JP5309637B2

JP5309637B2 - 充電制御用半導体集積回路

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Publication number: JP5309637B2
Application number: JP2008073787A
Authority: JP
Inventors: 裕樹松田; 順司竹下
Original assignee: Mitsumi Electric Co Ltd
Current assignee: Mitsumi Electric Co Ltd
Priority date: 2008-03-21
Filing date: 2008-03-21
Publication date: 2013-10-09
Anticipated expiration: 2028-03-21
Also published as: JP2009232550A

Description

本発明は、二次電池の充電装置における温度上昇抑制技術に関し、例えば充電制御回路を搭載した充電制御用ＩＣ（半導体集積回路）Ｃに利用して有効な技術に関する。

二次電池の充電装置には、電池や装置内部の異常な温度上昇を抑制するため充電電流を制御する充電制御回路を搭載したＩＣが使用されている。このような充電装置に関する発明としては、例えば特許文献１に記載されている発明がある。この発明は、最も温度が上昇する発熱部品あるいは最も温度マージンが少ない部品の内部あるいは近傍に温度検知部を備え、前記温度検知部の出力が所定の温度を超えた場合は二次電池への充電電流を下げるあるいは停止制御するようにしたものである。

また、充電装置においては、充電電流を制御する充電制御用ＩＣ自身の発熱による信頼性の低下さらには故障の発生を防止するため、チップ上に温度検知素子を設けて温度上昇を抑制する機能が設けられているものもある。
特開２００１−１４５２７４号公報特開２００７−３１２５１９号公報

従来の充電制御用ＩＣの温度上昇抑制技術は、チップ温度が例えば１５０℃のような所定の温度を超えた場合には、電流制御用トランジスタをオフして充電電流を遮断するという単純なものに過ぎなかった。この制御方法は、温度上昇−充電電流遮断−温度低下−充電電流再開−温度上昇というサイクルを繰り返すことで、チップ温度が設定温度を超えないようにすることができる。

しかしながら、チップ温度が１５０℃のような所定温度を超えた場合に充電電流を完全に遮断するため、次に充電電流を再開する際に、フィードバック制御ループの応答遅れによって電流制御用トランジスタに急激に大きな電流が流され、電流遮断−電流再開−電流遮断−電流再開というチャタリング現象を起こすおそれがある。また、電流再開時に急激に大きな電流が二次電池に流れ込むことによって二次電池の特性劣化ひいては電池寿命を短くするおそれがある。

そこで、本発明者らは、チップ温度が所定の設定温度（例えば１４０℃）以上に上昇した場合には充電電流を遮断（シャットダウン）するとともに、チップ温度が前記電流遮断設定温度よりも低い所定の温度範囲（例えば９０℃〜１００℃）にあるときは温度が高くなるほど充電電流を減らすように充電制御回路を構成すると望ましい結果が得られると考え、具体的なチップ温度検出回路を検討した。

その結果、使用する半導体チップ等が決まっているシステムを想定して具体的なシャットダウンの設定温度や温度に応じて充電電流を制御する温度範囲を決定した場合に、所望の特性を有するチップ温度検出回路を容易に実現できる回路形式を考案するに至った。しかしながら、使用する半導体チップ等が変わるとシャットダウンの設定温度や電流制御する温度範囲を変えてやる必要があり、その場合、回路内の複数の箇所の電位（抵抗比）等を変えなければならず変更が面倒であるとともに、チップサイズの増加を招くという課題があることが明らかとなった。

なお、プロセスのばらつきで生じる検出温度の変動を温度検知用ダイオードに流す電流を、トリミング可能な抵抗で調整可能にした技術が特許文献２に開示されているが、この発明は複数の箇所の設定を同時に調整することまでは開示していない。

この発明は上記のような課題に着目してなされたもので、その目的とするところは、使用する半導体チップや適用システムに応じてシャットダウンの設定温度や電流制御する温度範囲が異なる複数のシステムに使用することができる使用範囲の広い充電制御用ＩＣを提供することにある。

この発明の他の目的は、シャットダウンの設定温度や電流制御する温度範囲を変えたい場合に、回路内の一箇所を変更するだけで複数の設定値を所望の方向へ調整することができ、調整が容易であるとともにチップサイズの増加も少なくて済む充電制御用ＩＣを提供することにある。

上記目的を達成するため、この発明は、ＰＮ接合素子を温度検知素子として有しチップ温度に応じた電圧を発生する温度検出回路を備え、該温度検出回路の電圧に基いてシャットダウンの設定温度および電流制御する温度範囲の判定しきい値を設定して、二次電池に供給する充電電流を制御する機能を備えた充電制御用半導体集積回路において、前記温度検知素子に流す電流を変化させて、シャットダウンの設定温度の判定しきい値および電流制御する温度範囲の上限、下限温度の判定しきい値を同時に調整可能に構成したものである。ここで、温度検知素子に流す電流を変化させる方法としては、所定のバイアス電圧を発生するバイアス回路と温度検知素子に電流を流す電流源との間に、ミラー比を変更可能なカレントミラー回路を設け、該カレントミラー回路のミラー比を変えることで電流を変える方法が有効である。

