JP5312366B2 - 光受信器 - Google Patents

Description

本発明は、光信号受信技術に係り、特に、差動位相シフトキーイング信号光を受信する光受信器に関する。

光ファイバー伝送技術は、長距離大容量信号伝送を実現するシステムとして、広く一般に普及しており、さらなる高性能化を目指した研究が進められている。光伝送にもいくつかの変復調方式があるが、中でも、差動位相シフトキーイング（DPSK）方式は、従来の強度変調／直接検波方式に比べて、受信感度が高く、伝送ファイバー中の非線形現象による信号劣化を受けにくい、などの利点を有している。

DPSK伝送方式では、隣り合う時間スロットの位相差によりデジタル信号を伝送する。すなわち、送信機は、ビット「０」を送りたいときには隣接スロットの位相差を０、ビット「１」を送りたいときには隣接スロットの位相差をπとした信号光を送信し、受信機は、隣接スロットの位相差を測定することより伝送信号を復調する。

図５に従来の光ＤＰＳＫ信号受信器の基本構成を示す。

同図に示す光ＤＰＳＫ信号受信器において、入力された信号光は光増幅器１で増幅された後、光フィルタ２により光増幅器１から出力される余分な自然放出光が除去される。光フィルタ２からの出力は分岐器３によって２つの経路に分岐され、一方に１ビットスロット分の時間遅延を与えられた後、２入力２出力（２×２）の光合波器４により再び合波される。光合波器４の出力はそれぞれ光検出器５，６に入力される。この分岐・遅延・合成構成は、「１ビット遅延干渉計」と呼ばれている（例えば、非特許文献１，２参照）。

１ビット遅延干渉計の合波器４では、２経路を経た光が干渉する。ここで、一方の経路は１スロット分遅延されているため、干渉するのは隣り合う時間スロットの光である。干渉の結果、隣接スロットの位相差が０なら光検出器Ｄ１へ、πなら光検出器Ｄ２へ、光は出力される。そこで、２つの光検出器Ｄ１，Ｄ２からの出力信号を差動合成回路５で差動的に検波することにより、伝送されてきた信号ビットを復調する。

上で述べたのは、２値のデジタル信号を隣接スロットの位相差｛０，π｝に付与して伝送する方式であるが、これの上位方式として、４値デジタル信号を位相差｛０，π/２，π，３π／４｝に付与して伝送する方式もある。これは、DQPSK（差動４値位相シフトキーイング）と呼ばれる方式である。その受信器構成を図６に示す。入力された信号光は光増幅器１１で増幅された後、光フィルタ１２により光増幅器１１から出力される余分な自然放出光が除去される。光フィルタ１２の出力は光カプラ１３で２つの経路に分岐され、それぞれが１ビット遅延干渉計１５，２５に入力される。但し、干渉計１５，２５の遅延経路の伝播位相差がそれぞれで異なっており、１ビット遅延干渉計１５は位相差π／４、もう一方の1ビット遅延干渉計２５は−π／４、と設定されている。干渉計出力はそれぞれ光検出器Ｄ１１，Ｄ１２，Ｄ２１，Ｄ２２に接続されている。そして、同じ干渉計出力からの光検出信号同士が差動的に差動合成回路１６，２６で合成される。

１ビット遅延干渉計１５，２５の伝播位相差を上記のように設定すると、入力信号光の各位相差に対する差動合成出力信号は次のようになる。

位相差０の場合は｛Ｓ１＝＋ｄ、Ｓ２＝＋ｄ｝；
位相差π／２の場合は｛Ｓ１＝＋ｄ，Ｓ２＝−ｄ｝；
位相差πの場合は｛Ｓ１＝−ｄ，Ｓ２＝−ｄ｝；
位相差３π／４の場合は｛Ｓ１＝−ｄ，Ｓ２＝ｄ｝。

但し、Ｓ１は位相差π／４の干渉計１５からの差動出力、Ｓ２は位相差−π／４の干渉計２５からの差動出力、ｄは回路定数で決まる定数、である。２つの出力値｛Ｓ１，Ｓ２｝の組み合わせパターンは４つの位相差の値によって全て異なっている。したがって、２つの出力値を組み合わせて判断すれば、４つの位相値を識別することができ、４つのビット値が復調される。

