生回路１７ａから第２伝送線路１４ｂを介して供給される第１制御信号と、第２制御信号発生回路１７ｂから第３伝送線路１４ｃを介して供給される第２制御信号との２つの制御信号を用いることができる。このため、例えば、これら２つの制御信号の差、和、積等を基に導出された値を制御信号として用いて能動回路４を高度に制御することが出来る。

具体的には、第２伝送線路１４ｂと第３伝送線路１４ｃの２本の線路をフィーダ線のように利用し、第１制御信号と第２制御信号をバランスモード（ディファレンシャルモード）で、これらの線路に供給してもよい。これにより、２つの制御信号の電位をマイナス側まで広げる事ができる。また、第２伝送線路１４ｂと第３伝送線路１４ｃを近接して配置しておけば、これらの線路から制御信号が電磁波として放射される事を防止できる。

上記の具体的な動作の様子を、図７を用いて説明する。

図７は実施の形態２に関するアンテナ装置の制御信号判定回路のブロック図である。図７において、制御信号判定回路８は、第１制御信号と第２制御信号とが入力されるバラン２０と、バラン２０の出力信号が入力される制御回路２１とを少なくとも有する。

図６の電子ユニット９から能動回路４を制御するための制御信号は、第１制御信号と第２制御信号との差により導出される信号により供給される。第１制御信号と第２制御信号との差により制御信号を送信する場合、第１制御信号と第２制御信号との位相を逆相にすると、最も効率良く、制御信号を制御信号判定回路８へ伝送できる。この伝送状態を、バランスモード（ディファレンシャルモード）と呼ぶ。

バランスモードで第１伝送線路１４ａと第２伝送線路１４ｂとの間を伝送してきた制御信号は、バラン２０で、正負の電位を持つアンバランス信号に変換され、制御回路２１へ供給される。これにより、正方向だけでなく負方向の電位も有する制御信号を用いる事が可能となり、能動回路４の多様な制御が可能となる。また、第１伝送線路１４ａと第２伝送線路１４ｂとに逆相の制御信号が伝送されるため、第１伝送線路１４ａと第２伝送線路１４ｂとを近接配置した場合には、これらの伝送線路からの制御信号の放射を抑圧することが可能となる。

バランスモードで伝送される制御信号を正弦波として、周波数方向、位相方向、振幅方向に信号を持たせても良い。これにより、制御信号が占有する周波数帯域を狭帯域化でき、受信特性の高い通信装置３を実現できると共に、能動回路４を多様に制御することが可能となる。

（実施の形態３）
以下、本発明の実施の形態３について、図８を用いて説明する。図８は実施の形態３に関する第１アンテナユニットのブロック図である。図８に示した実施の形態３は、実施の形態１又は実施の形態２の第１アンテナ５ａと第２アンテナ５ｂとを構成するアンテナモジュール１を、第１アンテナユニット２２により実現した場合の実施例である。

図８において、本実施の形態３の第１アンテナユニット２２は、第１端子２３、第２端子２４、第３端子２５、および第４端子２６の４端子を少なくとも有するアンテナ素子２７（図８においては、アンテナ素子２７の形状を特定せず、ブラックボックスの状態で記載している）を有している。アンテナ素子２７の第１端子２３に第１線路２８の一方が接続され、アンテナ素子２７の第２端子２４に第２線路２９の一方が接続され、アンテナ素子２７の第３端子２５に第３線路３０の一方が接続され、アンテナ素子２７の第４端子２６に第４線路３１の一方が接続される。第１線路２８の他方と第２線路２９の他方とは第１交点３２において接続され、第３線路３０の他方と第４線路３１の他方とは第２交点３３において接続されている。

更に、本実施の形態３の第１アンテナユニット２２は、第１線路２８の途中に接続された第１整合回路３４と第１位相器３８と、第２線路２９の途中に接続された第２整合回路３５と第２位相器３９とを有している。第１アンテナユニット２２は、同様に、第３線路３０の途中に接続された第３整合回路３６と第３位相器４０と、第４線路３１の途中に接続された第４整合回路３７と第４位相器４１とを有している。また、第１交点３２と、第２交点３３とにおいて、図１の能動回路４が接続される。具体的な一例としては、第１交点３２には図１の第１可変整合回路６ａが接続され、第２交点３３には図１の第２可変整合回路６ｂが接続される。

ここで、第１交点３２から信号を入力した場合、第３線路３０の第２交点３３側に現れる信号の位相と、第４線路３１の第２交点３３側に現れる信号の位相との位相差は概ね１８０度±３６０度＊ｎ（ｎは０以上の整数）となっている。また、第２交点３３から信号を入力した場合、第１線路２８の第１交点３２側に現れる信号の位相と、第２線路２９の第１交点３２側に現れる信号の位相との位相差も概ね１８０度±３６０度＊ｎ（ｎは０以上の整数）となっている。

上記の条件を満たすように、第１線路２８、第２線路２９、第３線路３０、及び第４線路３１の線路長と、第１整合回路３４、第２整合回路３５、第３整合回路３６、及び第４整合回路３７と、第１位相器３８、第２位相器３９、第３位相器４０、及び第４位相器４１とは設計されている。

例えば、第１可変整合回路６ａから第１交点３２に入力された信号は、第２交点３３から第２可変整合回路６ｂ側へ概ね伝搬して行かない。逆に、第２可変整合回路６ｂから第２交点３３に入力された信号についても、第１線路２８の第１交点３２側に現れる信号の位相と、第２線路２９の第１交点３２側に現れる信号の位相との位相差は概ね１８０度±３６０度＊ｎ（ｎは０以上の整数）となるため、第１交点３２から第１可変整合回路６ｂ側へ概ね伝搬して行かない。よって、第１可変整合回路６ａと第２可変整合回路６ｂとの間で、信号が伝搬する事は無くなり、第１可変整合回路６ａと第２可変整合回路６ｂとの間でアイソレーションが確保できる。これにより、図１の第１ＲＦ回路１５ａと第２ＲＦ回路１５ｂとは、１つのアンテナ素子２７を介して、信号のやり取りを相互に独立に行う事が可能となる。つまり、図１の第１ＲＦ回路１５ａと第２ＲＦ回路１５ｂとは、時間的、周波数的な制限を課せられる事も無く、相互に独立に信号のやり取りを行う事ができる。これにより、２つのアンテナ間の相関係数が低い、小型なアンテナモジュールを実現できる。

上記の「第１交点３２から信号を入力した場合、第３線路３０の第２交点３３側に現れる信号の位相と、第４線路３１の第２交点３３側に現れる信号の位相との位相差は概ね１８０度±３６０度＊ｎ（ｎは０以上の整数）となっている」という記載、及び「第２交点３３から信号を入力した場合、第１線路２８の第１交点３２側に現れる信号の位相と、第２線路２９の第１交点３２側に現れる信号の位相との位相差も概ね１８０度±３６０度＊ｎ（ｎは０以上の整数）となっている」との記載における「概ね」の範囲は、上記の比較する２つの信号の位相差が１３５度±３６０度＊ｎ以上、２２５度±３６０度＊ｎ以下（ｎは０以上の整数）となる範囲を指している。同様に、特許請求の範囲を含め本願の記載において、所定の位相（または位相差）に対する「概ね」の記載は、所定の位相（または位相差）に対して、−４５度から＋４５度の幅を有していることを意味している。本願における所定の位相（または位相差）が、−４５度から＋４５度の範囲内であれば、第１交点３２と第２交点３３との間のアイソレーションが１０ｄＢ以上の値を確保できるためである。

尚、第１交点３２から信号を入力した場合、第３線路３０の第２交点３３側に現れる信号の振幅の絶対値と、第４線路３１の第２交点３３側に現れる信号の振幅の絶対値とが概ね同一となるように、第１線路２８、第２線路２９、第３線路３０、及び第４線路３１の線路長と、第１整合回路３４、第２整合回路３５、第３整合回路３６、及び第４整合回路３７と、第１位相器３８、第２位相器３９、第３位相器４０、及び第４位相器４１とが設計されていても良い。また、同様に、第２交点３３から信号を入力した場合、第１線路２８の第１交点３２側に現れる信号の振幅の絶対値と、第２線路２９の第１交点３２側に現れる信号の振幅の絶対値とが概ね同一となるように、第１線路２８、第２線路２９、第３線路３０、及び第４線路４１の線路長と、第１整合回路３４、第２整合回路３５、第３整合回路３６、及び第４整合回路３７と、第１位相器３８、第２位相器３９、第３位相器４０、及び第４位相器４１とが設計されていてもよい。これにより、第１可変整合回路６ａと第２可変整合回路６ｂとの間のアイソレーションを更に高くできるという有利な効果が得られる。

尚、上記の「第３線路３０の第２交点３３側に現れる信号の振幅の絶対値と、第４線路３１の第２交点３３側に現れる信号の振幅の絶対値とが概ね同一となる」という記載及び「第１線路２８の第１交点３２側に現れる信号の振幅の絶対値と、第２線路２９の第１交点３２側に現れる信号の振幅の絶対値とが概ね同一となる」という記載における「概ね」の範囲は、上記の比較する２つの信号の振幅比が１０ｄＢ以下となる範囲を指している。上記の比較する２つの信号の振幅比が１０ｄＢ以下となるように第１アンテナユニット２２が設計されれば、第１交点３２と第２交点３３との間のアイソレーションが１０ｄＢ以上の値を確保できるためである。同様に、以下、本願においては、比較される２つの信号の振幅の絶対値が「概ね同一となる」との記載があった場合、「概ね同一」の範囲は、比較する２つの信号の振幅比が１０ｄＢ以下となる範囲を指している。

ここで“振幅”は、正負の符号を有さない絶対値の意味である。

また、第１端子２３と、第２端子２４とに、同位相で振幅の絶対値が等しい信号を入力した場合、第１線路２８の第１交点３２側に現れる信号の位相と、第２線路２９の第１交点３２側に現れる信号の位相との差が概ね１８０度±３６０度＊ｎ（ｎは０以上の整数）となるように、第１線路２８、第２線路２９の線路長と、第１整合回路３４、第２整合回路３５と、第１位相器３８、第２位相器３９とを設計してもよい。

