JP5213185B2 - Ｄｃ／ｄｃコンバータの電流検出装置とｄｃ／ｄｃコンバータの過電流保護装置と電源システムとｄｃ／ｄｃコンバータの電流検出方法とｄｃ／ｄｃコンバータの過電流保護方法と電源システムの駆動方法 - Google Patents

Description

本発明は、ＤＣ／ＤＣコンバータの電流検出装置とＤＣ／ＤＣコンバータの過電流保護装置と電源システムとＤＣ／ＤＣコンバータの電流検出方法とＤＣ／ＤＣコンバータの過電流保護方法と電源システムの駆動方法とに関する。

カレントモード制御回路を備えたカレントモードＤＣ／ＤＣコンバータをはじめとするＤＣ／ＤＣコンバータは、一般に出力側のチョークコイルを流れるコイル電流を検出し、この検出信号と基準信号との比較結果に基づいて、スイッチング素子のスイッチングをフィードバック制御する。ＤＣ／ＤＣコンバータは、このフィードバック制御により、負荷に供給する直流出力電圧が所望の値となるように安定化を図っている。

下記特許文献１には、負荷に供給する出力電圧が所望の値となるように安定化を図るフィードバック回路が開示されている。このフィードバック回路は、チョークコイルを流れるコイル電流を検出し、この検出信号と基準信号としての出力電圧の誤差信号の比較結果に基づき、スイッチング素子のスイッチングを制御するカレントモード制御回路である。

下記特許文献１には、カレントモード制御回路を備えたカレントモードＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、負荷を流れる負荷電流の変化分を検出し、検出した変化分をコイル電流の検出信号に加算するフィードフォワード回路を備えたＤＣ／ＤＣコンバータが提案されている。

このようなＤＣ／ＤＣコンバータによれば、負荷電流の急変時においても出力電圧が大きく変動しないカレントモードＤＣ／ＤＣコンバータとなることが示されている。

また、複数のコンバータを並列接続して構成される電源システムにおいて、そのうちの一台が故障したとしても故障したコンバータに影響されずに安定した所望の出力が得られる冗長性及び信頼性の優れた電源システムが、下記特許文献２に開示されている。

下記特許文献２によれば、複数のＤＣ／ＤＣコンバータの各電流を検出し、検出した各電流のなかで最大の電流に各ＤＣ／ＤＣコンバータの電流を合わせるようにした最大電流制御方式とする。これにより、並列コンバータの中に故障して出力電流がゼロになったコンバータが含まれる場合においても、その余のＤＣ／ＤＣコンバータで負荷を分担できるものとされる。

また、複数のＤＣ／ＤＣコンバータと複数の負荷との間に共通のコモンバスを配置し、さらにＤＣ／ＤＣコンバータと負荷との間に所定の関係を持たせることにより、信頼性の高い冗長運転を達成できることも当該文献には記載されている。

特開２００２−２８１７４２号公報 特開平７−１９４１１８号公報

ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電流を、平滑コンデンサよりも出力側に設けられた電流検出抵抗により検出すれば、現実の負荷に流れる電流を検出できる反面、電流検出抵抗による電圧降下が生じることで負荷に印加される電圧が低減される要因となる。

またこの場合において、負荷側に別途コンデンサが接続される場合には、電流検出抵抗と負荷側のコンデンサとで一次遅れの要因となり、リモートセンスを行うと発振する懸念が生じる。

このようなことから従来、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電流を検出する場合に、チョークコイルのラインのコイル電流を検出していた。

しかし、チョークコイルのラインのコイル電流には三角波を典型例とする脈動成分であるリプル電流が重畳されており、特にチョークコイルを小型化する傾向が顕著な昨今では、リプル電流が増大する傾向にある。

一方、増大したリプル電流を低減するために、時定数の大きなローパスフィルタ等を用いれば、時定数に対応して応答が遅延することとなり、過電流からＤＣ／ＤＣコンバータ等を保護する機能である過電流垂下特性の応答が遅延する。過電流垂下特性の応答が遅延した過電流保護においては、起動時や負荷急変時等の過渡状態に迅速な対応ができず、急激に過大電流が流れてＤＣ／ＤＣコンバータが破損する懸念が増大することとなる。

本発明は、上述の問題点に鑑み為されたものであり、迅速な応答特性の電流検出が可能なＤＣ／ＤＣコンバータの電流検出装置とＤＣ／ＤＣコンバータの過電流保護装置と電源システム等、及びその方法を提供することを目的とする。