「コヒーレント光通信工学」大越、菊池、オーム社 p.145, 1989. 「コヒーレント光通信」島田、電子情報通信学会 p.24 昭和６３．

受信系において、光検出器に入力される光には、本来の伝送信号光に加えて雑音光が重畳されていることがしばしばある。代表的なものは、光増幅器で発生する自然放出光である。このような雑音光があると、光検出器からの出力信号レベルは揺らぐことになる。このような信号レベル揺らぎは、ビット識別誤りを引き起こし伝送システムの性能劣化の原因となる。

本発明は、上記の点に鑑みなされたもので、信号光に雑音光が重畳されているときの復調信号揺らぎを抑圧し、ビット識別誤りを抑えた光位相変調信号を受信する光受信器を提供することを目的とする。

図１は、本発明の原理構成図である。

本発明（請求項１）は、差動位相変調信号を受信する光受信器であって、
入力された差動位相変調信号を主信号光とモニタ信号光との分岐する光分岐手段５０と
光分岐手段５０により分岐されたモニタ信号光の光強度を電気信号に変換して出力するモニタ光強度検出手段７０と、
光分岐手段５０により分岐された主信号光から位相変調信号を電気信号として復調する信号復調手段６０と、
信号復調手段６０から出力された復調信号と、モニタ光強度検出手段７０から出力された隣接する２つのビットスロットのモニタ信号と、を差動合成して出力する信号処理手段８０と、
を備え、
信号処理手段８０は、
モニタ光強度検出手段７０から出力されたモニタ光信号を２分岐して、その一方に遅延を加え、分岐された他方のモニタ光信号と加算し、信号復調手段６０から出力された復調信号から引く信号処理を行う手段を含む。

また、本発明（請求項２）は、差動位相変調信号が、２値差動位相シフトキーイング信号光である場合の光受信器である。

また、本発明（請求項３）は、請求項２に記載の光受信器における信号復調手段が、
信号光を２分岐し、２分岐した信号光の一方に１ビットスロットの時間遅延を与え、２つの分岐光を２×２の光合波器により再び合波し、該２×２の光合波器の２つの出力端子から出力される光の強度をそれぞれ検出し、検出された光の強度を差動合成して出力する手段を含む。

また、本発明（請求項４）は、差動位相変調信号が、４値差動位相シフトキーイング信号光である場合の光受信器である。

また、本発明（請求項５）は、請求項４に記載の光受信器における信号復調手段が、
信号光を信号光Ａと信号光Ｂに分岐する手段と、
分岐された信号光Ａを２分岐し、２分岐した信号光の一方に１ビットスロット分の時間遅延と遅延位相φ_１を与え、該２分岐した信号光を２×２光合波器Ａにより再び合波し、該光合波器Ａの２つの出力端子から出力される光の強度をそれぞれ検出し、検出された光の強度を差動合成して出力する手段と、
信号光Ｂを２分岐し、２分岐した信号光の一方に１ビットスロット分の時間遅延と遅延位相φ_２を与え、該２分岐した信号光を２×２の光合波器Ｂにより再び合波し、該光合波器Ｂの２つの出力端子から出力される光の強度をそれぞれ検出し、検出された光の強度を差動合成して出力する手段と、
を備え、
遅延位相φ_１とφ_２はπ／２だけ異なっている光受信器である。

上記のように本発明は、光位相変調信号に含まれる強度揺らぎを検出し、その揺らぎを信号処理手段においてキャンセルすることにより、雑音光による差動位相シフトキーイング信号光の受信信号揺らぎを抑えることができ、信号復調特性の劣化が低減された光受信器が実現できる。

本発明の原理構成図である。 本発明の第１の実施の形態における光受信器の構成図である。 本発明の第１の実施の形態における信号処理回路の構成図である。 本発明の第２の実施の形態における光受信器の構成図である。 従来の光ＤＰＳＫ信号受信器の構成図である。 従来の光ＤＱＰＳＫ信号受信器の構成図である。