ここで、例えば、第１端子２３と第２端子２４との間にコモンモードの信号が入力された場合、第１端子２３と第２端子２４との間において、コモンモードの信号の電流の位相差は零となる。故に、第１端子２３と、第２端子２４とに、同位相で振幅の絶対値が等しい信号を入力した場合、第１線路２８の第１交点３２側に現れる信号の位相と、第２線路２９の第１交点３２側に現れる信号の位相との差が概ね１８０度±３６０度＊ｎ（ｎは０以上の整数）となることより、第１交点３２において、コモンモードの信号の電流は相殺され、第１交点３２から第１可変整合回路６ａ側へは概ねコモンモードの信号は伝搬していかない。

逆に、例えば、第１端子２３と第２端子２４との間にディファレンシャルモードの信号が入力された場合、第１端子２３と第２端子２４との間において、ディファレンシャルモードの信号の電流の位相差は±１８０度となる。故に、第１端子２３と、第２端子２４とに、位相差が１８０度であり、且つ、振幅の絶対値の等しい信号を入力した場合、第１線路２８の第１交点３２側に現れる信号の位相と、第２線路２９の第１交点３２側に現れる信号の位相との差が概ね０度±３６０度＊ｎ（ｎは０以上の整数）となることより、第１交点３２において、ディファレンシャルモードの信号の電流は足し合わされ、第１交点３２から第１可変整合回路６ａ側へディファレンシャルモードの信号は概ね伝搬して行くこととなる。

このように、第１端子２３と、第２端子２４とに、同位相で振幅の絶対値の等しい信号を入力した場合、第１線路２８の第１交点３２側に現れる信号の位相と、第２線路２９の第１交点３２側に現れる信号の位相との差が概ね１８０度±３６０度＊ｎ（ｎは０以上の整数）となるように設計する。これにより、第１端子２３と第２端子２４との間に発生するディファレンシャルモードの信号のみ選択して第１可変整合回路６ａへ伝搬させることができる。

更に、第１端子２３と、第２端子２４とに、同位相で振幅の絶対値の等しい信号を入力した場合、第１線路２８の第１交点３２側に現れる信号の位相と、第２線路２９の第１交点３２側に現れる信号の位相との差が概ね１８０度±３６０度＊ｎ（ｎは０以上の整数）となる条件を考慮した場合、第１端子２３から第２交点３３までの位相変化量と、第２端子２４から第２交点３３までの位相変化量との差は、零となる。つまり、第１端子２３と第２端子２４との間に生じたコモンモードの信号の電流は、第２交点３３において同相で足し合わされ、第２交点３３から第２可変整合回路６ｂ側へ概ね伝搬される。逆に、第１端子２３と第２端子２４との間に生じたディファレンシャルモードの信号の電流は、第２交点３３において逆相で足し合わされて相殺され、第２交点３３から第２可変整合回路６ｂ側へ概ね伝搬されない。

よって、第１端子２３と第２端子２４との間に生じたディファレンシャルモードの信号は、概ね第１可変整合回路６ａ側のみへ伝搬されて第１端子２３と第２端子２４との間に生じたコモンモードの信号は、概ね第２可変整合回路６ｂ側のみへ伝搬される。つまり、本実施の形態の第１アンテナユニット２２は、アンテナ素子２７を介して第１端子２３と第２端子２４との間に生じる前記２つのモードの信号を別々に取り出すことが可能である。

尚、この場合に、第１端子２３と、第２端子２４とに、同位相で同振幅の絶対値の等しい信号を入力した場合、第１線路２８の第１交点３２側に現れる信号の振幅の絶対値と、第２線路２９の第１交点３２側に現れる信号の振幅の絶対値とが概ね同一となるように、第１線路２８、第２線路２９の線路長と、第１整合回路３４、第２整合回路３５と、第１位相器３８、第２位相器３９とが設計されていてもよい。

これにより、第１交点３２に現れるコモンモードの信号の電流を、より精度良く相殺させる事ができ、第１交点３２から第１可変整合回路６ａ側へ伝搬するコモンモードに対するディファレンシャルモードの信号成分の比率を向上させる事ができる。

また、同様に、第１端子２３と、第２端子２４とに、位相差１８０度であり、且つ、振幅の絶対値の等しい信号を入力した場合、第３線路３０の第２交点３３側に現れる信号の振幅の絶対値と、第４線路３１の第２交点３３側に現れる信号の振幅の絶対値とが概ね同一となるように、第３線路３０、第４線路３１の線路長と、第３整合回路３６、第４整合回路３７と、第３位相器４０、第４位相器４１とが設計されていてもよい。これにより、第２交点３３に現れるディファレンシャルモードの信号の電流をより精度良く相殺させる事ができ、第２交点３３から第２可変整合回路６ｂ側へ伝搬するディファレンシャルモードに対するコモンモードの信号成分の比率を向上させる事ができる。

尚、第１端子２３から第１交点３２までの位相変化量が概ね９０度±３６０度＊ｎ（ｎは０以上の整数）であると共に、第２端子２４から第１交点３２までの位相変化量が概ね−９０度±３６０度＊ｎ（ｎは０以上の整数）となるように、第１線路２８、第２線路２９の線路長と、第１整合回路３４、第２整合回路３５と、第１位相器３８、第２位相器３９とが設計されていてもよい。

例えば、第１端子２３と第２端子２４との間にコモンモードの信号が生じた場合、第１端子２３から第１交点３２までの位相変化量が概ね９０度±３６０度＊ｎ（ｎは０以上の整数）であると共に、第２端子２４から第１交点３２までの位相変化量が概ね−９０度±３６０度＊ｎ（ｎは０以上の整数）であるため、第１交点３２においてはコモンモードの信号は相殺されることとなる。つまり、コモンモードの信号にとって、第１交点３２は仮想的に接地された場所となる。仮想的に接地された第１交点３２から第１端子２３、及び第２端子２４までの位相変化量は、それぞれ９０度、−９０度となり、第１端子２３及び第２端子２４から、それぞれ第１交点３２側を見た時の入力インピーダンスは無限大となる。よって、第１端子２３と第２端子２４との間に生じたコモンモードの信号は、第１交点３２側へ概ね伝搬して行かず、概ね第２交点３３側へ伝搬する。これにより、第２可変整合回路６ｂへ伝搬するコモンモードの信号のディファレンシャルモードの信号に対する比率を更に向上させる事ができると共に、第１可変整合回路６ａへ伝搬するディファレンシャルモードの信号のコモンモードの信号に対する比率を更に向上させる事ができる。

更に、この条件下において、第１端子２３と、第２端子２４とに、同位相であり、且つ、振幅の絶対値の等しい信号を入力した場合に、第１線路２８の第１交点３２側に現れる信号の振幅の絶対値と、第２線路２９の第１交点３２側に現れる信号の振幅の絶対値とが概ね同一となるように、第１線路２８、第２線路２９の線路長と、第１整合回路３４、第２整合回路３５と、第１位相器３８、第２位相器３９とを設計してもよい。

これにより、第１交点３２に現れるコモンモードの信号の電流をより精度良く相殺させる事ができ、第１交点３２から第１可変整合回路６ａ側へ伝搬する信号のコモンモードに対するディファレンシャルモードの信号成分の比率を向上させる事ができる。アンテナ素子２７に発生する相関係数の低いコモンモードの信号とディファレンシャルモードの信号を精度良く分離可能なダイバーシティアンテナを実現できる。

尚、第１端子２３から第２交点３３までの位相変化量が概ね＋９０度±１８０度＊ｎ（ｎは０以上の整数）であると共に、第２端子２４から第２交点３３までの位相変化量が概ね＋９０度±１８０度＊ｎ（ｎは０以上の整数）となるように、第３線路３０、第４線路３１との線路長と、第３整合回路３６、第４整合回路３７と、第３位相器４０、第４位相器４１とは、設計されてもよい。

これにより、第１端子２３と第２端子２４との間にディファレンシャルモードの信号が生じた場合、第１端子２３から第２交点３３までの位相変化量と、第２端子２４から第２交点３３までの位相変化量とが同一量であるため、第２交点３３においてはディファレンシャルモードの信号は相殺されることになる。

つまり、ディファレンシャルモードの信号にとって、第２交点３３は仮想的に接地された場所となる。仮想的に接地された第２交点３３から第１端子２３、及び第２端子２４までの位相変化量は共に９０度となることより、第１端子２３及び第２端子２４から、それぞれ第２交点３３側を見た時の入力インピーダンスは無限大となる。

よって、第１端子２３と第２端子２４との間に生じたディファレンシャルモードの信号は、第２交点３３側へ概ね伝搬せず、概ね第１交点３３側へ伝搬する。これにより、第１可変整合回路６ａへ伝搬するディファレンシャルモードの信号のコモンモードの信号に対する比率を更に向上させる事ができ、更に第２可変整合回路６ｂへ伝搬するコモンモードの信号のディファレンシャルモードの信号に対する比率を向上させる事ができる。

更に、この条件下において、第１端子２３と、第２端子２４とに、位相差１８０度で振幅の絶対値の等しい信号を入力した場合に、第３線路３０の第２交点３３側に現れる信号の振幅の絶対値と、第４線路３１の第２交点３３側に現れる信号の振幅の絶対値とが概ね同一となるように、第３線路３０、第４線路３１の線路長と、第３整合回路３６、第４整合回路３７と、第３位相器４０、第４位相器４１とを設計してもよい。

第１交点３２に現れるコモンモードの信号の電流をより精度良く相殺させる事ができ、第１交点３２から第１可変整合回路６ａ側へ伝搬する信号のコモンモードに対するディファレンシャルモードの信号成分の比率を向上させる事ができる。

これにより、アンテナ素子２７に発生する相関係数の低いコモンモードの信号とディファレンシャルモードの信号を精度良く分離できるダイバーシティアンテナを実現できる。

尚、第３端子２５から第２交点３３までの位相変化量が概ね＋９０度±１８０度＊ｎ（ｎは０以上の整数）であると共に、第４端子２６から第２交点３３までの位相変化量が概ね＋９０度±１８０度＊ｎ（ｎは０以上の整数）となるように、第３線路３０、第４線路３１との線路長と、第３整合回路３６、第４整合回路３７と、第３位相器４０、第４位相器４１とを、設計してもよい。