ＰＮ接合ダイオードは流れる電流が異なると順方向電圧ＶFが異なるため、上記のような構成によれば、シャットダウンの設定温度に対応する判定しきい値を変えると温度範囲の判定しきい値も変わるので、回路内の一箇所を変更するだけで複数の設定値を所望の方向へ調整することができる。

より具体的には、ＰＮ接合を有する素子を温度検知素子として用いチップ温度に応じた電圧を発生する温度検出回路と、電圧入力端子と出力端子との間に設けられた電流制御用トランジスタと、前記温度検出回路の出力電圧に基いて前記電流制御用トランジスタを制御して二次電池に供給する充電電流を制御する制御回路と、を備えた充電制御用半導体集積回路であって、前記制御回路は、チップ温度が電流遮断設定温度よりも低い所定の温度範囲にあるときは温度が高くなるほど前記充電電流を減らし、チップ温度が前記温度範囲の下限温度より低い状態では所定の電流値の充電電流を流し、前記温度範囲の上限温度から前記電流遮断設定温度までは前記所定の電流値よりも小さな充電電流を流すように前記電流制御用トランジスタを制御し、前記温度検出回路は、所定のバイアス電圧を発生するバイアス回路と、シャットダウンの要否を判定する第１判定用比較回路と、前記温度検知素子に電流を流す電流源回路と、前記所定の温度範囲を判定する第２判定用比較回路と、を備え、前記バイアス回路と前記電流源回路との間にはミラー比を変更可能なカレントミラー回路が設けられ、該カレントミラー回路のミラー比を変えることで前記温度検知素子に流す電流を変化させて、電流遮断設定温度の判定しきい値および電流制御する温度範囲の上限または下限温度の判定しきい値を同時に調整可能に構成する。

温度検知素子に流す電流を変化させる方法としては、特許文献２に記載されているように可変抵抗で変える方法や複数の抵抗を有する抵抗回路で接続する抵抗の数を変える方法もあるが、オンチップの抵抗はばらつきが大きいとともにトランジスタに比べて面積も大きいので、カレントミラー回路で温度検知素子に流す電流を変える方が、精度が高く面積も小さくできるという利点がある。

ここで、望ましくは、バイアス回路は、出力部に電流−電圧変換用トランジスタを有し、該電流−電圧変換用トランジスタと前記第１判定用比較回路の電流源トランジスタとがカレントミラー回路を構成するように接続されることにより前記第１判定用比較回路にバイアスを与える回路を兼ねるようにする。これにより、別々にバイアス回路を設ける場合に比べて回路規模の増加を抑制することができる。

また、望ましくは、前記バイアス回路の出力部と前記電流源回路に、サイズの異なる複数のトランジスタがそれぞれ設けられるとともに、前記複数のトランジスタと直列に例えばヒューズ素子のようなプログラム可能な素子が接続され、前記バイアス回路の出力部の複数のトランジスタと前記電流源回路の複数のトランジスタの対応するもの同士がカレントミラー回路を構成するように接続され、前記プログラム可能な素子への設定によりミラー比が決定されるように構成する。これにより、プロセスの最終工程でプログラム可能な素子を設定することで容易にシャットダウンする温度や電流制御する温度範囲を変更することができる。

さらに、望ましくは、前記温度検出回路は、所定の電圧から前記温度検知素子により生じる電圧を減算する減算回路と、該減算回路の出力を反転増幅する反転増幅回路と、該反転増幅回路の出力と第１の電圧とを比較する第１コンパレータと、該第１コンパレータの出力によって制御され、前記反転増幅回路の出力が前記第１の電圧よりも低いときは前記反転増幅回路の出力を、また前記反転増幅回路の出力が前記第１の電圧よりも高いときは前記第１の電圧を選択的に後段に伝達する第１選択手段と、前記反転増幅回路の出力と前記第１の電圧よりも低い第２の電圧とを比較する第２コンパレータと、該第２コンパレータの出力によって制御され、前記反転増幅回路の出力が前記第２の電圧よりも高いときは前記反転増幅回路の出力を、また前記反転増幅回路の出力が前記第２の電圧よりも低いときは前記第２の電圧を選択的に後段に伝達する第２選択手段と、を備えるように構成する。これにより、チップ温度が所望の温度範囲で充電を行なうことができる充電電制御回路を比較的容易に設計することができる。