本発明のＤＣ／ＤＣコンバータの電流検出装置は、ＤＣ／ＤＣコンバータの入力側スイッチを駆動するスイッチングパルスから脈動波形を生成するバンドパスフィルタ部と、バンドパスフィルタ部で生成した脈動波形の利得を調整する利得調整部と、ＤＣ／ＤＣコンバータのチョークコイルの電流から、利得調整部で利得を調整された脈動波形を減算する差動アンプ部とを備えることを特徴とする。

また、本発明のＤＣ／ＤＣコンバータの電流検出装置は、好ましくはバンドパスフィルタ部が、脈動波形の平均値がゼロとなるように調整することを特徴とする。

本発明の他のＤＣ／ＤＣコンバータの電流検出装置は、ＤＣ／ＤＣコンバータの入力電圧から脈動波形を生成するバンドパスフィルタ部と、バンドパスフィルタ部で生成した脈動波形の利得を調整する利得調整部と、ＤＣ／ＤＣコンバータのチョークコイルの電流から、利得調整部で利得を調整された脈動波形を減算する差動アンプ部とを備えることを特徴とする。

また、本発明の他のＤＣ／ＤＣコンバータの電流検出装置は、好ましくはバンドパスフィルタ部が、脈動波形の平均値がゼロとなるように調整することを特徴とする。

また、本発明のＤＣ／ＤＣコンバータの過電流保護装置は、上述のいずれかに記載のＤＣ／ＤＣコンバータの電流検出装置の検出値を、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電流値としてモニターして垂下方式の過電流保護をすることを特徴とする。

また、本発明の電源システムは、入力側スイッチのオン・オフにより動作するＤＣ／ＤＣコンバータと、ＤＣ／ＤＣコンバータの入力側スイッチをパルス駆動するＰＷＭ制御部と、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧が一定になるようにＰＷＭ制御部にフィードバックする定電圧制御部と、上述のいずれかに記載のＤＣ／ＤＣコンバータの電流検出装置と、ＰＷＭ制御部に対して定電圧制御部と並列とされ、ＤＣ／ＤＣコンバータの電流検出装置の検出値を、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電流値としてモニターして垂下方式の過電流保護をするようにＰＷＭ制御部にフィードバックする過電流制御部とを備えることを特徴とする。

また、本発明のＤＣ／ＤＣコンバータの電流検出方法は、ＤＣ／ＤＣコンバータの入力側スイッチを駆動するスイッチングパルスから脈動波形を生成するフィルタ工程と、フィルタ工程で生成した脈動波形の利得を調整する利得調整工程と、ＤＣ／ＤＣコンバータのチョークコイルの電流から、利得調整工程で利得を調整された脈動波形を減算する減算工程とを有することを特徴とする。

また、本発明のＤＣ／ＤＣコンバータの電流検出方法は、好ましくはフィルタ工程において、脈動波形の平均値がゼロとなるように調整することを特徴とする。

また、本発明の他のＤＣ／ＤＣコンバータの電流検出方法は、ＤＣ／ＤＣコンバータの入力電圧から脈動波形を生成するフィルタ工程と、フィルタ工程で生成した脈動波形の利得を調整する利得調整工程と、ＤＣ／ＤＣコンバータのチョークコイルの電流から、利得調整工程で利得を調整された脈動波形を減算する減算工程とを有することを特徴とする。

また、本発明の他のＤＣ／ＤＣコンバータの電流検出方法は、好ましくはフィルタ工程において、脈動波形の平均値がゼロとなるように調整することを特徴とする。

また、本発明のＤＣ／ＤＣコンバータの過電流保護方法は、上述のいずれかに記載のＤＣ／ＤＣコンバータの電流検出方法による検出値を、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電流値としてモニターして垂下方式の過電流保護をすることを特徴とする。

また、本発明の電源システムの駆動方法は、入力側スイッチのオン・オフにより動作するＤＣ／ＤＣコンバータと、ＤＣ／ＤＣコンバータの入力側スイッチをパルス駆動するＰＷＭ制御部と、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧が一定になるようにＰＷＭ制御部にフィードバックする定電圧制御部とを備える電源システムの駆動方法において、上述のいずれかに記載のＤＣ／ＤＣコンバータの電流検出方法による検出値を、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電流値としてモニターする電流モニター工程と、電流モニター工程での電流モニターに基づき、垂下方式の過電流保護をするように、ＰＷＭ制御部に対して定電圧制御部と並列入力にフィードバックする過電流制御工程とを有することを特徴とする。