これにより、例えば、第３端子２５と第４端子２６との間にディファレンシャルモードの信号が生じた場合、第３端子２５から第２交点３３までの位相変化量と、第４端子２６から第２交点３３までの位相変化量とが同一量であるため、第２交点３３においてはディファレンシャルモードの信号は相殺されることになる。つまり、ディファレンシャルモードの信号にとって、第２交点３３は仮想的に接地された場所となる。仮想的に接地された第２交点３３から第３端子２５、及び第４端子２６までの位相変化量は共に９０度となることより、第３端子２５及び第４端子２６から、それぞれ第２交点３３側を見た時の入力インピーダンスは無限大となる。

よって、第３端子２５と第４端子２６との間に生じたディファレンシャルモードの信号は、第２交点３３側へ概ね伝搬せず、概ね第１交点３２側へ伝搬する。これにより、第１可変整合回路６ａへ伝搬するディファレンシャルモードの信号のコモンモードの信号に対する比率を更に向上させる事ができると共に、第２可変整合回路６ｂへ伝搬するコモンモードの信号のディファレンシャルモードの信号に対する比率を更に向上させる事ができる。

更に、この条件下において、第３端子２５と、第４端子２６とに、位相差１８０度であり、且つ、振幅の絶対値の等しい信号を入力した場合に、第３線路３０の第２交点３３側に現れる信号の振幅の絶対値と、第４線路３１の第２交点３３側に現れる信号の振幅の絶対値とが概ね同一となるように、第３線路３０、第４線路３１の線路長と、第３整合回路３６、第４整合回路３７と、第３位相器４０、第４位相器４１とを設計してもよい。第２交点３３に現れるディファレンシャルモードの信号の電流をより精度良く相殺させる事ができ、第２交点３３から第２可変整合回路６ｂ側へ伝搬する信号のディファレンシャルモードに対するコモンモードの信号成分の比率を向上させる事ができる。これにより、アンテナ素子２７に発生する相関係数の低いコモンモードの信号とディファレンシャルモードの信号を精度良く分離でき、相関係数の低い２つの信号を得る事が可能なダイバーシティアンテナを実現できる。

尚、図８において、第１整合回路３４、第２整合回路３５、第３整合回路３６、第４整合回路３７、第１位相器３８、第２位相器３９、第３位相器４０、第４位相器４１のうち少なくとも１つを無くした構成としてもよい。これにより第１線路２８、第２線路２９、第３線路３０、及び第４線路３１における伝送ロスを低減できると共に、部品点数を減らす事ができ、小型化、軽量化を図ることができる。

尚、第１整合回路３４、第２整合回路３５、第３整合回路３６、第４整合回路３７、第１位相器３８、第２位相器３９、第３位相器４０、第４位相器４１とは、基本的にはリアクタンス素子の回路にて設計される。しかしながら、レジスタンス素子や増幅回路等が含まれる回路により設計しても良い。これにより、第１可変整合回路６ａと第２可変整合回路６ｂとの間の高いアイソレーション特性を実現できると共に、通信装置の送受信特性を向上させる事ができる。

（実施の形態４）
以下に、本発明の実施の形態４について、図９を用いて説明する。図９は実施の形態４に関する第３アンテナユニットのブロック図である。図９に示した実施の形態４は、実施の形態１又は実施の形態２の第１アンテナ５ａと第２アンテナ５ｂとを構成するアンテナモジュール１を、図９の第３アンテナユニット４２により実現した場合の実施例である。尚、実施の形態３と同様の構成については、同一符号のみ記載し、異なる構成を中心に、以下に説明する。

図９において、本実施の形態４の第３アンテナユニット４２は、少なくとも３端子を有するアンテナ素子２７（図９においては、アンテナ素子２７の形状を特定せず、ブラックボックスの状態で記載している）を有している。アンテナ素子２７の第１端子２３に第１線路２８の一方が接続され、アンテナ素子２７の第２端子２４に第２線路２９の一方が接続され、アンテナ素子２７の第３端子２５に第３線路３０の一方が接続される。第１線路２８の他方と第２線路２９の他方とは第１交点３２に接続され、第３線路３０の他方は第２交点３３に接続されている。

そして、第２交点３３から信号を入力した場合、第１線路２８の第１交点３２側に現れる信号の位相と、第２線路２９の第１交点３２側に現れる信号の位相との位相差が概ね１８０度±３６０度＊ｎ（ｎは０以上の整数）となるように、第１線路２８、第２線路２９、及び第３線路３０の線路長と、第１整合回路３４、第２整合回路３５と、第１位相器３８、第２位相器３９とは設計されている。このことから、例えば、第１可変整合回路６ａから送信された信号は、第３線路３０の他方側及び第３端子２５において相殺されるため、第２可変整合回路６ｂ側へ概ね伝搬しない。

逆に、第２可変整合回路６ｂから送信された信号についても、第１線路２８の第１交点３２側に現れる信号の位相と、第２線路２９の第１交点３２側に現れる信号の位相との位相差は概ね１８０度±３６０度＊ｎ（ｎは０以上の整数）となるため、第１交点３２から第１可変整合回路６ａ側へ概ね伝搬しない。よって、第１可変整合回路６ａと第２可変整合回路６ｂとの間で、信号が伝搬する事は無くなり、第１可変整合回路６ａと第２可変整合回路６ｂとの間でアイソレーションが確保できる。これにより、図１の第１ＲＦ回路１５ａと第２ＲＦ回路１５ｂとは、アンテナ素子２７を介して、信号のやり取りを相互に独立に行う事が可能となる。つまり、第１ＲＦ回路１５ａと第２ＲＦ回路１５ｂとは、時間的、周波数的な制限を受けることなく、相互に独立に信号のやり取りを行う事ができる。

また、本実施の形態４の第３アンテナユニット４２は、第３端子２５と第２可変整合回路６ｂとを接続する線路の数、整合回路の数、位相器の数を減らす事ができるため、小型化、軽量化を図ることができる。

尚、第３線路３０の他方から信号を入力した場合、第１線路２８の第１交点３２側に現れる信号の振幅の絶対値と、第２線路２９の第１交点３２側に現れる信号の振幅の絶対値とが概ね同一となるように、第１線路２８及び第２線路２９の線路長と、第１整合回路３４及び第２整合回路３５と、第１位相器３８及び第２位相器３９とを設計しても良い。これにより、第１可変整合回路６ａと第２可変整合回路６ｂとの間のアイソレーションを更に高くできるという有利な効果が得られる。

また、第１端子２３と、第２端子２４とに、同位相であり、且つ、振幅の絶対値の等しい信号を入力した場合、第１線路２８の第１交点３２側に現れる信号の位相と、第２線路２９の第１交点３２側に現れる信号の位相との差が概ね１８０度±３６０度＊ｎ（ｎは０以上の整数）となるように、第１線路２８、第２線路２９の線路長と、第１整合回路３４、第２整合回路３５と、第１位相器３８、第２位相器３９とを設計してもよい。

ここで、例えば、第１端子２３と第２端子２４との間にコモンモードの信号が入力された場合、第１端子２３と第２端子２４との間において、コモンモードの信号の電流の位相差は零となる。故に、第１端子２３と、第２端子２４とに、同位相であり、且つ、振幅の絶対値の等しい信号を入力した場合、第１線路２８の第１交点３２側に現れる信号の位相と、第２線路２９の第１交点３２側に現れる信号の位相との差が概ね１８０度±３６０度＊ｎ（ｎは０以上の整数）となる。第１交点３２において、コモンモードの信号の電流は相殺され、第１交点３２から第１可変整合回路６ａ側へは概ねコモンモードの信号は伝搬しない。逆に、例えば、第１端子２３と第２端子２４との間にディファレンシャルモードの信号が入力された場合、第１端子２３と第２端子２４との間において、ディファレンシャルモードの信号の電流の位相差は±１８０度となる。故に、第１端子２３と、第２端子２４とに、位相差が±１８０度で、振幅の絶対値の等しい信号を入力した場合、第１線路２８の第１交点３２側に現れる信号の位相と、第２線路２９の第１交点３２側に現れる信号の位相との差が概ね０度±３６０度＊ｎ（ｎは０以上の整数）となる。第１交点３２において、ディファレンシャルモードの信号の電流は足し合わされ、第１交点３２から第１可変整合回路６ａ側へディファレンシャルモードの信号は概ね伝搬する。

このように、第１端子２３と、第２端子２４とに、同位相で、振幅の絶対値の等しい信号を入力した場合、第１線路２８の第１交点３２側に現れる信号の位相と、第２線路２９の第１交点３２側に現れる信号の位相との差が概ね１８０度±３６０度＊ｎ（ｎは０以上の整数）となるように設計される。これにより、第１端子２３と第２端子２４との間に発生するディファレンシャルモードの信号のみ選択して第１可変整合回路６ａへ伝搬させることができる。

更に、第１端子２３と、第２端子２４とに、同位相であり、且つ、振幅の絶対値の等しい信号を入力した場合、第１線路２８の第１交点３２側に現れる信号の位相と、第２線路２９の第１交点３２側に現れる信号の位相との差が概ね１８０度±３６０度＊ｎ（ｎは０以上の整数）となる条件を考慮する。第１端子２３から第２交点３３までの位相変化量と、第２端子２４から第２交点３３までの位相変化量との差は、零となる。つまり、第１端子２３と第２端子２４との間に生じたコモンモードの信号の電流は、第３端子２５において同相で足し合わされ、第２可変整合回路６ｂ側へ概ね伝搬される。逆に、第１端子２３と第２端子２４との間に生じたディファレンシャルモードの信号の電流は、第３端子２５において逆相で足し合わされて相殺され、第２可変整合回路６ｂ側へ概ね伝搬されない。

よって、第１端子２３と第２端子２４との間に生じたディファレンシャルモードの信号は、概ね第１可変整合回路６ａ側のみへ伝搬され、第１端子２３と第２端子２４との間に生じたコモンモードの信号は、概ね第２可変整合回路６ｂ側のみへ伝搬される。つまり、本実施の形態の第３アンテナユニット４２は、第１端子２３と第２端子２４との間に生じる前記２つのモードの信号を別々に取り出すことが可能である。