以下、図面と共に本発明の実施の形態を説明する。

［第１の実施の形態］
図２は、本発明の第１の実施の形態における受信器の構成を示す。

同図に示す受信器１００は、光増幅器１１０、光フィルタ１２０、光分岐器１３０、１４０、２×２合波器１５０、光検出器Ｄ１，Ｄ２、差動合成回路１６０、光検出器Ｍ１７０，信号処理回路１８０から構成される。このうち、光分岐器１４０、２×２合波器１５０で１ビット遅延回路１０１を構成する。

本実施の形態では、まず、入力された差動位相変調信号光を光増幅器１１０で増幅し、次に、光フィルタ１２０で光増幅器１１０から出力される余分な自然放出光を除去する。光フィルタ１２０の出力は、その一部が光分岐器１３０で分解され、光検出器Ｍ１７０に入力される。光検出器Ｍ１７０は、入力された光の強度を電気信号に変換して信号処理回路１８０に出力する。

一方、一部が光分岐器１３０で分岐された主信号光は、１ビット遅延回路１０１に入力され、光検出器Ｄ１，Ｄ２でそれぞれ光検出され、その２つの出力は差動合成回路１６０で差動検波（合波）される。この主信号光は、従来技術の項で述べたのと同様である。

本実施の形態において、従来技術と異なるのは、１ビット遅延干渉計１０１、光検出器Ｄ１，Ｄ２、差動合成回路１６０を介して差動検波出力し、信号処理回路１８０にて上記の一部分岐光強度信号に基づいた信号処理を施している点である。

図３は、本発明の第１の実施の形態における信号処理回路の構成を示す。

信号処理回路１８０は、光検出器Ｍ１７０から入力される電気信号を分岐する分岐回路１８１、時間τだけ遅延させる遅延回路１８２、分岐回路１８１で分岐された一方の信号と遅延回路１８２で遅延された信号を加算する加算回路１８３、差動合成回路１６０からの出力から、加算回路１８３から出力された回路を引き算する引き算回路１８４を有する。

まず、光フィルタ１２０を経た光増幅器１１０の出力光のキャリア振動項以外の複素振幅を、次のように表す。

上記の式の第１項が本来受信したい信号光、第２項が受信特性劣化を引き起こす雑音光、であり、Ａ_s，Ａ_cはそれぞれの実数振幅、θ_s，θ_cはそれぞれの位相、ｔは時刻、である。ここでは、位相変調信号光を想定し、位相｛θ_s，θ_c｝は時間に依存している一方、実数振幅｛Ａ_s，Ａ_c｝は一定値としている。なお、キャリア振動項を省略しているのは、光フィルタ１２０を透過した光なので、そのキャリア周波数は信号光と雑音光とでほぼ同じためである。

光フィルタ１２０の出力は一部が光分岐器１３０で分岐された後、一方の信号光は１ビット遅延干渉計１０１に入力される。１ビット遅延干渉計１０１では、入力光は分岐器１４０で２分岐され、一方の経路で遅延を与えられた後、２×２合波器１５０により再び合波される。合波器１５０からの出力光は次のように表される。

上記の式において、Ｅ_１は光検出器Ｄ１へ出力される光電場、Ｅ_２は光検出器Ｄ２へ出力される光電場、α_１は光フィルタ１２０から光検出器Ｄ１までの振幅透過率、α_２は光フィルタ１２０から光検出器Ｄ２までの振幅透過率、ｔ_１は光フィルタ１２０から遅延干渉計１０１の短経路を経て光検出器Ｄ１，Ｄ２に到達するまでの時間、τは遅延干渉計１０１の遅延時間、である。なお、τは伝送信号のビット間隔でもある。

遅延干渉計１０１からの出力光は光検出器Ｄ１，Ｄ２に入力され、その光強度が電気信号に変換されて出力される。光検出器Ｄ１からの出力信号Ｓ_１は、式（２）より、次のように表される。

上記の式（４）において、ηは光強度から電気信号への変換係数である。

ここで、雑音光は主信号光に比べて十分弱い。すなわち、Ａ_ｓ＞＞Ａ_ｃとする。これは、実際のシステムにおいて妥当な仮定である。この仮定の下では、式（４）は、以下のように近似される。

同様にして、光検出器Ｄ２から出力される電気信号Ｓ_２は、式（３）より、次のように表される。

光検出器Ｄ１からの出力信号と光検出器Ｄ２からの出力信号は差動合成回路１６０で差動的に合成される。式（５）（６）より、差動合成回路１６０の差動合成出力Ｓ_０は次のように表される。