迅速な応答特性の電流検出が可能なＤＣ／ＤＣコンバータの電流検出装置と、ＤＣ／ＤＣコンバータの過電流保護装置と、それを用いた電源システム等を提供できる。

第一の実施形態にかかる電源システムの構成概要を説明する構成概念図である。 電流検出抵抗Ｒｓを平滑コンデンサより出力側に設けた例を示す概念図である。 平滑コンデンサＣより出力側に設けられた電流検出抵抗Ｒｓにより電圧が分割されることを説明する概念図である。 出力側に設けられた一次遅れ素子によるリモートセンスを説明する図である。 電流検出抵抗ＲｓをチョークコイルＬ側に配置した電源システムの構成を例示する概念図である。 電源システムの各部分の出力波形を模式的に説明する概念図である。 第二の実施形態にかかる電源システムの構成概要を説明する構成概念図である。 電源システムの各部の波形を説明する概念図である。 バンドパスフィルタ部の特性を説明する概念図である。 バンドパスフィルタ部の特性パラメータの関係を説明する数式である。 第二の実施形態にかかる電源システムについて、動作と出力値とのシミュレーションに用いた回路を示す概要図である。 図１１に示す回路の出力値をシミュレーションした結果を説明する図である。

実施形態で説明する電源システムは、入力側スイッチをＰＷＭ制御部のパルス駆動によりスイッチング制御するＤＣ／ＤＣコンバータである。ＰＷＭ制御部には、定電圧制御部からのフィードバックが入力され所望の一定電圧の出力となる制御とされるとともに、過電流制御部からのフィードバックが入力されて過電流が生じた場合に安全のための動作制御がされる。

過電流制御部は、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電流を監視し、出力電流が過剰にならないように調整し制御し、仮に出力電流が過剰になった場合には垂下特性等による過電流保護を実行する。実施形態の電源システムにおいては、過電流制御部が監視する出力電流は、コイルと直列に接続された電流検出抵抗による検出値をそのまま用いるのはない。実施形態の電源システムは、電流検出抵抗による検出値から、入力側のスイッチングを制御するＰＷＭ制御部のスイッチングパルスを基に生成した脈動波形（典型的には三角波）を減算した電流を過電流制御部が監視する出力電流とする。

ＰＷＭ制御部のスイッチングパルスから脈動波形を生成するため、この電源システムは、パルスから三角波を生成し、生成した三角波の平均値がゼロとなるように調整するバンドパスフィルタ部と、位相を反転させたり振幅を合わせる利得調整部と、利得調整された三角波を減算処理する差動アンプ部とを備える。

また、バンドパスフィルタ部はＰＷＭ制御部のスイッチングパルスに基づいて三角波を生成するのではなく、ＤＣ／ＤＣコンバータの入力側パルス電圧に基づいて三角波を生成してもよい。バンドパスフィルタ部が、ＤＣ／ＤＣコンバータの入力側パルス電圧に基づいて三角波を生成することで、ＤＣ／ＤＣコンバータの入力側電圧（Ｖｉｎ）を反映した三角波となるので、入力側電圧（Ｖｉｎ）が変動した場合においても、より正確な脈動波形の減算処理が可能となる。

このような構成により実施形態で説明する電源システムは、迅速かつ比較的正確にＤＣ／ＤＣコンバータの出力電流を検出することができる。このため、検出した出力電流を過電流保護回路に入力することで、出力電流の変化に対して応答の速い過電流保護動作が可能な電源システムを実現することができる。

（第一の実施形態）
図１は、第一の実施形態にかかる電源システム１０００の構成概要を説明する構成概念図である。図１に示すように、電源システム１０００は、スイッチングパルス駆動のＤＣ／ＤＣコンバータ方式による直流電源である。

電源システム１０００は、入力電圧Ｖｉｎのオン・オフを切り替え制御する入力側スイッチＳＷと、入力側スイッチＳＷのオン・オフ切り替えをパルス駆動制御するＰＷＭ制御部１６００とを備える。

電源システム１０００は、出力電圧Ｖｏが一定となるように監視し、ＰＷＭ制御部１６００にフィードバック制御する定電圧制御部１５００を備える。また、電源システム１０００は、コイルＬの電流ＩＬを監視し、ＰＷＭ制御部１６００にフィードバック制御する過電流制御部１４００を備える。過電流制御部１４００は、例えば自動復帰垂下方式の過電流保護処理（定電流型、フの字型等）としてもよい。