尚、この場合に、第１端子２３と、第２端子２４とに、同位相であり、且つ、振幅の絶対値の等しい信号を入力した場合、第１線路２８の第１交点３２側に現れる信号の振幅の絶対値と、第２線路２９の第１交点３２側に現れる信号の振幅の絶対値とが概ね同一となるように、第１線路２８、第２線路２９の線路長と、第１整合回路３４、第２整合回路３５と、第１位相器３８、第２位相器３９とを設計してもよい。第１交点３２に現れるコモンモードの信号の電流をより精度良く相殺させる事ができ、第１交点３２から第１可変整合回路６ａ側へ伝搬する信号のディファレンシャルモードの信号のコモンモードの信号に対する比率を向上させる事ができる。これにより、アンテナ素子２７に発生する相関係数の低いコモンモードの信号とディファレンシャルモードの信号を精度良く分離でき、相関係数の低い２つの信号を得る事が可能な、小型なダイバーシティアンテナを実現できる。

尚、第１端子２３から第１交点３２までの位相変化量が概ね９０度±３６０度＊ｎ（ｎは０以上の整数）であると共に、第２端子２４から第１交点３２までの位相変化量が概ね−９０度±３６０度＊ｎ（ｎは０以上の整数）となるように、第１線路２８、第２線路２９の線路長と、第１整合回路３４、第２整合回路３５と、第１位相器３８、第２位相器３９とを設計してもよい。

例えば、第１端子２３と第２端子２４との間にコモンモードの信号が生じた場合、第１端子２３から第１交点３２までの位相変化量が概ね９０度±３６０度＊ｎ（ｎは０以上の整数）であると共に、第２端子２３から第１交点３２までの位相変化量が概ね−９０度±３６０度＊ｎ（ｎは０以上の整数）である。第１交点３２においてはコモンモードの信号は相殺されることとなる。つまり、コモンモードの信号にとって、第１交点３２は仮想的に接地された場所となる。仮想的に接地された第１交点３２から第１端子２３、及び第２端子２４までの位相変化量は、それぞれ９０度、−９０度となることより、第１端子２３及び第２端子２４から、それぞれ第１交点３２側を見た時の入力インピーダンスは無限大となる。よって、第１端子２３と第２端子２４との間に生じたコモンモードの信号は、第１交点３２側へ概ね伝搬せず、概ね第２交点３３側へ伝搬する。これにより、第２可変整合回路６ｂへ伝搬するコモンモードの信号のディファレンシャルモードの信号に対する比率を更に向上させる事ができ、更に、第１可変整合回路６ａへ伝搬するディファレンシャルモードの信号のコモンモードの信号に対する比率を向上させる事ができる。

更に、この条件下において、第１端子２３と、第２端子２４とに、同位相で、振幅の絶対値の等しい信号を入力した場合に、第１線路２８の第１交点３２側に現れる信号の振幅の絶対値と、第２線路２９の第１交点３２側に現れる信号の振幅の絶対値とが概ね同一となるように、第１線路２８、第２線路２９の線路長と、第１整合回路３４、第２整合回路３５と、第１位相器３８、第２位相器３９とを設計してもよい。第１交点３２に現れるコモンモードの信号の電流をより精度良く相殺させる事ができ、第１交点３２から第１可変整合回路６ａ側へ伝搬する信号のディファレンシャルモードの信号のコモンモードの信号に対する比率を向上させる事ができる。これにより、アンテナ素子２７に発生する相関係数の低いコモンモードの信号とディファレンシャルモードの信号を精度良く分離でき、相関係数の低い２つの信号を得る事が可能なダイバーシティアンテナを実現できる。

尚、図９において第１整合回路３４、第２整合回路３５、第１位相器３８、第２位相器３９のうち少なくとも１つを無くした構成としてもよい。これにより第１線路２８及び第２線路２９における伝送ロスを低減できると共に、必要となる部品点数を減らす事ができ、小型化、軽量化を図ることができる。

尚、第１整合回路３４、第２整合回路３５、第１位相器３８、及び第２位相器３９は、基本的にはリアクタンス素子の回路にて設計されるが、レジスタンス素子や増幅回路等が含まれる回路にて設計されても良い。これにより、第１可変整合回路６ａと第２可変整合回路６ｂとの間の高いアイソレーション特性を実現できると共に、電子機器の送受信特性を向上させる事ができる。

（実施の形態５）
以下に、本発明の実施の形態５について、図１０を用いて説明する。図１０は実施の形態５に関する第２アンテナユニットのブロック図である。図１０に示した実施の形態５は、実施の形態１又は実施の形態２の第１アンテナ５ａと第２アンテナ５ｂとを構成するアンテナモジュール１を、図１０の第２アンテナユニット４３により実現した場合の実施例である。尚、実施の形態３と同様の構成については、同一符号のみ記載し、異なる構成を中心に、以下に説明する。

図１０において、本実施の形態５の第２アンテナユニット４３は、第１端子２３、及び第２端子２４の２端子を少なくとも有するアンテナ素子２７（図１０においては、アンテナ素子２７の形状を特定せず、ブラックボックスの状態で記載している）を有している。アンテナ素子２７の第１端子２３に第１線路２８の一方が接続され、第１端子２３に第３線路３０の一方が接続され、第２端子２４に第２線路２９の一方が接続され、第２端子２４に第４線路３１の一方が接続されている。第１線路２８の他方と第２線路２９の他方とは第１交点３２に接続され、第３線路３０の他方と第４線路３１の他方とは第２交点３３に接続されている。

そして、第１交点３２から信号を入力した場合、第３線路３０の第２交点３３側に現れる信号の位相と、第４線路３１の第２交点３３側に現れる信号の位相との位相差が概ね１８０度±３６０度＊ｎ（ｎは０以上の整数）となるように、第１線路２８、第２線路２９、第３線路３０、及び第４線路３１の線路長と、第１整合回路３４、第２整合回路３５、第３整合回路３６、及び第４整合回路３７と、第１位相器３８、第２位相器３９、第３位相器４０、及び第４位相器４１とは設計されている。

このことから、例えば、第１可変整合回路６ａから送信された信号は、第３線路３０の第２交点３３側に現れる信号の位相と、第４線路３１の第２交点３３側に現れる信号の位相との位相差が概ね１８０度±３６０度＊ｎ（ｎは０以上の整数）となることから、第２交点３３から第２可変整合回路６ｂ側へ概ね伝搬しない。

逆に、第２可変整合回路６ｂから送信された信号についても、第１線路２８の第１交点３２側に現れる信号の位相と、第２線路２９の第１交点３２側に現れる信号の位相との位相差も概ね１８０度±３６０度＊ｎ（ｎは０以上の整数）となるため、第１交点３２から第１可変整合回路６ａ側へ概ね伝搬しない。

よって、第１可変整合回路６ａと第２可変整合回路６ｂとの間で、信号が伝搬する事は無くなり、第１可変整合回路６ａと第２可変整合回路６ｂとの間でアイソレーションが確保できる。これにより、第１可変整合回路６ａと第２可変整合回路６ｂとは、アンテナ素子２７を介して、信号のやり取りを相互に独立に行う事が可能となる。つまり、第１ＲＦ回路１５ａと第２ＲＦ回路１５ｂとは、時間的、周波数的な選択をする必要もなく、相互に独立に信号のやり取りを行う事ができる。また、本実施の形態５の第２アンテナユニット４３は、アンテナ素子２７との間を２つの接続端子のみで接続する事が可能であり、図８の第１アンテナユニット２２、図９の第２アンテナユニット４２と比較して、構造の簡易化を図ることが可能となる。

尚、第１交点３２から信号を入力した場合、第３線路３０の第２交点３３側に現れる信号の振幅の絶対値と、第４線路３１の第２交点３３側に現れる信号の振幅の絶対値とが概ね同一となるように、第１線路２８、第２線路２９、第３線路３０、及び第４線路３１の線路長と、第１整合回路３４、第２整合回路３５、第３整合回路３６、及び第４整合回路３７と、第１位相器３８、第２位相器３９、第３位相器４０、及び第４位相器４１とを設計しても良い。また、同様に、第２交点３３から信号を入力した場合、第１線路２８の第１交点３２側に現れる信号の振幅の絶対値と、第２線路２９の第１交点３２側に現れる信号の振幅の絶対値とが概ね同一となるように、第１線路２８、第２線路２９、第３線路３０、及び第４線路３１の線路長と、第１整合回路３４、第２整合回路３５、第３整合回路３６、及び第４整合回路３７と、第１位相器３８、第２位相器３９、第３位相器４０、及び第４位相器４１とを設計してもよい。これにより、第１可変整合回路６ａと第２可変整合回路６ｂとの間のアイソレーションを更に高くできるという有利な効果が得られる。

また、第１端子２３と、第２端子２４とに、同位相であり、且つ、振幅の絶対値の等しい信号を入力した場合、第１線路２８の第１交点３２側に現れる信号の位相と、第２線路２９の第１交点３２側に現れる信号の位相との差が概ね１８０度±３６０度＊ｎ（ｎは０以上の整数）となるように、第１線路２８、第２線路２９の線路長と、第１整合回路３４、第２整合回路３５と、第１位相器３８、第２位相器３９とを設計してもよい。

ここで、例えば、第１端子２３と第２端子２４との間にコモンモードの信号が入力された場合、第１端子２３と第２端子２４との間において、コモンモードの信号の電流の位相差は零となる。故に、第１端子２３と、第２端子２４とに、同位相であり、且つ、振幅の絶対値の等しい信号を入力した場合、第１線路２８の第１交点３２側に現れる信号の位相と、第２線路２９の第１交点３２側に現れる信号の位相との差が概ね１８０度±３６０度＊ｎ（ｎは０以上の整数）となる。第１交点３２において、コモンモードの信号の電流は相殺され、第１交点３２から第１可変整合回路６ａ側へは概ねコモンモードの信号は伝搬しない。

逆に、例えば、第１端子２３と第２端子２４との間にディファレンシャルモードの信号が入力された場合、第１端子２３と第２端子２４との間において、ディファレンシャルモードの信号の電流の位相差は±１８０度となる。故に、第１端子２３と、第２端子２４とに、位相差は±１８０度であり、且つ、振幅の絶対値の等しい信号を入力した場合、第１線路２８の第１交点３２側に現れる信号の位相と、第２線路２９の第１交点３２側に現れる信号の位相との差が概ね０度±３６０度＊ｎ（ｎは０以上の整数）となる。第１交点３２において、ディファレンシャルモードの信号の電流は足し合わされ、第１交点３２から第１可変整合回路６ａ側へディファレンシャルモードの信号は概ね伝搬する。