また、望ましくは、出力充電電流に応じた電圧がフィードバックされ前記電流制御用トランジスタに一定の電流が流れるように制御電圧を制御する定電流制御アンプを備え、前記温度検出回路の出力電圧が前記定電流制御アンプに参照側電圧として供給されるように構成に構成する。これにより、チップ温度が所定の温度を越えない範囲で所定の電流で二次電池を充電させることができる。

さらに、望ましくは、前記出力端子の電圧を受けて所定の参照電圧との電位差に応じた電圧を生成し前記電流制御用トランジスタを定電圧制御する電圧を出力する定電圧制御アンプと、前記出力端子の電圧が所定の電圧に達したか否かを検出する電圧検出回路と、を備え、前記出力端子の電圧が所定の電圧に達する前は、前記定電流制御アンプの出力により前記電流制御用トランジスタを制御し、前記出力端子の電圧が所定の電圧に達した後は、前記定電圧制御アンプの出力により前記電流制御用トランジスタを制御するように構成しても良い。これにより、チップ温度が前記温度範囲よりも高いときは所定の低電圧で充電を行なうことができる。

本発明によると、チップ温度に応じて充電電流を制御する機能を備えた制御用ＩＣにおいて、チップ温度の上下動によって電流のオン／オフというチャタリング現象が引き起こされるのを回避できる。また、電流再開時に急激に大きな電流が二次電池に流れ込んで二次電池の特性が劣化するのを防止できるという効果がある。

以下、本発明の好適な実施の形態を図面に基づいて説明する。

図１は、本発明を適用して好適な二次電池の充電制御用ＩＣの一実施形態の概略構成を示す。

図１に示されているように、この実施形態の充電制御用ＩＣ１０には、外部のＡＣアダプタのような直流電源２０からの直流電圧が入力される電圧入力端子ＶＩＮと、充電対象のリチウムイオン電池のような二次電池４０が接続されるバッテリ端子ＢＡＴと、前記電圧入力端子ＶＩＮとバッテリ端子ＢＡＴとの間に設けられた電流制御用トランジスタＱ１と、定電圧制御を行うためバッテリ電圧Ｖbatと参照電圧Ｖref1とを比較してＱ１のゲート制御電圧を生成する定電圧制御アンプＡＭＰ１とを備えている。

また、前記トランジスタＱ１に流される電流に比例した電流を検出して電流制御を行うため、Ｑ１の１／Ｎの大きさを有しソース端子が前記電圧入力端子ＶＩＮに接続されＱ１と同一の電圧が制御端子（ゲート端子）に印加されたモニタ用トランジスタＱ２と、Ｑ２のドレイン端子が接続され外部には外付け抵抗Ｒｐが接続可能な外部端子ＰＲＯＧと、定電流制御を行うため該端子ＰＲＯＧの電圧と参照電圧Ｖcrefとを比較してＱ１のゲート制御電圧を生成する定電流制御アンプＡＭＰ２とを備えている。

さらに、この実施形態の充電制御用ＩＣ１０には、外部から前記電圧入力端子ＶＩＮに入力される直流電圧Ｖｉｎからチップを保護するため、例えば５．８Ｖのような参照電圧Ｖref2とＶｉｎとを比較して異常電圧を検出するコンパレータＣＭＰ１と、バッテリ端子ＢＡＴの電圧と参照電圧Ｖref3とを比較するコンパレータＣＭＰ２と、電池近傍の温度を検知するサーミスタなどの温度センサ５０が接続される外部端子ＴＨの電圧と参照電圧Ｖref4とを比較するコンパレータＣＭＰ３と、これらのコンパレータＣＭＰ１〜ＣＭＰ３の出力に基いて監視対象の電圧が異常な電圧になっているか否か判定し、異常な電圧の場合には電流制御用トランジスタＱ１をオフ状態にすべくＱ１のゲートにドレインが接続されたオープンコレクタのトランジスタＱ３のゲートを制御する電圧を生成して出力する内部制御回路１１を備える。

また、温度依存性のない定電圧Ｖregを生成するレギュレータ１２と、チップ温度を検知して異常な温度を検知した場合に前記スイッチ・トランジスタＱ３をオフさせる信号を生成するとともに、検知温度に応じて前記定電流制御アンプＡＭＰ２に供給する参照電圧Ｖcrefを生成するチップ温度検出回路１３とが設けられている。

上記参照電圧Ｖref4は、レギュレータ１２により生成された定電圧Ｖregを抵抗Ｒ１，Ｒ２で分圧することで生成される。また、定電圧Ｖregは、温度センサ５０と直列に接続される外付け抵抗Ｒｔの他方の端子が接続される外部端子ＶＲＥＧに出力される。さらに、予備充電時間や急速充電時間等を管理するための時間を計時するカウンタなどからなるタイマー回路１４と、例えば６４ｋＨｚのような周波数の発振信号を生成する発振回路１５とが設けられている。