電源システム１０００は、迅速な応答特性でＤＣ／ＤＣコンバータの出力電流を検出することが可能である。出力電流を速い応答特性で検出するために、電源システム１０００は、バンドパスフィルタ部１１００と利得調整部１２００と差動アンプ部１３００とを備える。

図１に示すようにバンドパスフィルタ部１１００は、ＰＷＭ制御部１６００のスイッチングパルスから反転された三角波を生成し、生成した三角波の平均値がゼロとなるように調整する。また、利得調整部１２００は、位相を反転させたり、反転させた三角波をさらに振幅を合わせるように増幅して利得調整する。また、差動アンプ部１３００は、コイルＬと直列接続された電流検出抵抗Ｒｓの検出値から、利得調整部１２００の出力値（反転増幅され利得調整された三角波）を減算処理して、リプル成分が除去された、すなわち三角波成分が除去された出力電流を演算処理する。

差動アンプ部１３００が算出する電源システム１０００の出力電流は、過電流制御部１４００へと入力される。すなわち、過電流制御部１４００は、差動アンプ部１３００が演算処理する電流値を、電源システム１０００の現実の出力電流として監視する。ここで、減算処理される利得調整部１２００の出力値（Ｖ３）は、バンドパスフィルタ部１１００によりその平均値がゼロに調整されているので、減算処理による実質的な直流成分の電流出力Ｉｏへの影響はない。

これにより、差動アンプ部１３００が演算処理する電流値は、リプル成分を実質的に含まず、ＤＣ／ＤＣコンバータから出力される直流成分の電流値Ｉｏとなるので、ローパスフィルタ等を介さずそのまま用いることが可能となる。このため、過電流制御部１４００は、出力電流の予期せぬ変動に対しても速い応答特性で対応処理することが可能となる。

図１に示すようにバンドパスフィルタ部１１００において、コンデンサＣ１と、コンデンサＣ１に直列接続された抵抗Ｒ１と、を介したスイッチングパルスが、増幅アンプ１１１０の反転入力端子に入力される。また、増幅アンプ１１１０の非反転入力端子は、グラウンドに接地される。増幅アンプ１１１０の出力端子から反転入力端子へと、抵抗Ｒ２とコンデンサＣ２との並列接続を介してフィードバック接続される。

また、図１に示すように利得調整部１２００は、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電流検出抵抗Ｒｓから電流値を検出する検出アンプ１２２０を備える。また、利得調整部１２００は、バンドパスフィルタ部１１００の出力値Ｖ２を、抵抗Ｒ３を介して反転入力端子に入力される増幅アンプ１２１０を備える。増幅アンプ１２１０の非反転入力端子は、グラウンドに接地される。

また、増幅アンプ１２１０の出力端子から反転入力端子へと抵抗Ｒ４を介してフィードバック接続される。従って、増幅アンプ１２１０は、入力された三角波を反転増幅して出力する。なお、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電流検出抵抗Ｒｓから電流値を検出する検出アンプ１２２０は、図１において利得調整部１２００に含まれるものとして記載したが、利得調整部１２００に含めなくてもよい。検出アンプ１２２０の出力値Ｖ１は、差動アンプ部１３００で用いられる。

また、図１において差動アンプ部１３００は、検出アンプ１２２０の出力値Ｖ１を、抵抗Ｒ５を介して非反転入力端子に入力される増幅アンプ１３１０を備える。また、増幅アンプ１２１０の出力値Ｖ３は、抵抗Ｒ６を介して増幅アンプ１３１０の反転入力端子に入力される。

また、増幅アンプ１３１０の出力端子から反転入力端子へと抵抗Ｒ７を介してフィードバック接続される。また、増幅アンプ１３１０の非反転入力端子は、抵抗Ｒ８を介してグラウンドに接地される。

ここで、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電流を検出する電流検出抵抗Ｒｓの配置について、図面に基づいて説明する。図２は、電流検出抵抗Ｒｓを平滑コンデンサＣ（出力コンデンサとも称する）より出力側に設けた例を示す概念図である。

図２に示すように、電流検出抵抗Ｒｓを平滑コンデンサＣ（出力コンデンサとも称する）より出力側に設けると、コイルＬのリプル電流成分、すなわち脈動波形（三角波形とも称する）が低減された電流検知が可能となる。このため、検出アンプ２１０は、現実に負荷に加わる真の直流電流を検出可能である。しかし、この場合においても、検出アンプ２１０の出力値Ｖ１をローパスフィルタ２２０を介することで、ローパスフィルタ２２０の出力値Ｖ２をＤＣ／ＤＣコンバータの出力電流検出値として用いることが好ましい。