このように、第１端子２３と、第２端子２４とに、同位相で、振幅の絶対値の等しい信号を入力した場合、第１線路２８の第１交点３２側に現れる信号の位相と、第２線路２９の第１交点３２側に現れる信号の位相との差が概ね１８０度±３６０度＊ｎ（ｎは０以上の整数）となるように設計される事により、第１端子２３と第２端子２４との間に発生するディファレンシャルモードの信号のみ選択して第１可変整合回路６ａへ伝搬させることができる。

更に、第１端子２３と、第２端子２４とに、同位相で、振幅の絶対値の等しい信号を入力した場合、第１線路２８の第１交点３２側に現れる信号の位相と、第２線路２９の第１交点３２側に現れる信号の位相との差が概ね１８０度±３６０度＊ｎ（ｎは０以上の整数）となる条件を考慮した場合、第１端子２３から第２交点３２までの位相変化量と、第２端子２４から第２交点３３までの位相変化量との差は、零となる。

つまり、第１端子２３と第２端子２４との間に生じたコモンモードの信号の電流は、第２交点３３において同相で足し合わされ、第２交点３３から第２可変整合回路６ｂ側へ概ね伝搬され、逆に、第１端子２３と第２端子２４との間に生じたディファレンシャルモードの信号の電流は、第２交点３３において逆相で足し合わされて相殺され、第２交点３３から第２可変整合回路６ｂ側へ概ね伝搬されない。

よって、第１端子２３と第２端子２４との間に生じたディファレンシャルモードの信号は、概ね第１可変整合回路６ａ側のみへ伝搬され、第１端子２３と第２端子２４との間に生じたコモンモードの信号は、概ね第２可変整合回路６ｂ側のみへ伝搬される。つまり、本実施の形態の第２アンテナユニット４３は、第１端子２３と第２端子２４との間に生じる前記２つのモードの信号を別々に取り出すことが可能である。

尚、この場合に、第１端子２３と、第２端子２４とに、同位相で、振幅の絶対値の等しい信号を入力した場合、第１線路２８の第１交点３２側に現れる信号の振幅の絶対値と、第２線路２９の第１交点３２側に現れる信号の振幅の絶対値とが概ね同一となるように、第１線路２８、第２線路２９の線路長と、第１整合回路３４、第２整合回路３５と、第１位相器３８、第２位相器３９とを設計してもよい。

これにより、第１交点３２に現れるコモンモードの信号の電流をより精度良く相殺させる事ができ、第１交点３２から第１可変整合回路６ａ側へ伝搬する信号のディファレンシャルモードの信号のコモンモードの信号に対する比率を向上させる事ができる。また、同様に、第１端子２３と、第２端子２４とに、位相差１８０度で、振幅の絶対値の等しい信号を入力した場合、第３線路３０の第２交点３３側に現れる信号の振幅の絶対値と、第４線路３１の第２交点３３側に現れる信号の振幅の絶対値とが概ね同一となるように、第３線路３０、第４線路３１の線路長と、第３整合回路３６、第４整合回路３７と、第３位相器４０、第４位相器４１とを設計してもよい。

第２交点３３に現れるディファレンシャルモードの信号の電流をより精度良く相殺させる事ができ、第２交点３３から第２可変整合回路６ｂ側へ伝搬する信号のコモンモードに対するディファレンシャルモードの信号成分の比率を向上させる事ができる。これにより、アンテナ素子２７に発生する相関係数の低いコモンモードの信号とディファレンシャルモードの信号を精度良く分離でき、相関係数の低い２つの信号を得る事が可能なダイバーシティアンテナを実現できる。

尚、第１端子２３から第１交点３２までの位相変化量が概ね９０度±３６０度＊ｎ（ｎは０以上の整数）であると共に、第２端子２４から第１交点３２までの位相変化量が概ね−９０度±３６０度＊ｎ（ｎは０以上の整数）となるように、第１線路２８、第２線路２９の線路長と、第１整合回路３４、第２整合回路３５と、第１位相器３８、第２位相器３９とを設計してもよい。

第１端子２３と第２端子２４との間にコモンモードの信号が生じた場合、第１端子２３から第１交点３２までの位相変化量が概ね９０度±３６０度＊ｎ（ｎは０以上の整数）であると共に、第２端子３３から第１交点３２までの位相変化量が概ね−９０度±３６０度＊ｎ（ｎは０以上の整数）であるため、第１交点３２においてはコモンモードの信号は相殺されることとなる。

つまり、コモンモードの信号にとって、第１交点３２は仮想的に接地された場所となる。仮想的に接地された第１交点３２から第１端子２３、及び第２端子２４までの位相変化量は、それぞれ９０度、−９０度となることより、第１端子２３及び第２端子２４から、それぞれ第１交点３２側を見た時の入力インピーダンスは無限大となる。よって、第１端子２３と第２端子２４との間に生じたコモンモードの信号は、第１交点３２側へ概ね伝搬して行かず、概ね第２交点３３側へ伝搬して行く事となる。

これにより、第２可変整合回路６ｂへ伝搬するコモンモードの信号のディファレンシャルモードの信号に対する比率を更に向上させる事ができると共に、第１可変整合回路６ａへ伝搬するディファレンシャルモードの信号のコモンモードの信号に対する比率を更に向上させる事ができる。

更に、この条件下において、第１端子２３と、第２端子２４とに、同位相で、振幅の絶対値の等しい信号を入力した場合に、第１線路２８の第１交点３２側に現れる信号の振幅の絶対値と、第２線路２９の第１交点３２側に現れる信号の振幅の絶対値とが概ね同一となるように、第１線路２８、第２線路２９の線路長と、第１整合回路３４、第２整合回路３５と、第１位相器３８、第２位相器３９とを設計してもよい。第１交点３２に現れるコモンモードの信号の電流をより精度良く相殺させる事ができ、第１交点３２から第１可変整合回路６ａ側へ伝搬する信号のディファレンシャルモードのコモンモードに対する信号成分の比率を向上させる事ができる。これにより、アンテナ素子２７に発生するコモンモードの信号とディファレンシャルモードの信号を精度良く分離でき、相関係数の低い２つの信号を得る事が可能なダイバーシティアンテナを実現できる。

尚、第１端子２３から第２交点３２までの位相変化量が概ね＋９０度±１８０度＊ｎ（ｎは０以上の整数）であると共に、第２端子２４から第２交点３３までの位相変化量が概ね＋９０度±１８０度＊ｎ（ｎは０以上の整数）となるように、第３線路３０、第４線路３１との線路長と、第３整合回路３６、第４整合回路３７と、第３位相器３８、第４位相器３９とを、設計してもよい。

これにより、例えば、第１端子２３と第２端子２４との間にディファレンシャルモードの信号が生じた場合、第１端子２３から第２交点３３までの位相変化量と、第２端子２４から第２交点３３までの位相変化量とが同一量であるため、第２交点３３においてはディファレンシャルモードの信号は相殺されることになる。

つまり、ディファレンシャルモードの信号にとって、第２交点３３は仮想的に接地された場所となる。仮想的に接地された第２交点３３から第１端子２３、及び第２端子２４までの位相変化量は共に９０度となることより、第１端子２３及び第２端子２４から、それぞれ第２交点３３側を見た時の入力インピーダンスは無限大となる。よって、第１端子２３と第２端子２４との間に生じたディファレンシャルモードの信号は、第２交点３３側へ概ね伝搬せず、概ね第１交点３２側へ伝搬する。

これにより、第１可変整合回路６ｂへ伝搬するディファレンシャルモードの信号のコモンモードの信号に対する比率を更に向上させる事ができると共に、第２可変整合回路６ｂへ伝搬するコモンモードの信号のディファレンシャルモードの信号に対する比率を更に向上させる事ができる。

更に、この条件下において、第１端子２３と、第２端子２４とに、位相差１８０度であり、且つ、振幅の絶対値の等しい信号を入力した場合に、第３線路３０の第２交点３３側に現れる信号の振幅の絶対値と、第４線路３１の第２交点３３側に現れる信号の振幅の絶対値とが概ね同一となるように、第３線路３０、第４線路３１の線路長と、第３整合回路３６、第４整合回路３７と、第３位相器４０、第４位相器４１とを設計してもよい。第２交点３３に現れるディファレンシャルモードの信号の電流をより精度良く相殺させる事ができ、第２交点３３から第２可変整合回路６ｂ側へ伝搬する信号のディファレンシャルモードに対するコモンモードの信号成分の比率を向上させる事ができる。これにより、アンテナ素子２７に発生する相関係数の低いコモンモードの信号とディファレンシャルモードの信号を精度良く分離でき、相関係数の低い２つの信号を得る事が可能なダイバーシティアンテナを実現できる。

尚、図１０において、第１整合回路３４、第２整合回路３５、第３整合回路３６、第４整合回路３７、第１位相器３８、第２位相器３９、第３位相器４０、第４位相器４１のうち少なくとも１つを無くした構成としてもよい。これにより第１線路２８、第２線路２９、第３線路３０、及び第４線路３１における伝送ロスを低減できると共に、必要となる部品点数を減らす事ができ、小型化、軽量化を図ることができる。

尚、第１整合回路３４、第２整合回路３５、第３整合回路３６、第４整合回路３７、第１位相器３８、第２位相器３９、第３位相器４０、第４位相器４１とは、基本的にはリアクタンス素子の回路にて設計されるが、レジスタンス素子や増幅回路等が含まれる回路にて設計されても良い。これにより、第１可変整合回路６ａと第２可変整合回路６ｂとの間の高いアイソレーション特性を実現できると共に、図１の通信装置３の送受信特性を向上させる事ができる。

図１１は本実施の形態５に関する第２アンテナユニットをアンテナモジュールに組み込んだ図である。尚、図１０と同様の構成については、同一符号のみ記載し、異なる構成を中心に、以下に説明する。

図１１においては、アンテナ素子２７として、第１エレメント４４と第３エレメント４６とから成るアンテナエレメントと、第２エレメント４５と第４エレメント４７とから成るアンテナエレメントとの２対のアンテナエレメントにより構成されたダイポールアンテナを用いた場合を示している。図１１において、第３エレメント４６の端部に第１端子２３が設けられ、第４エレメント４７の端部に第２端子２４が設けられている。

アンテナ素子２７は、任意の線４９に対して、線対称の形状を有している。これにより、第１端子２３から見たアンテナ素子２７の入力インピーダンスと、第２端子２４から見たアンテナ素子２７の入力インピーダンスとがほぼ同様のものとなり、第２アンテナユニット４３を設計し易くなる。