但し、ｔ_２は光検出器Ｄ１，Ｄ２から差動合成回路１６０までの信号伝播時間である。また、│α_１│^２＝│α_２│^２とし、さらに、２η│α_１│^２＝ｋ_０とおいた。式（７）において、第１項は所望の受信信号であり、（第２項＋第３項）は、雑音光による揺らぎ成分を表している。

一方で、光フィルタ１２０からの出力光は一部が光分岐器１３０で分岐され、その光強度が光検出器Ｍ１７０により電気信号に変換される。光検出器Ｍ１７０から出力される電気信号Ｓ_ｍ（以後、これを「モニタ信号」と呼ぶ）は、式（１）により、次のように表される。

但し、α_mは光フィルタ１２０から光検出器Ｍ１７０までの振幅透過率、ｔ_ｍ１は光フィルタ１２０から光検出器Ｍ１７０までの伝播時間、である。また、η│α_m│^２＝ｋ_mとおいた。

本発明では、信号処理回路１８０において、モニタ信号を用いて、主信号で生じる信号揺らぎを抑圧する。具体的には、まず、信号処理回路１８０の分岐部１８１でモニタ信号を２分岐し、その一方に遅延τ回路１８２で１ビットスロット時間τだけ遅延を与える。そして、加算器１８３で上記の２つのモニタ信号に係数を掛けた上で、引き算回路１８４で式（７）で表される主信号Ｓ_０（差動合成回路１６０からの出力）から加算器１８３の出力を引き算する。式で表すと、

とする。但し、ｔ_３は主信号系の差動合成回路１６０から引き算回路１８４までの信号伝播時間、ｔ_ｍ２は光検出器Ｍ１７０から引き算回路１８４までの信号伝播時間、である。式（７）（８）を式（９）に代入すると、次式となる。

ここで、

とする。すると、

となる。

式（１０）において、第１項は所望の受信信号成分、第２項は直流成分、第３項以降は雑音光による揺らぎ成分、をそれぞれ表している。ここでは信号揺らぎを取り扱っているので、以下では、第３項以降について考えていく。まず、式（１０）の揺らぎ成分△Ｓとして書き出す。

なお、上式では、表記の簡便化のため、共通的な項であるＫＡ_ＳＡ_ｃは省略した。上式において、（第１項＋第２項）は主信号系における揺らぎ、（第３項＋第４項）はモニタ信号系における揺らぎ、にそれぞれ対応する。

ところで、ここで受信しているのはDPSK信号である。この場合、主信号光の位相θ_sは次のように表される。

但し、θ_s0はｔ＝０での位相であり、

一方、θ_c(t)の表式はどのような雑音光を想定するかに依存するが、ここでは、時間変動は速くなく、１ビットスロット時間ではほぼ一定、即ち、

である雑音光を想定する。例えば、光増幅器１１０で発生する自然放出光のうち、信号ビットレートの１／２程度以下の速度で変動する成分がこれに相当する。それより早く変動する成分は対象外とするが、速い成分による揺らぎは信号復調時のバースバンドフィルタにより除去されるので、このような想定は、十分実用的である。この状況設定の下では、式（１１）において、
θ_c(t)=θ_c0 (14)
と定数で表される。

では、式（１２）（１４）であるとして、揺らぎの式（１１）を考えていく。まず、式（１２）（１４）を式（１１）に代入する。

但し、表記の簡略化のため、ｔ'≡ｔ−ｔ_０とした。上式は、更に次のように展開される。

上式において式（１３）であるので、

式（１７）は、本実施の形態の受信器構成においては揺らぎゼロ、すなわち、雑音光による信号揺らぎが抑えられることを示している。ところで、式（１７）の（第１項＋第２項）は主信号系の揺らぎ、（第３項＋第４項）はモニタ信号の揺らぎ、にそれぞれ対応している。主信号系の揺らぎは従来の受信器構成における揺らぎに対応し、この場合には、