図３には、前記チップ温度検出回路１３の具体的な回路構成例が示されている。

この実施例のチップ温度検出回路１３は、チップ上に形成された負の温度特性を有する３個のダイオードＤ１〜Ｄ３が直列に接続されてなるチップ温度検知素子ＳＮＳと、該ダイオード列に電流を流す定電流源ＣＳと、定電圧Ｖregを分圧する抵抗Ｒ３，Ｒ４と、Ｒ３，Ｒ４により分圧された電圧Ｖ１と定電流源ＣＳと温度検知素子ＳＮＳとの接続ノードＮａの電位Ｖａ（＝３ＶF）とを比較するヒステリシス特性を有するコンパレータＣＭＰ０と、該コンパレータＣＭＰ０および上記定電流源ＣＳに共通のバイアス回路ＢＩＡＳとからなるサーマルシャットダウン検出回路３１を備える。

上記定電流源ＣＳの電流Ｉ０と抵抗Ｒ３，Ｒ４の抵抗比は、チップ温度が１４０℃よりも高くなるとＶ１＞３ＶFとなるように設定される。ＶFはダイオードの順方向電圧である。これにより、チップ温度が１４０℃よりも高くなると、コンパレータＣＭＰ０の出力ＴＳがハイレベルに変化して、内部制御回路１１がそれを検知してトランジスタＱ３をオフさせる電圧を出力する。これによって、電流制御用トランジスタＱ１がオフ状態にされて二次電池に供給される充電電流を遮断するように構成されている。なお、チップ温度検知素子ＳＮＳとしてのダイオードＤ１〜Ｄ３は、最も発熱量の多い電流制御用トランジスタＱ１の近傍に形成しておくのが望ましい。

また、チップ温度検出回路１３は、ノードＮａの電位Ｖａをインピーダンス変換して出力するボルテージフォロワ３２と、該ボルテージフォロワ３２の出力電位と抵抗Ｒ１１〜Ｒ１４の抵抗回路で決まる電位とを入力とする引き算回路３３と、該引き算回路３３の出力電位Ｖｂを反転増幅する反転アンプ３４とを備える。

さらに、この反転アンプ３４の後段には、反転アンプ３４の出力Ｖｃと定電圧Ｖregとを比較するコンパレータ３５と該コンパレータ３５の出力によって制御されて前記反転アンプ３４の出力または定電圧Ｖreg（２．５Ｖ）のいずれかを後段へ伝えるセレクタ３６と、前記反転アンプ３４の出力Ｖｃと定電圧Ｖregを抵抗Ｒ２１，Ｒ２２で分圧された電圧Ｖｄとを比較するコンパレータ３７と該コンパレータ３７の出力によって制御されて前記セレクタ３６の出力または電圧Ｖｄのいずれかを参照電圧Ｖcrefとして出力するセレクタ３８とが設けられている。電圧Ｖｄは例えば０．５Ｖのような電位とされる。

次に、上記のように構成されたチップ温度検出回路１３の動作を、図４を用いて説明する。

本実施例のチップ温度検出回路においては、温度検知素子としてのダイオードの順方向電圧ＶFは負の温度特性を有するため、ノードＮａの電位Ｖａは、図４（ａ）に破線Ａで示すように温度が高くなるほど低くなる直線に沿って変化する。Ｖａは、チップ温度が９０℃のときに例えば２．２７Ｖとなるように決定されている。一方、引き算回路３３は抵抗Ｒ１１〜Ｒ１４の抵抗回路で決まる電位からＶａを引いたような電位を出力するため、その出力Ｖｂは、図４（ａ）に実線Ｂで示すように温度が高くなるほど高くなる直線に沿って変化する。抵抗Ｒ１１〜Ｒ１４の抵抗値は、これらの抵抗比で決まるＶｂが、チップ温度が９０℃のときに２．５Ｖとなるように決定されている。

引き算回路３３の出力電位Ｖｂは反転アンプ３４で反転増幅されるため、反転アンプ３４の出力Ｖｃは、図４（ｂ）に一点鎖線Ｃで示すように、チップ温度が９０℃のときに２．５Ｖとなる点を通り温度が高くなるほど低くなる直線に沿って変化するようになる。また、反転アンプ３４の出力Ｖｃはチップ温度が１００℃のときに０．５Ｖとなるように入力抵抗Ｒ３１と帰還抵抗Ｒ３２との抵抗比が設定されている。