そして、第１端子２３に接続された第１線路２８及び第３線路３０と、第２端子２４に接続された第２線路２９及び第４線路３１と、第１位相器３８、第２位相器３９、第３位相器４０、及び第４位相器４１と、能動回路４とは、通信装置３に内蔵されているグランド板４８の上方及び下方に配置されている。

第１端子２３から第１交点３２までの位相変化量が＋９０度となるように第１線路２８と第１位相器３８とは設計されており、第２端子２４から第１交点３２までの位相変化量が−９０度となるように第２線路２９と第２位相器３９とは設計されている。また第１端子２３から第１交点３３までの位相変化量が＋９０度となるように第３線路３０と第３位相器４０とは設計されており、第２端子２４から第１交点３３までの位相変化量が＋９０度となるように第４線路３１と第４位相器４１とは設計されている。

第１エレメント４４と第２エレメント４５とは、グランド板４８の端部に概ね平行に配置されており、第３エレメント４６と第４エレメント４７とは、グランド板４８の端部に概ね垂直に配置されている。

図１２は本実施の形態５に関するアンテナ素子のディファレンシャルモード時の動作を示す図である。図１２において、第１エレメント４４と第２エレメント４５とには、向きの揃った電流（図１２において矢印で図示）が発生し、第３エレメント４６と第４エレメント４７とには、向きが逆となる電流が発生する。よって、第１端子２３と第２端子２４とに発生する信号の位相差は１８０度となる。このような信号が第１端子２３と第２端子２４に入力された場合、上述した原理により、第１交点３２には信号は現れるが、第２交点３３には、信号が現れない。

つまり、アンテナ素子２７にディファレンシャルモードの信号が発生した場合には、第１可変整合回路６ａにはその信号が受信されるが、第２可変整合回路６ｂにはその信号は受信されない。また、第１可変整合回路６ａからアンテナ装置１に信号を入力した場合、この信号は第２可変整合回路６ｂには伝搬されず、大部分の信号はアンテナ素子２７に供給される。そして、供給された信号は、アンテナ素子２７にディファレンシャルモードの電流を発生させ（図５参照）、電磁波として空中に放射される。放射に寄与するアンテナ素子２７上の電流ベクトルは、第１エレメント４４と第２エレメント４５とに発生する電流ベクトルが主であり、第３エレメント４６と第４エレメント４７とに発生する電流ベクトルについては、電流ベクトルの向きが逆向きとなるため、大きくは放射に寄与しない。よって、アンテナ素子２７にディファレンシャルモードが発生した場合の放射パターンは、図１２の点線で示したような放射パターン５０となる。このことから、主に、第１エレメント４４及び第２エレメント４５に対して主に垂直方向から到来する電磁波を受信した場合には、アンテナ素子２７上にディファレンシャルモードが発生し、第１可変整合回路６ａからのみ、その信号が取り出されることとなる。

図１３は本実施の形態５に関するアンテナ素子のコモンモード時の動作を示す図である。図１３において、第１エレメント４４と第２エレメント４５とには、向きが逆の電流（図１３において矢印で図示）が発生し、第３エレメント４６と第４エレメント４７とには、向きが揃った電流が発生する。よって、第１端子２３と第２端子２４とに発生する信号の位相差は実質的に０度となる。このような信号が第１端子２３と第２端子２４に入力された場合、上述した原理により、第１交点３２に信号は現れるが、第２交点３３には、信号が現れない。つまり、アンテナ素子２７にコモンモードの信号が発生した場合には、第２可変整合回路６ｂにはその信号が受信されるが、第１可変整合回路６ａにはその信号は受信されない。また、第２可変整合回路６ｂからアンテナ装置２に信号を入力した場合、この信号は第１可変整合回路６ａには伝搬されず、大部分の信号はアンテナ素子２７に供給される。

そして、供給された信号は、アンテナ素子２７にコモンモードの電流を発生させ図１３に示すように、電磁波として空中に放射される。放射に寄与するアンテナ素子２７上の電流ベクトルは、第３エレメント４６と第４エレメント４７とに発生する電流ベクトルと、それに連動して発生するグランド板４８上の電流ベクトル５２が主である。第１エレメント４４と第２エレメント４５とに発生する電流ベクトルについては、電流ベクトルの向きが逆向きとなるため、大きくは放射に寄与しない。よって、アンテナ素子２７にコモンモードが発生した場合の放射パターンは、図１３の点線で示したような放射パターン５１となる。このことから、第３エレメント４６及び第４エレメント４７に対して主に垂直方向から到来する電磁波を受信した場合には、アンテナ素子２７上にコモンモードが発生し、第２可変整合回路６ｂからのみ、その信号が取り出される。

以上のことから、図１１〜１３に示した対称構造を有するアンテナ素子２７（例えば、ダイポールアンテナ）を用いる事により、１つのアンテナ素子２７を指向性ダイバーシティアンテナとして使用することが可能となる。これにより、アンテナモジュール１の小型化、軽量化を図ることが可能となり、能動回路４が小型集積化できるため、電源及び第１制御信号の供給が容易となる。

尚、グランド板４８に関しても、アンテナ素子２７同様に、任意の線４９を基準に線対称となる形状を有していても良い。これにより、指向性ダイバーシティアンテナの設計が容易となる。

上述した第２アンテナユニット４３に関する記載は、図８の４つの端子を有する第１アンテナユニット２２の場合や、図９の３つの端子を有する第３アンテナユニット４２の場合にも、同様に当てはまる。

図１４は本実施の形態５に関する第１アンテナユニットのブロック図である。任意の線４９を基準に線対称の形状を持つ４つの端子を有するアンテナ装置を示す。図１４では、第１端子２３と第２端子２４とを結ぶ第１直線（図示せず）上の第１端子２３と第２端子２４との中点（図示せず）において、第１直線に垂直な線４９を基準に、アンテナ素子２７は実質的に線対称形状を有している。

更に、第３端子２５と第４端子２６とを結ぶ第３直線（図示せず）上の第３端子２５と第４端子２６との中点（図示せず）において、第３直線に垂直な線４９に対して、アンテナ素子２７は実質的に線対称形状を有している。アンテナ素子２７として、このような形状を採用する事により、指向性ダイバーシティアンテナの設計が容易となる。

図１５は本実施の形態５に関する第３アンテナユニットのブロック図である。任意の線４９を基準に線対称の形状を持つ３つの端子を有するアンテナ装置を示す。図１５では、第１端子２３と第２端子２４とを結ぶ第１直線（図示せず）上の第１端子２３と第２端子２４との中点（図示せず）において、第１直線に垂直な線４９を基準に、アンテナ素子２７は実質的に線対称形状を有している。また、線４９の上に第３端子２５が実質的に存在する構造となっている。アンテナ素子２７として、このような形状を採用する事により、指向性ダイバーシティアンテナの設計が容易となる。

尚、実施の形態５においては、対称構造のアンテナ素子（ダイポールアンテナ）を用いたが、対称構造のアンテナ素子に限る必要はなく、少なくとも２つの接続端子を有したアンテナ素子であれば、非対称構造のアンテナ素子を用いてもよい。携帯電話等の小型携帯端末に内蔵される事を想定した場合、アンテナ素子に許されるスペースが非常に少ない事から、対称構造のアンテナ素子を採用する事は困難である。故に、本発明のアンテナ装置を用いれば、非対称構造のアンテナ素子２７を用いた場合においても、アンテナ素子２７に発生するコモンモードとディファレンシャルモードの２つのモードをそれぞれ独立に受信・送信でき、等価的に２本分のアンテナ素子として機能させる事ができる。これにより、アンテナモジュール１を収納する容積が少ない小型の電子機器に最適なアンテナ装置を実現できる。

図１６から図２５には、第１端子２３から見た入力インピーダンスが５０Ωとなる第１エレメント４４と第３エレメント４６とから成るアンテナエレメントと、第２端子２４から見た入力インピーダンスが５０Ωとなる第２エレメント４５と第４エレメント４７とから成るアンテナエレメントとを用いて、周波数６２０ＭＨｚにおいて第２アンテナユニット４３を設計した一例を示している。

図１６は本実施の形態５に関する第２アンテナユニットのディファレンシャルモード時の設計例を示す図である。図１７は本実施の形態５に関する第２アンテナユニットのコモンモード時の設計例を示す図である。アンテナ素子２７がディファレンシャルモードで動作している時を考える。第１エレメント４４と第３エレメント４６とから成るアンテナエレメントと、第２エレメント４５と第４エレメント４７とから成るアンテナエレメントとが直列に接続された形となるため、第１端子２３と第２端子２４とから見たアンテナ素子２７の入力インピーダンスは１００Ωとなる。

アンテナ素子２７がコモンモードで動作している時を考える。第１エレメント４４と第３エレメント４６とから成るアンテナエレメントと、第２エレメント４５と第４エレメント４７とから成るアンテナエレメントとが並列に接続された形となるため、第１端子２３と第２端子２４とから見たアンテナ素子２７の入力インピーダンスは２５Ωとなる。

これらの事実を設計に反映させたため、図１６のアンテナ素子２７（ポート番号３）の入力インピーダンスは１００Ωとなっており、図１７のアンテナ素子２７（ポート番号６）の入力インピーダンスは２５Ωとなっている。また、一般的に高周波回路は５０Ωで設計されるので、図１６の第１負荷回路５３（ポート番号１）、及び第２負荷回路５４（ポート番号２）と、図１７の第１負荷回路５３（ポート番号４）、及び第２負荷回路５４（ポート番号５）とは、それらの入力インピーダンスを５０Ωとして設計を行った。ここで、第１負荷回路５３は、図１１の能動回路４における第１交点３２と接続される入力ポート５５から、能動回路４以降を見たときの負荷を表している。また、第２負荷回路５４は、図１１の能動回路４における第２交点３３と接続される入力ポート５６から、能動回路４以降を見たときの負荷を表している。