となり、

のときに揺らぎが発生する。本実施の形態は、この主信号系の揺らぎをモニタ信号の揺らぎで打ち消すように構成されている。

[第２の実施の形態]
図４は、本発明の第２の実施の形態における光受信器の構成を示す。

本実施の形態は、４値デジタル信号を伝送するDQPSK信号を復調するように構成されている。

図４に示す光受信器は、光増幅器２０１、光フィルタ２０２、光分岐器２０３、光カプラ２０４、光分岐器２０５，２１０、π/4遅延回路２０６、光合波器２０７，２１２、光検出器Ｄ１１，Ｄ１２，Ｄ２１，Ｄ２２、差動合成回路２０８，２１３、信号処理回路２０９，２１５、光検出器Ｍ２１４から構成される。このうち、光分岐器２０５、π／４遅延回路２０６、光合波器２０７で１ビット干渉計２３０を構成する。また、光分岐器２１０、−π／４遅延回路２１１、光合波器２１２で１ビット干渉計２４０を構成する。

信号処理回路２０９，２１５の構成は、前述の第１の実施の形態の図３の構成と同様である。

本実施の形態では、まず、入力された差動位相変調信号光を光増幅器２０１で増幅し、次に光フィルタ２０２で光増幅器２０１から出力される余分な自然放出光を除去する。光フィルタ２０２の出力は、その一部が光分岐器２０３で分岐され、光検出器Ｍ２１４に入力される。光検出器Ｍ２１４は、入力された光の強度を電気信号に変換して信号処理回路２０９，２１５に出力する。

一方、一部が分岐された主信号光は光カプラ２０４で２つ経路に分岐され、それぞれが１ビット遅延干渉計２３０、２４０に入力される。この１ビット遅延干渉計２３０，２４０の遅延経路の伝播位相差は、一方は、π／４、もう一方は、−π／４となっている。干渉計出力はそれぞれ光検出器Ｄ１１，Ｄ１２、及び光検出器Ｄ２１，Ｄ２２に接続されている。そして、同じ干渉計出力からの光検出信号は差動合成回路２０８，２１３で作動的に合成される。この主信号光の受信構成は、従来技術の項で述べたのと同様である。

本実施の形態と異なるのは、１ビット遅延干渉計２３０、２４０からの差動検波出力（作動合成回路２０８，２１３の出力）に対し、信号処理回路２０９、２１５で上記の一部分岐光強度信号に基づいた信号処理を施している点である。以下、その具体的な信号処理過程を式を用いて説明する。

まず、光フィルタ２０２を経た光増幅器２０１の出力光のキャリア振動項以外の複素振幅を次のように表す。

各変数の意味は式（１）と同様である。

光フィルタ２０２の出力は、一部が光分岐器２０３で分岐されたあと、更に光カプラ２０４で分岐されて、一方は遅延位相差π／４の１ビット遅延干渉計２３０、他方は遅延位相差−π／４の１ビット遅延干渉計２４０にそれぞれ入力される。

１ビット遅延干渉計２３０，２４０では、入力光は分岐器２０５、２１０でそれぞれ２分岐され、一方の経路で遅延を与えられた後、２×２合波器２０７、２１２でそれぞれ再び合波される。合波器２０７，２１２からのそれぞれの出力光は次のように表される。

上式において、Ｅ₁₁は光検出器Ｄ１１へ出力される光電場、Ｅ₁₂は光検出器Ｄ１２へ出力される光電場、Ｅ₂₁は光検出器Ｄ２１へ出力される光電場、Ｅ₂₂は光検出器Ｄ２２へ出力される光電場、α₁₁は光フィルタ２０２から検出器Ｄ１１までの振幅透過率、α₁₂は光フィルタ２０２から検出器Ｄ１２までの振幅透過率、α₂₁は光フィルタ２０２から検出器Ｄ２１までの振幅透過率、α₂₂は光フィルタ２０２から検出器Ｄ２２までの振幅透過率、ｔ₁は光フィルタ２０２から１ビット遅延干渉計２３０，２４０の短経路を経て光検出器Ｄ１１，Ｄ１２，Ｄ２１，Ｄ２２に到達するまでの時間、τは遅延干渉計２３０，２４０のそれぞれの遅延時間である。τは伝送信号のビット間隔でもある。