そして、後段のセレクタ３６では、反転アンプ３４の出力Ｖｃが２．５Ｖよりも高いときは２．５ＶであるＶregが、また反転アンプ３４の出力Ｖｃが２．５Ｖよりも低いときは反転アンプ３４の出力Ｖｃが選択され、さらにセレクタ３８では、反転アンプ３４の出力Ｖｃが０．５Ｖよりも高いときは反転アンプ３４の出力Ｖｃが、またが０．５Ｖよりも低いときは０．５Ｖである電圧Ｖｄが選択される。そのため、出力される参照電圧Ｖcrefは、図４（ｃ）に示すように、９０℃以下では２．５Ｖ一定、９０℃〜１００℃の範囲では温度が高くなるほど低くなる直線に沿って変化し、１００℃以上では０．５Ｖ一定となるように変化する。

さらに、温度が１４０℃を超えると、前述したように、サーマルシャットダウン検出回路３１の出力に基いて電流制御用トランジスタＱ１が遮断されるため、Ｑ１によって二次電池４０へ供給される充電電流ＩＢＡＴは、図２に示すように、９０℃以下では０．８Ｃ一定、９０℃〜１００℃の範囲では温度が高くなるほど低くなる直線に沿って変化し、１００℃〜１４０℃以上では０．２Ｃ一定、さらに１４０℃以上では０となるように制御される。

なお、ここで、０．８Ｃ充電とは二次電池の特性によって決まる定格電流（１Ｃ）に対して８０％の電流値で充電することを意味している。１Ｃでなく０．８Ｃとしたのは、充電の繰り返しに伴う電池の劣化を考慮したためである。また、充電電流が小さいと充電時間が長くなる。従って、充電時間との関係で、９０℃以下では０．７Ｃ〜１Ｃの間の任意の定電流で充電するように制御するのが望ましい。また、制御を切り替えるタイミングを与える９０℃や１００℃の温度は、使用するＩＣや充電対象の電池等の特性に応じて決定したものであり、このような温度に限定されるものでないことはいうまでもない。

上記ように、本実施形態の充電制御用ＩＣ１０による充電動作では、チップ温度が上昇し９０℃を超えると、充電電流が減少されるためチップ温度の上昇が抑えられる。そのため、サーマルシャットダウン検出回路によるフェイルセーフの機能が働くことはほとんどなく、チップ温度上昇による充電電流の遮断−再開による急激なチップ温度上昇−充電電流の遮断というチャタリング現象の発生が回避されるようになる。そのため、電流再開時に急激に大きな電流が二次電池に流れ込んで二次電池の特性劣化が進むという事態も防止することができる。

なお、前記実施例では、充電電流を変化させる温度範囲を９０℃〜１００℃としているが、これに限定されるものではない。望ましい温度範囲の下限温度は８０℃〜１００℃、上限温度は９０℃〜１２０℃であり、前記温度範囲の温度差は５℃以上２０℃以下、さらに望ましい温度差は８℃以上１５℃以下である。さらに、前記実施例では、１０℃変化する間に充電電流を０．８Ｃから０．２Ｃへ変化させているつまり電流変化率は０．０６Ｃ／℃であるが、これに限定されるものではない。望ましい電流変化率は０．０４Ｃ／℃〜０．０８Ｃ／℃の範囲である。このような条件に設定することにより、充電中のチップ温度を所望の範囲に維持することができる。

ところで、前記チップ温度検出回路１３においては、定電圧Ｖregを分圧する抵抗Ｒ３，Ｒ４の抵抗比を変えることで、コンパレータＣＭＰ０の参照電圧すなわちシャットダウン温度に対応した判定しきい値を変更できる。また、引き算回路３３の一方の入力電位を与える抵抗Ｒ１１，Ｒ１２の抵抗比を変えることで、充電電流を変化させる温度範囲の下限温度（図４では９０℃）に対応した判定しきい値を、さらにコンパレータ３７の一方の入力電位を与える抵抗Ｒ２１，Ｒ２２の抵抗比を変えることで、充電電流を変化させる温度範囲の上限温度（図４では１００℃）に対応した判定しきい値を変更できる。

しかしながら、設定温度や温度範囲の下限温度および上限温度の判定しきい値を変えたい場合に、上記のように３箇所の抵抗比を変えるのは面倒であるとともに、プロセスの最終段階で変更できるようにそれぞれの箇所に複数の抵抗とヒューズなどからなる調整回路を設けると回路規模が大幅に増加してしまうという不具合がある。

本実施形態の充電制御用ＩＣ１０においては、前記チップ温度検出回路１３内の定電流源ＣＳによって温度検知用ダイオードＤ１〜Ｄ３に流す電流を変えることで、シャットダウン温度に対応した判定しきい値および充電電流を変化させる温度範囲の下限温度および上限温度に対応した判定しきい値を同時に調整できるように構成されている。