図１６及び図１７においては、第１位相器３８、第２位相器３９、第３位相器４０、及び第４位相器４１は、それぞれ３素子のリアクタンス素子で実現している。

図１８は本実施の形態５に関するアンテナ装置のディファレンシャルモード時の通過特性を示す図である。図１８は、図１６で示したアンテナ素子２７がディファレンシャルモードで動作した場合のアンテナ素子２７（ポート番号３）と第１負荷回路５３（ポート番号１）と第２負荷回路５４（ポート番号２）との間の通過特性を示したものである。図１８において、例えば、Ｓ（３，１）とは、第１負荷回路５３（ポート番号１）からアンテナ素子２７（ポート番号３）への通過特性を示している。図１８より、第１負荷回路５３（ポート番号１）からアンテナ素子２７（ポート番号３）への通過特性Ｓ（３，１）は、周波数６２０ＭＨｚにおいて、ほぼ０ｄＢとなり、導通状態である事が分かる。これに対して、第２負荷回路５４（ポート番号２）からアンテナ素子２７（ポート番号３）への通過特性Ｓ（３，２）は、周波数６２０ＭＨｚにおいて、−３０ｄＢ以下となり、高いアイソレーションが取れている事が分かる。また、第１負荷回路５３（ポート番号１）から第２負荷回路５４（ポート番号２）への通過特性Ｓ（２，１）についても、周波数６２０ＭＨｚにおいて、−３０ｄＢ以下となり、高いアイソレーションが取れている事が分かる。

図１９は本実施の形態５に関するアンテナ装置のコモンモード時の通過特性を示す図である。図１９は、図１７で示したアンテナ素子２７がコモンモードで動作した場合のアンテナ素子２７（ポート番号６）と第１負荷回路５３（ポート番号４）と第２負荷回路５４（ポート番号５）との間の通過特性を示したものである。図１９において、例えば、Ｓ（６，４）とは、第１負荷回路５３（ポート番号４）からアンテナ素子２７（ポート番号６）への通過特性を示している。図１９より、第２負荷回路５４（ポート番号５）からアンテナ素子２７（ポート番号６）への通過特性Ｓ（６，５）は、周波数６２０ＭＨｚにおいて、ほぼ０ｄＢとなり、導通状態である事が分かる。これに対して、第１負荷回路５３（ポート番号４）からアンテナ素子２７（ポート番号６）への通過特性Ｓ（６，４）は、周波数６２０ＭＨｚにおいて、−３０ｄＢ以下となり、高いアイソレーションが取れている事が分かる。また、第１負荷回路５３（ポート番号４）から第２負荷回路５４（ポート番号５）への通過特性Ｓ（５，４）についても、周波数６２０ＭＨｚにおいて、−３０ｄＢ以下となり、高いアイソレーションが取れている事が分かる。

以上より、上述した第１アンテナユニット２２、第３アンテナユニット４２、第２アンテナユニット４３の動作が実際に実現できることがわかる。参考までに、図２０から図２５において、ポート番号１から６までの各ポートにおけるインピーダンス特性を示す。図２０は本実施の形態５に関するアンテナ装置のポート番号１におけるインピーダンス特性を示す図である。同様に、図２１はポート番号２、図２２はポート番号３、図２３はポート番号４、図２４はポート番号５，図２５はポート番号６におけるインピーダンス特性を示す図である。

図２０から図２５において、例えば、Ｓ（１，１）とは、図１１における第１交点３２から第２アンテナユニット４３を見た時の入力インピーダンス特性を示している。

尚、第１アンテナユニット２２、第２アンテナユニット４３は、第１線路２８と、第２線路２９と、第３線路３０と、第４線路３１の特性インピーダンスが共にＺｏである。第１交点３２に接続される第１負荷回路５３の第１交点３２から見た入力インピーダンスと、第２交点３３に接続される第２負荷回路５４の第２交点３３から見た入力インピーダンスと、第１端子２３から見たアンテナ素子２７の入力インピーダンスと、第２端子２４から見たアンテナ素子２７の入力インピーダンスとが共に概ねＺｏ／２であるように設計しても良い。これにより、アンテナ素子２７と、第１負荷回路５３または第２負荷回路５４とのインピーダンス整合が容易に取れることとなり、反射損を低減できる。参考までに、図１６、図１７は、上記のインピーダンスの関係を満たしており、その結果、図１８〜２５に示すように、良好な電気特性を実現している。

また、図８〜図１０において、第１端子２３と第１交点３２との間は、１本の線路である第１線路２８と、１つの第１整合回路３４と、１つの第１位相器３８とで構成されているが、複数の線路、複数の整合回路、複数の位相回路により構成されていても良い。第２端子２４と第１交点３２との間、第３端子２５と第２交点３３との間、第４端子２６と第２交点３３との間についても同様である。

そして、第１線路、第２線路、第３線路、第４線路とは、複数の線路にて構成されるものも含んでいる。同様に、第１整合回路、第２整合回路、第３整合回路、第４整合回路とは、複数の整合回路にて構成されるものも含んでおり、第１位相器、第２位相器、第３位相器、第４位相器とは、複数の位相器にて構成されるものも含んでいる。

（実施の形態６）
以下に、本発明の実施の形態６について、図２６〜２９を用いて説明する。図２６は本実施の形態６に関する車載用アンテナの実施例を示す図である。図２６は、例えば実施の形態５に示したアンテナ装置を、テレビ放送やラジオ放送を受信する車載用アンテナに用いた一実施例を示す概略図であり、車室内からフロントガラス５７を見た場合の図となっている。

図２６において、実施の形態５に示したアンテナ素子２７を、透明樹脂フィルム上に形成した第１フィルムアンテナ５８が、フロントガラス５７の上部領域（例えば、車の天板５９とフロントガラス５７が接する辺から１０ｃｍ以内の領域）の車室内側に貼り付けられている。

更に、図２６中の第１フィルムアンテナ５８（アンテナ素子２７）の上方には、第１フィルムアンテナ５８と接続される第１回路６０が配置される。第１回路６０は、第２アンテナユニット４３の内、アンテナ素子２７直下に配置される回路（第１整合回路３４、第１位相回路３８等が該当）と、図１等の能動素子４等とを有した回路である。

そして、第１回路６０と、電子ユニット９とは、約５ｍ程度の第１伝送線路１４ａと、第２伝送線路１４ｂとにより、接続されている。

図２７、図２８は、図２６で示した実施例を、車上方より図示したものである。

図２７は本実施の形態６に関する車載用アンテナのディファレンシャルモード時の放射パターンである。図２７は、第１フィルムアンテナ５８（アンテナ素子２７）の第１端子２３（図１２参照）と第２端子２４（図１２参照）とに、ディファレンシャルモードの信号が励起される場合のアンテナ装置の放射パターン６１を示している。放射パターン６１は、図１２で説明した原理により放射される。これは、第２伝送線路１４ｂから信号を送受したときの放射パターンである。

天板５９が反射板の役割を果たすため、車の前方方向の指向性利得が車の後方方向の指向性利得よりも大きくなる。これにより、車室内で反射・散乱された後、第１フィルムアンテナ５８に到来するテレビ放送波の受信を抑圧できる。車室内における反射・散乱波は、単位時間当たりの振幅、位相変動が大きいため、受信されるテレビ放送がデジタル放送である場合には、復調時にエラーとなり易い。故に、実施の形態６に示すアンテナ装置２は、車室内からの反射・散乱波の受信を抑圧でき、受信特性を向上させられる。

図２８は本実施の形態６に関する車載用アンテナのコモンモード時の放射パターンである。図２８は、第１フィルムアンテナ５８（アンテナ素子２７）の第１端子２３（図１２参照）と第２端子２４（図１２参照）とに、コモンモードの信号が励起される場合のアンテナ装置の放射パターン６２を示している。放射パターン６２は、図１３で説明した原理により放射される。これは、第１伝送線路１４ａから信号を送受したときの放射パターンである。

天板５９が反射板の役割を果たすため、放射パターン６２の最大値方向は、車の前方方向へ少し傾く。

図２７、図２８に示すように、第１伝送線路１４ａを介して信号をやり取りする時の放射パターン６１と、第２伝送線路１４ｂを介して信号をやり取りする時の放射パターン６２とで、放射パターンのピーク方向を概ね直交させることが可能となり、小型でありながら、相関係数の低いアンテナモジュール１を実現できる。

例えば、図１において、第１伝送線路１４ａを介して第１増幅器７ａ、第２増幅器７ｂ等の能動素子へ電源供給を行うため、アンテナ装置２は、小型で、相関係数の低いアンテナ素子が必要であるが、本発明のアンテナ素子２７は、この条件を満たしており最適なアンテナ素子と言える。

尚、上記においては、実施の形態５に示す第２アンテナユニット４３を用いて説明したが、これに限る必要はなく、実施の形態１〜４に示したアンテナ装置を用いても、同様の効果が得られる。

また、図１において、アンテナモジュール１の第１アンテナ５ａの代わりに、図８の第１アンテナユニット２２、図１０の第２アンテナユニット４３、図９の第３アンテナユニット４２の内、いずれか１つのアンテナユニットを用いてもよい（以後、図１の第１アンテナ５ａの代わりに用いられたアンテナユニットを、アンテナユニットＡと呼ぶ）。また、第２アンテナ５ｂの代わりに、図８の第１アンテナユニット２２、図１０の第２アンテナユニット４３、図９の第３アンテナユニット４２の内、いずれか１つのアンテナユニットを用いてもよい（以後、図１の第２アンテナ５ｂの代わりに用いられたアンテナユニットを、アンテナユニットＢと呼ぶ）。

この場合、能動回路４は、第１伝送線路１４ａと対応して接続される相手を、アンテナユニットＡの第１交点３２と第２交点３３との間で切り替える第１スイッチ（図示せず）と、第２伝送線路１４ｂと対応して接続される相手を、アンテナユニットＢの第１交点３２と第２交点３３との間で切り替える第２スイッチ（図示せず）とを備えている。

ここで、第１スイッチ（図示せず）と第２スイッチ（図示せず）とは、図１の電源供給回路１６から第１伝送線路１４ａを介して電源が供給されていてもよい。

また、第１スイッチ（図示せず）と第２スイッチ（図示せず）とは、受信される電力値や受信信号の信号品質値（Ｃ／Ｎ特性やＢＥＲ特性が該当）に基づいて、第１制御信号発生回路１７ａから第２伝送線路１４ｂを介して供給される第１制御信号により制御されることとなる。

そして、第１制御信号発生回路１７ａから第２伝送線路１４ｂを介して供給される第１制御信号は、異なるレベルに区分された複数の電圧値を有しており、この複数の電圧値により、第１スイッチ（図示せず）と第２スイッチ（図示せず）とを独立して制御してもよい。