遅延干渉計２３０，２４０からのそれぞれの出力光は、各光検出器に入力され、その光強度が電気信号に変換されて出力される。第１の実施の形態と同様の導出手順により、各検出器からの出力信号は、次のように表される。

上式において、Ｓ_１１，Ｓ_１２，Ｓ_２１，Ｓ_２２はそれぞれ検出器Ｄ１１，Ｄ１２，Ｄ２１，Ｄ２２からの出力信号、ηは光強度から電気信号への変換係数である。また、上式では、干渉光は主信号光に比べて十分弱いという仮定に基づく近似を用いた。

検出器Ｄ１１からの出力信号と検出器Ｄ１２からの出力信号は差動合成回路２０８で差動的に合成される。検出器Ｄ２１からの出力信号と検出器Ｄ２２からの出力信号は差動合成回路２１３で差動的に合成される。それぞれの差動合成出力はそれぞれ次のように表される。

ここで、Ｓ₁₀は検出器Ｄ１１とＤ１２からの差動合成出力、Ｓ₂₀は検出器Ｄ２１とＤ２２からの差動合成出力、ｔ₂は光検出器から差動合成回路２０８，２１３までの信号伝播時間である。また、│α₁₁│^２＝│α₁₂│^２、│α₂₁│^２＝│α₂₂│^２とし、さらに、
２η│α₁₁│^２＝ｋ₁₀、
２η│α₂₁│^２＝ｋ₂₀
とおいた。式（２１）において、第１項は所望の受信信号であり、（第２項＋第３項）は雑音光による揺らぎを表している。

上記差動合成出力は、揺らぎ抑圧のための信号処理回路２０９，２１５に入力される。

一方で、第１の実施の形態と同様に、光フィルタ２０２からの出力光は光分岐器２０３で一部が分岐され、その分岐光が入力された光検出器M１７０からモニタ信号Ｓ_ｍが出力される。モニタ信号Ｓ_ｍは、次式で表される。

α_m、ｔ_m1、ｋ_mの意味は、式（８）と同様である。

次に、このモニタ信号は、揺らぎ抑圧のための信号処理回路２０９，２１５に入力される。

信号処理回路２０９，２１５では、まず上記モニタ信号が分岐部１８１で２分岐され、遅延τ回路１８２で一方に１ビットスロット時間τだけ遅延を与えられる。次に、式（２１）で表される主信号Ｓ_０から、引き算回路１８４で上記２つのモニタ信号が次のように引き算される。

但し、ｔ₃は主信号系の差動合成回路２０8，２１３から引き算回路１８４までの信号伝播時間、ｔ_m2は光検出器M２１４から引き算回路１８４までの信号伝播時間である。式（２１）（２２）を式（２３）に代入すると、次式となる。

上式において、

とすると、

となる。

式（２５）において、第１項は所望の受信信号成分、第２項は直流成分、第３項以降は雑音光による揺らぎ成分、をそれぞれ表している。ここでは信号揺らぎに着目しているので、以下では、第３項以降について考えていく。まず、式（２５）の揺らぎ成分を△Ｓとして書き出す。

上式では、表記の簡略化のため、共通的な項であるＫＡ_ｓＡ_ｃは省略した。式（２６）において、（第１項＋第２項）は主信号系における揺らぎ、（第３項＋第４項）はモニタ信号系における揺らぎ、にそれぞれ対応する。

ところで、ここで受信しているのはDQPSK信号である。この場合、主信号光の位相θ_ｓは次のように表される。

但し、

一方、θ_ｃ（ｔ）については、第１の実施の形態と同様に、信号速度よりは遅く変動する雑音光を想定し、

とする。

以下、式（２７）（２９）であるとして、揺らぎの表式（２６）を考えていく。まず、式（２７）（２９）を式（２６）に代入する。

但し、表記の簡略化のため、ｔ'≡ｔ−ｔ₀とした。上式は、さらに次のように展開される。

上式は、△Ｓ₁と△Ｓ₂の揺らぎ方は同じであることを示している。そこで以下では、△Ｓ₁について述べていく。

なお、モニタ信号が無い場合には、

となる。

式（３１ａ）（３２）において、

である。そこで、式（３１ａ）（３２）を使い、各△θ_sの値について、モニタ信号がある時とない時の△Ｓ_１を比較する。

この他にも△θ_s（ｔ'）がπまたは３π／２の場合もあるが、△θ_s（ｔ'）と△θ_s（ｔ'−τ）は対称的であるので、上記８パターンについて考えれば十分である。

上記のように、モニタ信号の有無による違いは位相差パターンに依存しており、このままでは両者の定量的な比較はできない。そこで、各場合分けについての△S₁の分散を計算し、その合計を比較する。すなわち、各位相パターンについて、