図５には、前記サーマルシャットダウン検出回路３１の具体的な回路例が示されている。

この実施例のサーマルシャットダウン検出回路３１は、基準となる電流Ｉrefが流されるＮチャネル型のＭＯＳＦＥＴ（絶縁ゲート型電界効果トランジスタ；以下ＭＯＳトランジスタと称する）からなる電流―電圧変換用トランジスタＱ１１と、該トランジスタＱ１１とゲート共通接続されて折り返し電流を生成するカレントミラー回路を構成するＭＯＳトランジスタＱ１２，Ｑ１３と、Ｑ１２と直列に接続されたＰチャネル型の電流―電圧変換用ＭＯＳトランジスタＱ１４と、Ｑ１３と直列に接続されたＰチャネル型の電流―電圧変換用ＭＯＳトランジスタＱ１５などからなるバイアス回路ＢＩＡＳを備える。

コンパレータＣＭＰ０は、抵抗Ｒ３，Ｒ４で分圧された電圧Ｖ１と温度検知素子ＳＮＳが接続されるノードＮａの電位Ｖａが入力されるソース共通接続の差動ＭＯＳトランジスタＱ２１，Ｑ２２と、該トランジスタＱ２１，Ｑ２２のドレイン端子と接地点との間に接続されたアクティブ負荷ＭＯＳトランジスタＱ２３，Ｑ２４および抵抗Ｒ４１，Ｒ４２；Ｒ４３，Ｒ４４と、トランジスタＱ２１，Ｑ２２の共通ソースと電源電圧ＶＤＤとの間に接続された定電流用トランジスタＱ２５と、バイアス回路ＢＩＡＳのトランジスタＱ１４とカレントミラー接続されたＭＯＳトランジスタＱ３１およびＱ３１と直列に接続されたＭＯＳトランジスタＱ３２を有する出力段などから構成されている。

そして、この定電流用トランジスタＱ２５と前記バイアス回路ＢＩＡＳのトランジスタＱ１４とがカレントミラーを構成するように接続されることにより、前記基準電流Ｉrefに比例した所定の動作電流がコンパレータＣＭＰ０に流されるように構成されている。抵抗Ｒ４１〜Ｒ４４はコンパレータにヒステリシス特性を与えるためのもので、差動トランジスタＱ２２と抵抗Ｒ４３との接続ノードにゲート端子が接続された出力段のＭＯＳトランジスタＱ３２のソース端子が抵抗Ｒ４３とＲ４４の接続ノードに結合されることにより、ヒステリシス動作をする。コンパレータＣＭＰ０の出力電圧は、ＭＯＳトランジスタＱ３１とＱ３２との接続ノードに接続されたＣＭＯＳインバータＩＮＶを介して出力される。

温度検知素子ＳＮＳと直列に接続されてバイアス電流を流す定電流源ＣＳは、この実施例では、前記バイアス回路ＢＩＡＳのトランジスタＱ１５とカレントミラーを構成するように接続されたＰチャネル型のＭＯＳトランジスタＱ４１と、該トランジスタＱ４１と並列に接続され、素子サイズがＱ４１の２倍に設定されたトランジスタＱ４２および４倍に設定されたトランジスタＱ４３と、トランジスタＱ４１〜Ｑ４３のドレイン側にそれぞれ直列形態に接続されたポリシリコンなどからなるヒューズ素子Ｆ２１，Ｆ２２，Ｆ２３とから構成されている。

上記ヒューズ素子Ｆ２１，Ｆ２２，Ｆ２３の他端は互いに共通接続され、この接続ノードと接地点との間に温度検知素子ＳＮＳが接続されている。トランジスタＱ４２，Ｑ４３のゲート端子にはＱ４１のゲート電圧と同一の電圧が印加され、Ｑ４２，Ｑ４３にはＱ４１の２倍と４倍のドレイン電流が流れる重み電流源として動作可能に構成されている。

さらに、この実施例のチップ温度検出回路１３においては、上記バイアス回路ＢＩＡＳの電流―電圧変換用ＭＯＳトランジスタＱ１５と並列に、素子サイズがＱ１５の２倍のトランジスタＱ１６および４倍のトランジスタＱ１７とが設けられ、Ｑ１６，Ｑ１７のゲート端子にＱ１５のゲート電圧と同一の電圧が印加されるように接続されている。

また、トランジスタＱ１５〜Ｑ１７のドレイン側にそれぞれ直列形態にポリシリコンからなるヒューズ素子Ｆ１１，Ｆ１２，Ｆ１３が接続されている。トランジスタＱ１６，Ｑ１７の素子サイズがＱ１５の２倍、４倍に設定され、同一の電圧がゲート端子に印加されることにより、Ｑ１６，Ｑ１７にはＱ１５の２倍と４倍のドレイン電流が流れるようになる。従って、トランジスタＱ１５に流れる電流をＩ１とすると、ヒューズ素子Ｆ１１〜Ｆ１３の設定状態に応じて、Ｉ１，２Ｉ１，３Ｉ１……７Ｉ１の７段階に電流を調整することが可能である。