図１の実施例の場合、第１制御信号の供給は、第２伝送線路１４ｂの１本の線路のみで行う事となり、２つの制御対象素子である第１スイッチ（図示せず）、第２スイッチ（図示せず）を同時且つ独立に制御する事が困難であると予想されるが、本発明のアンテナ装置２は、第１制御信号に広い電位幅を利用できるため、容易に、同時且つ独立に、第１スイッチ（図示せず）、第２スイッチ（図示せず）を制御する事ができる。

これにより小型の４ブランチのダイバーシティ方式のアンテナ装置を容易に実現する事ができ、受信特性を向上させることができる。

図２９は本実施の形態６に関するアンテナ装置を２セット用いた車載用アンテナの実施例を示す図である。図２９には、上記の４ブランチのダイバーシティ方式のアンテナ装置を２セット（合計で８ブランチのダイバーシティ受信方式）使用して、車載用テレビ受信システムを構築した場合の実施例を示している。

図２９において、上記のアンテナユニットＡとアンテナユニットＢとを、透明樹脂フィルム上に形成した第２フィルムアンテナ６３と、上記のアンテナユニットＡとアンテナユニットＢとを、透明樹脂フィルム上に形成した第３フィルムアンテナ６４とが、フロントガラス５７の上部領域（例えば、車の天板５９とフロントガラス５７が接する辺から１０ｃｍ以内の領域）の車室内側に貼り付けられている。

第２フィルムアンテナ６３の上方に配置された第１スイッチ（図示せず）と接続された第１伝送線路１４ａと、第２フィルムアンテナ６３の上方に配置された第２スイッチ（図示せず）と接続された第２伝送線路１４ｂとは、電子ユニット９と接続される。同様に、第３フィルムアンテナ６４の上方に配置された第１スイッチ（図示せず）と接続された第３伝送線路１４ｃと、第３フィルムアンテナ６４の上方に配置された第２スイッチ（図示せず）と接続された第４伝送線路１４ｄとは、電子ユニット９と接続される。

図２９に示した構成により、８ブランチのダイバーシティ受信システムを構築する事ができ、受信特性の高い通信装置３を容易に実現する事ができる。

なお本発明の実施例の説明において、“接続する”という記述をしたが、これは電気的に接続することを意味し、例えば、半田による接続、静電的接続、電磁的接続など、アンテナの信号が伝送される接続方法であれば構わない。

以上、主に、ダイバーシティ受信システムの事例により本発明の説明を行ったが、本発明の適用はこれに限られない。例えば、２つ以上のシステムを受信するシステム（例えば、第１アンテナでテレビ放送を受信し、第２アンテナで携帯電話の信号を受信するシステム）や、ＭＩＭＯ送受信システム用のアンテナ装置としても使用可能である。

以上のように、本発明のアンテナ装置は、能動回路中にレギュレータを用意する必要が無いため、小型なダイバーシティ方式のアンテナ装置を実現でき、小型の通信端末などに利用する事ができる。

１ アンテナモジュール
２ アンテナ装置
３ 通信装置
４ 能動回路
５ａ 第１アンテナ
５ｂ 第２アンテナ
６ａ 第１可変整合回路
６ｂ 第２可変整合回路
７ａ 第１増幅器
７ｂ 第２増幅器
８ 制御信号判定回路
９ 電子ユニット
１０ａ 第１ハイパスフィルタ
１０ｂ 第２ハイパスフィルタ
１１ａ 第３ハイパスフィルタ
１１ｂ 第４ハイパスフィルタ
１２ａ 第１ローパスフィルタ
１２ｂ 第２ローパスフィルタ
１３ａ 第３ローパスフィルタ
１３ｂ 第４ローパスフィルタ
１４ａ 第１伝送線路
１４ｂ 第２伝送線路
１５ａ 第１ＲＦ回路
１５ｂ 第２ＲＦ回路
１６ 電源供給回路
１７ａ 第１制御信号発生回路
１７ｂ 第２制御信号発生回路
１８ 復調回路

Claims (3)

1. 第１端子と、第２端子と、第３端子と、第４端子とを有するアンテナ素子と、
   前記第１端子に一方が接続された第１線路と、
   前記第２端子に一方が接続された第２線路と、
   前記第３端子に一方が接続された第３線路と、
   前記第４端子に一方が接続された第４線路とを備え、
   前記第１線路の他方と前記第２線路の他方とは第１交点において接続され、
   前記第３線路の他方と前記第４線路の他方とは第２交点において接続され、
   前記第１交点から信号を入力した場合、
   前記第３線路の前記第２交点側に現れる信号の位相と、前記第４線路の前記第２交点側に現れる信号の位相との位相差が概ね１８０度となり、
   前記第１端子と、前記第２端子とに、同位相であり、且つ、同振幅の信号を入力した場合、
   前記第１線路の前記第１交点側に現れる信号の位相と、前記第２線路の前記第１交点側に現れる信号の位相との位相差が概ね１８０度となり、
   前記第１端子と、前記第２端子とに位相差１８０度であり、且つ、同振幅の信号を入力した場合、又は、
   前記第３端子と、前記第４端子とに位相差１８０度であり、且つ、同振幅の信号を入力した場合に、
   前記第３線路の前記第２交点側に現れる信号の位相と、前記第４線路の前記第２交点側に現れる信号の位相との位相差が概ね１８０度となり、
   前記第１端子又は前記第３端子から前記第２交点までの位相変化量が概ね＋９０度±１８０度＊ｎ（ｎは０以上の整数）であり、
   前記第２端子又は前記第４端子から前記第２交点までの位相変化量が概ね＋９０度±１８０度＊ｎ（ｎは０以上の整数）であることを特徴とするアンテナユニットと、
   前記アンテナユニットの前記第１交点と前記第２交点とからの受信信号がそれぞれ入力される能動回路と、
   前記能動回路に接続されると共に、前記第１交点からの受信信号が前記能動回路を介して入力される第１伝送線路と、
   前記能動回路に接続されると共に、前記第２交点からの受信信号が前記能動回路を介して入力される第２伝送線路と、
   を備えたアンテナ装置であって、
   前記アンテナ装置に電子ユニットが接続され、
   前記電子ユニットの電源供給回路から前記第１伝送線路を介して前記能動回路に電源が供給され、
   前記電子ユニットの第１制御信号発生回路から前記第２伝送線路を介して前記能動回路に第１制御信号が供給され、前記能動回路が制御される
   アンテナ装置。
2. 第１端子と、第２端子とを有するアンテナ素子と、
   前記第１端子に一方が接続された第１線路と、
   前記第１端子に一方が接続された第３線路と、
   前記第２端子に一方が接続された第２線路と、
   前記第２端子に一方が接続された第４線路とを有し、
   前記第１線路の他方と前記第２線路の他方とは第１交点に接続され、
   前記第３線路の他方と前記第４線路の他方とは第２交点に接続され、
   前記第１交点から信号を入力した場合、
   前記第３線路の前記第２交点側に現れる信号の位相と、前記第４線路の前記第２交点側に現れる信号の位相との位相差が概ね１８０度となり、
   前記第１端子と、前記第２端子とに、同位相であり、且つ、同振幅の信号を入力した場合、
   前記第１線路の前記第１交点側に現れる信号の位相と、前記第２線路の前記第１交点側に現れる信号の位相との位相差が概ね１８０度となり、
   前記第１端子と、前記第２端子とに位相差１８０度であり、且つ、同振幅の信号を入力した場合、
   前記第３線路の前記第２交点側に現れる信号の位相と、前記第４線路の前記第２交点側に現れる信号の位相との位相差が概ね１８０度となると共に、
   前記第１端子から前記第２交点までの位相変化量が概ね＋９０度±１８０度＊ｎ（ｎは０以上の整数）であり、
   前記第２端子から前記第２交点までの位相変化量が概ね＋９０度±１８０度＊ｎ（ｎは０以上の整数）であることを特徴とするアンテナユニットと、
   前記アンテナユニットの前記第１交点と前記第２交点とからの受信信号がそれぞれ入力される能動回路と、
   前記能動回路に接続されると共に、前記第１交点からの受信信号が前記能動回路を介して入力される第１伝送線路と、
   前記能動回路に接続されると共に、前記第２交点からの受信信号が前記能動回路を介して入力される第２伝送線路と、
   を備えたアンテナ装置であって、
   前記アンテナ装置に電子ユニットが接続され、
   前記電子ユニットの電源供給回路から前記第１伝送線路を介して前記能動回路に電源が供給され、
   前記電子ユニットの第１制御信号発生回路から前記第２伝送線路を介して前記能動回路に第１制御信号が供給され、前記能動回路が制御される
   アンテナ装置。
3. 第１端子と、第２端子と、第３端子とを有するアンテナ素子と、
   前記第１端子に一方が接続された第１線路と、
   前記第２端子に一方が接続された第２線路と、
   前記第３端子に一方が接続された第３線路とを有し、
   前記第１線路の他方と前記第２線路の他方とは第１交点に接続され、
   前記第３線路の他方は第２交点に接続され、
   前記第２交点から信号を入力した場合、
   前記第１線路の前記第１交点側に現れる信号の位相と、前記第２線路の前記第１交点側に現れる信号の位相との位相差が概ね１８０度となり、
   前記第１端子と、前記第２端子とに、同位相であり、且つ、同振幅の信号を入力した場合、
   前記第１線路の前記第１交点側に現れる信号の位相と、前記第２線路の前記第１交点側に現れる信号の位相との位相差が概ね１８０度となることを特徴とするアンテナユニットと、
   前記アンテナユニットの前記第１交点と前記第２交点とからの受信信号がそれぞれ入力される能動回路と、
   前記能動回路に接続されると共に、前記第１交点からの受信信号が前記能動回路を介して入力される第１伝送線路と、
   前記能動回路に接続されると共に、前記第２交点からの受信信号が前記能動回路を介して入力される第２伝送線路と、
   を備えたアンテナ装置であって、
   前記アンテナ装置に電子ユニットが接続され、
   前記電子ユニットの電源供給回路から前記第１伝送線路を介して前記能動回路に電源が供給され、
   前記電子ユニットの第１制御信号発生回路から前記第２伝送線路を介して前記能動回路に第１制御信号が供給され、前記能動回路が制御される
   アンテナ装置。

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