を計算してその合計を比べる。なお、<>は（θ_s0−θ_c0）についての平均の意味である。

となる。これにより、モニタ信号による信号処理を行った方が揺らぎが小さいことが示される。

以上のように、本実施の形態により、雑音光によるDQPSK信号光の受信信号揺らぎを小さくすることができる。

なお、本発明は、上記の実施の形態に限定されることなく、特許請求の範囲内において種々変更・応用が可能である。

１，１１，１１０ 光増幅器
２，１２，１２０ 光フィルタ
３，１３０，２０３，１４０，２０５，２１０ 光分岐器
４，１５０，２０７，２１２ ２×２合波器
５，１６，２６，１６０，２０８，２１３ 差動合成回路
１３，２０４ 光カプラ
１５，２５，１０１，２３０，２４０ １ビット遅延干渉計
５０ 光分岐手段
６０ 信号復調手段
７０ モニタ光強度検出手段
８０ 信号処理手段
１７０，２１４ 光検出器Ｍ
１８０，２０９，２１５ 信号処理回路
Ｄ１，Ｄ２，Ｄ２１，Ｄ２２ 光検出器

Claims (5)

1. 差動位相変調信号を受信する光受信器であって、
   入力された差動位相変調信号を主信号光とモニタ信号光との分岐する光分岐手段と
   前記光分岐手段により分岐されたモニタ信号光の光強度を電気信号に変換して出力するモニタ光強度検出手段と、
   前記光分岐手段により分岐された前記主信号光から位相変調信号を電気信号として復調する信号復調手段と、
   前記信号復調手段から出力された復調信号と、前記モニタ光強度検出手段から出力された隣接する２つのビットスロットのモニタ信号と、を差動合成して出力する信号処理手段と、
   を備え、
   前記信号処理手段は、
   前記モニタ光強度検出手段から出力された前記モニタ光信号を２分岐して、その一方に遅延を加え、分岐された他方のモニタ光信号と加算し、前記信号復調手段から出力された前記復調信号から引く信号処理を行う手段を含む
   ことを特徴とする光受信器。
2. 前記差動位相変調信号が、２値差動位相シフトキーイング信号光である
   ことを特徴とする請求項１記載の光受信器。
3. 請求項２に記載の光受信器における信号復調手段が、
   信号光を２分岐し、２分岐した信号光の一方に１ビットスロットの時間遅延を与え、２つの分岐光を２×２の光合波器により再び合波し、該２×２の光合波器の２つの出力端子から出力される光の強度をそれぞれ検出し、検出された光の強度を差動合成して出力する手段を含むことを特徴とする請求項２記載の光受信器。
4. 前記差動位相変調信号が、４値差動位相シフトキーイング信号光である
   ことを特徴とする請求項１記載の光受信器。
5. 請求項４に記載の光受信器における信号復調手段が、
   信号光を信号光Ａと信号光Ｂに分岐する手段と、
   分岐された信号光Ａを２分岐し、２分岐した信号光の一方に１ビットスロット分の時間遅延と遅延位相φ_１を与え、該２分岐した信号光を２×２光合波器Ａにより再び合波し、該光合波器Ａの２つの出力端子から出力される光の強度をそれぞれ検出し、検出された光の強度を差動合成して出力する手段と、
   前記信号光Ｂを２分岐し、２分岐した信号光の一方に１ビットスロット分の時間遅延と遅延位相φ_２を与え、該２分岐した信号光を２×２の光合波器Ｂにより再び合波し、該光合波器Ｂの２つの出力端子から出力される光の強度をそれぞれ検出し、検出された光の強度を差動合成して出力する手段と、
   を備え、
   前記遅延位相φ_１とφ_２はπ／２だけ異なっている
   ことを特徴とする請求項４記載の光受信器。

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