一方で、図３に示す負荷Ｒｏが例えば急変した場合等には、平滑コンデンサＣから供給する電流が、電流検出抵抗Ｒｓと負荷Ｒｏとの直列接続に供給されることとなる。このため、負荷Ｒｏに印加されるべき電圧が低減されることとなり、電流検出抵抗Ｒｓにより分割されるように電圧降下が生じる要因となる。図３は、平滑コンデンサＣより出力側に設けられた電流検出抵抗Ｒｓにより、電圧が分割されることを説明する概念図である。

ここで、図３において負荷Ｒｏに印加される真の出力電圧Ｖ１は、下記式（１）のように求められる。

さらに、負荷側にコンデンサＣｏが並列に追加されると、電流検出抵抗ＲｓとコンデンサＣｏとで一次遅れ要因となり、リモートセンスで発振する原因となる。図４は、平滑コンデンサＣの出力側に設けられた一次遅れ素子４１０によるリモートセンスを説明する図である。一次遅れ素子４１０は、直列接続された電流検出抵抗Ｒｓと並列接続されたコンデンサＣｏとからなる。

図４で説明するようなリモートセンスで発振する懸念を低減するために、電流検出抵抗Ｒｓを図５に示すようにチョークコイルＬと直列に接続し、かつ平滑コンデンサＣよりチョークコイルＬ側（非出力側）に配置するのが一般的である。

図５は、電流検出抵抗ＲｓをチョークコイルＬ側（非出力側）に配置した電源システム５００の構成を例示する概念図である。図５に示すように、電源システム５００は、スイッチングパルスによる入力側スイッチのパルス駆動をするＤＣ／ＤＣコンバータ方式による出力電圧Ｖｏの直流電源である。

電源システム５００は、入力電圧Ｖｉｎをオン・オフ切り替え制御して入力側パルス電圧を生成する入力側スイッチＳＷと、入力側スイッチＳＷのオン・オフ切り替えをパルス駆動制御するＰＷＭ制御部１６００とを備える。

電源システム５００は、出力電圧Ｖｏが一定となるように監視し、ＰＷＭ制御部１６００にフィードバック制御する定電圧制御部１５００を備える。また、電源システム５００は、コイルＬを流れるコイル電流ＩＬを監視し、ＰＷＭ制御部１６００にフィードバック制御する過電流制御部１４００を備える。過電流制御部１４００は、例えば自動復帰垂下方式の過電流保護処理（定電流型、フの字型等）としてもよい。

ここで、電源システム５００の過電流制御部１４００は、電流検出抵抗Ｒｓの両端電圧によりコイル電流ＩＬを検出アンプ２１０で検出した値を用いる。検出アンプ２１０が検出するコイル電流ＩＬは、リプル成分、すなわち三角波成分が含まれる。このため、電源システム５００は、検出アンプ２１０の出力Ｖ１を、ローパスフィルタ部２２０を介することにより平坦化する。平坦化されたローパスフィルタ部２２０の出力Ｖ２は、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電流検出値として過電流制御部１４００に入力され監視される。

図６は、電源システム５００の各部分の出力波形を模式的に説明する概念図である。図６（ａ）は、ＰＷＭ制御部１６００が入力側スイッチＳＷをオン・オフ駆動するパルス波形を説明する図である。また、図６（ｂ）は、真の直流成分の出力電流Ｉｏに対してリプル成分ΔＩＬが重畳されたコイル電流ＩＬを説明する図である。

また、図６（ｃ）は、電源システム５００の検出アンプ２１０の出力値Ｖ１と、電源システム５００のローパスフィルタ２２０の出力値Ｖ２とを説明する図である。図６（ａ）に示すように、ＴｏｎとＴｏｆｆとの合計時間Ｔに対して入力側スイッチＳＷがオンとされる期間はＴｏｎのみであるので、出力電圧Ｖｏは下記式（２）のように求められる。

また、図６（ｂ）において、リプル成分ΔＩＬは、下記式（３）に示すように求めることができる。

検出アンプ２１０により検出されたコイル電流ＩＬは、垂下特性による過電流保護及びカレントモード（定電流制御）などに用いることができる。また、コイル電流ＩＬにはリプル成分ΔＩＬが重畳されているが、カレントモードでコイル電流ＩＬを用いる場合にはリプル成分ΔＩＬの存在は大きな問題とはならない。