上記ヒューズ素子Ｆ１１〜Ｆ１３およびＦ２１〜Ｆ２３は、プロセスの最終工程でレーザビーム等により溶断可能にされており、溶断しないまま残すヒューズ素子の組合せによって、Ｑ１５〜Ｑ１７のトータルのドレイン電流とＱ４１〜Ｑ４３のトータルのドレイン電流との比を、全部で４９通りのいずれかに設定することができるようになっている。

図６に、温度検知用のダイオードの順方向電圧ＶＦとチップ温度との関係が示されている。図６において、実線ＸはＱ１５〜Ｑ１７のトータルのドレイン電流とＱ４１〜Ｑ４３のトータルのドレイン電流との比を１：１に設定したときのＶＦの温度特性を示す。また、破線Ｙは電流比を１：１よりも大きく設定してＱ４１〜Ｑ４３側の電流を１０％増加させたときのＶＦの温度特性を、さらに一点鎖線Ｚは電流比を１：１よりも小さく設定してＱ４１〜Ｑ４３側の電流を１０％減少させたときのＶＦの温度特性を示す。

図６より、チップ温度９０℃の近傍ではＴ１のように電流を±１０％変化させることによっておよそ８０℃と１００℃で９０℃のときのＶＦと同一に、またチップ温度１００℃の近傍ではＴ２のように電流を±１０％変化させることによっておよそ９０℃と１１０℃で１００℃のときのＶＦと同一に、さらにチップ温度１４０℃の近傍ではＴ３のように電流を±１０％変化させることによっておよそ１３０℃と１５０℃で１４０℃のときのＶＦと同一になるよう調整できることが分かる。

そして、ダイオードに流す電流Ｉ０を変えて図６のようにＶＦの温度特性をシフトさせると、図４（ｂ）の実線Ｂの減算回路出力Ｖｂおよび一点鎖線Ｃの反転アンプ出力Ｖｃを、それぞれ上下にシフトさせることができる。つまり、抵抗Ｒ３，Ｒ４の抵抗比、抵抗Ｒ１１，Ｒ１２の抵抗比、抵抗Ｒ２１，Ｒ２２の抵抗比により決まる判定しきい値電圧を変えずに、これらと比較される電圧を変えることによって判定しきい値を変えたのと同様な調整が行なえる。

以上本発明の一実施形態について述べたが、本発明は上記実施形態に限定されることなく、本発明の技術的思想に基づいて各種の変更が可能である。例えば、前記実施形態では、チップ温度検知素子としてダイオードを使用しているが、バイポーラトランジスタのベース・エミッタ間ＰＮ接合をチップ温度検知素子として利用するものであっても良い。

また、前記実施形態においては、温度検知素子ＳＮＳとして３段積みのダイオードＤ１〜Ｄ３を使用しているが、直列に接続するダイオードの段数を、ヒューズ素子等を用いて変えられるように構成しても良い。ダイオードの段数を変えることによって図６におけるＶＦのチップ温度特性線の傾きひいては図３（Ｂ）の一点鎖線Ｃの傾きさらには図２の充電電流の変化率を変えることができる。従って、前記実施形態のダイオードに流す電流を変化させる手段と組み合わせることでさらに多彩な調整が可能となる。

以上の説明では、本発明を二次電池の充電制御用ＩＣに適用した例を説明したが、本発明にそれに限定されるものではなく、二次電池の充電制御回路の他に、ＤＣ−ＤＣコンバータやＬＤＯ（低飽和型シリーズレギュレータ）のような直流電源回路、ＷＬＥＤ（ホワイト発光ダイオード）ドライバ回路等複数の電源系回路を搭載したパワーマネージメントＩＣのような多機能電源制御用ＩＣにも広く利用することができる。

本発明を適用して好適なＩＣの一例としての充電制御用ＩＣの概略構成を示す説明図である。本発明の実施形態における温度充電電流制御によるチップ温度と充電電流との関係を示すグラフである。チップ温度検出回路の具体例を示す回路構成図である。図３のチップ温度検出回路内の各部の電圧の変化を示すグラフである。実施例のサーマルシャットダウン検出回路の具体例を示す回路図である。温度検知用のダイオードの順方向電圧ＶＦとチップ温度との関係を示すグラフである。

符号の説明

１０充電制御用ＩＣ
１１内部制御回路
１２レギュレータ
１３チップ温度検出回路
１４タイマー回路
１５発振回路
３１サーマルシャットダウン検出回路
３２ボルテージフォロワ
３３引き算回路
３４反転アンプ
３５，３７コンパレータ
３６，３８セレクタ
２０直流電源
４０二次電池
５０電池温度センサ（サーミスタ）
ＳＮＳ温度検知素子