一方で、垂下特性による過電流保護にコイル電流ＩＬを用いる場合には、リプル成分ΔＩＬが存在すると応答の遅延を招くこととなり、適切な過電流保護処理を阻害する一因となる。特に、ローパスフィルタ部２２０を用いたリプル成分ΔＩＬの除去には、ローパスフィルタ部２２０の時定数に対応するだけの相当の応答遅れが生じる。

そこで、図１に示すように第一の実施形態として例示する電源システム１０００は、ＰＷＭ制御部１６００のパルス信号から、直接にバンドパスフィルタ部１１００で三角波を生成する。すなわち、バンドパスフィルタ部１１００は、入力側スイッチＳＷをオン・オフ駆動するスイッチングパルスの矩形波をフィルタリングして三角波を生成する。

このため、電源システム１０００のバンドパスフィルタ部１１００で生成された三角波は、検出アンプ１２２０で検出されるＤＣ／ＤＣコンバータのコイル電流ＩＬに対して脈動タイミングが比較的正確に一致するものとなる。

換言すれば、電源システム１０００のバンドパスフィルタ部１１００で生成された三角波は、検出アンプ１２２０で検出されるＤＣ／ＤＣコンバータのコイル電流ＩＬと同期し、時間的にずれが生じないのでその後の両者の演算処理において誤差等が生じないので好ましい。

また、ＤＣ／ＤＣコンバータの入力電圧Ｖｉｎが変動した場合でも、電源システム１０００のバンドパスフィルタ部１１００で生成する三角波の出力電圧Ｖ２は影響を受けずに一定となる。一方、ＤＣ／ＤＣコンバータの入力電圧Ｖｉｎが変動した場合には、検出アンプ１２２０で検出するリプル成分を含んだ出力電圧Ｖ１は、ＤＣ／ＤＣコンバータの入力電圧Ｖｉｎの変動が反映された値となる。

このため、差動アンプ部１３００において、コイル電流ＩＬを検出した検出アンプ１２２０の出力値Ｖ１から、利得調整部１２００の増幅アンプ１２１０の出力値Ｖ３を減算した場合に、入力電圧Ｖｉｎの変動に起因して多少の誤差が生じる場合あると考えられる。そこで、入力電圧Ｖｉｎの変動に起因する誤差を低減する上で、さらに好ましい実施形態について以下説明する。

（第二の実施形態）
図７は、第二の実施形態にかかる電源システム７０００の構成概要を説明する構成概念図である。図１に示すように、電源システム７０００は、第一の実施形態と同様のＤＣ／ＤＣコンバータ方式による直流電源である。

図７に示す電源システム７０００においては、図１に示す電源システム１０００と対応する部位には同一の符号を付し、説明の重複を避けるためにここではその説明を省略する。

電源システム７０００においては、バンドパスフィルタ部１１００は、ＰＷＭ制御部１６００のパルス信号を直接用いるのではなく、入力側スイッチＳＷでスイッチングされた入力側パルス電圧を検出して用いる。入力側パルス電圧は、入力電圧Ｖｉｎに比例した値となる。このため、バンドパスフィルタ部１１００の入力ラインは、ＤＣ／ＤＣコンバータの入力電圧Ｖｉｎがパルス化される入力側スイッチＳＷ直後に配置される。その他の構成及び動作処理については、既に図１を用いて説明した電源システム１０００と同様であるので、ここでは説明を省略する。

図８は、電源システム７０００の各部の波形を説明する概念図である。図８（ａ）は、入力側スイッチＳＷをオン・オフ駆動するパルス波形を説明する概念図である。また、図８（ｂ）は、バンドパスフィルタ部１１００の反転された三角波の出力値Ｖ２を説明する概念図である。

また、図８（ｃ）は、電流検出抵抗Ｒｓによりリプル成分を含むコイル電流ＩＬを検出した検出アンプ１２００の出力値Ｖ１を説明する概念図である。また、図８（ｄ）は、利得調整部１２００の増幅アンプ１２１０の出力値Ｖ３を説明する概念図である。増幅アンプ１２１０の出力値Ｖ３は、バンドパスフィルタ部１１００でその平均値がゼロとなるように調整されていることが好ましい。これにより、電源システム７０００は、さらに正確なＤＣ／ＤＣコンバータの出力電流Ｉｏの値を検出することができる。

なお、図８（ｃ）には、差動アンプ部１３００の出力値Ｖ４、すなわち利得調整部１２００の検出アンプ１２２０の出力値Ｖ１から増幅アンプ１２１０の出力値Ｖ３を減算処理した値、も併せて示している。

図８から明らかなように、電源システム７０００の出力電流検出値Ｖ４に相当は、速い応答で遅れがなくかつリプル成分ΔＩＬが除去された検出値である。このため、過電流発生時には、過電流制御部１４００が、適切なタイミングで速やかに垂下特性等の必要な処理を実行することが可能となる。なお、図８を用いた上述の波形の説明は、電源システム１０００においても同様となる。

電源システム７０００と電源システム１０００とで説明した応答の速い出力電流検出値は過電流保護に用いられるだけではなく、他の任意の処理に用いることができる。この場合においても、より正確かつ迅速なＤＣ／ＤＣコンバータの出力電流を検出できるので、全体として早い応答処理が実現できるので好ましい。

図９は、バンドパスフィルタ部１１００の特性を説明する概念図である。また、図１０は、バンドパスフィルタ部１１００の特性パラメータの関係を説明する数式である。

（シミュレーション結果）
図１１は、第二の実施形態にかかる電源システム７０００について、動作と出力値とをシミュレーションするために、作成したシミュレーション回路を説明した概要図である。図１１に示すように、シミュレーションにおけるスイッチング周波数ｆｓｗは、１００ｋＨｚとした。

また、図１２は、図１１に示すシミュレーション回路の出力値をシミュレーションした結果を説明する図である。図１２において、ＣＨ１は、リプル成分が含まれるコイルＬ１の電流を示すものであり、すなわち電源システム７０００のコイル電流ＩＬに対応する。

また、ＣＨ２は、抵抗Ｒ１７の電圧を示すものであり、電流検出抵抗Ｒｓにより検出した検出アンプ１２２０の出力値Ｖ１に対応（リプル成分を含む）する。また、ＣＨ３は、抵抗Ｒ１８の電圧を示すものであり、差動アンプ部１３００の出力値Ｖ４に対応する。また、ＣＨ４は、抵抗Ｒ１９の電圧を示すものであり、増幅アンプ１２１０の出力値Ｖ３に対応する。なお、図１２に示すグラフの横軸は時間軸であり、２．５μｓ／ｄｉｖとなる。

図１２に示すシミュレーション結果からは、電源システム７０００の出力電流が正確かつ迅速に検出できていることが確認できる。

上述した説明では、ＤＣ／ＤＣコンバータの垂下特性過電流保護動作をする電源システム１０００，７０００として説明したが、過電流保護動作に限定されることはなく、検出電流の用途・応用範囲は任意のものとできる。

また、上述の電源システム１０００と電源システム７０００とは、各実施形態での説明に限定されるものではなく、自明な範囲で構成を適宜変更してもよく、また自明な範囲で動作と処理とを適宜変更してもよい。

本発明は、例えばＤＣ／ＤＣコンバータの並列運転時に各ＤＣ／ＤＣコンバータの電流を同期させて駆動する場合にも適用することができる。各ＤＣ／ＤＣコンバータの電流を迅速かつ正確に検知することが可能となるので、各ＤＣ／ＤＣコンバータ間の電流バランスへの調整・対応能力が向上する。

従って、ＤＣ／ＤＣコンバータの並列運転時に例えば負荷が急変した場合においても、負荷に近接するＤＣ／ＤＣコンバータの電圧のみが降下するような不均衡な状況を回避し、迅速に適切な処理をすることが可能となる。これにより、全体として電流バランスが常に良好なＤＣ／ＤＣコンバータの並列運転を実現できる。

本発明は、ＤＣ／ＤＣコンバータの電流検出装置とＤＣ／ＤＣコンバータの過電流保護装置と電源システム等に幅広く利用できる。

１０００・・電源システム、１１００・・バンドパスフィルタ部、１１１０，１２１０，１３１０・・増幅アンプ、１２００・・利得調整部、１２２０・・検出アンプ、１３００・・差動アンプ部、１４００・・過電流制御部、１５００・・定電圧制御部、１６００・・ＰＷＭ制御部。

Claims (12)