Claims

ＰＮ接合を有する素子を温度検知素子として用いチップ温度に応じた電圧を発生する温度検出回路を備え、該温度検出回路の電圧に基いてシャットダウンの設定温度および電流制御する温度範囲の判定しきい値を設定して、二次電池に供給する充電電流を制御する機能を備えた充電制御用半導体集積回路であって、
所定のバイアス電圧を発生するバイアス回路と前記温度検知素子に電流を流す電流源回路との間に、ミラー比を変更可能なカレントミラー回路を設け、該カレントミラー回路のミラー比を変えることで前記温度検知素子に流す電流を変化させて、シャットダウンの設定温度の判定しきい値および電流制御する温度範囲の上限、下限温度の判定しきい値を同時に調整可能に構成したことを特徴とする充電制御用半導体集積回路。
ＰＮ接合を有する素子を温度検知素子として用いチップ温度に応じた電圧を発生する温度検出回路と、電圧入力端子と出力端子との間に設けられた電流制御用トランジスタと、前記温度検出回路の出力電圧に基いて前記電流制御用トランジスタを制御して二次電池に供給する充電電流を制御する制御回路と、を備えた充電制御用半導体集積回路であって、
前記制御回路は、チップ温度が電流遮断設定温度よりも低い所定の温度範囲にあるときは温度が高くなるほど前記充電電流を減らし、チップ温度が前記温度範囲の下限温度より低い状態では所定の電流値の充電電流を流し、前記温度範囲の上限温度から前記電流遮断設定温度までは前記所定の電流値よりも小さな充電電流を流すように前記電流制御用トランジスタを制御し、
前記温度検出回路は、所定のバイアス電圧を発生するバイアス回路と、シャットダウンの要否を判定する第１判定用比較回路と、前記温度検知素子に電流を流す電流源回路と、前記所定の温度範囲を判定する第２判定用比較回路と、を備え、
前記バイアス回路と前記電流源回路との間にはミラー比を変更可能なカレントミラー回路が設けられ、該カレントミラー回路のミラー比を変えることで前記温度検知素子に流す電流を変化させて、電流遮断設定温度の判定しきい値および電流制御する温度範囲の上限または下限温度の判定しきい値を同時に調整可能に構成されていることを特徴とする充電制御用半導体集積回路。
前記バイアス回路は、出力部に電流−電圧変換用トランジスタを有し、該電流−電圧変換用トランジスタと前記第１判定用比較回路の電流源トランジスタとがカレントミラー回路を構成するように接続されることにより、前記第１判定用比較回路にバイアスを与える回路を兼ねていることを特徴とする請求項２に記載の充電制御用半導体集積回路。
前記バイアス回路の出力部と前記電流源回路に、サイズの異なる複数のトランジスタがそれぞれ設けられるとともに、前記複数のトランジスタと直列にプログラム可能な素子が接続され、前記バイアス回路の出力部の複数のトランジスタと前記電流源回路の複数のトランジスタの対応するもの同士がカレントミラー回路を構成するように接続され、前記プログラム可能な素子への設定によりミラー比が決定されるように構成されていることを特徴とする請求項２または３に記載の充電制御用半導体集積回路。
前記温度検出回路は、
所定の電圧から前記温度検知素子により生じる電圧を減算する減算回路と、
該減算回路の出力を反転増幅する反転増幅回路と、
該反転増幅回路の出力と第１の電圧とを比較する第１コンパレータと、
該第１コンパレータの出力によって制御され、前記反転増幅回路の出力が前記第１の電圧よりも低いときは前記反転増幅回路の出力を、また前記反転増幅回路の出力が前記第１の電圧よりも高いときは前記第１の電圧を選択的に後段に伝達する第１選択手段と、
前記反転増幅回路の出力と前記第１の電圧よりも低い第２の電圧とを比較する第２コンパレータと、
該第２コンパレータの出力によって制御され、前記反転増幅回路の出力が前記第２の電圧よりも高いときは前記反転増幅回路の出力を、また前記反転増幅回路の出力が前記第２の電圧よりも低いときは前記第２の電圧を選択的に後段に伝達する第２選択手段と、
を備えていることを特徴とする請求項２〜４のいずれかに記載の充電制御用半導体集積回路。
出力充電電流に応じた電圧がフィードバックされ前記電流制御用トランジスタに一定の電流が流れるように制御電圧を制御する定電流制御アンプを備え、
前記温度検出回路の出力電圧が前記定電流制御アンプに参照側電圧として供給されるように構成されていることを特徴とする請求項２〜５のいずれかに記載の充電制御用半導体集積回路。