1. ＤＣ／ＤＣコンバータの電流検出装置において、
   ＤＣ／ＤＣコンバータの入力側スイッチを駆動するスイッチングパルスから脈動波形を生成するバンドパスフィルタ部と、
   前記バンドパスフィルタ部で生成した前記脈動波形の利得を調整する利得調整部と、
   前記ＤＣ／ＤＣコンバータのチョークコイルの電流から、前記利得調整部で利得を調整された脈動波形を減算する差動アンプ部と、を備える
   ことを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータの電流検出装置。
2. 請求項１に記載のＤＣ／ＤＣコンバータの電流検出装置において、
   前記バンドパスフィルタ部は、前記脈動波形の平均値がゼロとなるように調整する
   ことを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータの電流検出装置。
3. ＤＣ／ＤＣコンバータの電流検出装置において、
   ＤＣ／ＤＣコンバータの入力電圧から脈動波形を生成するバンドパスフィルタ部と、
   前記バンドパスフィルタ部で生成した前記脈動波形の利得を調整する利得調整部と、
   前記ＤＣ／ＤＣコンバータのチョークコイルの電流から、前記利得調整部で利得を調整された脈動波形を減算する差動アンプ部と、を備える
   ことを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータの電流検出装置。
4. 請求項３に記載のＤＣ／ＤＣコンバータの電流検出装置において、
   前記バンドパスフィルタ部は、前記脈動波形の平均値がゼロとなるように調整する
   ことを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータの電流検出装置。
5. 請求項１乃至請求項４のいずれか一項に記載のＤＣ／ＤＣコンバータの電流検出装置の検出値を、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電流値としてモニターして垂下方式の過電流保護をする
   ことを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータの過電流保護装置。
6. 入力側スイッチのオン・オフにより動作するＤＣ／ＤＣコンバータと、
   前記ＤＣ／ＤＣコンバータの前記入力側スイッチをパルス駆動するＰＷＭ制御部と、
   前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧が一定になるように前記ＰＷＭ制御部にフィードバックする定電圧制御部と、
   請求項１乃至請求項４のいずれか一項に記載のＤＣ／ＤＣコンバータの電流検出装置と、
   前記ＰＷＭ制御部に対して前記定電圧制御部と並列とされ、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの電流検出装置の検出値を、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電流値としてモニターして垂下方式の過電流保護をするように前記ＰＷＭ制御部にフィードバックする過電流制御部と、
   を備えることを特徴とする電源システム。
7. ＤＣ／ＤＣコンバータの電流検出方法において、
   ＤＣ／ＤＣコンバータの入力側スイッチを駆動するスイッチングパルスから脈動波形を生成するフィルタ工程と、
   前記フィルタ工程で生成した前記脈動波形の利得を調整する利得調整工程と、
   前記ＤＣ／ＤＣコンバータのチョークコイルの電流から、前記利得調整工程で利得を調整された脈動波形を減算する減算工程と、を有する
   ことを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータの電流検出方法。
8. 請求項７に記載のＤＣ／ＤＣコンバータの電流検出方法において、
   前記フィルタ工程は、前記脈動波形の平均値がゼロとなるように調整する
   ことを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータの電流検出方法。
9. ＤＣ／ＤＣコンバータの電流検出方法において、
   ＤＣ／ＤＣコンバータの入力電圧から脈動波形を生成するフィルタ工程と、
   前記フィルタ工程で生成した前記脈動波形の利得を調整する利得調整工程と、
   前記ＤＣ／ＤＣコンバータのチョークコイルの電流から、前記利得調整工程で利得を調整された前記脈動波形を減算する減算工程と、を有する
   ことを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータの電流検出方法。
10. 請求項９に記載のＤＣ／ＤＣコンバータの電流検出方法において、
    前記フィルタ工程は、前記脈動波形の平均値がゼロとなるように調整する
    ことを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータの電流検出方法。
11. 請求項７乃至請求項１０のいずれか一項に記載のＤＣ／ＤＣコンバータの電流検出方法による検出値を、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電流値としてモニターして垂下方式の過電流保護をする
    ことを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータの過電流保護方法。
12. 入力側スイッチのオン・オフにより動作するＤＣ／ＤＣコンバータと、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの前記入力側スイッチをパルス駆動するＰＷＭ制御部と、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧が一定になるように前記ＰＷＭ制御部にフィードバックする定電圧制御部とを備える電源システムの駆動方法において、
    請求項７乃至請求項１０のいずれか一項に記載のＤＣ／ＤＣコンバータの電流検出方法による検出値を、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電流値としてモニターする電流モニター工程と、
    前記電流モニター工程での電流モニターに基づき、垂下方式の過電流保護をするように、前記ＰＷＭ制御部に対して前記定電圧制御部と並列入力にフィードバックする過電流制御工程と、
    を有することを特徴とする電源システムの駆動方法。

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